JP4249428B2 - 信号検出装置および検出方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、信号を検出する方法と装置とに関する。本発明は、特に、通信および測距の目的で使用される変調された干渉信号、特に障害物検出または衝突回避システムで使用される不規則な、すなわち無秩序の波形によって変調された実質的な連続信号に影響を及ぼす未知のドップラー周波数シフトにさらされ易いシステムに適用可能であるが、これに限定されるものではない。
【０００２】
【従来の技術】
このようなシステムは、マルチユーザ環境、およびしばしば敵対的な環境で動作するように設計されており、自動車の用途、産業用ロボット、および無人車両ナビゲーションを含む広範な用途を意図している。
【０００３】
図１は、標準的なマイクロ波障害物検出システムのブロック図である。このシステムは必要なレンジ分解能をもたらす適宜の帯域幅を有する実質的に連続的な波形ｘ（ｔ）を生成する信号発生器１を備えている。波形ｘ（ｔ）は、確定的な（周期的または非周期的）、無秩序な、または純粋に不規則なものでよい。
【０００４】
このシステムは、更に、必要な搬送波周波数を有する正弦信号を生成するマイクロ波発振器２と、搬送波信号の（振幅、位相、または周波数のような）１つ、または複数のパラメータを変調波形ｘ（ｔ）で変調する変調器３と、変形された搬送波信号を必要なレベルに増幅する出力増幅器（ＰＡ）４と、変調された搬送波信号を表す電磁波を障害物６の方向に放射するマイクロ波送信アンテナ（ＴＡ）５と、障害物６から反射した電磁波を受けるマイクロ波受信アンテナ（ＲＡ）７と、受信アンテナ（ＲＡ）７によって供給される信号を増幅する入力増幅器（ＩＡ）８と、発振器２によって供給された基準搬送波信号および、入力増幅器（ＩＡ）８によって供給された信号を統合して処理して、変調波形ｘ（ｔ）の時間遅延された複製ｙ（ｔ）を再構成するための干渉復調器９とを有している。
【０００５】
次に、相関器のような適宜のプロセッサ１０によって変調波形ｘ（ｔ）と、その時間遅延された複製ｙ（ｔ）とが特定の時間間隔中に統合して処理されて、システムと障害物６との間の距離（レンジ）に比例する未知の時間遅延の推定がなされる。
【０００６】
図２は、同期的な不規則バイナリ波形の相関関数の１例を示す。
【０００７】
測距システムと当該の障害物との間に相対運動が生ずると、障害物から反射され、かつ干渉性システムによって受けられた電磁波はドップラー周波数シフトを呈する。この（角）周波数シフトの値ω_D0は下記から算定することができる。
【数１】

但し、ｖ₀はシステムと障害物との相対運動の半径方向速度（すなわちレンジレート）であり、ω₀は速度ｃを有する送信された電磁波の（角）搬送波周波数である。
【０００８】
移動する障害物によって反射される信号は下記のように表すことができる。
【数２】

但し、γは往復(round-trip)減衰であり、τ₀はレンジＤに対応する遅延であり、ω_D0はドップラー周波数シフトであり、θは未知の定位相ずれである。厳密に述べると、τ₀の値はドップラー周波数ω_D0がゼロではない場合には一定ではあり得ない。しかし、実際のほとんどの場合には、レンジＤのおよそ搬送波周波数の波長程度の僅かな変化は、短時間の時間遅延の推定値を判定する場合には識別できないものと想定される。このような想定は遅延とドップラー周波数の測定値を切り離す正当な理由になる。
【０００９】
受信信号ｚ_r（ｔ）に対応するベースバンド信号は、
【数３】

の形式を有しており、但しφは未知の位相ずれである。
【００１０】
相関器は下記の演算を行う。
【数４】

但し、整数は複数の仮定された時間遅延について評価され、τ_min＜τ＜τ_maxである。観測間隔Ｔ₀がドップラー周波数の１周期（２π／ω_D0）よりも大幅に短い場合は、ｃｏｓ（ω_D0ｔ_m＋φ）の値はＴ₀の間隔中にほとんど一定であるので、相関積分は下記によって概算することができる。
【数５】

但し、時間定数ｔ_mは観測間隔Ｔ₀の中間で取り込まれたものである。
【００１１】
各々の継続期間がＴ₀である連続的な短い処理間隔で相関積分が反復的に計算されると、観測された相関関数のシーケンスは図３のプロットによって表される。相関関数Ｒ_xy（τ）の（時間的な）変化率はドップラー周波数ω_D0に対応する。この周波数値はある種の適宜の形式のスペクトル分析を適用することによって算定できる。
【００１２】
図４は、可変遅延線１１と、乗算器１２と、積分器１３と、その後に設置されたスペクトル分析器１４とを含む従来型の相関器のブロック図である。連続的な短い処理間隔の総数が充分に大きい場合は、分析器の出力にて観測される周波数スペクトルＳ（ω）はドップラー周波数ω_D0で顕著なピークを呈する。
【００１３】
図５は、遅延回路１６を用いてユニット遅延ΔのＪ個のステップで仮定された時間遅延の全間隔τ_min＜τ＜τ_maxをカバーするためにタップ接続された遅延線１５を使用するマルチチャネル相関器のブロック図である。乗算器１７はｙ（ｔ）を有する遅延信号を処理し、その出力を積分器１８に供給する。必要なスペクトル分析は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を実行するデジタルプロセッサ１９によって行ってもよい。このように、動作原理は図４のものと同様である。
【００１４】
図４および図５に示したシステム、および他の同様の公知のシステムは、多数の比較的短い観測間隔Ｔ₀にわたって判定される相関関数の時間シーケンスを複合することによって、当該の２つのパラメータ、すなわち遅延時間τおよびトップラー周波数ω_Dを有する相関積分を概算することを試みるものである。概算であるため、このようなシステムは時間遅延とドップラー周波数の統合推定の問題を最適にではなく次善にしか解決し得ない。
【００１５】
他の従来技術には、仮定された時間遅延の全間隔、
【数６】

および仮定されたドップラー周波数の全間隔、
【数７】

にわたって下記の相関積分の値を算定することが含まれており、
【数８】

未知の位相φも間隔（０，２π）にわたって変更される必要がある。この場合は、ある所定範囲の引数（τ、ω_D）について算定された相関積分の値が二次元の相関関数を定義する。二次元相関関数を最大化する引数τおよびω_Dの特定の値、たとえばτ_oおよびω_D0は未知の時間遅延および未知のドップラー周波数を推定する。
【００１６】
図６は、ある特定の時間遅延τおよびドップラー周波数ω_Dについての相関積分値を算定可能である適宜のシステムのブロック図である。このシステムは、可変遅延線１１と、乗算器１２と、積分器１３とを含む、図４に示したものと同様の相関器によって形成されている。しかし、信号ｘ（ｔ）が最初に乗算器２０に印加され、可変ドップラー信号ｃｏｓ（ω_Dt＋φ）で乗算される。
【００１７】
位相φの未知の値を調整する手順は、仮定された時間遅延の全間隔
【数９】

および仮定されたドップラー周波数の全間隔
【数１０】

について評価された下記の２つの積分値を適宜に複合することによって避けることができる。
【数１１】

【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
多くの産業用および自動車の用途では、移動する障害物を検出でき、かつほぼ連続的な変調マイクロ波（またはその他の干渉性放射）を利用する、先行技術によって開発されたシステムは複雑すぎ、また費用がかかりすぎる。
【００１９】
更に、マルチユーザ環境のために設計された障害物検出システムは、好適には、先行技術によって構成された従来型のドップラー信号プロセッサを使用しなくてもよい不規則な、または無秩序な変調の、ある適宜の形式を活用する。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明の態様は併記の特許請求の範囲に記載されている。
【００２１】
本発明の更に別の態様に基づいて、送信信号と受信信号の表現は、目標信号が存在するか否か（この目標信号は送信信号を反射するオブジェクトを表し得る）を判定するように一緒に処理される。例えば１つ、または複数の補助信号から形成された補助表現が処理工程に導入される。補助表現には目標信号内の（例えばドップラーシフトのような）予測される周波数変調に対応するレンジにわたって分散される周波数が含まれており、その結果、システムは、このレンジ内の周波数変調を示す目標信号が有意性のシステム出力を誘発し、一方、上記レンジ外の周波数変調はこれを誘発しないような応答特性を有する。
【００２２】
このような構成によって（例えばドップラーシフトのような）周波数変調の値を判定する必要がなくなり、当該の周波数変調を組み込んだいかなる目標信号をも簡単な構造を利用して迅速に検出することが可能になる。このように、上記の構成は固定した障害物と、特定の速度で移動する障害物とを区別するだけで充分である用途、および障害物が例えばゼロ／低速、中程度／平均、高速／超高速のような障害物の速度に応じて多くの等級に分けられる用途には特に有用である。
【００２３】
本発明の好適な態様は補助表現の性質に関するものであり、下記のような多くの利点をもたらす。
【００２４】
好適には、補助表現は当該レンジ内に多重周波数を備えた、継続期間が有限の信号部分の形式をとり、また好適には上記レンジにわたって分散される。この信号部分の継続期間は、それぞれの周波数の成分の直交性を保持するように選択される。継続期間が有限の部分を利用し、これらの部分の形状を適正に選択することによって、補助表現を構成するために用いられる信号成分の周波数に等しい目標信号の周波数についてだけではなく、隣接する周波数についても有意性出力が生成されるように、システムの応答特性を拡張することができる。
【００２５】
好適には、各々の信号部分はウインドウ関数を用いて作成され、その結果当該のレンジ内の全ての周波数について有意の周波数応答が生ずる。しかし、信号部分が当該の周波数レンジにわたって平坦な応答を生成するように構成することは困難である。
【００２６】
このような理由から、本発明の好適な実施の形態によって、補助表現は、それぞれの一連の周波数を有する成分を各々が含み、相補的な周波数応答特性を誘発するように構成された継続期間が有限の異なる信号部分を備えている。従って、それぞれ異なる補助信号部分を利用して達成される結果を複合することによって、１種類の信号部分だけを使用した場合よりも大幅に平坦な全体的な周波数応答特性を得ることが可能である。
【００２７】
好適には、各々の信号部分は他の信号部分（単数または複数）の周波数成分のインターリーブを施した周波数成分を含んでいる。
【００２８】
図３に示すように、所定の任意の時点で相関関数はドップラーシフトの位相に応じて低レベルであることがある。位相が未知であるにも関わらず有意性出力を確実なものにするため、補助表現は好適には第１の表現と第２の表現とを含んでおり、第１の表現内のそれぞれの周波数成分は第２の表現内の対応する周波数成分と直角位相の関係にある。これらの２つの補助信号の結果として達成された応答を複合することによって、出力がドップラーシフトの位相によって影響されることはほとんどない。
【００２９】
従って、好適な実施の形態では、少なくとも４種類の補助信号部分がある。すなわち、他の部分の周波数インターリーブを施した周波数を含む点で異なる信号部分、および周波数成分が他の部分の周波数成分と直交関係にある点で異なる信号部分である。
【００３０】
好適な実施の形態は４種類の信号部分を利用するが、より多くの種類の信号部分を利用し、しかも上記の利点を保持するシステムを構成することも可能であろう。例えば、周波数成分を３つ、またはそれ以上のサブセットに分割してもよい。
【００３１】
補助表現をデジタル式に合成することが望ましいであろう。これを促進するために、補助表現は好適には小さい値の波高率、すなわち実効値で除算された波高値を呈する。この値を最小限にすることによって、特定の再構成エラーの場合に最小限のビット数で波形をデジタル式に表現できる。
【００３２】
小さい波高率は各信号部分ごとの信号成分の初期位相値を適宜に選択することによって達成可能である。
【００３３】
以下に記載する好適な実施の形態では、送信された表現と受信された表現は相関によって複合された信号である。しかし、その他の構成も可能である。例えば、受信信号は補助表現によって変形され（例えば増倍され）、次に送信信号の特性と整合されたフィルタに送られ得る。信号自体ではなく送信信号の表現を利用するこのような整合フィルタを使用することそれ自体は当分野において公知である。
【００３４】
他の代替実施の形態では、内容が本明細書で参照されているＷＯ−Ａ−００／３９６４３号に記載の時間遅延弁別器の適宜に変形されたバージョンが相関器の代わりに使用される。
【００３５】
本発明は主として反射された信号内にドップラーシフトを生ずる障害物の検出という文脈で説明されているが、本発明はその他の分野でも応用可能である。例えば、本発明は、送信機と受信機の局部発振器が精密に整合されないような通信システムにも応用できる。発振器相互間の周波数オフセットはドップラーシフトと同様の周波数偏移を誘発するであろう。このように、本発明によって許容差が広く、ひいては従来技術の構成よりも安い装置を使用することが可能になる。
【００３６】
本発明は信号処理方法と、このような方法によって動作する装置の双方に関するものである。
【００３７】
【発明の実施の形態】
ここで、本発明を実施した構成を添付図面を参照して例示として説明する。
【００３８】
図７は、レンジ・ドップラー分解能セルに区分された時間−周波数平面と単一のセルを塞ぐ仮定の障害物とを表示している。従来型の構成はセルの座標τ_oおよびω_D0を確立するように設計されている。
【００３９】
障害物を２つのどちらかの種類、すなわち特定の速度で移動する障害物と、その他の全ての障害物だけに分類する場合は、時間−周波数平面は必要なレンジセルの数に等しい数の分解能セルへと区分される。これらの分解能セルのいずれかで検出される障害物はそのセルによって特定されたレンジを有するが、その速度はドップラー周波数ω_Dの全間隔に対応する複数の許容速度、たとえばω_Dmin＜ω_D＜ω_Dmaxの１つでよい。
【００４０】
図８は、特定間隔のドップラー周波数について多数のレンジ分解能セルに区分された時間−周波数平面を表示している。レンジセルτ_oに位置する障害物は全ドップラー間隔に対応する速度間隔ω_Dmin＜ω_D＜ω_Dmax内の半径方向速度を有している場合がある。
【００４１】
特定の速度のいずれかで移動する障害物を検出するために、（１）および（２）によって与えられた２つの相関積分は下記で置換えることができる。
【数１２】

但し、ｄ_c（ｔ）およびｄ_s（ｔ）は複数の適宜の周波数成分を含む特別に設計された補助信号である。
【００４２】
補助信号ｄ_c（ｔ）およびｄ_s（ｔ）は下記のように、すなわち、
−当該のドップラー周波数の全間隔をカバーする、間隔Ｔ₀内の、全ての相互に直交する周波数成分を含むように、
−当該の各周波数に２つの直交成分を含み、ひいては未知の位相ずれの独立性が得られるように、
−特定値の再構成エラーについて最小限のビット数でデジタル式にアナログ波形を表現するために必要な小さい値の波高率（すなわち実効値で除算された波形の波高値）を呈するように、
−当該の周波数の全間隔にわたって平坦な周波数応答を呈し、また他の全てのドップラー周波数で必要な減衰をも伴う信号プロセッサを備えるように設計する必要がある。
【００４３】
本発明の好適な実施の形態によると、２つの補助信号ｄ_c（ｔ）およびｄ_s（ｔ）は下記によって定義される４つの有限継続期間チャープ（chirp）、ｄ_CE（ｔ）、ｄ_SE（ｔ）、ｄ_CO（ｔ）、ｄ_SO（ｔ）を適宜に複合することによって得られる。
【数１３】

但し、Ｗ_E（ｔ）およびＷ_O（ｔ）は適宜のウインドウ（すなわちテーパリング）関数であり、Ｋは偶数または奇数である周波数成分の数であり、ｕは整数の周波数偏移であり、ｆ_pは基本周波数であり、α_kおよびβ_kは最小限の、または少なくとも低い波高値を得るように選択された位相角である。
【００４４】
チャープｄ_SE（ｔ）は対応するチャープｄ_CE（ｔ）の直交する複製であり、同様にチャープｄ_SO（ｔ）は対応するチャープｄ_CO（ｔ）の直交する複製である。基本周波数ｆ_pの全ての調波は（ｕだけ）偏移され、各々が偶数または奇数調波を含む２組に分割される。次にこれらの組を利用して直交する２群のチャープ、｛ｄ_CE（ｔ）、ｄ_SE（ｔ）｝、および｛ｄ_CO（ｔ）、ｄ_SO（ｔ）｝が合成される。
【００４５】
ウインドウ関数Ｗ_E（ｔ）およびＷ_o（ｔ）はブラックマン・ウインドウ、カイザーベッセル・ウインドウ、またはドルフチェビシェブ・ウインドウのような公知の、広範に利用されている大分類のウインドウ関数に属している。選択されたウインドウの継続期間Ｔ_Wは、周波数成分の直交性を活用するように選択され、またはウインドウの種類と形状は主として当該の各ドップラー周波数で必要な周波数分解能によって決定される。
【００４６】
最適化手順を簡略にし、かつ対称的なチャープを得るために、位相α_kおよびβ_kの値を２つの値、すなわち０とπだけに限定することができる。このような場合は、４つのチャープ、すなわちｄ_CE（ｔ）、ｄ_SE（ｔ）、ｄ_CO（ｔ）、ｄ_SO（ｔ）は下記のように合成される。
【数１４】

但し、係数ａ_kおよびｂ_kは２つの値、＋１または−１の値だけをとることができ、波高率の値が最小限になるように選択される。
【００４７】
２つの相関積分（３）および（４）の値を決定し、複合する信号プロセッサは、「ドップラーに耐性がある」信号プロセッサと呼ばれる。その結果としての広帯域のドップラー補償によってドップラーに耐性がある信号プロセッサの出力で当該の全ての障害物が検出可能（「視認可能」）になり、しかも他の全ての障害物は強力に減衰される。
【００４８】
図９は、本発明による直交ドップラー発生器ＱＤＧを組み込んだ２チャネルのドップラー耐性がある信号プロセッサのブロック図である。このプロセッサは同一の２つの信号処理ブロックＣＲＩ、およびＣＲＱを使用しており、そのいずれも従来型の相関器、またはその他の適宜の信号プロセッサでよい。以下では、ブロックＣＲＩとＣＲＱが各々従来型のマルチチャネル相関器であるものと想定する。
【００４９】
図１０は、各ブロックＣＲＩおよびＣＲＱの適宜な構造の例である、従来の技術によって構成された（図５を参照）マルチチャネル相関器のブロック図である。この相関器は複数のユニット遅延Δで判定された相関関数のＪ個の別々の値を供給する。
【００５０】
図９の２チャネルのドップラー耐性がある信号プロセッサの場合、ドップラー補償機能は直交ドップラー発生器ＱＤＧ、２つのアナログ乗算器、すなわちＡＭＩおよびＡＭＱ、およびチャネルコンバイナＩＱＣによって共同して実行される。
【００５１】
一連の完全な動作は偶数サイクルおよび奇数サイクルと呼ばれる等しい２つのサブインターバルＴ_Wに分割された基本処理時間間隔２Ｔ_Wの間に２チャネル信号プロセッサによって行われる。
【００５２】
図１の干渉復調器９（図９では入力信号を局部発振器信号とミキシングするためのミキサＡＭと、その後に配置された低域フィルタＬＰＦとを備えているものとして図示されている）によって供給されるベースバンド信号ｙ（ｔ）は乗算器ＡＭＩとＡＭＱの入力Ｉ１とＱ１のそれぞれに同時に供給される。乗算器の他の２つの入力Ｉ２とＱ２は直交ドップラー発生器ＱＤＧによって生成された補助信号によって励起される。
【００５３】
偶数サイクル中は、発生器ＱＤＧは同時に２つのチャープを同時に、すなわち出力Ｉ２でｄ_CE（ｔ）を、また出力Ｑ２でｄ_SE（ｔ）を発生する。奇数サイクル中、別の２つのチャープ、すなわちｄ_CO（ｔ）、ｄ_SO（ｔ）がそれぞれ出力Ｉ２および出力Ｑ２で同時に発生される。処理間隔２Ｔ_Wが複製される場合は、交互のサイクルはチャープｄ_CE（ｔ）とｄ_CO（ｔ）とを含み、従ってこれらが周期的な補助信号ｄ_C（ｔ）を形成する。同様に、周期的補助信号ｄ_S（ｔ）は複合されたチャープｄ_SE（ｔ）とｄ_SO（ｔ）の周期的な拡張によって得られる。結果として生ずるこれらの２つの直交信号ｄ_C（ｔ）とｄ_S（ｔ）は各々、仮定された当該のドップラー周波数レンジ全体をカバーする同一の周波数成分を含む。
【００５４】
発生器ＱＤＧは更にサイクル遷移の時点を示すパルス列ＥＯＣを発生するが、必ずしも特定の偶数または奇数サイクルではない。
【００５５】
図１１は、２つの補助直交信号ｄ_C（ｔ）とｄ_S（ｔ）と、直交ドップラー発生器ＱＤＧによって発生されたパルス列ＥＯＣの例を示している。
【００５６】
各々の相関器ＣＲＩまたはＣＲＱは基準信号ｘ（ｔ）と、偶数サイクルまたは奇数サイクル中に対応する乗算器、ＡＭＩまたはＡＭＱによって供給された信号とを一緒に処理する。各々の継続期間がＴ_wであるこれらのサイクルはパルス列ＥＯＣの連続パルスによって始まる。偶数サイクルと奇数サイクルが終了した後に相関器ＣＲＩの出力にて示される結果はそれぞれＣＥおよびＣＯで示される。同様に、ＳＥおよびＳＯは偶数サイクルと奇数サイクルがそれぞれ終了した後に相関器ＣＲＱの出力にて得られる結果を示す。
【００５７】
偶数サイクル中、チャネルコンバイナＩＱＣは、
【数１５】

の表現を決定し、また、奇数サイクル中にＩＱＣは、
【数１６】

の表現を決定する。
【００５８】
上記の表現は従来型の「ピタゴラス・プロセッサ」、または先行技術によって構成されたその他の適宜のプロセッサを使用して決定され得る。
【００５９】
チャネルコンバイナＩＱＣの構造を簡略にするため、ＲＥとＲＯの値もある種の適宜の概算、例えば
【数１７】

によって決定することができる。その他の概算も当分野で公知のように構成することができる。
【００６０】
所定数Ｌの処理間隔２Ｔ_Wについて決定されるＲＥとＲＯの表現は、例えば加算または平均によって互いに適宜に複合され、次に、その結果生じた複合された表現ＲＥＯがコンバイナＩＱＣの出力にて示される。例えば、単一の観測間隔の場合Ｌ＝１であり、ＲＥＯ＝ＲＥ＋ＲＯである。チャネルコンバイナによって行われる全ての演算は専用のデジタルプロセッサまたは標準形のプログラム可能デジタル信号プロセッサのいずれかで実行できる。
【００６１】
障害物検出の目的のため、複合された表現ＲＥＯは所定の決定閾値と比較されることになる。障害物の検出は、複合された表現ＲＥＯの相当値だけ閾値を超えた遅延（レンジ）セルで言明される。
【００６２】
図１２は、チャネルコンバイナＩＱＣによって行われる演算、およびその結果生じた決定閾値ＤＴを用いた検出の決定の例を概略的に示す。
【００６３】
図１３は、ドップラー補償機能を備えた２チャネルのドップラー耐性信号プロセッサの構成の代替実施態様を示している。この場合は、直交ドップラー発生器ＱＤＧによって発生されるチャープ、すなわちｄ_CE（ｔ）、ｄ_SE（ｔ）、ｄ_CO（ｔ）、ｄ_SO（ｔ）で乗算されるのは基準信号ｘ（ｔ）であり、復調された信号ｙ（ｔ）ではない。このような変形を除けば、プロセッサによって実行される演算と機能はすべて、図９に示した構成によって実行されるものと同一のままである。
【００６４】
図１４は、ドップラー補償を利用したドップラー耐性を有する信号プロセッサの更に別の構成のブロック図である。このシステムは４つのチャネル、すなわちそれぞれが独自の相関器ＣＲＩＥ、ＣＲＱＥ、ＣＲＩＯまたはＣＲＱＯを備えた一対の同相チャネルおよび一対の直交チャネルを含んでいる。この場合、チャープｄ_CE（ｔ）、ｄ_SE（ｔ）、ｄ_CO（ｔ）、ｄ_SO（ｔ）は単一のサイクルＴ_Wの間に同時に供給される。その結果、直交ドップラー発生器はこんどは相関が行われるべき間隔を示す処理間隔信号ＰＩのための出力に加えて、４つの信号出力を有している。偶数サイクルのチャープと奇数サイクルのチャープのために付加的な別個のチャネルを使用することで、適宜に変形されたチャネルコンバイナＩＱＣによる複合された表現ＲＥＯの決定に必要な時間は半減する。
【００６５】
図１３に示された変形を利用することによって、図１４に示した４チャネルのドップラー耐性がある信号プロセッサの別の構成を考案することも可能である。
【００６６】
用途によっては、４つのチャープ、ｄ_CE（ｔ）、ｄ_SE（ｔ）、ｄ_CO（ｔ）、ｄ_SO（ｔ）が順次生成され使用される単チャネルのドップラー耐性信号プロセッサを使用することが便利な場合もある。
【００６７】
ドップラー耐性信号プロセッサの上記の全ての構成、およびその他の同様の構造は、本発明によるドップラー周波数補償のための適宜の補助信号を供給するための適宜の形式の直交ドップラー発生器ＱＤＧを利用する。
【００６８】
図１５は、適宜の直交ドップラー発生器ＱＤＧのブロック図である。この発生器はクロック発生器ＣＬＫによって励起されるＮ−ビット・バイナリカウンタＢＣＴと、２つのメモリＣＶＭおよびＳＶＭと、２つのバッファレジスタＣＢＲおよびＳＢＲと、２つのデジタル／アナログ変換器ＣＤＡおよびＳＤＡと、トリガ回路ＴＲＧとを含む。
【００６９】
直交ドップラー発生器によって実行される動作は下記のように要約できる。すなわち、自励カウンタＢＣＴの出力の最上位ビット（ＭＳＢ）は、ＭＳＢ＝０である場合は偶数サイクルを特定し、ＭＳＢ＝１である場合は奇数サイクルを特定する。ＭＳＢおよび残りの（Ｎ−１）ビットは、各メモリＣＶＭおよびＳＶＭの２^N個のセルのアドレスを定義するために複合して利用される。メモリＣＶＭはＭＳＢ＝０であるアドレスにチャープｄ_CE（ｔ）のデジタル振幅標本を格納し、一方、チャープｄ_CO（ｔ）の標本はＭＳＢ＝１であるアドレスに記憶される。同様に、メモリＳＶＭはＭＳＢ＝０であるアドレスにチャープｄ_SE（ｔ）のデジタル標本を格納し、一方、チャープｄ_SO（ｔ）の標本はＭＳＢ＝１であるアドレスに記憶される。その結果、４つのチャープの各々はＭ個のビットをそれぞれ含む２^N-1個のバイナリ語によって表され、ここで数Ｍは結果として生ずるチャープ標本のデジタル表現の特定の精度を得るように選択される。
【００７０】
メモリＣＶＭおよびＳＶＭの出力に出現する連続的なデジタル語は、クロック発生器ＣＬＫの出力２で得られる適宜に遅延されたパルス列によって決定される時点で、対応するバッファレジスタＣＢＲおよびＳＢＲに転送される。次に、バッファレジスタＣＢＲおよびＳＢＲ内に保存されたデジタル語はそれぞれ２つの対応するデジタル／アナログ変換器ＣＤＡおよびＳＤＡによってアナログ標本へと変換される。その結果、変換器ＣＤＡは反復的に、チャープｄ_CE（ｔ）の２^N-1個のアナログ標本を生成し、その後でチャープｄ_CO（ｔ）の２^N-1個のアナログ標本を生成する。同様に、変換器ＳＤＡは反復的に、チャープｄ_SE（ｔ）の２^N-1個のアナログ標本を生成し、その後でチャープｄ_SO（ｔ）の２^N-1個のアナログ標本を生成する。
【００７１】
トリガ回路ＴＲＧはカウンタＢＣＴの連続的な状態の最上位ビット（ＭＳＢ）の値を表すバイナリ波形のそれぞれの遷移と一致する時点で短パルスを発生する。ＥＯＣで示されるこのような短パルスのシーケンスは各々の（偶数または奇数）サイクルの始端を示すために用いられる。パルス列ＥＯＣは相関器ＣＲＩおよびＣＲＱの積分間隔Ｔ_wを定義するために、またチャネルコンバイナＩＱＣによって行われる様々な動作を開始するために、図９および図１３に示したようなドップラー耐性信号プロセッサによって利用される。
【００７２】
４チャネルのドップラー耐性信号プロセッサの場合、直交ドップラー発生器は下記のように変形される。すなわち、バイナリカウンタＢＣＴのビット数は（Ｎ−１）に低減され、連続的なカウンタ状態は、対応する４つのチャープｄ_CE（ｔ）、ｄ_SE（ｔ）、ｄ_CO（ｔ）、ｄ_SO（ｔ）のデジタル標本を格納する４つのメモリのアドレスを決定する。次に、４つのメモリの各々の出力が適宜のバッファレジスタを介して別個のデジタル／アナログ変換器を励起する。その結果、このように変形された直交ドップラー発生器の４つの出力で４つのチャープのアナログ表現を同時に得ることができる。
【００７３】
単チャネル動作に必要な直交ドップラー発生器の変形は当業者には自明であろう。
【００７４】
本発明の幾つかの基本的な態様を説明するため、またその潜在的な利点を実証するため、以下の例を検討する。
【００７５】
周波数成分の数Ｋ＝３１であり、整数周波数偏移ｕ＝４であり、従って最小周波数と最大周波数がそれぞれ６ｆ_pおよび６ｆ_p'とする。４つのチャープの各々を２０４８の別個の標本で表し、Ｗ_E（ｔ）＝Ｗ（ｔ）であるものと想定し、かつｋ＝１，２，．．．．，３１である場合にα_k＝β_kであるものと想定する。
【００７６】
下記の場合に波高率が最小値を達成することが判明した。すなわち、
【数１８】

【００７７】
上記の係数を適用した結果、（全ての成分に単に単位係数が加算された場合）波高値が３１／√（３１・０．５）≒７．９から僅か１．９に低減した。波高値は確実に２未満であることが望ましい。
【００７８】
選択された周波数レンジにわたって平坦な周波数応答を達成し、他の全ての周波数で必要な減衰をもたらすため、離散形ウインドウ関数ｗ（ｊ）は、
【数１９】

の形式の変形形カイザー・ウインドウであり、
但し、ｊ＝０，１，．．．，２０４７の場合、ｍ＝（ｊ−１０２４）／１０２４であり、Ｉ₀（・）は変形されたベッセル関数であり、形状パラメータξは６．２４である。
【００７９】
４つの別個のチャープｄ_CE（ｊ）、ｄ_SE（ｊ）、ｄ_CO（ｊ）、ｄ_SO（ｊ）の標本は、ｊ＝０，１，．．．，２０４７の場合、
【数２０】

から算定される。
【００８０】
上記のような合成されたチャープｄ_CE（ｊ）、ｄ_SE（ｊ）、ｄ_CO（ｊ）、ｄ_SO（ｊ）はパラメータＮ＝１２、およびＭ＝１２で直交ドップラー発生器ＱＤＧによって生成可能である。
【００８１】
合成されたチャープｄ_CE（ｊ）、ｄ_SE（ｊ）、ｄ_CO（ｊ）、ｄ_SO（ｊ）は図１６および図１７に示されている。図示のように、チャープは様々な形式の対称性を呈し、タイミングと制御機能とをより複雑にするという代償で、こられを直交ドップラー発生器ＱＤＧのメモリを縮減するために利用できる。
【００８２】
チャープｄ_CE（ｊ）およびｄ_SE（ｊ）は偶数サイクル中に相関のために利用され、その結果ＣＥおよびＳＥがそれぞれ生成される。これらの結果は次に、下記のようにチャネルコンバイナＩＱＣによって複合される。
【数２１】

【００８３】
その結果生じた、２チャネルのドップラー耐性がある信号プロセッサの部分的な周波数応答が図１８に示されている。
【００８４】
同様に、チャープｄ_CO（ｊ）およびはｄ_SO（ｊ）は奇数サイクル中に相関のために利用され、その結果ＣＯおよびＳＯがそれぞれ生成される。これらの結果は次に下記のようにチャネルコンバイナＩＱＣによって複合される。
【数２２】

【００８５】
その結果生じた、２チャネルのドップラー耐性がある信号プロセッサの相補的な周波数応答が図１９に示されている。
【００８６】
２つの周波数応答特性は重複（加算）されて、図２０に示す複合された周波数応答が生成される。図示のように、帯域外周波数の相対的な減衰は５０ｄＢを超えることがある。
【００８７】
図２１の複合された周波数応答のプロットは応答のリップルが当該の全ての周波数で±０．２５ｄＢを超えることがないことを明らかにしている。
【００８８】
図２２は変形されたカイザー・ウインドウの代わりに、ｊ＝０，１，．．．．，２０４７の場合に
【数２３】

の形式の簡単な余弦ウインドウが使用された場合の複合された周波数応答を示している。
【００８９】
この余弦ウインドウは（ドップラー周波数がゼロである場合）、固定的な障害物に、より多くの減衰をもたらす。しかし、周波数応答は変形されたカイザー・ウインドウに対応する周波数応答ほどには平坦ではない。リップルの形状および位置は図２３に示されている。
【００９０】
ドップラー耐性がある信号プロセッサの上記の全ての構成では、受信信号ｙ（ｔ）は選択されたウインドウによって決定される不均一のエンベロープを有するチャープで乗算される。信号エネルギのこのようなロスにより、システムの検出性能は著しく低下する可能性がある。ドップラー耐性信号プロセッサで使用される様々なウインドウを吟味した結果、その形状は二乗余弦関数に近似していることが分かる。例えば、図２４は、変形されたカイザー・ウインドウと二乗余弦ウインドウとはほとんど重なることを示している。このような観測と三角関数の恒等式（trigonometric identity）ｓｉｎ²φ＋ｃｏｓ²φ＝１は、ウインドウの使用によるロスは、受信信号がタンデム構造で動作する２つのドップラー耐性信号プロセッサによって同時に処理されればほとんど除去できることを示唆している。いずれかのプロセッサが同じチャープ集合を使用する間、複製された集合のチャープはすべてＴ_w／２の時間だけシフトされ、但しＴ_wはウインドウの継続期間である。
【００９１】
図２５は、各々が図９に従って配置された２つの２チャネル・ドップラー耐性信号プロセッサを備えたタンデム構造によって使用される２組のチャープを示している。
【００９２】
より効率が高いシステムは、各々が図１４に従って開発された２つの４チャネル・ドップラー耐性信号プロセッサを備えたタンデム構造を使用するであろう。
【００９３】
主信号を調査するために補助信号が使用され、かつ各補助信号は他の補助信号の部分と重複する有限の継続期間を有する部分を含んでいるこの技術は、独立した発明性を有するものと見なされる。これは、本明細書に開示した特定の分野を超えた他の信号処理の分野にも応用可能であり、それには補助信号が異なる周波数成分を含む構成が含まれるが、これに限定されるものではない。更にこれを、２列以上の補助信号列の使用にも対応するように拡張することもできる。
【００９４】
上記実施の形態の相関器の代わりに、ＷＯ−Ａ−３９６４３号に記載されているような適宜に変形された時間遅延弁別器のようなその他の装置を使用することもできよう。
【図面の簡単な説明】
【図１】 標準的なマイクロ波障害物検出システムのブロック図である。
【図２】 同期的な不規則バイナリ波形の相関関数のグラフである。
【図３】 同期的な不規則バイナリ波形の相関関数に対して目標信号のドップラーシフトの異なる位相値が及ぼす作用を示すグラフである。
【図４】 スペクトル分析器が後続する従来型の相関器のブロック図である。
【図５】 離散フーリエ変換を実施するデジタル・プロセッサが後続するマルチチャネル相関器のブロック図である。
【図６】 様々な時間遅延および様々なドップラー周波数についての相関積分の値を決定するシステムのブロック図である。
【図７】 レンジ−ドップラー分解能セルへと分割された時間−周波数平面の表示である。
【図８】 特定間隔のドップラー周波数についてレンジ分解能セルへと分割された時間−周波数平面の表示である。
【図９】 本発明による２チャネルのドップラー耐性信号プロセッサのブロック図である。
【図１０】 従来技術によって構成されたマルチチャネル相関器のブロック図である。
【図１１】 図９のプロセッサで使用するための信号部分の形式の補助表現の例である。
【図１２】 図９のプロセッサのチャネルコンバイナによって行われる動作の例の概略図である。
【図１３】 本発明による２チャネルのドップラー耐性信号プロセッサの代替実施例の構成図である。
【図１４】 本発明による４チャネルのドップラー耐性信号プロセッサのブロック図である。
【図１５】 本発明によるドップラー耐性信号プロセッサで使用するための直交ドップラー発生器のブロック図である。
【図１６】 補助表現を構成するために使用される合成信号部分の例である。
【図１７】 補助表現を構成するために使用される合成信号部分の例である。
【図１８】 図１６ａおよびｂの信号部分を使用した２チャネルのドップラー耐性信号プロセッサの部分的周波数応答を示すグラフである。
【図１９】 図１７ａおよびｂの信号部分を使用した２チャネルのドップラー耐性信号プロセッサの相補的周波数応答を示すグラフである。
【図２０】 ４つの信号部分の全てを使用した２チャネルのドップラー耐性信号プロセッサの複合された周波数応答を示すグラフである。
【図２１】 図２０の複合された周波数応答のリップルを示すグラフである。
【図２２】 二乗余弦ウインドウを使用した２チャネルのドップラー耐性信号プロセッサの複合された周波数応答を示すグラフである。
【図２３】 図２２の複合された周波数応答のリップルを示すグラフである。
【図２４】 変形されたカイザー・ウインドウ（実線）および二乗余弦ウインドウ（破線）を示すグラフである。
【図２５】 タンデム構成で動作する２つの２チャネル・ドップラー耐性信号プロセッサによって使用される２組の補助信号集合ＡおよびＢを示す図面である。

Claims (21)

1. 補助表現を用いて送信信号の主表現および受信信号の主表現のうち１つを変形した後に、前記送信信号の主表現と前記受信信号の主表現とを複合（combine）し、かつ複合の結果から目標信号が存在するか否かを判定することを含む目標信号の検出方法であって、
   前記補助表現が前記目標信号内で可能なドップラーシフトに対応する周波数レンジ内の異なる周波数の複数の同時発生する成分を有するマルチ周波数信号から構成されることによって、１つの前記周波数に対応するドップラーシフトを示す受信信号は前記複合の結果に有意性応答をもたらすことを特徴とする方法。
2. 前記補助表現成分は可能なドップラーシフトの所定レンジに広がる周波数を有することによって、前記所定レンジ内のいずれかのドップラーシフトを示す受信信号は前記複合の結果に有意性応答を生ずる請求項１に記載の方法。
3. 前記異なる周波数は共通の基本周波数のそれぞれの調波である請求項１または２に記載の方法。
4. 前記補助表現は有限の継続期間を有し、前記主表現は前記継続期間を通して複合されて、前記結果を生ずる請求項１ないし３のいずれかに記載の方法。
5. 前記継続期間は最低周波数成分の整数の周期にほぼ等しい請求項４に記載の方法。
6. 前記補助表現は所定のウインドウ関数を用いて形成される請求項４または５に記載の方法。
7. 前記主表現の１つを少なくとも１つの別の補助表現で変形するステップを含み、前記それぞれの補助表現は異なる周波数の成分を有している請求項１ないし６のいずれかに記載の方法。
8. 第１の前記補助表現の成分の周波数は、別の補助表現の成分の周波数でインターリーブが施される請求項７に記載の方法。
9. 前記補助成分が主成分で変形される際に生ずるそれぞれの結果が複合される請求項７または８に記載の方法。
10. 前記補助表現が相補的な周波数応答特性を誘発することによって、前記複合の結果の周波数応答は前記周波数レンジにわたって実質的に平坦である請求項９に記載の方法。
11. 第１の補助表現と第２の補助表現とを利用するステップを含んでいて、前記第１の補助表現の成分は他の補助表現内の対応する成分と直交関係にあり、該方法は前記第１の補助表現と前記第２の補助表現を前記２つの主表現の１つのそれぞれのバージョンで同時に変形し、かつ変形されたそれぞれの表現を他の主表現と複合して、前記目標信号の存在を示す結果を生ずるステップを含む請求項１ないし１０のいずれかに記載の方法。
12. 継続期間が有限の第１の組の補助表現と、継続期間が有限の第２の組の補助表現とを備え、かつ前記第１の組の補助表現に前記第２の組の補助表現をインターリーブするステップを含む請求項１ないし１１のいずれかに記載の方法。
13. 前記主表現は相関によって複合される請求項１ないし１２のいずれかに記載の方法。
14. 前記主表現の１つは、前記他の主表現と整合されたフィルタにかけられることによって前記他の主表現と複合される信号である請求項１から１２のいずれか１項に記載の方法。
15. 前記送信信号の反射によって前記目標信号を発生するオブジェクトの存在を検出するために使用される請求項１ないし１４のいずれかに記載の方法。
16. 前記複合の結果から前記オブジェクトのレンジを判定することを含む請求項１５に記載の方法。
17. 記憶されたサンプル値を用いて前記補助表現をデジタル式に合成するステップを含む請求項１ないし１６のいずれかに記載の方法。
18. 前記補助表現の成分が前記表現の始端に２未満の前記表現の波高率を得るような位相値を有している請求項４に直接的、または間接的に従属する請求項１７に記載の方法。
19. 前記表現の始端の成分の前記位相値はπだけ異なる第１の値と第２の値から選択される請求項１８に記載の方法。
20. 補助表現を用いて送信信号の主表現および受信信号の主表現のうち１つを変形した後に、前記送信信号の主表現と前記受信信号の主表現とを複合し、かつ前記複合の結果から目標信号が存在するか否かを判定することを含む目標信号の検出方法であって、
    前記補助表現が前記送信信号と前記受信信号との間に生じ得る周波数の不一致に対応する周波数レンジ内の異なる周波数の複数の同時発生する成分を有するマルチ周波数信号から構成されることによって、１つの前記周波数に対応する不一致を示す受信信号は前記複合の結果に有意性応答をもたらすことを特徴とする方法。
21. 請求項１ないし２０のいずれか１つの方法によって動作するように構成された、目標信号を検出するための装置。

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