JP6527472B2 - 半導体装置、位置検出装置、及び半導体装置の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、半導体装置、位置検出装置、及び半導体装置の制御方法に関し、例えば、信号をサンプリングする半導体装置に好適に利用できるものである。

電磁誘導（ＥＭＲ：Electro Magnetic Resonance）方式の位置検出装置及び位置指示器（代表的にはペン）が知られている（例えば、特許文献１〜４）。

特許文献１によれば、位置検出装置は、複数のループコイルの中から選択した１つのループコイルとペンとの間で、電磁誘導により信号を送受信し、ペンから受信した受信信号の振幅及び位相を計算する。これと同じ動作を、複数のループコイルを順次選択して繰り返す。そして、位置検出装置は、各ループコイルにおける受信信号の振幅及び位相に基づいて、ペン位置を検出する。

また、特許文献２によれば、位置検出装置は、１つのループコイルについて、ペンとの間の送信及び受信の切り替えを７回繰り返し、７回の受信期間で発生した誘導電圧（受信信号）を平均化（積算）する。このように平均化を行う理由は、特許文献３によれば、外来ノイズの影響を緩和するためである。

特許第２９７１４８８号公報 特許第２５８３５００号公報 特開２００３−０６７１２４号公報 特許第２６３５０８２号公報

近年、位置検出装置には、ペン位置検出の高速化を図ることが要求されている。例えば、複数のループコイルで受信した受信信号を同時に処理することにより、ペン位置検出の高速化を図ることができる。そのためには、ループコイルで受信した受信信号を処理する回路の並列数を上げることが考えられる。

しかし、回路の単純な並列化は、回路面積が大きくなり、消費電流も増加してしまうという問題があった。

その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

一実施の形態によれば、サンプリング回路は、信号をサンプリングする。演算回路は、サンプリングデータの実数部および虚数部をそれぞれ算出し、サンプリング回路から出力された順番に応じて、サンプリングデータの実数部を複数のグループのいずれかに分類すると共に、サンプリングデータの虚数部を複数のグループのいずれかに分類する。そして、演算回路は、グループ毎に、そのグループに属するサンプリングデータの実数部同士を加算すると共に、そのグループに属するサンプリングデータの虚数部同士を加算し、各グループの実数部の加算結果及び虚数部の加算結果を用いて、信号の振幅及び位相を計算する。

前記一実施の形態によれば、上述した課題の解決に貢献することができる。

複数の共振周波数を持つペン回路を示す図である。 実施の形態１，２に係る位置検出装置の構成を示す図である。 実施の形態１に係る信号処理演算回路の構成を示す図である。 従来例に係るサンプリングの模様を示す図である 実施の形態１，２に係るサンプリングの模様を示す図である 実施の形態２に係る信号処理演算回路の構成を示す図である。 実施の形態３に係る位置検出装置の構成を示す図である。 実施の形態３に係る位置検出装置の動作フローを示すフローチャートである。

＜発明者による事前検討＞
実施の形態の説明をする前に、本発明者が事前検討した内容について説明する。
上述の通り、特許文献１によれば、位置検出装置は、複数のループコイルを順次選択し、選択したループコイルとペンとの間で信号を送受信し、ペンから受信した受信信号の振幅及び位相に基づいて、ペン位置を検出する。ペン位置の検出は、例えば、ループコイルにおける受信信号の信号強度は、ループコイルとペンとが近ければ大きく、遠ければ小さくなるという性質を用いて検出することができる。また、特許文献２，３によれば、位置検出装置は、外来ノイズの影響を緩和するために、１つのループコイルについて、ペンとの間の送受信を複数回繰り返す。

また、特許文献４によれば、ペン側の回路は、特定の周波数（共振周波数）で共振するように回路定数が決まっている。また、ペン側の回路は、スイッチで回路定数を切り替えることによって、複数の共振周波数を持つことも可能になる。複数の共振周波数を持つことにより、ペンに様々な機能（例えば、消しゴム、色など）を実現している。

例えば、図１に示されるペンは、２つのスイッチＳＷ１，ＳＷ２で回路定数を切り替えることによって、３つの共振周波数４６８．７５［ｋＨｚ］、５００［ｋＨｚ］、５３１．２５［ｋＨｚ］を持っている。そのため、３つの機能１，２，３を実現することができる。

ループコイルで受信した受信信号の振幅及び位相は、例えば、以下のように、計算することができる。まず、受信信号を、電圧検出アンプで検出し、Ａ／Ｄコンバータで離散データに変換する。例えば、３２［μｓｅｃ］の間に受信した信号を、２５０［ｎｓｅｃ］（サンプリング周波数ｆｓ＝４［ＭＨｚ］）の周期（１／ｆｓ）でサンプリングすると、１２８個のディジタルのサンプリングデータが得られる。そのサンプリングデータに対して、特許文献１の数式（３）、（４）を用いて、離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transform）して実数部及び虚数部を取り出し、取り出した実数部及び虚数部の値と特許文献１の数式（５）とを用いて、受信信号の振幅及び位相を計算する。

サンプリング周波数ｆｓ＝４［ＭＨｚ］で１２８個のサンプリングデータを得た場合、特許文献１によれば、Δｆ＝３１．２５［ｋＨｚ］の分解能でＤＦＴが可能である。そのため、ｆ＝５００［ｋＨｚ］の場合にも、ｋ＝５００［ｋＨｚ］／３１．２５［ｋＨｚ］＝１６となり、５００［ｋＨｚ］の信号を取り出すことができる。ここで、ｋは、受信期間中に挿入可能な波の数に相当する。ｆ／３１．２５［ｋＨｚ］の値が整数であれば信号を取り出すことができる。例えば、５３１．２５［ｋＨｚ］（ｋ＝１７）の場合や、４６８．７５［ｋＨｚ］（ｋ＝１５）の場合なども、信号を取り出すことができる。

このように、ペンに複数の共振周波数を持たせ、ｋの値を変えて、受信信号の中から取り出す周波数成分を変更することによって、様々な機能を実現することができる。
ここで、上述の通り、近年の位置検出装置には、ペン位置検出の高速化を図ることが要求されている。以下、本発明者が検討した、ペン位置検出の高速化を図るための比較例について説明する。

＜比較例１及びその問題点＞
比較例１は、１つのループコイルについて、ペンとの間の送受信回数を減らし、送受信時間を短くすることで、ペン位置検出の高速化を図るものである。
しかし、送受信回数を減らすと、受信信号を平均化する際の母数が減るため、外来ノイズの緩和が十分にできなくなってしまう。

＜比較例２及びその問題点＞
比較例２は、送信時間及び受信時間そのものを短くすることで、ペン位置検出の高速化を図るものである。

しかし、送信時間が短くなると、ペンに十分に信号（パワー）を送れなくなる。十分にパワーが送れないと、ペンで受信された信号は、信号強度が小さくなり、ノイズに埋もれやすくなってしまう。また、ペン側で信号強度が小さい信号を検出するためには、高ゲインの電圧検出アンプが必要となる。また、ペンで扱う信号は、数百［ｋＨｚ］の高帯域である。一般的に高ゲインかつ高帯域の電圧検出アンプは、回路面積が大きく、消費電流も増加する傾向がある。

一方、受信時間が短くなると、ＤＦＴの分解能の上に今まで使用していた周波数が合わなくなり（ｋが整数でなくなる）、従来の計算方法で受信信号の解析ができない場合がある。例えば、上述の例では、３２［μｓｅｃ］の間に受信した信号を、サンプリング周波数ｆｓ＝４［ＭＨｚ］でサンプリングして、１２８個のサンプリングデータを得ていた。これに対して、半分の時間の１６［μｓｅｃ］の間にｆｓ＝４［ＭＨｚ］で６４個のデータを得る場合を考える。この場合、上述の計算からΔｆ＝６２．５［ｋＨｚ］の分解能でＤＦＴが可能である。５００［ｋＨｚ］の場合には、ｋ＝５００［ｋＨｚ］／６２．５［ｋＨｚ］＝８となり、５００［ｋＨｚ］の信号を取り出すことができる。しかし、５３１．２５［ｋＨｚ］（ｋ＝８．５）の場合や、４６８．７５［ｋＨｚ］（ｋ＝７．５）の場合は、ｋが整数でなくなるため、信号を取り出すことができなくなる。そうすると、４６８．７５［ｋＨｚ］、５００［ｋＨｚ］、及び５３１．２５［ｋＨｚ］の３つの共振周波数を持っているペンを流用する場合、ペン側の回路定数を変更し、共振周波数を変えなければならなくなり、ペンの下位互換ができなくなる。

＜比較例３及びその問題点＞
比較例３は、ループコイルで受信した受信信号を処理する回路（電圧検出アンプ及びＡ／Ｄコンバータ）を複数並列化し、２つ以上のループコイルで受信した受信信号を同時に処理することで、ペン位置検出の高速化を図るものである。
しかし、回路の単純な並列化は、回路面積が大きくなり、消費電流も増加してしまう。

＜実施の形態＞
以下、実施の形態について説明する。説明の明確化のため、以下の記載及び図面は、適宜、省略及び簡略化がなされている。また、様々な処理を行う機能ブロックとして図面に記載される各要素は、ハードウェア的には、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、メモリ、その他の回路で構成することができ、ソフトウェア的には、メモリにロードされたプログラムなどによって実現される。したがって、これらの機能ブロックがハードウェアのみ、ソフトウェアのみ、又はそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは当業者には理解されるところであり、いずれかに限定されるものではない。なお、各図面において、同一の要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略されている。

また、上述したプログラムは、様々なタイプの非一時的なコンピュータ可読媒体（non-transitory computer readable medium）を用いて格納され、コンピュータに供給することができる。非一時的なコンピュータ可読媒体は、様々なタイプの実体のある記録媒体（tangible storage medium）を含む。非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、磁気記録媒体（例えばフレキシブルディスク、磁気テープ、ハードディスクドライブ）、光磁気記録媒体（例えば光磁気ディスク）、ＣＤ−ＲＯＭ（Read Only Memory）ＣＤ−Ｒ、ＣＤ−Ｒ／Ｗ、半導体メモリ（例えば、マスクＲＯＭ、ＰＲＯＭ（Programmable ROM）、ＥＰＲＯＭ（Erasable PROM）、フラッシュＲＯＭ、ＲＡＭ（Random Access Memory））を含む。また、プログラムは、様々なタイプの一時的なコンピュータ可読媒体（transitory computer readable medium）によってコンピュータに供給されてもよい。一時的なコンピュータ可読媒体の例は、電気信号、光信号、及び電磁波を含む。一時的なコンピュータ可読媒体は、電線及び光ファイバなどの有線通信路、又は無線通信路を介して、プログラムをコンピュータに供給できる。

＜実施の形態１＞
＜実施の形態１の構成＞
図２に、本実施の形態１に係る位置検出装置１０の構成を示す。本実施の形態１に係る位置検出装置１０は、ペン９０による指示位置を検出するものである。なお、ペン９０は、スイッチで第１及び第２の共振周波数を切り替えることが可能なペン回路９１を備え、後述のｎ（ｎは２以上の整数）個のループコイル１２１−１〜１２１−ｎ（以下、どのループコイルであるか特定しない場合はループコイル１２１と称す）との間で、電磁誘導により信号を送受信できるようになっている。

本実施の形態１に係る位置検出装置１０は、ＩＣ（Integrated Circuit）などである半導体装置１１と、ループコイル群１２と、メモリ１３と、ＣＰＵ１４と、表示装置１５と、を備えている。半導体装置１１は、制御回路１０１と、信号発生器１０２と、送信チャネル選択スイッチ群１０３と、ｎ個の送信ドライバ１０４−１〜１０４−ｎ（以下、どの送信ドライバであるか特定しない場合は送信ドライバ１０４と称す）と、ｎ個の入出力端子１０５−１〜１０５−ｎ（以下、どの入出力端子であるか特定しない場合は入出力端子１０５と称す）と、電圧出力端子１０６と、基準電圧源１０７と、受信チャネル選択スイッチ群１０８と、電圧検出アンプ１０９と、サンプリング回路１１０と、信号処理演算回路１１１と、を備えている。

ループコイル群１２は、ペン９０との間で電磁誘導により信号を送受信するｎ個のループコイル１２１−１〜１２１−ｎを備えている。ループコイル１２１−１〜１２１−ｎは、一端が入出力端子１０５−１〜１０５−ｎにそれぞれ接続され、他端が電圧出力端子１０６に接続されている。

信号発生器１０２は、ペン回路９１の第１及び第２の共振周波数の各々に対応する第１及び第２の周波数の送信信号を発生する。
送信チャネル選択スイッチ群１０３は、ループコイル１２１−１〜１２１−ｎの各々に対応して設けられた、ｎ個の送信チャネル選択スイッチＴＸＳＷ１〜ＴＸＳＷｎ（以下、どの送信チャネル選択スイッチであるか特定しない場合は送信チャネル選択スイッチＴＸＳＷと称す）を備えている。ループコイル１２１−１〜１２１−ｎの１つが選択されると、制御回路１０１からの指示信号により、選択されたループコイル１２１に対応する送信チャネル選択スイッチＴＸＳＷが閉状態となる。これにより、選択されたループコイル１２１に対応する送信ドライバ１０４の入力と信号発生器１０２の出力とが接続される。

送信ドライバ１０４−１〜１０４−ｎは、ループコイル１２１−１〜１２１−ｎの各々に対応して設けられ、信号発生器１０２に接続されると、信号発生器１０２にて発生した送信信号を増幅し、増幅した送信信号を、対応するループコイル１２１に入出力端子１０５を介して出力する。

基準電圧源１０７は、基準電圧を発生し、発生した基準電圧を、電圧検出アンプ１０９に供給すると共に、電圧出力端子１０６を介してループコイル１２１−１〜１２１−ｎに供給する。
受信チャネル選択スイッチ群１０８は、ループコイル１２１−１〜１２１−ｎの各々に対応して設けられた、ｎ個の受信チャネル選択スイッチＲＸＳＷ１〜ＲＸＳＷｎ（以下、どの受信チャネル選択スイッチであるか特定しない場合は受信チャネル選択スイッチＲＸＳＷと称す）を備えている。ループコイル１２１−１〜１２１−ｎの１つが選択されると、制御回路１０１からの指示信号により、選択されたループコイル１２１に対応する受信チャネル選択スイッチＲＸＳＷが閉状態となる。これにより、選択されたループコイル１２１と電圧検出アンプ１０９の入力とが、入出力端子１０５を介して接続される。

電圧検出アンプ１０９は、ループコイル１２１−１〜１２１−ｎの１つに接続されると、接続されたループコイル１２１にて受信した受信信号を検出及び増幅する。
サンプリング回路１１０は、電圧検出アンプ１０９から出力された受信信号を、制御回路１０１からのサンプリングクロックによりサンプリングする。サンプリング回路１１０は、代表的には、Ａ／Ｄコンバータで実現される。

信号処理演算回路１１１は、サンプリング回路１１０から出力されたサンプリングデータに対し、ＤＦＴを含む各種演算を行って、受信信号の振幅及び位相を計算する。
制御回路１０１は、信号発生器１０２、送信チャネル選択スイッチ群１０３、受信チャネル選択スイッチ群１０８、サンプリング回路１１０、及び信号処理演算回路１１１を制御する。

ＣＰＵ１４は、半導体装置１１及び表示装置１５の制御、半導体装置１１から受け取った計算結果のメモリ１３への格納、半導体装置１１の計算結果に基づくペン９０の位置検出、ペン９０で指示された場所の表示装置１５への表示などを行っている。なお、ＣＰＵ１４による計算結果のメモリ１３への格納やペン９０の位置検出などの機能の一部は、専用のマイクロコントローラなど別の半導体装置に持たせたり、半導体装置１１の制御回路１０１や信号処理演算回路１１１に持たせたりすることもある。

図３に、本実施の形態１に係る信号処理演算回路１１１の内部構成を示す。なお、図３において、周波数などの数値は、一例であり、これに限定されるものではない。
本実施の形態１では、サンプリング回路１１０は、電圧検出アンプ１０９から出力されたｆ＝５００［ｋＨｚ］の正弦波である受信信号を、ｆｓ＝８［ＭＨｚ］のサンプリングクロックの立ち上がりでサンプリングし、サンプリングデータＳ_Ｌを同タイミングで信号処理演算回路１１１へ出力しているものとする。Ｌは、０から２５５の整数であり、サンプリングクロックに同期してＬ＝Ｌ＋１にインクリメントされるものとする。［Ｌ／２］は、Ｌを２で割った商の整数部分とする。

本実施の形態１に係る信号処理演算回路１１１は、乗算器１３１−１，１３１−２と、出力選択器１３２−１，１３２−２と、加算器１３３−１〜１３３−４と、保持回路１３４−１〜１３４−４と、振幅／位相演算回路１３５−１，１３５−２と、積算回路１３６と、を備えている。

乗算器１３１−１は、サンプリングデータＳ_Ｌをｃｏｓ（２π×１８×［Ｌ／２］÷１２８）と乗算する。乗算器１３１−２は、サンプリングデータＳ_Ｌを−ｓｉｎ（２π×１８×［Ｌ／２］÷１２８）と乗算する。乗算器１３１−１の乗算結果は、サンプリングデータＳ_Ｌの実数部となる。乗算器１３１−２の乗算結果は、サンプリングデータＳ_Ｌの虚数部となる。

出力選択器１３２−１，１３２−２は、Ｌが２Ｎ（偶数。Ｎは０以上の整数）番目の場合は出力０を選択し、Ｌが２Ｎ＋１（奇数）番目の場合は出力１を選択することを指示する選択信号が、制御回路１０１から入力される。出力選択器１３２−１は、選択信号を基に出力０及び出力１のいずれかを選択し、選択した出力から乗算器１３１−１の乗算結果を出力する。出力選択器１３２−２は、選択信号を基に出力０及び出力１のいずれかを選択し、選択した出力から乗算器１３１−２の乗算結果を出力する。出力選択器１３２−１，１３２−２は、選択していない出力からは、“０”を出力する。

加算器１３３−１は、出力選択器１３２−１の出力０から出力された２Ｎ番目の値と保持回路１３４−１の値とを加算する。加算器１３３−２は、出力選択器１３２−１の出力１から出力された２Ｎ＋１番目の値と保持回路１３４−２の値とを加算する。加算器１３３−３は、出力選択器１３２−２の出力０から出力された２Ｎ番目の値と保持回路１３４−３の値とを加算する。加算器１３３−４は、出力選択器１３２−２の出力１から出力された２Ｎ＋１番目の値と保持回路１３４−４の値とを加算する。
保持回路１３４−１〜１３４−４は、現在のサンプリングクロックの１クロック前の加算器１３３−１〜１３３−４の加算結果をそれぞれ保持する。

Ｌ＝２５５になった時点で、加算器１３３−１の加算結果である２Ｎ番目のみの実数部Ａ_２Ｎと、加算器１３３−３の加算結果である２Ｎ番目のみの虚数部Ｂ_２Ｎと、が振幅／位相演算回路１３５−１へ出力される。また、加算器１３３−２の加算結果である２Ｎ＋１番目のみの実数部Ａ_２Ｎ＋１と、加算器１３３−４の加算結果である２Ｎ＋１番目のみの虚数部Ｂ_２Ｎ＋１と、が振幅／位相演算回路１３５−２へ出力される。

ここで、信号処理演算回路１１１においては、乗算器１３１−１，１３１−２、出力選択器１３２−１，１３２−２、加算器１３３−１〜１３３−４、及び保持回路１３４−１〜１３４−４でＤＦＴ回路（離散フーリエ変換回路）を構成している。すなわち、信号処理演算回路１１１においては、サンプリングデータＳ_Ｌから、実数部Ａ_２Ｎ及び虚数部Ｂ_２Ｎと、実数部Ａ_２Ｎ＋１及び虚数部Ｂ_２Ｎ＋１と、を得るまでの処理を、ＤＦＴで行っている。

振幅／位相演算回路１３５−１は、２Ｎ番目の実数部Ａ_２Ｎ及び虚数部Ｂ_２Ｎを基に、２Ｎ番目の振幅Ｖ_２Ｎ及び位相θ_２Ｎを計算し、計算結果を積算回路１３６へ出力する。振幅／位相演算回路１３５−２は、２Ｎ＋１番目の実数部Ａ_２Ｎ＋１及び虚数部Ｂ_２Ｎ＋１を基に、２Ｎ＋１番目の振幅Ｖ_２Ｎ＋１及び位相θ_２Ｎ＋１を計算し、計算結果を積算回路１３６へ出力する。このとき、位相θ_２Ｎ＋１に関しては、θ_２Ｎから位相の進みが生じる。そのため、振幅／位相演算回路１３５−２は、位相調整値Δθを減算する補正を行う。

積算回路１３６は、複数回の受信分のデータから得られた、振幅Ｖ_２Ｎ、Ｖ_２Ｎ＋１、位相θ_２Ｎ、θ_２Ｎ＋１を積算する。この積算により外来ノイズの影響が緩和される。積算回路１３６における積算回数ｐは、任意に設定可能である。

＜従来例の動作＞
本実施の形態１の動作の説明を容易にするため、まず、本発明者が検討した従来例の動作について説明する。本従来例では、３２［μｓｅｃ］の間に、電圧検出アンプから出力される周波数ｆ＝５００［ｋＨｚ］の正弦波の受信信号を、サンプリング回路にてサンプリング周波数ｆｓ＝４［ＭＨｚ］でサンプリングするものとする。このサンプリングの模様を図４に示す。

図４に示されるように、サンプリングは等間隔で行われている。図４中の番号はサンプリングの順番である。３２［μｓｅｃ］の間に得られるサンプリングデータは、３２［μｓｅｃ］／（１／４［ＭＨｚ］）＝１２８個となる。０番目に得られたサンプリングデータをＳ_０、１番目に得られたサンプリングデータをＳ_１、同様に１２７番目に得られたサンプリングデータをＳ_１２７とする。外来ノイズの影響を小さくするために、複数回行われる送受信のうち、１回目の送受信で得た受信信号からｆ＝５００［ｋＨｚ］（ｋ＝１８）の周波数成分だけをＤＦＴして得られる実数部をＡ_１、虚数部をＢ_１とした場合、Ａ_１及びＢ_１は、それぞれ、以下のように計算できる。

これを受信回数分行う。

背景技術の章で、特許文献２が同じループコイルで送受信を繰り返す回数を７回と記したが、ここでは、説明を簡単にするために４回とする。４回目の送受信で得たサンプリングから計算した実数部をＡ_４、虚数部をＢ_４とする。１回目から４回目の実数部及び虚数部をそれぞれ積算すると、実数部の積算値Ａ及び虚数部の積算値Ｂは、それぞれ、以下となる。

受信信号の振幅Ｖは、以下のように計算できる。

また、位相θは、以下のように計算できる。

なお、上記では、Ａ_１〜Ａ_４、Ｂ_１〜Ｂ_４を求める際に、それぞれ１／１２８を乗算しているが、これには限られない。振幅の場合、Ａ_１〜Ａ_４、Ｂ_１〜Ｂ_４を求める際の１／１２８を乗算せず、Ｖが求まった後に１／１２８を乗算すれば、Ａ_１〜Ａ_４、Ｂ_１〜Ｂ_４を求める際に、それぞれ１／１２８を乗算したのと等価になる。例えば、Ｘ及びＹを、それぞれ、以下のように定義する。

すると、Ａ_１及びＢ_１は、以下となる。

また、振幅Ｖ_１は以下となる。

一方、位相θ_１は以下となる。

すなわち、３２［μｓｅｃ］の間に、電圧検出アンプから出力される受信信号を、サンプリング回路にてサンプリング周波数ｆｓ＝４［ＭＨｚ］でサンプリングし、１２８個のサンプリングデータを得て、ｆ＝５００［ｋＨｚ］の周波数成分を取り出したい場合は、Ａ_１及びＢ_１は、以下のようにする（Ａ_２〜Ａ_４、Ｂ_２〜Ｂ_４も同様）。

受信信号の振幅Ｖは、以下のように計算できる。

また、位相θは、以下のように計算できる。

また、振幅Ｖは、他のループコイルとの相対値で比較し、ペン位置の検出をするのであれば、１／１２８しなくてもよい。
また、積算に関しても、複数回の送受信で得られた実数部、虚数部の値を積算せず、それらで求めた振幅や位相を積算してもほぼ同等の値が得られる（位相の場合は積算回数で除算する）。

取り出す周波数成分を変更するとき、例えばｆ＝４６８．７５［ｋＨｚ］（ｋ＝１７）の場合は、Ａ_１及びＢ_１は、それぞれ、以下となる。

ｆ＝５３１．２５［ｋＨｚ］（ｋ＝１９）の場合は、Ａ_１及びＢ_１は、それぞれ、以下となる。

このように、取り出す周波数成分に応じてｋの部分を変えればよい。

＜実施の形態１の動作＞
次に、本実施の形態１の動作について説明する。本実施の形態１では、３２［μｓｅｃ］の間に、電圧検出アンプ１０９から出力される周波数ｆ＝５００［ｋＨｚ］の正弦波の受信信号を、サンプリング回路１１０にて従来例の２倍のサンプリング周波数ｆｓ＝８［ＭＨｚ］でサンプリングするものとする。このサンプリングの模様を図５に示す。

図５に示されるように、３２［μｓｅｃ］の間に得られるサンプリングデータは、３２［μｓｅｃ］／（１／８［ＭＨｚ］）＝２５６個となる。０番目に得られたサンプリングデータをＳ_０、１番目に得られたサンプリングデータをＳ_１、同様に２５５番目に得られたサンプリングデータをＳ_２５５とする。この２５６個のサンプリングデータを、１２８個の２Ｎ（偶数）番目のサンプリングデータと、１２８個の２Ｎ＋１（奇数）番目のサンプリングデータと、に分けて、演算処理を行う。

２Ｎ番目のサンプリングデータのうち、ｆ＝５００［ｋＨｚ］（ｋ＝１８）の周波数成分だけの実数部をＡ_２Ｎ、虚数部をＢ_２Ｎとする。また、２Ｎ＋１番目のサンプリングデータのうち、ｆ＝５００［ｋＨｚ］（ｋ＝１８）の周波数成分だけの実数部をＡ_２Ｎ＋１、虚数部をＢ_２Ｎ＋１とする。すると、Ａ_２Ｎ、Ｂ_２Ｎ、Ａ_２Ｎ＋１、及びＢ_２Ｎ＋１は、それぞれ、下記の式で表すことができる。Ｍは０から１２７の整数かつＭ＝[Ｌ／２]であり、上述の通り、［Ｌ／２］はＬを２で割った商の整数部分である。

ｆ＝４６８．７５［ｋＨｚ］（ｋ＝１７）の場合や、ｆ＝５３１．２５［ｋＨｚ］（ｋ＝１９）の場合も、同様に計算できる。

また、位相に関しては、以下のθ_２Ｎとθ_２Ｎ＋１とで位相差が生じる。

その理由は、２Ｎ番目と２Ｎ＋１番目を同じ係数でＤＦＴしているからである。

位相差は以下の式で求まる。

ｆ＝５００［ｋＨｚ］、ｆｓ＝８［ＭＨｚ］の例においては、位相差は以下となる。

位相差は、ｆとｆｓにより一意に決まるため、θ_２Ｎ＋１には、一律にΔθを減算すればよい。

以下、上記の計算を実現するための電圧検出アンプ１０９、サンプリング回路１１０、信号処理演算回路１１１の動作について説明する。ループコイル１２１とペン９０との間の信号の送受信方法や、信号処理演算回路１１１の出力である振幅及び位相を使用したペン位置の検出方法は、従来と同じ方法を使用するものとする。また、保持回路１３４−１〜１３４−４及びＬは、初期状態では値“０”が入っているものとする。

まず、サンプリング回路１１０より、サンプリングデータＳ_０が出力される。次段の乗算器１３１−１では、以下の計算が行われる。

一方、乗算器１３１−２では、以下の計算が行われる。

Ｌ＝０であり、２Ｎ（偶数）番目のサンプリングデータのため、出力選択器１３２−１及び出力選択器１３２−２では出力０が選択されている。そのため、加算器１３３−１では、保持回路１３４−１と出力選択器１３２−１の各出力の加算が行われる。

同様に、加算器１３３−３でも、保持回路１３４−３と出力選択器１３２−２の各出力の加算が行われる。

加算器１３３−２では、出力選択器１３２−１で出力１が選択されていない（出力１から“０”が出力）ため、保持回路１３４−２の出力と“０”との加算が行われる。

同様に、加算器１３３−４でも、保持回路１３４−４の出力と“０”との加算が行われる。

次のサンプリングクロックのタイミングでＬ＝Ｌ＋１、すなわちＬ＝１とし、サンプリング回路１１０より、サンプリングデータＳ_１が出力される。同タイミングで保持回路１３４−１にはＡ_２Ｎ、保持回路１３４−２にはＡ_２Ｎ＋１、保持回路１３４−３にはＢ_２Ｎ、保持回路１３４−４にはＢ_２Ｎ＋１がそれぞれ取り込まれる。次段の乗算器１３１−１では、以下の計算が行われる。

一方、乗算器１３１−２では、以下の計算が行われる。

Ｌ＝１であり、２Ｎ＋１（奇数）番目のサンプリングデータのため、出力選択器１３２−１及び出力選択器１３２−２では出力１が選択されている。そのため、加算器１３３−２では、保持回路１３４−２と出力選択器１３２−１の各出力の加算が行われる。

同様に、加算器１３３−４でも、保持回路１３４−４と出力選択器１３２−２の各出力の加算が行われる。

加算器１３３−１では、出力選択器１３２−１で出力０が選択されていない（出力０から“０”が出力）ため、保持回路１３４−１の出力と“０”との加算が行われる。

同様に、加算器１３３−３でも、保持回路１３４−３の出力と“０”との加算が行われる。

次のサンプリングクロックのタイミングでＬ＝Ｌ＋１、すなわちＬ＝２とし、サンプリング回路１１０より、サンプリングデータＳ_２が出力される。同タイミングで保持回路１３４−１にはＡ_２Ｎ、保持回路１３４−２にはＡ_２Ｎ＋１、保持回路１３４−３にはＢ_２Ｎ、保持回路１３４−４にはＢ_２Ｎ＋１がそれぞれ取り込まれる。次段の乗算器１３１−１では、以下の計算が行われる。

一方、乗算器１３１−２では、以下の計算が行われる。

Ｌ＝２であり、２Ｎ（偶数）番目のサンプリングデータのため、出力選択器１３２−１及び出力選択器１３２−２では出力０が選択されている。そのため、加算器１３３−１では、保持回路１３４−１と出力選択器１３２−１の各出力の加算が行われる。

同様に、加算器１３３−３でも、保持回路１３４−３と出力選択器１３２−２の各出力の加算が行われる。

加算器１３３−２では、出力選択器１３２−１で出力１が選択されていない（出力１から“０”が出力）ため、保持回路１３４−２の出力と“０”との加算が行われる。

同様に、加算器１３３−４でも、保持回路１３４−４の出力と“０”との加算が行われる。

以上の処理をＬ＝２５５まで繰り返す。Ｌ＝２５５となり、この一連の計算が終わった時、２Ｎ番目の実数部Ａ_２Ｎは以下となる。

２Ｎ番目の虚数部Ｂ_２Ｎは以下となる。

２Ｎ＋１番目の実数部Ａ_２Ｎ＋１は以下となる。

２Ｎ＋１番目の虚数部Ｂ_２Ｎ＋１は以下となる。

よって、Ａ_２Ｎ、Ｂ_２Ｎ、Ａ_２Ｎ＋１、及びＢ_２Ｎ＋１は、上述の通り、Ｍ＝[Ｌ／２]とすると、それぞれ、以下と同じである。

これらＡ_２Ｎ、Ｂ_２Ｎ、Ａ_２Ｎ＋１、及びＢ_２Ｎ＋１の値を用い、振幅／位相演算回路１３５−１で計算される振幅Ｖ_２Ｎは、以下となる。

また、位相θ_２Ｎは以下となる。

振幅／位相演算回路１３５−２で計算される振幅Ｖ_２Ｎ＋１は、以下となる。

また、位相θ_２Ｎ＋１は、位相差の補正が行われ、以下となる。

この例の場合Δθ＝２２．５［ｄｅｇ］となる。

これらＶ_２Ｎ、θ_２Ｎ、Ｖ_２Ｎ＋１、及びθ_２Ｎ＋１の値は次段の積算回路１３６によって積算される。積算回数ｐにより、積算回路１３６の値は次段の積算回路１３６によって積算される。積算回数ｐにより、積算回路１３６にて積算する回数を設定できる。ｐ＝１の場合、振幅Ｖ及び位相θは、それぞれ、以下となる。

このように、従来では２回送受信して得られていた振幅及び位相のデータを１回の送受信で得ることができる。

ｐ＝２の場合、１回目の振幅及び位相をＶ_{２Ｎ（１）}，Ｖ_{２Ｎ＋１（１）}，θ_{２Ｎ（１）}，θ_{２Ｎ＋１（１）}、２回目の振幅及び位相をＶ_{２Ｎ（２）}，Ｖ_{２Ｎ＋１（２）}，θ_{２Ｎ（２）}，θ_{２Ｎ＋１（２）}とすると、振幅Ｖ及び位相θは、それぞれ、以下となる。

このように、従来では４回送受信して得られていた振幅及び位相のデータを２回の送受信で得ることができる。

＜実施の形態１の効果＞
本実施の形態１においては、位置検出装置１０は、サンプリングデータを、２Ｎ（偶数）番目のサンプリングデータと、１２８個の２Ｎ＋１（奇数）番目のサンプリングデータと、に分けて、演算処理を行う。これにより、ペン９０とループコイル１２１との送受信の回数を１／２にしても、従来と同じ受信時間内に従来の２倍のデータから、振幅及び位相を求めることができるため、従来と外来ノイズの低減効果は変わらない。すなわち、従来と同じ外来ノイズの低減効果を得るための送受信回数が１／２になる。

このように、並列化を行わなくても、ペン９０とループコイル１２１との送受信の回数を減らすことにより、ペン位置検出の高速化を図ることができる。したがって、回路面積が大きくなったり、消費電流が増加したりすることなく、ペン位置検出の高速化を図ることができる。

また、本実施の形態１においては、位置検出装置１０の送信時間も従来と変わらないため、ペン９０に十分に信号を送ることができ、ペン９０で受信された信号も従来と同様の振幅を得られる。そのため、ペン９０の電圧検出アンプも、従来と同様のものを使用できる。

また、本実施の形態１においては、位置検出装置１０の受信時間も従来と変わらないため、ＤＦＴの分解能も変わらない。そのため、従来使用していた複数の共振周波数を持っているペン９０を使用でき、ペン９０の下位互換も可能である。

また、本実施の形態１においては、位置検出装置１０は、サンプリングクロックの周波数を上げている。ペン９０の位置を全く検出していない状態からペン９０の位置検出を行う（全ループコイル１２１を順番にスキャン）とき、一般的には、サンプリングクロックの周波数を上げた場合は、周波数に比例して回路の消費電流が増える。しかし、その分、ペン位置を速く検出することができるため、ペン位置を検出するまでの消費電流は増えない。

また、本実施の形態１においては、位置検出装置１０の電圧検出アンプ１０９は、従来と同じものを使用できる。消費電流はサンプリングクロックの周波数には影響しなく、単純に受信回数が減れば、ペン位置を検出するまでの消費電流は半分となる。

＜実施の形態１の変形＞
なお、本実施の形態１で使用した数値などは一例であり、また、例えば、実数部及び虚数部を求める数式などは、特許文献１の数式（３）、（４）などの一般的な数式を利用することもできる。

また、性能やコストが許されれば、信号処理演算回路１１１内の加算器、保持回路、振幅／位相演算回路の搭載数を増やして並列数をあげ、サンプリングクロックのスピードを３倍、４倍と上げることによって、送受信回数を１／３、１／４とすることも可能である。加算器などの搭載数の並列数を増やすことが困難であれば、回路の動作スピードを上げることにより、時分割制御すればよい。

＜実施の形態２＞
＜実施の形態２の構成＞
本実施の形態２は、実施の形態１とは信号処理演算回路１１１の構成が異なる。図６に、本実施の形態２に係る信号処理演算回路１１１の内部構成を示す。なお、図６において、周波数などの数値は、一例であり、これに限定されるものではない。

本実施の形態２に係る信号処理演算回路１１１は、図３の実施の形態１とほぼ同じ構成であるが、以下の点で異なる。
第１に、乗算器１３１−１，１３１−２がサンプリングデータＳ_Ｌを乗算する係数が異なる。すなわち、乗算器１３１−１は、サンプリングデータＳ_Ｌをｃｏｓ（２π×１８×Ｌ÷２５６）と乗算する。乗算器１３１−２は、サンプリングデータＳ_Ｌを−ｓｉｎ（２π×１８×Ｌ÷２５６）と乗算する。

第２に、２個の振幅／位相演算回路１３５−１，１３５−２を１個の振幅／位相演算回路１３５に置き換え、さらに、振幅／位相演算回路１３５と積算回路１３６の位置を入れ替えた点が異なる。すなわち、Ｌ＝２５５になった時点で２Ｎ番目のみの実数部Ａ_２Ｎ及び虚数部Ｂ_２Ｎと、２Ｎ＋１番目のみの実数部Ａ_２Ｎ＋１及び虚数部Ｂ_２Ｎ＋１と、がそれぞれ積算回路１３６へ出力される。積算回路１３６は、複数回の受信分のデータから得られたそれらを積算回数ｐの回数分積算し、積算結果である実数部Ａ及び虚数部Ｂを振幅／位相演算回路１３５へ出力する。振幅／位相演算回路１３５は、それらを基に振幅Ｖ及び位相θを計算する。

＜実施の形態２の動作＞
次に、本実施の形態２の動作について説明する。本実施の形態２では、実施の形態１と同様に、３２［μｓｅｃ］の間に、電圧検出アンプ１０９から出力される周波数ｆ＝５００［ｋＨｚ］の正弦波の受信信号を、サンプリング回路１１０にて従来の２倍のサンプリング周波数ｆｓ＝８［ＭＨｚ］でサンプリングするものとする。このサンプリングの模様は図５に示されている。

図５に示されるように、３２［μｓｅｃ］の間に得られるサンプリングデータは３２［μｓｅｃ］／（１／８［ＭＨｚ］）＝２５６個となる。０番目に得られたサンプリングデータをＳ_０、１番目に得られたサンプリングデータをＳ_１、同様に２５５番目に得られたサンプリングデータをＳ_２５５とする。この２５６個のサンプリングデータを、１２８個の２Ｎ（偶数）番目のサンプリングデータと、１２８個の２Ｎ＋１（奇数）番目のサンプリングデータと、に分けて、演算処理を行う。この点についても実施の形態１と同じである。

２Ｎ番目のサンプリングデータのうち、ｆ＝５００［ｋＨｚ］（ｋ＝１８）の周波数成分だけの実数部をＡ_２Ｎ、虚数部をＢ_２Ｎとする。また、２Ｎ＋１番目のサンプリングデータのうち、ｆ＝５００［ｋＨｚ］（ｋ＝１８）の周波数成分だけの実数部をＡ_２Ｎ＋１、虚数部をＢ_２Ｎ＋１とする。すると、Ａ_２Ｎ、Ｂ_２Ｎ、Ａ_２Ｎ＋１、及びＢ_２Ｎ＋１のそれぞれは、実施の形態１とは異なり、下記の式でも表すことができる。Ｍは０から１２７の整数かつＭ＝[Ｌ／２]である。

ｆ＝４６８．７５［ｋＨｚ］（ｋ＝１７）、ｆ＝５３１．２５［ｋＨｚ］（ｋ＝１９）の場合も、同様に計算できる。

また、位相に関しては、実施の形態１では、２Ｎ番目と２Ｎ＋１番目で位相差が生じていたが、本実施の形態２では、２Ｎ番目と２Ｎ＋１番目でサンプリングポイントに合わせた係数でＤＦＴしているため、位相差は生じない。

以下、上記の計算を実現するための電圧検出アンプ１０９、サンプリング回路１１０、信号処理演算回路１１１の動作について説明する。ループコイル１２１とペン９０との間の信号の送受信方法や、信号処理演算回路１１１の出力である振幅及び位相を使用したペン位置の検出方法は、従来と同じ方法を使用するものとする。また、加算器１３３−１〜１３３−４及び保持回路１３４−１〜１３４−４の動作は、実施の形態１と同じであるとする。また、保持回路１３４−１〜１３４−４及びＬは、初期状態では値“０”が入っているものとする。

まず、サンプリング回路１１０より、サンプリングデータＳ_０が出力される。次段の乗算器１３１−１では、以下の計算が行われる。

一方、乗算器１３１−２では、以下の計算が行われる。

Ｌ＝０であり、２Ｎ（偶数）番目のサンプリングデータのため、出力選択器１３２−１及び出力選択器１３２−２では出力０が選択されている。そのため、加算器１３３−１では、保持回路１３４−１と出力選択器１３２−１の各出力の加算が行われる。

同様に、加算器１３３−３でも、保持回路１３４−３と出力選択器１３２−２の各出力の加算が行われる。

加算器１３３−２では、出力選択器１３２−１で出力１が選択されていない（出力１から“０”が出力）ため、保持回路１３４−２の出力と“０”との加算が行われる。

同様に、加算器１３３−４でも、保持回路１３４−４の出力と“０”との加算が行われる。

次のサンプリングクロックのタイミングでＬ＝Ｌ＋１、すなわちＬ＝１とし、サンプリング回路１１０より、サンプリングデータＳ_１が出力される。同タイミングで保持回路１３４−１にはＡ_２Ｎ、保持回路１３４−２にはＡ_２Ｎ＋１、保持回路１３４−３にはＢ_２Ｎ、保持回路１３４−４にはＢ_２Ｎ＋１がそれぞれ取り込まれる。次段の乗算器１３１−１では、以下の計算が行われる。

一方、乗算器１３１−２では、以下の計算が行われる。

Ｌ＝１であり、２Ｎ＋１（奇数）番目のサンプリングデータのため、出力選択器１３２−１及び出力選択器１３２−２では出力１が選択されている。そのため、加算器１３３−２では、保持回路１３４−２と出力選択器１３２−１の各出力の加算が行われる。

同様に、加算器１３３−４でも、保持回路１３４−４と出力選択器１３２−２の各出力の加算が行われる。

加算器１３３−１では、出力選択器１３２−１で出力０が選択されていない（出力０から“０”が出力）ため、保持回路１３４−１の出力と“０”との加算が行われる。

同様に、加算器１３３−３でも、保持回路１３４−３の出力と“０”との加算が行われる。

次のサンプリングクロックのタイミングでＬ＝Ｌ＋１、すなわちＬ＝２とし、サンプリング回路１１０より、サンプリングデータＳ_２が出力される。同タイミングで保持回路１３４−１にはＡ_２Ｎ、保持回路１３４−２にはＡ_２Ｎ＋１、保持回路１３４−３にはＢ_２Ｎ、保持回路１３４−４にはＢ_２Ｎ＋１がそれぞれ取り込まれる。次段の乗算器１３１−１では、以下の計算が行われる。

一方、乗算器１３１−２では、以下の計算が行われる。

Ｌ＝２であり、２Ｎ（偶数）番目のサンプリングデータのため、出力選択器１３２−１及び出力選択器１３２−２では出力０が選択されている。そのため、加算器１３３−１では、保持回路１３４−１と出力選択器１３２−１の各出力の加算が行われる。

同様に、加算器１３３−３でも、保持回路１３４−３と出力選択器１３２−２の各出力の加算が行われる。

加算器１３３−２では、出力選択器１３２−１で出力１が選択されていない（出力１から“０”が出力）ため、保持回路１３４−２の出力と“０”との加算が行われる。

同様に、加算器１３３−４でも、保持回路１３４−４の出力と“０”との加算が行われる。

以上の処理をＬ＝２５５まで繰り返す。Ｌ＝２５５となり、この一連の計算が終わった時、２Ｎ番目の実数部Ａ_２Ｎは、以下となる。

２Ｎ番目の虚数部Ｂ_２Ｎは以下となる。

２Ｎ＋１番目の実数部Ａ_２Ｎ＋１は以下となる。

２Ｎ＋１番目の虚数部Ｂ_２Ｎ＋１は以下となる。

よって、Ａ_２Ｎ、Ｂ_２Ｎ、Ａ_２Ｎ＋１、及びＢ_２Ｎ＋１は、上述の通り、Ｍ＝[Ｌ／２]とすると、それぞれ、以下と同じである。

これらＡ_２Ｎ、Ｂ_２Ｎ、Ａ_２Ｎ＋１、及びＢ_２Ｎ＋１の値は次段の積算回路１３６によって積算される。積算回数ｐにより、積算回路１３６にて積算する回数を設定できる。ｐ＝１の場合、Ａ及びＢは、それぞれ、以下となる。

このように、従来では２回送受信して得られていた実数部及び虚数部のデータを１回の送受信で得ることができる。

ｐ＝２の場合、１回目の実数部及び虚数部をＡ_{２Ｎ（１）}，Ａ_{２Ｎ＋１（１）}，Ｂ_{２Ｎ（１）}，Ｂ_{２Ｎ＋１（１）}、２回目の実数部及び虚数部をＡ_{２Ｎ（２）}，Ａ_{２Ｎ＋１（２）}，Ｂ_{２Ｎ（２）}，Ｂ_{２Ｎ＋１（２）}とすると、Ａ及びＢは、それぞれ、以下となる。

このように、従来では４回送受信して得られていた実数部及び虚数部のデータを２回の送受信で得ることができる。

これらＡ及びＢの値を用い、振幅／位相演算回路１３５で計算される振幅Ｖは、以下となる。

また、位相θは以下となる。

このように、振幅及び位相の計算は、実施の形態１では２回行っていたが、本実施の形態２では、１回で行うことができる。

＜実施の形態２の効果＞
本実施の形態２においては、実施の形態１と異なり、２Ｎ番目と２Ｎ＋１番目のサンプリングデータに位相差が現れないため、位相差の補正が必要でなくなり、回路を簡素化できる。
また、本実施の形態２においては、振幅及び位相の計算を１回で行うことができるため、回路の削減又は計算時間の短縮が可能になる（平方根や三角関数の計算は、計算資源が多く必要なため、特に効果的である）。
その他の効果は、実施の形態１と同様である。

＜実施の形態３＞
＜実施の形態３の構成＞
本実施の形態３は、上述した実施の形態１，２の概念を抽出した一実施の形態に相当するものである。図７に、本実施の形態３に係る位置検出装置２０の構成を示す。本実施の形態３に係る位置検出装置２０は、ペンなどである位置指示器（不図示）による指示位置を検出するものであり、ＩＣなどである半導体装置２１と、ループコイル群２２と、を備えている。ループコイル群２２は、ｎ（ｎは２以上の整数）個のループコイル２２１−１〜２２１−ｎ（以下、どのループコイルであるか特定しない場合はループコイル２２１と称す）を備えている。半導体装置２１は、演算回路２１１と、サンプリング回路２１２と、を備えている。

ループコイル２２１−１〜２２１−ｎは、位置指示器との間で、電磁誘導により信号を送受信する。ループコイル群２２は、実施の形態１，２のループコイル群１２に対応し、ループコイル２２１−１〜２２１−ｎは、実施の形態１，２のループコイル１２１−１〜１２１−ｎに対応する。

サンプリング回路２１２は、ｎ個のループコイル２２１−１〜２２１−ｎの中から選択された１つのループコイル２２１で受信された受信信号をサンプリングし、サンプリングデータを演算回路２１１に出力する。サンプリング回路２１２は、実施の形態１，２のサンプリング回路１１０に対応する。

演算回路２１１は、サンプリング回路２１２から出力されたサンプリングデータに対する演算処理を行う。具体的には、演算回路２１１は、まず、サンプリングデータの実数部及び虚数部をそれぞれ算出する。この算出は、具体的には、サンプリングデータという時間領域の関数を、周波数領域の関数に写した際の表現である複素数値の実数部及び虚数部をそれぞれ算出することを意味する（以下同じ）。続いて、演算回路２１１は、サンプリング回路２１２から出力された順番に応じて、サンプリングデータの実数部をｍ（ｍは２以上の整数）個のグループのいずれかに分類すると共に、サンプリングデータの虚数部をｍ個のグループのいずれかに分類する。続いて、演算回路２１１は、ｍ個のグループ毎に、そのグループに属するサンプリングデータの実数部同士を加算すると共に、そのグループに属するサンプリングデータの虚数部同士を加算する。その後、演算回路２１１は、ｍ個のグループの各々の実数部の加算結果及び虚数部の加算結果を用いて、受信信号の振幅及び位相を計算する。演算回路２１１は、実施の形態１，２の信号処理演算回路１１１に対応する。

演算回路２１１は、乗算器２１３，２１４と、分類器２１５，２１６と、ｍ個の加算器２１７−１〜２１７−ｍ及びｍ個の加算器２１８−１〜２１８−ｍ（以下、どの加算器であるか特定しない場合は加算器２１７，２１８と称す）と、演算器２１９と、を備えている。

乗算器２１３は、サンプリング回路２１２から出力されたサンプリングデータに第１の係数を乗算して、サンプリングデータの実数部を算出する。第１の係数は、受信信号から取り出す周波数成分やサンプリング回路２１２から出力された順番（実施の形態１，２のｋやＬ）に応じた余弦値である。乗算器２１３は、実施の形態１，２の乗算器１３１−１に対応する。

乗算器２１４は、サンプリング回路２１２から出力されたサンプリングデータに第２の係数を乗算して、サンプリングデータの虚数部を算出する。第２の係数は、受信信号から取り出す周波数成分やサンプリング回路２１２から出力された順番（実施の形態１，２のｋやＬ）に応じた正弦値である。乗算器２１４は、実施の形態１，２の乗算器１３１−２に対応する。

分類器２１５は、サンプリング回路２１２から出力された順番に応じて、サンプリングデータの実数部をｍ個のグループのいずれかに分類する。分類器２１５は、実施の形態１，２の出力選択器１３２−１に対応する。

分類器２１６は、サンプリング回路２１２から出力された順番に応じて、サンプリングデータの虚数部をｍ個のグループのいずれかに分類する。分類器２１６は、実施の形態１，２の出力選択器１３２−２に対応する。

なお、ｍ個のグループは、実施の形態１，２のように、２Ｎ（偶数）番目のグループ、及び、２Ｎ＋１（奇数）番目のグループの２個のグループとすることができるが、これには限定されない。例えば、３Ｎ番目のグループ、３Ｎ＋１番目のグループ、及び３Ｎ＋２番目のグループの３個のグループとしたり、４Ｎ番目のグループ、４Ｎ＋１番目のグループ、４Ｎ＋２番目のグループ、及び４Ｎ＋３番目のグループの４個のグループとしたりすることができる。

加算器２１７−１〜２１７−ｍは、ｍ個のグループの各々に対応して設けられている。加算器２１７−１〜２１７−ｍは、対応するグループに属するサンプリングデータの実数部同士を加算する。加算器２１７−１〜２１７−ｍは、実施の形態１，２の加算器１３３−１，１３３−２に対応する。

加算器２１８−１〜２１８−ｍは、ｍ個のグループの各々に対応して設けられている。加算器２１８−１〜２１８−ｍは、対応するグループに属するサンプリングデータの虚数部同士を加算する。加算器２１８−１〜２１８−ｍは、実施の形態１，２の加算器１３３−３，１３３−４に対応する。

演算器２１９は、ｍ個のグループの各々の実数部の加算結果及び虚数部の加算結果を用いて、受信信号の振幅及び位相を計算する。演算器２１９は、実施の形態１の振幅／位相演算回路１３５−１，１３５−２及び積算回路１３６に対応する。又は、演算器２１９は、実施の形態２の積算回路１３６及び振幅／位相演算回路１３５に対応する。

＜実施の形態３の動作＞
次に、本実施の形態３の動作について説明する。図８に、本実施の形態３に係る位置検出装置２０の動作フローを示す。
サンプリング回路２１２は、ｎ個のループコイル２２１−１〜２２１−ｎの中から選択された１つのループコイル２２１について、所定区間毎に、その所定区間の間に、そのループコイル２２１で受信された受信信号をサンプリングし、サンプリングデータを演算回路２１１に出力する（ステップＳ１）。

乗算器２１３は、サンプリング回路２１２から出力されたサンプリングデータに第１の係数を乗算して、サンプリングデータの実数部を算出する。また、乗算器２１４は、サンプリング回路２１２から出力されたサンプリングデータに第２の係数を乗算して、サンプリングデータの虚数部を算出する（ステップＳ２）。

分類器２１５は、サンプリング回路２１２から出力された順番に応じて、サンプリングデータの実数部をｍ個のグループのいずれかに分類する。また、分類器２１６は、サンプリング回路２１２から出力された順番に応じて、サンプリングデータの虚数部をｍ個のグループのいずれかに分類する（ステップＳ３）。

加算器２１７−１〜２１７−ｍは、所定区間毎に、その所定区間の間にサンプリング回路２１２でサンプリングされたサンプリングデータであって、対応するグループに属するサンプリングデータの実数部同士を加算する（ステップＳ４）。

加算器２１８−１〜２１８−ｍは、所定区間毎に、その所定区間の間にサンプリング回路２１２でサンプリングされたサンプリングデータであって、対応するグループに属するサンプリングデータの虚数部同士を加算する（ステップＳ５）。

演算器２１９は、所定区間毎の、ｍ個のグループの各々の実数部の加算結果及び虚数部の加算結果を用いて、受信信号の振幅及び位相を計算する（ステップＳ６）。

具体的には、演算器２１９は、ｍ個のグループの各々に対応して設けられたｍ個の計算回路（不図示。実施の形態１の振幅／位相演算回路１３５−１，１３５−２に対応）と、１個の積算回路（不図示。実施の形態１の積算回路１３６に対応）と、で構成する。ｍ個の計算回路は、所定区間毎に、対応する加算器２１７で加算された、対応するグループに属するサンプリングデータの実数部の加算結果と、対応する加算器２１８で加算された、対応するグループに属するサンプリングデータの虚数部の加算結果と、を用いて、受信信号の振幅及び位相を計算する。このとき、実施の形態１のように、グループ同士で、乗算器２１３の第１の係数及び乗算器２１４の第２の係数が同じになる場合には、受信信号の位相を補正する。積算回路は、ｍ個の計算回路の各々で計算された、ｍ個のグループの各々の受信信号の振幅を、所定数の所定区間分、積算する。また、積算回路は、ｍ個の計算回路の各々で計算された、ｍ個のグループの各々の受信信号の位相を、所定数の所定区間分、積算する。

又は、演算器２１９は、１個の積算回路（不図示。実施の形態２の積算回路１３６に対応）と、１個の計算回路（不図示。実施の形態２の振幅／位相演算回路１３５に対応）と、で構成する。積算回路は、加算器２１７−１〜２１７−ｍの各々で加算された、ｍ個のグループの各々のサンプリングデータの実数部の加算結果を、所定数の所定区間分、積算する。また、積算回路は、加算器２１８−１〜２１８−ｍの各々で加算された、ｍ個のグループの各々のサンプリングデータの虚数部の加算結果を、所定数の所定区間分、積算する。計算回路は、積算回路で積算された、サンプリングデータの実数部の積算結果及び虚数部の積算結果を用いて、受信信号の振幅及び位相を計算する。

＜実施の形態３の効果＞
本実施の形態３においては、半導体装置２１は、サンプリングデータを、ｍ個のグループのいずれかに分類して、グループ毎に演算処理を行う。これにより、位置指示器とループコイル２２１との送受信の回数を１／ｍにしても、従来と同じ受信時間内に従来のｍ倍のデータから、振幅及び位相を求めることができるため、従来と外来ノイズの低減効果は変わらない。すなわち、従来と同じ外来ノイズの低減効果を得るための送受信回数が１／ｍになる。

このように、並列化を行わなくても、位置指示器とループコイル２２１との送受信の回数を減らすことにより、位置指示器の位置検出の高速化を図ることができる。したがって、回路面積が大きくなったり、消費電流が増加したりすることなく、位置指示器の位置検出の高速化を図ることができる。

＜実施の形態１〜３の変形＞
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は既に述べた実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることはいうまでもない。

例えば、上記実施の形態においては、半導体装置は、サンプリングデータの実数部の加算結果及び虚数部の実数部の加算結果を得るまでの処理を、ＤＦＴ回路で行っていたが、これには限定されない。これらの処理は、ＤＦＴ回路の代わりに、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）などのプロセッサで行っても良い。
また、上記実施の形態においては、半導体装置は、ループコイルで受信した受信信号に対して処理を行っていたが、これには限定されない。半導体装置は、例えば、センサで検知されたセンサ信号などの他の信号を処理するものであっても良い。

１０ 位置検出装置
１１ 半導体装置
１０１ 制御回路
１０２ 信号発生器
１０３ 送信チャネル選択スイッチ群
ＴＸＳＷ１〜ＴＸＳＷｎ 送信チャネル選択スイッチ
１０４−１〜１０４−ｎ 送信ドライバ
１０５−１〜１０５−ｎ 入出力端子
１０６ 電圧出力端子
１０７ 基準電圧源
１０８ 受信チャネル選択スイッチ群
ＲＸＳＷ１〜ＲＸＳＷｎ 受信チャネル選択スイッチ
１０９ 電圧検出アンプ
１１０ サンプリング回路
１１１ 信号処理演算回路
１３１−１，１３１−２ 乗算器
１３２−１，１３２−２ 出力選択器
１３３−１〜１３３−４ 加算器
１３４−１〜１３４−４ 保持回路
１３５，１３５−１，１３５−２ 振幅／位相演算回路
１３６ 積算回路
１２ ループコイル群
１２１−１〜１２１−ｎ ループコイル
１３ メモリ
１４ ＣＰＵ
１５ 表示装置
９０ ペン
９１ ペン回路
２０ 位置検出装置
２１ 半導体装置
２１１ 演算回路
２１２ サンプリング回路
２１３，２１４ 乗算器
２１５，２１６ 分類器
２１７−１〜２１７−ｍ 加算器
２１８−１〜２１８−ｍ 加算器
２１９ 演算器
２２ ループコイル群
２２１−１〜２２１−ｎ ループコイル

Claims (13)

1. 信号をサンプリングし、サンプリングデータを出力するサンプリング回路と、
   前記サンプリング回路から出力されたサンプリングデータに対する処理を行う演算回路と、を備え、
   前記演算回路は、
   前記サンプリングデータの実数部及び虚数部をそれぞれ算出し、
   前記サンプリング回路から出力された順番に応じて、前記サンプリングデータの実数部を複数のグループのいずれかに分類すると共に、前記サンプリングデータの虚数部を前記複数のグループのいずれかに分類し、
   前記複数のグループ毎に、当該グループに属するサンプリングデータの実数部同士を加算し、
   前記複数のグループ毎に、当該グループに属するサンプリングデータの虚数部同士を加算し、
   前記複数のグループの各々の実数部の加算結果及び虚数部の加算結果を用いて、前記信号の振幅及び位相を計算する、半導体装置。
2. 前記演算回路は、
   前記サンプリングデータに第１の係数を乗算して前記サンプリングデータの実数部を算出する第１の乗算器と、
   前記サンプリングデータに第２の係数を乗算して前記サンプリングデータの虚数部を算出する第２の乗算器と、
   前記サンプリング回路から出力された順番に応じて、前記サンプリングデータの実数部を前記複数のグループのいずれかに分類する第１の分類器と、
   前記サンプリング回路から出力された順番に応じて、前記サンプリングデータの虚数部を前記複数のグループのいずれかに分類する第２の分類器と、
   前記複数のグループの各々に対応して設けられ、対応するグループに属するサンプリングデータの実数部同士を加算する複数の第１の加算器と、
   前記複数のグループの各々に対応して設けられ、対応するグループに属するサンプリングデータの虚数部同士を加算する複数の第２の加算器と、
   前記複数のグループの各々の実数部の加算結果及び虚数部の加算結果を用いて、前記信号の振幅及び位相を計算する演算器と、を備える、請求項１に記載の半導体装置。
3. 前記サンプリング回路は、
   所定区間毎に、該所定区間に発生した前記信号をサンプリングし、
   前記第１の加算器は、
   前記所定区間毎に、該所定区間にサンプリングされたサンプリングデータであって、対応するグループに属するサンプリングデータの実数部同士を加算し、
   前記第２の加算器は、
   前記所定区間毎に、該所定区間にサンプリングされたサンプリングデータであって、対応するグループに属するサンプリングデータの虚数部同士を加算する、請求項２に記載の半導体装置。
4. 前記演算器は、
   前記複数のグループの各々に対応して設けられ、前記所定区間毎に、該所定区間にサンプリングされたサンプリングデータであって、対応するグループに属するサンプリングデータの実数部の加算結果及び虚数部の加算結果を用いて、前記信号の振幅及び位相を計算する複数の計算回路と、
   前記複数のグループの各々の前記信号の振幅を、所定数の前記所定区間分、積算すると共に、前記複数のグループの各々の前記信号の位相を、所定数の前記所定区間分、積算する積算回路と、を備える、請求項３に記載の半導体装置。
5. 前記複数の計算回路は、
   前記複数のグループ同士で、前記第１及び第２の係数が同じになる場合、前記信号の位相を補正する、請求項４に記載の半導体装置。
6. 前記積算回路の積算回数は、任意に設定可能である、請求項４に記載の半導体装置。
7. 前記演算器は、
   前記複数のグループの各々の前記サンプリングデータの実数部の加算結果を、所定数の前記所定区間分、積算すると共に、前記複数のグループの各々の前記サンプリングデータの虚数部の加算結果を、所定数の前記所定区間分、積算する積算回路と、
   前記サンプリングデータの実数部の積算結果及び虚数部の積算結果を用いて、前記信号の振幅及び位相を計算する計算回路と、を備える、請求項３に記載の半導体装置。
8. 前記積算回路の積算回数は、任意に設定可能である、請求項７に記載の半導体装置。
9. 前記第１の係数は、前記信号の周波数成分及び前記サンプリング回路から出力された順番に応じた余弦値であり、
   前記第２の係数は、前記信号の周波数成分及び前記サンプリング回路から出力された順番に応じた正弦値である、請求項２に記載の半導体装置。
10. 前記第１の乗算器、前記第２の乗算器、前記第１の分類器、前記第２の分類器、前記複数の第１の加算器、及び前記複数の第２の加算器は、離散フーリエ変換回路を構成している、請求項２に記載の半導体装置。
11. 前記複数のグループは、前記サンプリング回路から偶数番目に出力されたサンプリングデータのグループと、前記サンプリング回路から奇数番目に出力されたサンプリングデータのグループと、の２グループである、請求項１に記載の半導体装置。
12. 位置指示器との間で信号を送受信する複数のループコイルと、
    前記複数のループコイルの中から選択された１つのループコイルで受信された受信信号をサンプリングし、サンプリングデータを出力するサンプリング回路と、
    前記サンプリング回路から出力されたサンプリングデータに対する処理を行う演算回路と、を備え、
    前記演算回路は、
    前記サンプリングデータの実数部及び虚数部をそれぞれ算出し、
    前記サンプリング回路から出力された順番に応じて、前記サンプリングデータの実数部を複数のグループのいずれかに分類すると共に、前記サンプリングデータの虚数部を前記複数のグループのいずれかに分類し、
    前記複数のグループ毎に、当該グループに属するサンプリングデータの実数部同士を加算し、
    前記複数のグループ毎に、当該グループに属するサンプリングデータの虚数部同士を加算し、
    前記複数のグループの各々の実数部の加算結果及び虚数部の加算結果を用いて、前記受信信号の振幅及び位相を計算する、位置検出装置。
13. 半導体装置の制御方法であって、
    信号をサンプリングし、サンプリングデータを出力するサンプリングステップと、
    前記サンプリングステップで出力されたサンプリングデータに対する処理を行う演算ステップと、を備え、
    前記演算ステップでは、
    前記サンプリングデータの実数部及び虚数部をそれぞれ算出し、
    前記サンプリングステップで出力された順番に応じて、前記サンプリングデータの実数部を複数のグループのいずれかに分類すると共に、前記サンプリングデータの虚数部を前記複数のグループのいずれかに分類し、
    前記複数のグループ毎に、当該グループに属するサンプリングデータの実数部同士を加算し、
    前記複数のグループ毎に、当該グループに属するサンプリングデータの虚数部同士を加算し、
    前記複数のグループの各々の実数部の加算結果及び虚数部の加算結果を用いて、前記信号の振幅及び位相を計算する、半導体装置の制御方法。

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