JP7445666B2 - ドップラーシフトがある場合の超音波エコー処理 - Google Patents

Description

超音波測距は種々の応用例において用いられている。例えば、オートモーティブ用途において、超音波トランスデューサは自動車のバンパに配置される。トランスデューサは超音波信号を発する。発せられた超音波信号は、近くにオブジェクトが実際に存在する場合、そのオブジェクトで反射し、反射した信号がトランスデューサによって感知される。超音波信号の往復時間（round-trip time）を測定して、オブジェクトまでの距離が判定され得る。

超音波検出回路の一例は、超音波トランスデューサを介して送信されるべき送信信号をデシメートするデシメータを含む。送信信号は、第１及び第２のテンプレート信号を生成するためにデシメートされる。デシメータは、第２のテンプレート信号とは異なったデシメーション比を用いて第１のテンプレート信号を生成する。また、この回路は、超音波トランスデューサから導出された信号を第１のテンプレート信号と相関させるための第１の相関器と、超音波トランスデューサから導出された信号を第２のテンプレート信号と相関させるための第２の相関器と、第１の相関器からの出力及び第２の相関器からの出力に基づいてドップラー周波数シフトを判定するためのドップラーシフト判定回路とを含む。

記載される例に従ったオブジェクトまでの距離を測定するための超音波センサを備えた自動車を図示する。

記載される例に従った、超音波トランスデューサと対応する回路要素のブロック図である。

記載される例に従った超音波トランスデューサと共に使用可能な回路要素の一部を示す。

異なるテンプレートを用いる異なる相関器からの包絡線波形を図示する。 異なるテンプレートを用いる異なる相関器からの包絡線波形を図示する。

相関器波形のピーク比とドップラーシフトとの間の関係の一例を示す。

相関器の一例を図示する。

一例に従った包絡線検波器を示す。

デシメータの一例を示す。

上述のように、反射した超音波信号は、超音波トランスデューサによって検出され、往復時間を測定するために用いられ、それによって、超音波信号を反射したオブジェクトまでの距離を判定する。超音波トランスデューサと超音波信号を反射するオブジェクトとの間の相対速度がゼロである（例えば、オブジェクトに対して自動車が静止している）場合、往復時間は容易に且つ正確に判定することができる。しかしながら、超音波トランスデューサとオブジェクトとの間の相対速度がゼロ以外の場合、受信した超音波信号にドップラーシフトが生じる。従って、受信した超音波信号の周波数は、最初の所でトランスデューサによって送信された周波数とは異なったものとなる。トランスデューサとオブジェクトとの間の距離が時間とともに増大すると、受信した超音波信号の周波数は、送信信号の周波数よりも低くなり、逆も同様である。トランスデューサとオブジェクトとの間の相対的な速度は、自動車が静止オブジェクトから離れて又は静止オブジェクトに向かって移動すること、オブジェクトが移動している可能性があり、自動車が静止している可能性があること、又は、自動車とオブジェクトとの両方が動いている可能性があることに起因し得る。

上述したように、超音波測距システムのための一つの応用例は自動車のためのものであるが、超音波に基づく距離測定システムの使用のために他の応用例も同様に可能である。図１は自動車１００を図示する。この自動車は、前方バンパ及び後方バンパの一方又は両方に一つ又は複数の超音波トランスデューサを含む。図１の例では、４つの超音波トランスデューサ１０５が示されている。各バンパにおけるトランスデューサの数は、他の例において４以外であってもよい。超音波トランスデューサは、本明細書では簡潔にするためトランスデューサとも称する。幾つかの例において、トランスデューサ１０５として超音波トランスデューサが用いられるが、他の場合において、超音波トランスデューサ以外のトランスデューサを用いることもできる。各超音波トランスデューサは、特定の周波数で音波を発し、その後、オブジェクト（例えば、オブジェクト１２０）で反射してトランスデューサに戻ってきた後に、音波の反射を検出する。音は、約３４４メートル／秒（１１２９フィート／秒）で空中を伝播することが知られている。トランスデューサから音が最初に出たときと、反射音波がトランスデューサで検出されたときとの間に経過する時間は、トランスデューサに結合された回路要素によって測定され得る。総往復距離は、音速と測定時間の積である。トランスデューサとオブジェクトとの間の距離（例えば、図１のＤ１）は、次式で与えられる。
距離＝（音速×時間）／２
広範囲の周波数のいずれも、トランスデューサ１０５によって生成される音波（本明細書では「音信号」とも称する）に用いることができるが、幾つかの例において、音波は人間が通常聞くことができる周波数を上回る周波数を有する。例えば、音波は２０，０００Ｈｚよりも高い周波数を有し得るが、２０，０００Ｈｚよりも低い周波数も同様にあり得る。一例では、周波数は５０ＫＨｚであり、発せられる音波は５０ＫＨｚ信号の複数のパルス（例えば、１５～２０パルス）を含む。

幾つかの実装では、トランスデューサ１０５は、同じ周波数（例えば、５０ＫＨｚ）を発するが、逐次的にそうする。すなわち、一つのトランスデューサ１０５が音信号を発し、次のトランスデューサ１０５が音信号を発することが許可されるまで、反射のために所定の時間待機する。他の実装において、各トランスデューサ１０５によって異なる信号シグネチャが実装される。例えば、各トランスデューサによる使用のため、固有の方式で（例えば、周波数変調を用いて）５０ＫＨｚが変調され得る。一例では、所与の音バースト（「チャープ」とも称する）を生成するために用いられる周波数が、第１の周波数と第２の周波数との間の範囲を有し、そのため、Δｆと称する差異を有し得る。従って、全てのトランスデューサ１０５は、それらの音信号を同時に発することができる。発せられた各音信号は、特定のトランスデューサ１０５に対して一意的に符号化されるので、反射された音信号も同様に一意的であり、各トランスデューサに接続された回路要素によって容易に区別される。

記載される例は、超音波トランスデューサに対して移動しているオブジェクトに対するドップラーシフトを判定することができる超音波感知システムに向けられている。このシステムは、トランスデューサとオブジェクトとの間の音波の往復時間を判定し、ドップラーシフトを判定し、測定された時間をドップラーシフトについて補正する。測定されたドップラーシフトは、更に又は代替として、オブジェクトがセンサの近くに近づいているか又はセンサから離れているという、メッセージ、警告、アナウンスなどを生成するために用いることができる。

図２は多重トランスデューサ１０５を図示しており、各トランスデューサ１０５は、それぞれのトランスデューサを動作させる、対応する超音波感知回路２００に結合されている。超音波感知回路２００はドライバ２０２を含む。ドライバ２０２は、電気信号２２５を生成し、これは、トランスデューサ１０５によって音信号２３０に変換される。また、ドライバ２０２は、タイマー２０４に制御信号２０３をアサートして、時間を測定するためにタイマー２０４を開始させる。一例において、タイマー２０４は、制御信号２０３によって開始されると、周期的クロック信号のパルスをカウントする。また、各トランスデューサ１０５は、音信号２４０（例えば、オブジェクト１２０によって反射される音信号）を受け取り、受け取った音信号２４０を電気信号２４４に変換することができる。超音波検出回路２１０が、電気信号２４４（これは反射された音信号２４０を示す）を受信して処理する。超音波検出回路２１０は、電気信号２４４を処理して、反射された音信号がいつトランスデューサ１０５によって受信されたかを判定する。反射された音信号がトランスデューサによって受信されたと判定することに応答して、超音波検出回路２１０は、出力信号２１１をピーク検出器２１４へ生成する。次いで、信号２１１において検出されたピークを示す信号が、タイマー２０４への制御信号２１７として用いられて、タイマーに時間の測定を停止させる（例えば、周期的クロック信号のパルスのカウントを停止させる）。そのため、タイマー２０４のカウント値（ＣＯＵＮＴ）は、音信号２３０がトランスデューサ１０５によって発せられたときと、反射された音信号２４０がトランスデューサによって受信されたときとの間に経過した時間を示す。そのため、タイマー２０４のカウント値は、オブジェクトまでの距離を示す。

超音波検出回路２１０はまた、反射された音信号に関連するドップラー周波数（Ｆｄ）を判定する。超音波検出回路２１０は、ドップラー周波数を示す信号２１３を生成する。信号２１３は、Ｆｄを符号化し得るか、又はその他の方式でＦｄを示し得る。この例では、超音波感知回路２００は、超音波検出回路によって判定されたドップラー周波数Ｆｄに基づいてタイマー２０４からの時間測定（ＣＯＵＮＴ）を補正する補正回路２１５も含む。補正回路２１５からのドップラーシフト補正された時間値を用いて、例えば、トランスデューサ１０５とオブジェクト１２０との間のゼロ以外の相対速度によって生じるドップラーシフトがある場合のオブジェクトまでの距離Ｄ１を判定し、オブジェクトまでの距離が小さくなっているか又は大きくなっているか等を示すことができる。

図３は、超音波検出回路２１０の例示の実装を示す。この例において、超音波検出回路２１０は、増幅器３０２、アナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）３０４、相関器３０６及び３０８、包絡線検波器３１０及び３１２、デシメータ３１４、コンパレータ３１６及び３２１、閾値マップ３１８及び３２６、並びにドップラーシフト判定回路３２５を含む。増幅器３０２は、トランスデューサ１０５からの入力信号２４４を増幅し、増幅された信号をＡＤＣ３０４に供給し、ＡＤＣ３０４は、増幅されたアナログ信号をデジタル表現に変換する。次いで、トランスデューサ１０５から導出された信号を含むＡＤＣ３０４からのデジタル表現は、相関器３０６によって、デシメータ３１４によって生成されたテンプレート信号ＴＥＭＰＬＡＴＥ＿１と相関され、相関器出力信号３０７が生成される。同様に、相関器３０８は、ＡＤＣ３０４からのデジタル表現を、同じくデシメータ３１４によって生成されたテンプレート信号ＴＥＭＰＬＡＴＥ＿２と相関させて、相関器出力信号３０９を生成する。例えば、包絡線検波器３１０及び３１２の使用を介して、ドップラーシフト判定回路３２５は、相関器３０６及び３０８からの出力信号３０７及び３０９に基づいて、ドップラー周波数シフトを判定する。

包絡線検波器３１０は、相関器３０６からの出力信号３０７の包絡線に対応する出力信号３１１を生成する。包絡線検波器３１２は、相関器３０６からの出力信号３０９の包絡線に対応する出力信号３１３を生成する。この例において、包絡線検波器３１０からの出力信号３１１は、コンパレータ３１６によって閾値マップ３１８と比較されてコンパレータ出力信号３１７を生成し、包絡線検波器３１２からの出力信号３１３は、コンパレータ３２１によって閾値マップ３２６（これは閾値マップ３１８と同じであり得る）と比較されてコンパレータ出力信号３２３を生成する。閾値マップ３１８及び３２６は、信号包絡線が閾値を上回るときに有効オブジェクトを示す時変閾値を定義する。幾つかの例において、閾値マップ３２６は閾値マップ３１８と同じである。閾値は、所定の距離での予期されるノイズ又は偽エコーを上回るように設定される。例えば、閾値マップ３１８は、オブジェクトの偽検出を回避するように定義することができる。包絡線検波器３１０からの出力信号３１１が閾値マップからの信号を超える場合、コンパレータ出力信号２１１は、時間的にその瞬間にオブジェクトが検出されたことを示すものとしてアサートされる。上述したように、信号２１１のアサートは、図２のタイマー２０４を止めて、それによって超音波信号の往復時間の推定を生成するために用いられる。次いで、上述したようにタイマー２０４からのカウント出力に基づいて、距離Ｄ１の推定を行うことができる。

ドップラーシフト判定回路３２５は、相関器３０６及び３０８からの出力信号３０７及び３０９に基づいてドップラー周波数Ｆｄを判定する。一例では、ドップラーシフト判定回路３２５は、包絡線３１０からの出力信号３１１と包絡線検波器３１２からの出力信号３１３との比に基づいてＦｄを判定する。この比は、信号３１１のピークを信号３１３のピークで割ったもの（又はその逆）として計算することができる。補正回路２１５（図２）は、測定された時間値をドップラー周波数Ｆｄを用いて補正する。

送信された音信号ｘ（ｔ）に対して、受信エコーはｙ（ｔ）=ｘ（ｔ－ｔ_ｄ）である。静止オブジェクト１２０（すなわち、オブジェクトがトランスデューサ１０５に対して移動していない）の場合、ｔ_ｄ＝（２×Ｒ０）／ｃであり、ここで、Ｒ０は距離であり、ｃは音速（例えば、３４４メートル／秒（１１２９フィート／秒））である。トランスデューサ１０５に対して一定の速度νを有する移動オブジェクトの場合、ｔ_ｄ＝（２×Ｒ０＋２νｔ）／ｃであり、ここで、Ｒ０は時間ｔ=０における距離である。主な問題点はエコーに対するドップラーシフトの影響であり、したがって分析の目的のために、Ｒ０を０に等しく設定することができる。したがって、ドップラーシフトを伴う受信信号は、次のように表すことができる。
ドライバからの送信クロック周波数（つまり、トランスデューサへのドライバの信号の周波数）は、相関器のクロック周波数（図３のＣＯＲＲ ＣＬＫ）よりも高い周波数である。デシメータ３１４は、ドライバ２０２からの電気信号２２５をデシメートして、ＴＥＭＰＬＡＴＥ＿１及びＴＥＭＰＬＡＴＥ＿２を生成する。これら２つのテンプレートは異なるデシメーション比を用いて生成され、各テンプレートを生成するために用いられるデシメーション比は、オブジェクトとトランスデューサ１０５との間の仮定された相対速度に基づく。デシメータへの入力は、送信クロック周波数（ＴＸ ＣＬＫ ＦＲＥＱ）、相関器クロック周波数（ＣＯＲＲ ＣＬＫ ＦＲＥＱ）、及びテンプレートの各々について用いられる相対速度値（図３の例ではＲＥＬ＿ＶＥＬ＿１及びＲＥＬ＿ＶＥＬ＿２）を含む。これらの値は、超音波感知システム２００内にプログラムすることができる。一例において、ＴＸ ＣＬＫ ＦＲＥＱ、ＣＯＲＲ ＣＬＫ ＦＲＥＱ、ＲＥＬ＿ＶＥＬ＿１、及びＲＥＬ＿ＶＥＬ＿２のいずれか又はすべてが、超音波感知システム２００内の一つ又は複数のレジスタにプログラムされる。

一つの例では、ＲＥＬ＿ＶＥＬ＿１はＲＥＬ＿ＶＥＬ＿２と、符号が異なるが同じ絶対値になることがある。例えば、ＲＥＬ＿ＶＥＬ＿１は＋１５ｋｍ／時間であり、ＲＥＬ＿ＶＥＬ＿２は－１５ｋｍ／時間である。正の速度は、オブジェクト１２０及びトランスデューサ１０５が互いから離れて移動していることを意味し得、一方、負の速度は、オブジェクト及びトランスデューサが互いに向かって移動していること、又はその逆を意味し得る。相対速度の絶対値は同じである必要はない。例えば、ＲＥＬ＿ＶＥＬ＿１は＋２０ｋｍ／時間であり得、ＲＥＬ＿ＶＥＬ＿２は－１５ｋｍ／時間であり得る。さらに別の例において、両方の相対速度の符号は同じであってもよく、それらの大きさは異なっていてもよい。

デシメータ３１４によって生成される各テンプレートのデシメーション比は、次式によって与えられる。

ここで、νは、所与のテンプレートについて用いられるべき相対速度である。図４及び図５は、相関器３０６及び３０８の各々について異なるテンプレートテンプレートが用いられる場合の、包絡線検波器３１０及び３１２からの出力信号の例を提供する。図４の包絡線波形４０２は、包絡線検波器３１０からの出力信号３１１を表し得、一方、図５の包絡線波形５０２は、包絡線検波器３１２からの出力信号３１３を表し得る。相関器３０６に提供されたテンプレートＴＥＭＰＬＡＴＥ＿１は、相関器３０８に提供されたテンプレートＴＥＭＰＬＡＴＥ＿２を生成するために用いられたもの（例えば、ＲＥＬ＿ＶＥＬ＿２）とは異なった相対速度（例えば、ＲＥＬ＿ＶＥＬ＿１）に基づいて判定された。各包絡線波形４０２、５０２は、それぞれ、異なるピーク振幅４０２及び５０２を有する。何故ならば、テンプレートの各々に相関される受信信号は、他方に対して一方のテンプレートを生成するために用いられる相対速度により近い、オブジェクトとトランスデューサとの間のゼロ以外の相対速度があった例に起因するからである。図４及び図５の例では、図５のピーク振幅５１０は図４のピーク振幅４１０のものよりも高い。この差は、トランスデューサ１０５によって受信された信号が、相関器３０６についてのＴＥＭＰＬＡＴＥ＿１の場合よりも、相関器３０８についてのＴＥＭＰＬＡＴＥ＿２を生成するために用いられた相対速度により近かった、オブジェクトとトランスデューサとの間の非ゼロの相対速度に関係していることを示している。

包絡線波形内のピークの位置は、アップチャープが実装されているか又はダウンチャープが実装されているかに基づいて判定され得る。アップチャープでは、超音波信号の周波数が増加し、ダウンチャープでは周波数が減少する。線形アップチャープ（周波数が時間に対して線形に増加する）の場合、エコーの開始に対する時間のピークの位置は
として判定され得る。ここで、Ｎは各超音波音バーストを形成するパルスの数であり、Ｆｔはトランスデューサ周波数であり、Ｆｍは対応するテンプレートを生成するために用いられる相対速度に関連する周波数シフトであり、Δｆは、各超音波チャープ信号を生成するために用いられる周波数の範囲である。所望のドップラー周波数範囲をカバーするようにＦｍが選択される。例えば、ドップラー周波数範囲が－Δｆ／２から＋ΔＦ／２までである場合、ＦｍはΔｆ／４と一致するように設定され得、Ｆｍの別の値は－Δｆ／４である。線形アップチャープの場合、正のドップラーシフトＦｄがあるとき、包絡線ピークは、より早い時間に存在する（正の符号が、オブジェクトとトランスデューサが互いに近づいていることを意味すると仮定する）。逆に、負のドップラーシフトの場合、包絡線ピークは後の時間に存在する。

線形ダウンチャープの場合、包絡線波形のピークの位置は、
と判定され得る。線形ダウンチャープの場合、正のドップラーシフトＦｄがあるとき、包絡線ピークは後の時間に存在する（正の符号がオブジェクトとトランスデューサが互いに近づいていることを意味すると仮定する）。逆に、負のドップラーシフトの場合、包絡線ピークはより早い時間に存在する。

ドップラー周波数Ｆｄを推定する一つのやり方は、一つの線形アップチャープ信号を伝送し、次のようにタイムオブフライト（ＴＯＦ１）を計算することである。
次に、一つの線形ダウンチャープ信号が伝送され得、第２のタイムオブフライト（ＴＯＦ２）が次のように計算され得る。
ＴＯＦ２からＴＯＦ１を差し引くと、次のようになる。
Ｎ、Ｆｔ、及びΔｆは既知であるので、Ｆｄは容易に計算され得る。しかしながら、このアプローチは、２つのタイムオブフライト測定値の間、オブジェクトが比較的静止していると仮定している。

テンプレートが正の周波数Ｆｍだけシフトされる場合、包絡線ピークは後の時間に現れ、テンプレートが負の周波数Ｆｍだけシフトされる場合、包絡線ピークはより早い時間に現れる。各々が、異なった相対速度及びそのため異なったドップラーシフトを用いて判定される、複数のテンプレートを用いることによって、相関器の出力のピークの比は、次のように表され得る。
ここで、αはピークの比であり、Ｆｍ１はＴＥＭＰＬＡＴＥ＿１を生成するために用いられる相対速度に対応するドップラーシフト周波数であり、Ｆｍ２はＴＥＭＰＬＡＴＥ＿２を生成するために用いられる相対速度に対応するドップラーシフト周波数である。上の式では、Δｆ、Ｆｍ１、及びＦｍ２が既知であり、したがって、包絡線ピークの比はドップラーシフトの関数である。図６は、ピーク振幅の比とドップラーシフトとの間の関係の例６００を示す。６０２で示されるように比が１である場合、ピーク振幅は同じであり、対応するドップラーシフトは０である。例えば、１．７５（６０４）の比は、１ＫＨｚの正のドップラーシフトに対応し、０．６の比は、－１ＫＨｚの負のドップラーシフトに対応する。

図６に示すような曲線は、一般に、３つの区分（Ｆｄ＞＝Ｆｍ１、Ｆｍ１＞Ｆｄ＞＝Ｆｍ２、及びＦｄ＜Ｆｍ２）に分割され得る。曲線のこれら３つの区分は、以下のようにＦｄを計算するために用いることができる（Ｆｍ１=Ｆｍ及びＦｍ２＝－Ｆｍと仮定する）。

ピーク振幅の比とドップラーシフトとの間の関係は、判定され得、例えば、ルックアップテーブルとして、超音波感知システム２００内のストレージにプログラムされ得る。

ここで再び図３を参照すると、ドップラーシフト判定回路３２５は、包絡線検波器出力信号３１１及び３１３を受信し、包絡線検波器の出力信号からのピークを判定し、ピークの比を計算する。次いで、この比を用いて、ドップラーシフト判定回路３２５内に実装されたルックアップテーブル又は他の構造又はメカニズムを用いてドップラー周波数Ｆｄを判定し、この比からドップラー周波数が導出され得る。

訂正回路２１５は、ドップラー周波数Ｆｄから導出された時間量（又は時間量を表す値）をタイマーカウント値に加算するか、又はタイマーカウント値から減算することによって、タイマー２０４からのカウント値を訂正する。一例において、加算又は減算する時間量は、訂正回路によって、線形アップチャープ信号についてはΔＴ＝Ｎ（Ｆ_ｄ／Δｆ）、線形ダウンチャープ信号についてはΔＴ＝－Ｎ（Ｆ_ｄ／Δｆ）として判定される。

イネーブルされると、ドップラータイムオブフライト（ＴＯＦ）補償を用いて、ドップラー情報に基づいてピーク位置補償が適用され得る。幾つかの例において、イネーブル信号が、シリアルインタフェースによってアクセス可能な内部レジスタを介して構成され得る。イネーブル信号は、ドップラーＴＯＦ補償をイネーブルするために用いられ得る。ＴＯＦはピーク位置からの推定されたタイムオブフライトである。
・線形アップチャープ（すなわち、チャープ中の周波数上昇）の場合、ＴｏＦ+Ｎ×１／Ｆｔ×（Ｆｄ－Ｆｍ）／Δｆ
・線形ダウンチャープ（すなわち、チャープ中の周波数低下）の場合、ＴｏＦ－Ｎ×１／Ｆｔ×（Ｆｄ－Ｆｍ）／Δｆ

図７は相関器３０６の例を示すが、この例示の実装は相関器３０８にも用いることができる。この例において、相関器３０６は、ＡＤＣ３０４の出力が流れる一連の遅延バッファ７００と、ＴＥＭＰＬＡＴＥ＿１が流れる一連の対応する遅延バッファ７２０とを含む。各遅延バッファ７００、７２０は、他の遅延バッファと同量の時間遅延を実装し得る。対応する遅延バッファ７００、７２０の出力は、乗算器７１０によって示されるように共に乗算され、乗算器７１０の出力は加算器７２５によって共に加算されて、相関器出力３０７を生成する。所与の時間の瞬間における相関器出力３０７は、受信音信号２４４（例えば、ＡＤＣ３０４の出力）が、その特定の時間の瞬間における送信された音信号２３０に基づく予期される音信号とどれだけ密接に一致するかを示すマルチビットデジタル信号である。

相関器出力３０７及び３０９は、それぞれ、包絡線検波器３１０及び３１２に供給される。各包絡線検波器は、対応するコンパレータの出力の包絡線（ピークなど）を概して追跡する出力信号を生成する。図８は包絡線検波器３１０の例示の実装を示すが、この例示の実装は包絡線検波器３１２にも用いることができる。この包絡線検波器の例は、ヒルベルトフィルタ８０２及び絶対値回路８０４を含む。実際の入力信号ｘｒに対して、ヒルベルトフィルタは複素解析信号ｘｒ+ｊ×ｘｉを生成し、ここで、
であり、ｘｉは９０度の位相シフトを持つ信号ｘｒである。複素解析信号の絶対値｜ｘｒ+ｊ×ｘｉ|は、信号ｘｒの包絡線である
と定義される。

幾つかの例において３つ以上の相関器を実装することができる。例えば、３つの相関器がある場合、相関器１及び２のピーク値間の比を計算して、Ｆｄの一つの値を得ることができる。相関器２及び３のピーク値間の比は、Ｆｄの別の値を得るために計算され得る。Ｆｄの最終推定値はこれら２つの値の平均である。

図９は、デシメータ３１４の一例を示す。図９の例示のデシメータは、カウンタ９０２及び９１２と、デシメーション比計算器９１０及び９２０と、トライステートバッファ９３０及び９４０と、ＴＥＭＰＬＡＴＥ＿１ストレージバッファ９５０と、ＴＥＭＰＬＡＴＥ＿２ストレージバッファ９６０とを含む。デシメーション比計算器９１０に関連するのは、加算器９１１及び９１４、量子化器（Ｑ）９１９（出力が整数である丸め関数）、及び逆数Ｚ変換回路９１３（これは、後に来る信号のためのユニットサンプル遅延を表し、したがって遅延要素とも称する）である。同様に、デシメーション比計算器９２０に関連するのは、加算器９２１及び９２４、Ｑ９２２、及び逆数Ｚ変換回路９２３である。

デシメーション比計算器９１０は、ＴＥＭＰＬＡＴＥ＿１に対するデシメーション比を計算し、デシメーション比計算器９２０は、ＴＥＭＰＬＡＴＥ＿２に対するデシメーション比を計算する。各デシメーション比計算器９１０、９２０の出力は、対応するカウンタ９０２、９１２の各々に対するカウンタ周期として用いられる。各デシメーション比計算器９１０、８２０の出力は、各カウンタのための最初のカウント値又は末端のカウント値を構成するために用いられてもよい。カウンタは、カウントアップカウンタであってもカウントダウンカウンタであってもよい。各カウンタ９０２、９１２は、ドライバ２０２に内にあり、周波数がＴＸ＿ＣＬＫ＿ＦＲＥＱであるトランスミッタクロック（ＴＸクロック）のエッジをカウントする。各カウンタは、最初のカウント値から末端のカウント値までカウントする。末端のカウント値が生じると、それぞれのカウンタ９０２、９１２は、出力信号（例えば、パルス）をアサートして、対応するトライステートバッファ９３０に、ドライバ２０２から対応するテンプレートストレージバッファ９５０、９６０への電気信号２２５の現在の状態を渡す。ＴＥＭＰＬＡＴＥ＿１は、ＴＥＭＰＬＡＴＥ＿１ストレージバッファ８５０によって提供され、ＴＥＭＰＬＡＴＥ＿２は、ＴＥＭＰＬＡＴＥ＿２ストレージバッファ９６０によって提供される。

デシメーション比は、整数又は分数であり得る。分数として、カウンタの周期を用いることはできない。代わりに、加算器９１１／９１４、Ｑ９１９及び逆数Ｚ変換回路９１３を用いて、遅延ループを介する誤差信号を維持し誤差信号を次のカウンタ値に追加しながら、デシメーション比を整数値に丸める。例えば、デシメーション比が４０．５である場合、所望のカウンタ周期は、４１、４０、４１、４０、４１、４０などである。

本明細書では、「結合する」という用語は、間接的又は直接的な有線又は無線接続のいずれかを意味する。したがって、第１のデバイスが第２のデバイスに結合する場合、その接続は、直接的接続を介するもの、又は他のデバイス及び接続を介した間接的接続を介するものであり得る。また、本明細書では「～に基づく」という記載は、「少なくとも部分的に～基づく」ことを意味する。したがって、ＸがＹに基づく場合、Ｘは、Ｙ及び任意の数の他の要因の関数であり得る。

本発明の特許請求の範囲内で、説明した例示の実施例に改変が成され得、他の実施例が可能である。

Claims (20)

1. 超音波感知システムであって、
   超音波トランスデューサに結合されるように適合されるデシメータであって、前記超音波トランスデューサを介する送信のための送信信号をデシメートすることによって第１及び第２のテンプレート信号を生成するように構成され、前記第１のテンプレート信号が第１のデシメーション比を用いて前記デシメータによって生成され、前記第２のテンプレート信号が前記第１のデシメーション比とは異なる第２のデシメーション比を用いて前記デシメータによって生成される、前記デシメータと、
   前記デシメータに結合される第１の相関器であって、第１のテンプレート信号を前記超音波トランスデューサから導出される信号と相関させることによって第１の出力信号を生成するように構成される前記第１の相関器と、
   前記デシメータに結合される第２の相関器であって、前記超音波トランスデューサから導出される信号を前記第２のテンプレート信号と相関させることによって第２の出力信号を生成するように構成される、前記第２の相関器と、
   前記第１及び第２の出力信号に基づいてドップラー周波数シフトを判定するように構成されるドップラーシフト判定回路と、
   を含む、超音波感知システム。
2. 請求項１に記載の超音波感知システムであって、
   前記ドップラーシフト判定回路が、前記第１の出力信号のピークと前記第２の出力信号のピークとの比を判定するように更に構成される、超音波感知システム。
3. 請求項２に記載の超音波感知システムであって、
   前記ドップラーシフト判定回路が、前記比に基づいて前記ドップラー周波数シフトを判定するように更に構成される、超音波感知システム。
4. 請求項１に記載の超音波感知システムであって、
   前記第１の相関器に結合される第１の包絡線検波器であって、前記第１の出力信号の包絡線を表す出力信号を生成するように構成される、前記第１の包絡線検波器と、
   前記第２の相関器に結合される第２の包絡線検波器であって、前記第２の出力信号の包絡線を表す出力信号を生成するように構成される、前記第２の包絡線検波器と、
   を更に含む、超音波感知システム。
5. 請求項４に記載の超音波感知システムであって、
   前記ドップラーシフト判定回路が、前記第１及び第２の包絡線検波器の出力信号のピークの比に基づいて前記ドップラー周波数シフトを判定するように構成され、
   前記超音波感知システムが、
   タイマーと、
   前記比に基づいて前記タイマーの出力を補正するように構成される補正回路と、
   を更に含む、超音波感知システム。
6. 請求項１に記載の超音波感知システムであって、
   前記デシメータが、前記送信信号の周波数と前記第１及び第２の相関器のクロック周波数と第１の相対速度と第２の相対速度との少なくとも１つに基づいて前記送信信号をデシメートするように更に構成される、超音波感知システム。
7. 請求項１に記載の超音波感知システムであって、
   前記デシメータが、前記送信信号の周波数と前記第１及び第２の相関器のためのクロック周波数と第１の相対速度と第２の相対速度とに基づいて前記送信信号をデシメートするように更に構成される、超音波感知システム。
8. 請求項７に記載の超音波感知システムであって、
   前記第１の相対速度が正の値であり、前記第２の相対速度が負の値である、超音波感知システム。
9. 装置であって、
   複数のテンプレート信号を生成するために超音波トランスデューサに提供される信号をデシメートするように構成されるデシメータであって、各テンプレート信号が前記テンプレート信号の別のものを生成するために用いられるデシメーション比と異なるデシメーション比を用いて前記デシメータによって生成される、前記デシメータと、
   前記デシメータに結合される複数の相関器であって、前記複数の相関器の各々がそれぞれのテンプレート信号に対応し、前記複数の相関器の各々が前記超音波トランスデューサから導出される信号をそのそれぞれのテンプレート信号と相関させるように構成される、前記複数の相関器と、
   を含む、装置。
10. 請求項９に記載の装置であって、
    前記デシメータが、
    前記超音波トランスデューサに提供される信号の周波数と前記複数の相関器の第１及び第２の相関器のためのクロック周波数と第１の相対速度とに基づいて第１のテンプレート信号を生成するように前記超音波トランスデューサに提供される信号をデシメートし、
    前記超音波トランスデューサに提供される信号の周波数と前記第１及び第２の相関器のための前記クロック周波数と前記第１の相対速度と異なる第２の相対速度とに基づいて第２のテンプレート信号を生成するように前記超音波トランスデューサに提供される信号をデシメートする、
    ように更に構成される、装置。
11. 請求項１０に記載の装置であって、
    前記第１の相関器からの出力のピークと前記第２の相関器からの出力のピークとに基づいてドップラー周波数シフトを判定するように構成されるドップラーシフト判定回路を更に含む、装置。
12. 請求項９に記載の装置であって、
    ２つの前記相関器からの出力のピークの比に基づいてドップラー周波数シフトを判定するように構成されるドップラーシフト判定回路を更に含む、装置。
13. 請求項９に記載の装置であって、
    複数の包絡線検波器であって、各々がそれぞれの相関器に結合される、前記複数の包絡線検波器と、
    前記複数の包絡線検波器に結合されるドップラーシフト判定回路であって、前記超音波トランスデューサから導出される信号のドップラーシフトを示す信号を生成するように構成される、前記ドップラーシフト判定回路と、
    経過時間を判定するように構成されるタイマーと、
    前記ドップラーシフト判定回路に結合される補正回路であって、前記ドップラーシフトを示す信号に基づいて前記タイマーによって判定される経過時間を補正するように構成される、前記補正回路と、
    を更に含む、装置。
14. 請求項１０に記載の装置であって、
    前記第１の相対速度が正の値であり、前記第２の相対速度が負の値である、装置。
15. 方法であって、
    第１のテンプレート信号を生成するために第１のデシメーション比を用いて超音波トランスデューサを介して送信される送信信号をデシメートすることと、
    第２のテンプレート信号を生成するために前記第１のデシメーション比と異なる第２のデシメーション比を用いて前記送信信号をデシメートすることと、
    第１の相関出力を生成するために前記超音波トランスデューサから得られる信号を前記第１のテンプレート信号と相関させることと、
    第２の相関出力を生成するために前記超音波トランスデューサから得られる信号を前記第２のテンプレート信号と相関させることと、
    前記第１及び第２の相関出力に基づいてドップラー周波数シフトを判定することと、
    を含む、方法。
16. 請求項１５に記載の方法であって、
    前記第１の相関出力のピークと前記第２の相関出力のピークとの比を判定することを更に含む、方法。
17. 請求項１６に記載の方法であって、
    前記ドップラー周波数シフトを判定することが、前記比に基づいて前記ドップラー周波数シフトを判定することを含む、方法。
18. 請求項１５に記載の方法であって、
    前記送信信号の周波数と前記第１及び第２の相関器のクロック周波数と第１の相対速度と第２の相対速度との少なくとも１つに基づいて前記第１のデシメーション比を計算することを更に含む、方法。
19. 請求項１５に記載の方法であって、
    前記送信信号の周波数と前記第１及び第２の相関器のためのクロック周波数と第１の相対速度と第２の相対速度とに基づいて前記第１のデシメーション比を計算することを更に含む、方法。
20. 請求項１９に記載の方法であって、
    前記第１の相対速度が正の値であり、前記第２の相対速度が負の値である、方法。

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