JP5746299B2 - 相対速度測定装置および相対速度測定方法 - Google Patents

Description

本発明は、目標物体にて反射された受信パルスのドップラー効果による周波数偏移に基づいて目標物体との相対速度を測定する相対速度測定装置および相対速度測定方法に関するものである。

超音波信号を媒体とした距離測定装置は、自動車用の障害物センサとして広く用いられている。このような障害物センサは自動車のバンパ等に搭載され、例えば、駐車の際などに自動車周辺の障害物との距離を測定し、所定の距離以内に近づくと警報を発し、運転者に注意を促すというものである。このような障害物センサは駐車時などの低速時において、１〜２ｍ程度までの近距離を測定する用途に用いられており、超音波を送受信する従来のセンサ素子として、例えば、特許文献１のようなものが公開されている。また、被測定信号の周波数を高分解能で高速測定できる従来のスペクトラムアナライザとして、例えば、特許文献２のようなものが公開されている。

特開２００１−２２１８４８号公報 特開２００１−２７２４２５号公報

しかしながら、従来技術では、目標物体との相対速度を測定する際に、複数の反射波の観測値を用いる場合では即応性に欠け、また、ドップラー周波数を観測する場合では、相対速度分解能と近距離の目標物体検知性能との両立が困難であるという課題があった。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、目標物体との相対速度を、短時間で、精度良く、高分解能に測定し、なおかつ近距離の目標物体を検出できる相対速度測定装置および相対速度測定方法を得ることを目的とする。

本発明に係る相対速度測定装置は、特定の送信周波数を有する特定のパルス幅の送信パルスを目標物体に向けて送信し、目標物体にて反射された受信パルスからドップラー周波数を算出することで、目標物体との相対速度を測定する相対速度測定装置であって、受信パルスをサンプリングして受信離散データを生成するサンプリング部と、サンプリング部により生成された受信離散データを基に目標物体との相対速度を算出する処理演算部とを備え、処理演算部は、受信離散データを、予め規定した逓倍数だけ逓倍する逓倍部と、受信離散データの逓倍後の周波数である逓倍後周波数を算出する周波数算出部と、算出した逓倍後周波数に基づいて受信パルスのドップラー周波数を算出することにより目標物体との相対速度を測定する相対速度測定部とを有するものである。

また、本発明に係る集積回路設計支援方法は、特定の送信周波数を有する特定のパルス幅の送信パルスを目標物体に向けて送信し、目標物体にて反射された受信パルスからドップラー周波数を算出することで、目標物体との相対速度を測定する相対速度測定方法であって、受信パルスをサンプリングして生成した受信離散データを記憶部に記憶させるサンプリングステップと、サンプリングステップにより記憶部に記憶された受信離散データを基に目標物体との相対速度を算出する処理演算ステップとを備え、処理演算ステップは、受信離散データを、予め規定した逓倍数だけ逓倍する逓倍ステップと、受信離散データの逓倍後の周波数である逓倍後周波数を算出する周波数算出ステップと、算出した逓倍後周波数に基づいて受信パルスのドップラー周波数を算出することにより目標物体との相対速度を測定する相対速度測定ステップとを有するものである。

本発明によれば、目標物体にて反射された受信パルスを逓倍することでドップラー周波数を算出し、今回および前回の距離測定値を必要とせずに、目標物体との相対速度を測定している。この結果、目標物体との相対速度を、短時間で、精度良く、高分解能に測定し、なおかつ近距離の目標物体を検出できる相対速度測定装置および相対速度測定方法を得ることができる。

本発明の実施の形態１に係る相対速度測定装置の構成の例示図である。 本発明の実施の形態１に係る相対速度測定方法のフローチャートを示す図である。 本発明の実施の形態１に係る逓倍後の受信パルスのスペクトラムを示す図である。 本発明の実施の形態２に係る相対速度測定方法のフローチャートを示す図である。 本発明の実施の形態２に係る受信パルスのスペクトラムおよび離散バンドパスフィルタの周波数特性を示す図である。 本発明の実施の形態２に係る逓倍後の受信パルスのスペクトラムを示す図である。 本発明の実施の形態３に係る相対速度測定方法のフローチャートを示す図である。 本発明の実施の形態４に係る相対速度測定装置の構成の例示図である。 本発明の実施の形態４に係る相対速度測定方法のフローチャートを示す図である。 従来の距離測定装置の構成を示す図である。 従来の距離測定装置および本発明の実施の形態１に係る相対速度測定装置の送信信号電圧および受信信号電圧を示す図である。

以下、本発明における相対速度測定装置および相対速度測定方法の好適な実施の形態について図面を用いて説明する。なお、各図において同一、または相当する部分については、同一符号を付して説明する。

実施の形態１．
まず、従来の相対速度測定装置において、目標物体との相対速度を測定する際に、複数の反射波の観測値を用いる場合では即応性に欠け、また、ドップラー周波数を観測する場合では、相対速度分解能と近距離の目標物体検知性能との両立が困難であるという課題ついて、図を用いて説明する。

図１０は、従来の距離測定装置の構成を示す図である。また、図１１は、従来の距離測定装置および本発明の実施の形態１に係る相対速度測定装置の送信信号電圧および受信信号電圧を示す図である。図１０に示す処理演算部１は、図１１の送信信号電圧に示すような送信周波数ｆ０、パルス幅Ｔｐ、パルス繰り返し周期ＰＲＩの信号を変圧器２に印加する。

なお、図１１において、漏れパルス９は、送信パルス７が直接アンプ５に入力されて表れる漏れパルス９である。変圧器２は、印加された信号を、センサ素子３を駆動するのに必要な電圧まで昇圧し、センサ素子３を駆動する。センサ素子３は、印加された電圧信号を超音波信号に変換し、距離Ｒだけ離れた目標物体４に向けて送信する。

目標物体４で反射された送信パルス７は、再びセンサ素子３で受信される。このとき、図１１の受信信号電圧に示すように、受信パルス８は、送信パルス７に対し、目標物体４との距離Ｒを往復するのに要する遅延時間Ｔｄだけ遅延して受信される。ここで、音速をｃとすると、遅延時間Ｔｄは、式（１）で示される。

センサ素子３で受信された信号は、アンプ５で増幅され、ＡＤコンバータ６に入力される。ＡＤコンバータ６は、入力信号を離散データ化し、離散データ化された信号が処理演算部１に入力される。処理演算部１は、送信信号の発生時刻を基準として、ＡＤコンバータ６で受信された受信信号までの遅延時間Ｔｄを計測し、式（１）に基づいて目標物体４までの距離Ｒを算出する。

以上で説明した従来の距離測定装置では、先に述べたように、主に低速時において、１〜２ｍ程度までの近距離を測定する用途で用いられていた。このため、目標物体４との相対速度を測定する必要がなかった。ここで、このように比較的安価に入手できる超音波のセンサ素子３を用いて、自動車の前方障害物との距離および相対速度を測定し、衝突する可能性を判定するための相対速度測定装置を構成しようとする場合を考える。この場合、相対速度Ｖｒの測定方法が、従来の用途では顕れなかった新たな課題として顕在化することとなる。

相対速度Ｖｒを測定するひとつの方法として、先に述べた従来の距離測定装置においては、今回観測周期において算出された目標物体４との距離Ｒ、前回観測周期において算出された目標物体４との距離Ｒｐ、および観測周期（すなわちパルス繰り返し周期ＰＲＩ）を用いて、式（２）に示すように距離の差分値に基づいて算出している。

このように相対速度Ｖｒを距離の差分値に基づいて算出する方法では、以下のような２つの問題がある。

一つ目の問題は、相対速度Ｖｒを算出するのに、今回および前回の距離測定値が必要であるという点である。すなわち、衝突する可能性を判定するのに、少なくとも観測周期ＰＲＩだけ時間がかかってしまう。このため、衝突する可能性を判定するような即応性が求められる用途には不向きであるという問題がある。

また、二つ目の問題は、距離の測定誤差が原因となり、相対速度Ｖｒの測定値を誤るおそれがあるという点である。例えば、実際は目標物体４に対して接近している場合、すなわちＶｒ＜０の場合において、距離の測定誤差によってＲ＞Ｒｐとなってしまった場合を考える。この場合、式（２）による相対速度の算出値Ｖｒは、正の値となり、実際は目標物体４に対して接近しているという状況にも関わらず、目標物体４が遠ざかっていると判定を誤ってしまう問題がある。

一方、相対速度Ｖｒを測定する別の方法として、ドップラー効果による周波数変化を観測する方法がある。いま、送信周波数をｆ０、受信周波数をｆｒ、自車速をＶｓ、目標物体４の速度をＶｔ、相対速度をＶｒ＝Ｖｔ−Ｖｓ、音速をｃとすると、受信周波数ｆｒは、ドップラー効果により、式（３）となることは広く知られている。

式（３）右辺の第２項を式（４）のように定義すると、ｆｄはドップラー効果によって変化した周波数（ドップラー周波数）となる。

ここで、必要な相対速度分解能ΔＶｒを例えば１ｋｍ／ｈとした場合、ΔＶｒによって生じるドップラー周波数Δｆｄは、式（４）に基づいて、Δｆｄ＝−６５Ｈｚとなる。なお、音速ｃ＝３４０ｍ／ｓ、送信周波数ｆ０＝４０ｋＨｚ、自車速Ｖｓ＝１ｋｍ／ｈ、目標物体４の速度Ｖｔ＝０ｋｍ／ｈとして計算した。

以上より、相対速度分解能ΔＶｒ＝１ｋｍ／ｈで相対速度を測定するためには、６５Ｈｚの周波数分解能で周波数を測定する必要があることになる。６５Ｈｚの周波数分解能に必要な観測時間は、１／６５Ｈｚ＝１５．４ｍｓである。したがって、パルス幅Ｔｐを１５．４ｍｓ以上とする必要がある。これは、超音波信号が２．６ｍの距離を往復するのに要する時間に相当する。

ここで、図１１の受信信号電圧には、送信パルス７が直接アンプ５に入力されて表れる漏れパルス９が重畳していることに注意する必要がある。受信信号電圧において、漏れパルス９が重畳している期間では、受信パルス８が漏れパルス９と重なってしまい、目標物体４を検出できない。すなわち、パルス幅Ｔｐに対応する距離である２．６ｍ以下は目標物体４を検出できないことになってしまう。一方、近距離の目標物体４を検知するためにパルス幅Ｔｐを小さくすると、相対速度分解能が大きくなってしまうという問題があった。

このように、相対速度を測定する際、前回の観測値を用いる場合には、即応性に欠けるという問題があり、ドップラー周波数を観測する場合には、相対速度分解能と近距離の目標物体４の検知性能との両立が困難であるという問題があった。

そこで、これらの問題を解決するための本実施の形態１に係る相対速度測定装置ついて、図面を用いて具体的に説明する。図１は、本発明の実施の形態１に係る相対速度測定装置の構成の例示図である。図１に示す相対速度測定装置は、処理演算部１、変圧器２、センサ素子３、目標物体４、アンプ５、およびＡＤコンバータ６を備えて構成される。

本実施の形態１に係る相対速度測定装置を搭載した自車（図示せず）は、車速Ｖｓで移動しており、目標物体４は速度Ｖｔで移動している。処理演算部１が送信周波数ｆ０＝４０ｋＨｚのパルス信号を生成し、目標物体４に向けて送信されるまでの一連の動作は、従来の相対速度測定装置の場合と全く同様であるので、詳細な説明は省略する。

目標物体４で反射され、再びセンサ素子３で受信された信号（受信パルス）は、ドップラー効果により、式（３）に示す受信周波数ｆｒにて受信される。

目標物体４までの距離Ｒの算出方法は、従来の相対速度測定装置の場合と全く同様であるので、詳細な説明は省略する。

なお、本実施の形態１においては、ＡＤコンバータ６のサンプリング周波数は４４０ｋＨｚであり、１つの受信パルス８について２０４８点のサンプリングを行う。パルス幅Ｔｐはこの観測時間に合わせ、２０４８÷４４０ｋＨｚ＝４．６５ｍｓとしている。このパルス幅Ｔｐの間、音速ｃ＝３４０ｍ／ｓで４．６５ｍｓ×３４０ｍ／ｓ÷２＝０．７９ｍの距離を往復するため、０．７９ｍ以上の近距離の目標物体４を検出することができる。

図２は、本発明の実施の形態１に係る相対速度測定方法のフローチャートを示す図である。ＡＤコンバータ６から入力された離散データＳ１（ｋ）（ｋ＝０，１，２，…）は、式（３）および式（４）で示す受信周波数ｆｒ＝ｆ０＋ｆｄとなっており、式（５）で表される。

式（５）において、Ａ１はＳ１（ｋ）の振幅、φ１はＳ１（ｋ）の初期位相、Ｔ１はサンプリング周期（１／４４０ｋＨｚ）である。ステップＳ１０１にて、処理演算部１は、Ｓ１（ｋ）の５乗を演算する。このとき、Ｓ１（ｋ）の５乗は、三角関数の性質を用いて、式（６）のとおりとなる。

次いで、ステップＳ１０２にて、処理演算部１は、Ｓ１（ｋ）の５乗に対して高速フーリエ変換（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；ＦＦＴ）を施す。図３は、本発明の実施の形態１に係る逓倍後の受信パルス８のスペクトラムを示す図である。式（６）および図３に示すように、Ｓ１（ｋ）の５乗の信号にはｆｒ＝ｆ０＋ｆｄの５倍の周波数成分が含まれており、５逓倍したことに相当している。

なお、本実施の形態１では、５逓倍した信号を正確に抽出するため、５ｆｒ＝２００ｋＨｚ＋５ｆｄをナイキスト周波数、すなわちサンプリング周波数の半分２２０ｋＨｚ以下となるようにしている。

その後、ステップＳ１０３にて、処理演算部１は、ステップＳ１０２で得られたスペクトラムから、５ｆ０＝２００ｋＨｚを中心に、必要な最大相対速度に応じた周波数範囲を抽出し、スペクトラムの高さが最大となる周波数を探索する。

ここで、観測できる最大相対速度を３０ｋｍ／ｈとした場合、式（４）に基づいて、ドップラー周波数ｆｄの最大値ｆｄｍａｘは、式（７）のように求められる。なお、式（７）においては、音速ｃの２乗は自車速Ｖｓと目標物体４の速度Ｖｔの積に対して十分大きいと仮定し、ＶｓＶｔを無視している。式（７）において、相対速度Ｖｒ＝３０ｋｍ／ｈ、音速ｃ＝３４０ｍ／ｓ、送信周波数ｆ０＝４０ｋＨｚとすると、ドップラー周波数ｆｄの最大値は、ｆｄｍａｘ＝１．９ｋＨｚとなる。

よって、必要な周波数範囲は、２００ｋＨｚ±５ｆｄｍａｘ＝２００ｋＨｚ±９．５ｋＨｚとなる。そこで、処理演算部１は、この周波数範囲の中からスペクトラムの高さが最大となる周波数を探索し、その周波数から送信周波数の５倍、すなわち２００ｋＨｚを引いた値を５ｆｄとして算出する。なお、このＦＦＴにおける周波数分解能は、４４０ｋＨｚ÷２０４８＝２１５Ｈｚである。

さらに、処理演算部１は、こうして得られた周波数５ｆｄを５で割った値を、ドップラー周波数ｆｄとして算出する。よって、ドップラー周波数ｆｄの周波数分解能は、２１５Ｈｚ÷５＝４３Ｈｚであることがわかる。最後に、処理演算部１は、式（７）に基づいて上記と同様の近似を行った式（８）を用いて、目標物体４との相対速度Ｖｒを算出する。

このとき、ドップラー周波数ｆｄの周波数分解能が４３Ｈｚであることに注意すれば、式（８）より、相対速度Ｖｒの分解能は、０．６６ｋｍ／ｈで観測できることがわかる。

以上のように、実施の形態１によれば、１回の受信パルスの信号を５逓倍してドップラー周波数を算出し、今回および前回の距離測定値を必要とせずに、目標物体との相対速度を測定している。このため、前回の観測値を必要とせず、高速に、なおかつ距離の測定誤差の影響を受けずに、精度よく目標物体との相対速度を測定できるという効果がある。

さらに、逓倍を用いることなくドップラー周波数を観測する従来の方法では、上述した具体例では、２．６ｍ以内の目標物体が検知できなかった。これに対し、実施の形態１によれば、０．７９ｍ以上の近距離の目標物体を検知しつつ、相対速度の分解能を従来技術（１ｋｍ／ｈ）よりも小さく（０．６６ｋｍ／ｈ）できる相対速度測定装置および相対速度測定方法を得ることができる。

なお、本実施の形態１では、受信パルス８をサンプリングした離散データを５逓倍する場合について説明したが、この逓倍数は、必ずしも５倍に限定されるものではない。

実施の形態２．
先の実施の形態１では、受信パルス８の信号を逓倍する方法の一例として、逓倍数を５とする方法について説明した。しかしながら、前述したように、逓倍数は、５に限定されるものではない。そこで、本実施の形態２では、受信パルス８の信号を逓倍する方法の別の一例として、逓倍数を８とする方法について説明する。また、離散データの負の周波数成分を抑圧する方法として、離散バンドパスフィルタを用いる方法についても説明する。

本実施の形態２に係る相対速度測定装置の構成は、図１に示す先の実施の形態１に係る相対速度測定装置の構成と同じである。本実施の形態２においては、送信周波数はｆ０＝４０ｋＨｚ、ＡＤコンバータ６におけるサンプリング周波数は３２０ｋＨｚ、相対速度測定に係るサンプリング点数は１０２４点とした。したがって、パルス幅Ｔｐは、１０２４÷３２０ｋＨｚ＝３．２ｍｓである。これより、音速ｃ＝３４０ｍ／ｓとして、３．２ｍｓ×３４０ｍ／ｓ÷２＝０．５４ｍ以上の近距離の目標物体４を検出することができる。

処理演算部１で生成されたパルス信号が目標物体４に向けて送信され、目標物体４で反射されて再びセンサ素子３で受信され、ＡＤコンバータ６で離散データ化され、目標物体４までの距離Ｒが算出されるまでの一連処理は、先の実施の形態１と全く同様であるので、詳細な説明は省略する。

図４は、本発明の実施の形態２に係る相対速度測定方法のフローチャートを示す図である。ＡＤコンバータ６から入力された離散データＳ２（ｋ）は、式（３）および式（４）で示す受信周波数ｆｒ＝ｆ０＋ｆｄとなっており、式（９）で表される。ただし、ｆｄは式（４）に示すドップラー周波数である。また、式（９）において、Ａ２はＳ２（ｋ）の振幅、φ２はＳ２（ｋ）の初期位相、Ｔ２はサンプリング周期（１／３２０ｋＨｚ）である。

図５は、本発明の実施の形態２に係る受信パルス８のスペクトラムおよび離散バンドパスフィルタの周波数特性を示す図である。図５（ａ）に示すスペクトラムＳ２（ｋ）は、式（１０）に示すように、ｆｒおよび−ｆｒの正負の周波数成分を含んでいる。ここで、ｊは虚数単位である。

ステップＳ２０１にて、処理演算部１は、Ｓ２（ｋ）に対し、式（１１）に示す離散バンドパスフィルタ処理を施し、負の周波数成分を抑圧する。式（１１）において、Ｓ３（ｋ）は離散バンドパスフィルタの出力、ｂ０，ｂ１，ａ１はそれぞれ、複素数の係数である。

式（１１）は、サンプリング周波数３２０ｋＨｚにおいて、中心周波数４０ｋＨｚ、−３ｄＢ帯域幅が±４ｋＨｚとなる離散バンドパスフィルタであり、その周波数特性は、図５（ｂ）に示すとおりである。図５（ｂ）に示すように、負の周波数成分は抑圧され、離散バンドパスフィルタの出力Ｓ３（ｋ）のスペクトラムは、図５（ｃ）に示すとおりとなる。この結果、Ｓ３（ｋ）は、式（１２）に示すように、正の周波数成分のみを含むものとみなすことができる。式（１２）において、φ３はＳ３（ｋ）の初期位相である。

以上のように得られたＳ３（ｋ）に対し、ステップＳ２０２において、処理演算部１は、Ｓ３（ｋ）の８乗としてＳ４（ｋ）を演算する。Ｓ４（ｋ）は、式（１３）に示すとおり、８ｆｒの周波数成分となるため、８逓倍がなされたことになる。

ここで、ｆｒ＝ｆ０＋ｆｄであることに注意すると、Ｓ４（ｋ）の周波数８ｆｒは、３２０ｋＨｚ＋８ｆｄであることがわかる。サンプリング周波数は３２０ｋＨｚであるため、Ｓ４（ｋ）はエイリアシングによって見かけ上、８ｆｄの周波数として観測される。

図６は、本発明の実施の形態２に係る逓倍後の受信パルス８のスペクトラムを示す図である。ステップＳ２０３において、処理演算部１は、Ｓ４（ｋ）に対しＦＦＴを施し、その結果として、図６のようなスペクトラムが得られる。なお言うまでもなく、ドップラー周波数ｆｄが負である場合は、図６のスペクトラムにおいても、８ｆｄは負の周波数として表れる。

このようにして得られたスペクトラムに対し、ステップＳ２０４にて、処理演算部１は、スペクトラムの高さが最大となる周波数（すなわち８ｆｄ）を探索し、その周波数を８で割った値をドップラー周波数ｆｄとして算出する。なお、ステップＳ２０３のＦＦＴにおける周波数分解能は、３２０ｋＨｚ÷１０２４＝３１２．５Ｈｚであるので、ドップラー周波数ｆｄの周波数分解能は３１２．５Ｈｚ÷８＝３９Ｈｚである。

最後に、ステップＳ２０５において、処理演算部１は、先の実施の形態１と同様に式（８）に基づき、目標物体４との相対速度Ｖｒを算出する。このとき、ドップラー周波数ｆｄの周波数分解能が３９Ｈｚであることから、相対速度Ｖｒの分解能は、式（８）より、０．６０ｋｍ／ｈとなることがわかる。

以上のように、実施の形態２によれば、１回の受信パルスの信号を８逓倍してドップラー周波数を算出し、今回および前回の距離測定値を必要とせずに、目標物体との相対速度を測定している。このため、前回の観測値を必要とせず、高速に、なおかつ距離の測定誤差の影響を受けずに、精度よく目標物体との相対速度を測定できるという効果がある。

さらに、逓倍を用いることなくドップラー周波数を観測する従来の方法では、上述した具体例では、２．６ｍ以内の目標物体が検知できなかった。これに対し、実施の形態２によれば、０．５４ｍ以上の近距離の目標物体を検知しつつ、相対速度の分解能を従来技術（１ｋｍ／ｈ）よりも小さく（０．６０ｋｍ／ｈ）できるという効果がある。

さらに、逓倍数ｍは、サンプリング周波数を送信周波数のｎ倍としたときに、ｎ以上の整数としてサンプリング周波数以上の周波数まで逓倍を行うことにより、先の実施の形態１のように逓倍周波数の２倍以上のサンプリング周波数を必要とせず、サンプリング周波数を低くすることができる。この結果、安価なＡＤコンバータを採用可能であり、より短い観測時間で相対速度の分解能を小さくできる。換言すると、逓倍数をより大きくすることで、より高速に、かつデータ点数をより少なくすることができるという効果がある。

なお、本実施の形態２では、ステップＳ２０１でＳ２（ｋ）の負の周波数成分を抑圧する方法として、離散バンドパスフィルタを用いる場合について説明した。しかしながら、負の周波数成分を抑圧する代わりに、Ｓ２（ｋ）に対してＦＦＴを行い、そのＦＦＴ結果から負の周波数成分を０とし、その結果に逆ＦＦＴを行う方法（いわゆるＦＦＴフィルタ）を用いても、本発明の効果が同様に得られることは言うまでもない。

実施の形態３．
先の実施の形態２では、離散データの負の周波数成分を抑圧する方法として離散バンドパスフィルタを用いる方法について説明した。これに対して、本実施の形態３では、離散バンドパスフィルタを用いることなく、離散データの負の周波数成分を抑圧する方法について説明する。

本実施の形態３に係る相対速度測定装置の構成は、図１に示す先の実施の形態１に係る相対速度測定装置の構成と同じである。本実施の形態３においては、先の実施の形態２と全く同様に、送信周波数はｆ０＝４０ｋＨｚ、ＡＤコンバータ６におけるサンプリング周波数は３２０ｋＨｚ、相対速度測定に係るサンプリング点数は１０２４点、したがってパルス幅Ｔｐは、１０２４÷３２０ｋＨｚ＝３．２ｍｓとした。これより、音速ｃ＝３４０ｍ／ｓとして３．２ｍｓ×３４０ｍ／ｓ÷２＝０．５４ｍ以上の近距離目標物体４を検出することができる。

また、処理演算部１で生成されたパルス信号が目標物体４に向けて送信され、目標物体４で反射されて再びセンサ素子３で受信され、ＡＤコンバータ６で離散データ化され、目標物体４までの距離Ｒが算出されるまでの一連処理は、先の実施の形態１と全く同様であるので、詳細な説明は省略する。

図７は、本発明の実施の形態３に係る相対速度測定方法のフローチャートを示す図である。ＡＤコンバータ６から入力された離散データＳ２（ｋ）は、先の実施の形態２と全く同様に式（９）で表される。ステップＳ３０１において、処理演算部１は、式（１４）にしたがい実部にＳ２（ｋ）、虚部にＳ２（ｋ−２）を代入したデータＳ５（ｋ）を生成する。

Ｔ２＝１／（８ｆ０）であることに注意し、ｆｄ／ｆ０を０とみなす近似を行えば、Ｓ５（ｋ）は式（１５）となる。この結果、式（１５）は、振幅が２倍であることと初期位相が異なる点を除けば、式（１２）のＳ３（ｋ）と同様の形であり、正の周波数成分のみ抽出されたことになる。

以降、ステップＳ３０２で８逓倍を行い、ステップＳ３０５で相対速度を算出するまでの一連処理は、先の実施の形態２と全く同様であるので詳細な説明は省略する。

以上のように、実施の形態３によれば、乗算を含む離散バンドパスフィルタの演算を行う必要なしに、負の周波数成分を抑圧することができる。この結果、処理演算部の処理負荷を軽減でき、処理演算部として安価なマイコンの採用が可能になるとともに、処理を高速に行えるという効果がある。

実施の形態４．
本実施の形態４では、離散データの周波数を、送信周波数と受信周波数との周波数差の関数として表現することにより、素子の温度変化や経年変化等により送信周波数が変化しても、より正確に目標物体４との相対速度が測定できる方法について説明する。

図８は、本発明の実施の形態４に係る相対速度測定装置の構成の例示図である。図８に示す相対速度測定装置は、処理演算部１、変圧器２、センサ素子３、目標物体４、アンプ５、ＡＤコンバータ６、および第２のＡＤコンバータ１０を備えて構成される。また、本実施の形態４を搭載した自車（図示しない）は車速Ｖｓで移動しており、目標物体４は速度Ｖｔで移動している。

処理演算部１は、送信周波数ｆ０＝４０ｋＨｚで送信パルス７を生成し、変圧器２に印加する。このとき同時に、送信パルス７を第２のＡＤコンバータ１０でサンプリングし、第２の離散データとして処理演算部１に入力しておく。第２のＡＤコンバータ１０でのサンプリング速度は３２０ｋＨｚとし、１０２４点のサンプリングを行う。よってパルス幅Ｔｐは１０２４÷３２０ｋＨｚ＝３．２ｍｓとし、音速ｃ＝３４０ｍ／ｓとして３．２ｍｓ×３４０ｍ／ｓ÷２＝０．５４ｍ以上の近距離目標物体４を検出することができる。

なお、処理演算部１で生成されたパルス信号が目標物体４に向けて送信され、目標物体４で反射されて再びセンサ素子３で受信され、ＡＤコンバータ６で離散データ化され、目標物体４までの距離Ｒが算出されるまでの一連処理は、先の実施の形態２と全く同様であるので、詳細な説明は省略する。なお、ＡＤコンバータ６でのサンプリング周波数およびサンプリング点数は、第２のＡＤコンバータ１０と同じである。

図９は、本発明の実施の形態４に係る相対速度測定方法のフローチャートを示す図である。第２のＡＤコンバータ１０から処理演算部１に入力された送信パルス７に相当する信号Ｓ６（ｋ）は、式（１６）で表されているとする。式（１６）において、Ａ６はＳ６（ｋ）の振幅、φ６はＳ６（ｋ）の初期位相、Ｔ６はサンプリング周期（１／３２０ｋＨｚ）である。

ここで、ステップＳ４０１において、処理演算部１は、実部にＳ６（ｋ）、虚部に−Ｓ６（ｋ−２）を代入したデータＳ７（ｋ）を生成する。すなわち、式（１７）のとおりである。式（１７）においては、Ｔ６＝１／（８ｆ０）の関係を用いた。式（１７）に示すとおり、Ｓ７（ｋ）は送信パルス７の負の周波数成分のみの信号である。

一方、ＡＤコンバータ６からは、式（１８）で示される受信パルス８をサンプリングした信号Ｓ８（ｋ）が、処理演算部１に入力されている。式（１８）において、Ａ８はＳ８（ｋ）の振幅、φ８はＳ８（ｋ）の初期位相である。

ステップＳ４０２において、処理演算部１は、実部にＳ８（ｋ）、虚部にＳ８（ｋ−２）を代入したＳ９（ｋ）を生成する。すなわち、式（１９）のとおりである。式（１９）においては、Ｔ６＝１／（８ｆ０）の関係を用い、ｆｄ／ｆ０を０とみなす近似を用いた。式（１９）に示すとおり、Ｓ９（ｋ）は、受信パルス８の正の周波数成分のみの信号の近似値である。

ステップＳ４０３において、処理演算部１は、Ｓ７（ｋ）とＳ９（ｋ）の乗算を行い、その結果をＳ１０（ｋ）とする。実際にＳ１０（ｋ）を計算すると、式（２０）のようになる。式（２０）に示すように、Ｓ１０（ｋ）は、送受信の周波数差であるドップラー周波数ｆｄの周波数を持つ信号であることがわかる。

次いで、ステップＳ４０４において、処理演算部１は、Ｓ１０（ｋ）の８乗としてＳ１１（ｋ）が演算される。Ｓ１１（ｋ）は式（２１）に示すとおり、Ｓ１０（ｋ）が８逓倍され、８ｆｄの周波数成分となる。

ステップＳ４０５において、処理演算部１は、Ｓ１１（ｋ）に対してＦＦＴを行い、Ｓ１１（ｋ）のスペクトラムを得る。ステップＳ４０６でドップラー周波数ｆｄが算出され、ステップＳ４０７で目標物体４との相対速度Ｖｒが算出される一連の処理は、先の実施の形態２と全く同様であるので、詳細な説明は省略する。

以上のように、本実施の形態４によれば、送信周波数と受信周波数との差周波数を持つ信号を生成することで、相対速度を算出している。この結果、素子の温度変化や経年変化等により送信周波数が変化した場合にも、正確に目標物体との相対速度Ｖｒが測定できるという効果がある。

なお、本実施の形態４では、離散データの周波数を、受信周波数の送信周波数からの周波数差の関数として表現する方法について説明した。しかしながら、離散データの周波数を、送信周波数とは別の特定の基準周波数を用い、受信周波数のこの基準周波数からの周波数差の関数として表現するようにしても、目標物体４との相対速度Ｖｒを測定することが可能である。

本発明は、超音波信号を媒体として、自動車の前方障害物との距離および相対速度を測定し、衝突する可能性を判定するための相対速度測定装置に有用である。

１ 処理演算部、２ 変圧器、３ センサ素子、４ 目標物体、５ アンプ、６ ＡＤコンバータ、７ 送信パルス、８ 受信パルス、９ 漏れパルス、１０ 第２のＡＤコンバータ。

Claims (10)

1. 特定の送信周波数を有する特定のパルス幅の送信パルスを目標物体に向けて送信し、前記目標物体にて反射された受信パルスからドップラー周波数を算出することで、前記目標物体との相対速度を測定する相対速度測定装置であって、
   前記受信パルスをサンプリングして受信離散データを生成するサンプリング部と、
   前記サンプリング部により生成された前記受信離散データを基に前記目標物体との相対速度を算出する処理演算部と
   を備え、
   前記処理演算部は、
   前記受信離散データを、予め規定した逓倍数だけ逓倍する逓倍部と、
   前記受信離散データの逓倍後の周波数である逓倍後周波数を算出する周波数算出部と、
   算出した前記逓倍後周波数に基づいて前記受信パルスのドップラー周波数を算出することにより前記目標物体との相対速度を測定する相対速度測定部と
   を有する相対速度測定装置。
2. 請求項１に記載の相対速度測定装置において、
   前記処理演算部内の前記相対速度測定部は、前記逓倍後周波数と、前記特定の送信周波数を前記逓倍数だけ逓倍した周波数との差に基づいて前記ドップラー周波数を算出することにより前記相対速度を測定する
   相対速度測定装置。
3. 請求項１または２に記載の相対速度測定装置において、
   前記サンプリング部におけるサンプリング周波数は、前記特定の送信周波数のｎ倍（ｎは２以上の整数）であり、
   前記処理演算部内の前記逓倍部による前記逓倍数は、ｍ倍（ｍはｎ以上の整数）である
   相対速度測定装置。
4. 請求項１ないし３のいずれか１項に記載の相対速度測定装置において、
   前記処理演算部は、前記受信離散データを複素信号化し、負の周波数成分を抑圧処理する複素信号化部
   を更に有し、
   前記逓倍部は、前記複素信号化部により抑圧処理された後の受信離散データを前記逓倍数だけ逓倍する
   相対速度測定装置。
5. 請求項４に記載の相対速度測定装置において、
   前記複素信号化部は、前記離散データに乗算される係数が複素数である離散バンドパスフィルタで構成される
   相対速度測定装置。
6. 請求項４に記載の相対速度測定装置において、
   前記サンプリング部におけるサンプリング周波数は、前記特定の送信周波数の４Ｋ倍（Ｋは２以上の整数）であり、
   前記処理演算部内の前記複素信号化部は、実部に前記受信離散データを代入し、虚部にＫサンプル遅延させた前記受信離散データを代入することで前記受信離散データを複素信号化する
   相対速度測定装置。
7. 請求項１ないし６のいずれか１項に記載の相対速度測定装置において、
   特定の基準周波数を有する基準パルスをサンプリングして基準離散データを生成する第２のサンプリング部
   を更に備え、
   前記処理演算部内の前記逓倍部は、前記基準離散データと前記受信離散データとに基づいて、前記特定の基準周波数と前記受信離散データとの差周波数を持つ差周波数信号を生成し、前記受信離散データの代わりに、前記差周波数周波数の周波数を持つ信号を前記逓倍数だけ逓倍し、
   前記処理演算部内の周波数算出部は、前記逓倍後周波数の代わりに、前記差周波数信号の周波数を算出する
   相対速度測定装置。
8. 請求項７に記載の相対速度測定装置において、
   前記特定の基準周波数は、前記特定の送信周波数である
   相対速度測定装置。
9. 請求項８に記載の相対速度測定装置において、
   前記特定の基準周波数は、前記特定の送信周波数を観測した値である
   相対速度測定装置。
10. 特定の送信周波数を有する特定のパルス幅の送信パルスを目標物体に向けて送信し、前記目標物体にて反射された受信パルスからドップラー周波数を算出することで、前記目標物体との相対速度を測定する相対速度測定方法であって、
    前記受信パルスをサンプリングして生成した受信離散データを記憶部に記憶させるサンプリングステップと、
    前記サンプリングステップにより前記記憶部に記憶された前記受信離散データを基に前記目標物体との相対速度を算出する処理演算ステップと
    を備え、
    前記処理演算ステップは、
    前記受信離散データを、予め規定した逓倍数だけ逓倍する逓倍ステップと、
    前記受信離散データの逓倍後の周波数である逓倍後周波数を算出する周波数算出ステップと、
    算出した前記逓倍後周波数に基づいて前記受信パルスのドップラー周波数を算出することにより前記目標物体との相対速度を測定する相対速度測定ステップと
    を有する相対速度測定方法。

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