JP2008101997A

JP2008101997A - レーダ装置

Info

Publication number: JP2008101997A
Application number: JP2006284059A
Authority: JP
Inventors: Joji Inoue; 丈治井上
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2006-10-18
Filing date: 2006-10-18
Publication date: 2008-05-01

Abstract

【課題】相関処理の負荷を低減させると共に、速度や距離の測定におけるアンビギュイティを解消する。
【解決手段】符号変調を加えた高パルス繰り返し周波数信号の送信に先立って、符号変調を行なわない高パルス繰り返し周波数信号を送信し、この受信パルスと送信パルスとから対象物の反射波のドップラーシフト量を含む周波数を求めておき、次に送信した符号変調を加えた高パルス繰り返し周波数信号に対する受信パルスにについて相関処理を行い、その際、先に求めた周波数を中心とする限られた帯域についてのみ、反射波に対する時間軸方向の相関係数を算出するようにしたものである。
【選択図】図１

Description

この発明は、符号変調を用いたレーダ装置に係り、特に距離や速度の測定のアンビギュイティを解消するレーダ装置に関するものである。

測距を行うレーダ装置は、対象物に電波を照射して、反射波が帰ってくるまでの時間を基に対象物までの距離を算出する。この種のレーダ装置において、送信デューティを高めて符号変調を行なった送信パルス信号を送信し、受信した対象物による反射波の受信パルスと、送信パルス信号を符号変調の周期ずつ遅延させた複数の遅延信号との相関処理を行って相関係数を算出し、相関係数が最も高くなる遅延信号の遅延時間から対象物までの距離を求めることにより、遠距離探知を可能にするようにしたものがある（例えば特許文献１参照）。

一方、地上設置、艦船搭載あるいは航空機搭載のレーダ装置においては、対象物が移動する場合、対象物までの距離測定に加え、その対象物の速度測定が求められる。そのため、上記の従来のレーダ装置に速度測定を行う処理を付加すると、図１２に示すような構成が考えられる。このレーダ装置による処理シーケンスは図１３に示すようになる。以下、図１２に示すレーダ装置の動作について説明する。
符号変調データ生成部１０は所定の符号変調データを送信波発生器３０に与える。送信波発生器３０では、図１４に示すように、ＨＩ−ＰＲＦ（High Pulse Repetition Frequency；高パルス繰り返し周波数で、約１００〜３００ＫＨｚ内の値を持つ）のパルスを符号変調データで変調した送信パルス（送信波）を出力する。Ｄ／Ａ変換器４１では、この送信パルスをアナログ信号に変換する。ミキサ４３では、この変換されたアナログ信号を局部発振器４２の局部信号と混合し、任意のＲＦ信号に変換する。ＲＦ信号は、電力増幅器４４で電力増幅された後、サーキュレータ５０を通って送受信アンテナ６０に給電され、送受信アンテナ６０により空間に電波として放射される。

対象物による反射波は送受信アンテナ６０で受信され、その受信信号はサーキュレータ１０を介して増幅器７１に与えられて低雑音増幅される。バンドパスフィルタ７２では、増幅後の受信信号から反射波の周波数成分を取り出す。バンドパスフィルタ７２で得られた反射波成分を含む信号は、ミキサ７３において局部発振器４２の周波数と混合され、ベースバンド信号に変換される。このベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換器７４により受信パルスに変換され、相関処理部１３０に与えられる。一方、送信波発生器３０からの送信パルスの一部が、参照信号として信号遅延部１１０と周波数シフタ１２０に与えられている。信号遅延部１１０では、符号変調データ生成部１０で生成された送信パルス（参照信号）の符号を、ΔＴずつ符号の数分遅延させてパルス群を生成し、各遅延パルスを相関処理部１３０に入力する。また、周波数シフタ１２０では、参照信号を、所定周波数Δｆずつ、符号の数分シフトさせてパルス群を生成し、各シフトしたパルスを相関処理部１３０に入力する（以上がステップＳＴ１）。

相関処理部１３０では、まず、反射波の受信パルス群と遅延パルス群との相関処理を、周波数範囲および距離範囲すべてに対して行い、相関係数を算出し（ステップＳＴ２〜ＳＴ４）、相関係数のピークを求める（ステップＳＴ５）。次に、相関係数が最も高くなる位置の遅延パルスの遅延時間（送信から受信までの時間差に相当）に基づいて対象物までの距離を算出し、さらに相関係数が最も高くなる位置の周波数のシフト周波数（送信波と反射波の周波数差（ドップラシフト量）に相当）に基づいて対象物の速度を算出する（ステップＳＴ６）。

特許第３６１１１１５号公報（図１、図２）

特許文献１の装置でも、図１２の構成で説明したレーダ装置でも、原理的には距離を求めることは可能であるが、非常に多数の遅延信号との相関係数を計算する必要があることから、計算量が膨大となり処理時間がかかる。また、図１２の構成で説明したように、送信波と反射波の周波数差からドップラーシフト量を求めて、対象物の速度も測定する場合には、先の相関処理をさらに周波数方向に対しても行なう必要があり計算量はさらに増加することになる。そのため、現状の技術水準ではリアルタイムでの処理が難しい。これらのレーダ装置の場合、図１４のような符号変調した送信波とその反射波を周波数成分で見ると図１５に示すようになる。そして、反射波の受信パルスは、図１６に示すように周波数および時間軸に展開したパルス列の波形となる。したがって、速度および距離を求める場合、反射波と送信波との相関係数は、この周波数軸および時間軸の全ての領域にわたって算出する必要があるため、処理負荷が大きくなる。レーダにおいては、１μｓの遅延時間は１５０ｍの探知距離に相当する。例えば１５０ｋｍの範囲を捜索するレーダにおいて、符号変調を１μｓ周期で行なうと仮定した場合、時間軸については１５０ｋｍ／１５０ｍ＝１０００回の相関処理を行なう必要がある。また速度測定において、例えば５０ｋＨｚの範囲を５０Ｈｚの精度での測定を仮定すると、周波数方向に対して５０ｋＨｚ／５０Ｈｚ＝１０００回の相関処理を行なう必要がある。よって、距離と速度を併せた相関処理の回数は計１０００×１０００回となる。

また、符号変調の信号列の長さに相当する距離（例えばパルス繰り返し間隔３μｓで３１パルスで符号変調が一巡すると仮定した場合には３μｓ×３１×１５０＝１３９５０ｍ）毎に相関が立ってしまうため、距離測定にアンビギュイティ（ambiguity;不確実さ）が残ってしまう。これを解決しようと信号列を長くした場合、今度は「１／信号列の長さ」の周波数毎に現れる送信スペクトラムの間隔が密になるため、対象物からの反射波と地面や海面等からの反射波の区別がつきにくく、対象物の検出が困難となり、アンビギュイティは解決できない。距離方向のアンビギュイティについて説明すると、上記の相関処理で得られた相関係数分布は図１７に示すようになり、相関係数が高くなる部分が何箇所も出現することになる。符号変調の信号列の長さに相当する距離（例えばパルス繰り返し間隔３μｓで３１パルスで符号変調が一巡すると仮定した場合には、３μｓ×３１×１５０＝１３９５０ｍ）毎に相関が立ってしまうためであり、何らかの手段によって、距離を特定する必要がある。そこで、信号列を長くすることで距離を特定しようと考えた場合、「１／信号列の長さ」の周波数毎に現れる送信スペクトラムの間隔が、図１８のように密になる。このため、対象物からの反射波以外に地面や海面等からの反射波が存在する場合は、両者の区別がつきにくく、対象物の検出が困難となるので、この方法は採ることができず、アンビギュイティの解決にはならない。

また、対象物の速度によっては、速度のアンビギュイティも現れるという問題もある。上述したように、「１／信号列の長さ」の周波数毎に送信スペクトラムが現れるが、例えばパルス繰り返し間隔３μｓで３１パルスの信号列の長さを持つ場合は、１０．８ｋＨｚ毎にスペクトラムが現れる。測定対象物の速度が最大マッハ３を想定したＸバンドのレーダの場合、対象物のドップラーシフト量は最大３０ｋＨｚまで採り得るので、図１９に示すように、或る反射波が、前後する送信波のいずれに対するものなのかの判別がつかなくなる。もし、信号列の長さを短くすることで速度のアンビギュイティを無くそうとすると、今度は、距離方向のアンビギュイティが拡大してしまうことになる。
以上のように、図１２の構成を用いて説明した従来の方式のレーダ装置では、相関処理の負荷が高く、リアルタイムでの処理が困難であることに加えて、距離や速度の測定において、アンビギュイティが現れるという問題がある。

この発明は、上記問題点を解決するためになされたもので、相関処理の負荷を低減させると共に、速度や距離の測定におけるアンビギュイティを解消できるレーダ装置を得ることを目的とする。

この発明に係るレーダ装置は、符号変調を加えた高パルス繰り返し周波数信号を送信し、対象物の反射波の受信パルスと送信パルス信号との相関処理を行って相関係数を算出し、相関係数が最も高くなる対象物までの距離および対象物の速度を求めるレーダ装置において、符号変調を加えた高パルス繰り返し周波数信号の送信に先立って、符号変調を行なわない高パルス繰り返し周波数信号を送信し、この受信パルスと送信パルスとから対象物の反射波のドップラーシフト量を含む周波数を求めておき、次に送信した符号変調を加えた高パルス繰り返し周波数信号に対する受信パルスにについて相関処理を行い、その際、先に求めた周波数を中心とする限られた帯域についてのみ、反射波に対する時間軸方向の相関係数を算出するようにしたものである。

この発明によれば、相関処理の周波数範囲を絞り込むことにより、相関処理の負荷を低減させると共に、速度測定におけるアンビギュイティを解消することができる。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置の基本機能構成を示すブロック図である。
図１に示されるレーダ装置は、符号変調データ生成部１０、スイッチ２０，８０，１００、送信波発生器３０、送信部４０、サーキュレータ５０、送受信アンテナ６０、受信部７０、ドップラーシフト算出部９０、信号遅延部１１０、周波数シフタ１２０、相関処理部１３１を備えている。このうち送信部４０は、Ｄ／Ａ変換器４１、局部発振器４２、ミキサ４３、電力増幅器４４を有している。また、受信部７０は、増幅器７１、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７２、ミキサ７３、Ａ／Ｄ変換器７４を有している。

次に、実施の形態１のレーダ装置の動作について説明する。
図２はこの実施の形態１のレーダ装置の処理シーケンスを示すフローチャートである。このレーダ装置は、２段階に分けて異なる送信波を送り、受信した両反射波を用いて距離と速度の測定を行う測定サイクルを持つ。
最初の段階（周波数確定段階）において、スイッチ２０，８０，１００は接点ａ側に置かれる。この場合、符号変調データ生成部１０から符号変調データが加えられないので、送信波発生器３０は、図３に示すような符号変調されていないＨＩ−ＰＲＦの送信パルス（送信波）を出力する。この送信パルスは、Ｄ／Ａ変換器４１でアナログ信号に変換された後、ミキサ４３により局部発振器４２の局部信号と混合されてＲＦ信号に変換される。このＲＦ信号は、電力増幅器４４で電力増幅された後、サーキュレータ５０を通って送受信アンテナ６０に給電され、送受信アンテナ６０により空間に電波として放射される。

対象物による反射波が送受信アンテナ６０で受信されると、その受信信号はサーキュレータ５０を介して増幅器７１に与えられて低雑音増幅される。バンドパスフィルタ７２では、増幅された受信信号から反射波の周波数成分を取り出す。バンドパスフィルタ７２から得られた反射波成分を含む信号は、ミキサ７３において局部発振器４２の周波数と混合され、ベースバンド信号に変換される。このベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換器７４により受信パルス（反射波成分を含む）に変換され、スイッチ８０を介してドップラーシフト算出部９０に与えられる（以上がステップＳＴ１１）。この場合の送信波と反射波の周波数成分の関係は図４に示すようになる。また、反射波の受信パルスは、図５に示すように周波数および時間（距離）軸に展開したパルスとなる。

ドップラーシフト算出部９０では、入力された反射波の受信パルスに対してＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を用いて処理することにより、その周波数を算出し、スイッチ１００を介して与えられている送信パルス（参照信号）との周波数差（ドップラシフト量）を算出する（ステップＳＴ１２、ＳＴ１３）。これにより、「１／信号列の長さ」の周波数毎に現れていた送信スペクトラムが無くなり、「１／パルス繰り返し間隔」のところにのみ送信スペクトラムが現れる。そのため航空機程度の速度の対象物であればドップラシフト量は「１／パルス繰り返し間隔」より十分小さいため、速度に関するアンビギュイティは解消される。この状態で反射波の周波数を確定する。ドップラーシフト算出部９０で算出された対象物の反射波のドップラーシフト量を含む周波数は相関処理部１３１に与えられ一時保持される。なお、この状態においては、図３に示すように、パルス繰り返し間隔が短く距離測定は行えないので、次の段階の処理に移る。

次の段階において、スイッチ２０，８０，１００は接点ｂ側に置かれる。この場合、送信波発生器３０には符号変調データ生成部１０から符号変調データが加えられ、送信波発生器３０からは、図１４に示すような符号変調された送信パルス（送信波）が出力される。この送信パルスは、上記最初の段階で説明したと同じ処理経路により送信される。また、対象物による反射波も同様な処理により受信され、Ａ／Ｄ変換器７４により受信パルス（反射波）として取り出される。この場合の送信波と反射波の周波数成分の関係は、図１２の装置で説明した同様に図１５のようになり、反射波の受信パルスも図１６に示すようになる。この受信パルスはスイッチ８０を介して相関処理部１３１に与えられる。また、この場合、相関処理部１３１には、図１２の装置と同様に、信号遅延部１１０から、符号変調データ生成部１０で生成される送信パルス（参照信号）の符号をΔＴ（例えば、符号変調の周期）ずつ遅延させたパルス群が入力され、さらに周波数シフタ１２０からも参照信号を所定周波数Δｆずつシフトさせたパルス群が入力される（ステップＳＴ１４）。

相関処理部１３１には、先の周波数確定段階でドップラーシフト算出部９０により算出された周波数が保持されている。また、現段階の参照信号を遅延させたパルス群と周波数シフトさせたパルス群が与えられていることになる。相関処理部１３１では、遅延したパルス群と反射波の受信パルス群との相関処理を、先にステップＳＴ１２で確定した周波数を中心とする限られた範囲（帯域）で、かつ距離範囲（時間軸方向）すべてに対して行って相関係数を算出し（ステップＳＴ１５、ＳＴ１６）、算出した相関係数のピークを求める（ステップＳＴ１７）。この場合の相関処理の実施対象となる領域は、図６に示す周波数および時間（距離）軸に展開した反射波のパルス列において斜線で表した部分のみのようになる。そして、この相関処理で得られた相関係数の分布は図７に示すようになる。
次に、相関係数が最も高くなる位置の遅延パルスの遅延時間（送信から受信までの時間差に相当）に基づいて、対象物までの距離を算出する（ステップＳＴ１８）。したがって、この方法により、相関処理部１３１における処理負荷を大幅に削減（約１０００分の１に低減）することが可能となる。また、図７に示すように、速度の測定に関してはアンビギュイティを大幅に改善することができる。

以上のように、この実施の形態１は、符号変調を行なわない送信パルスを先に送信して、対象物の反射波のドップラーシフト量を含む周波数を求めておき、次に送信した符号変調を加えた送信パルスに対する受信パルスについて相関処理を行い、その際、先に求めた周波数を中心とする限られた帯域についてのみ、反射波に対する時間軸方向の相関係数を計算するようにしたものである。したがって、相関処理の負荷を低減できると共に、速度測定におけるアンビギュイティを解消できる効果が得られる。

実施の形態２．
上記実施の形態１の場合、相関処理において速度の測定におけるアンビギュイティを解消できるが、図７の相関係数の分布に示すように、相関係数のピークが距離方向に複数存在すことになる。すなわち、距離の測定におけるアンビギュイティは解消されていない。そのため、この実施の形態２では、距離の測定のアンビギュイティについても解消することを提案する。
図８はこの発明の実施の形態２によるレーダ装置の基本機能構成を示すブロック図である。図において、図１に相当する部分には同一符号を付し、原則としてその説明は省略する。この実施の形態２では、実施の形態１の構成に対し、新たに粗距離算出部１４０が設けられている。

次に、実施の形態２のレーダ装置の動作について説明する。図９はこの実施の形態２のレーダ装置の処理シーケンスを示すフローチャートである。
この場合も実施の形態１と同様に２段階分けて異なる送信波を送る。最初の段階では、送信波発生器３０は符号変調されていない送信パルス（送信波）を出力するが、この実施の形態２場合には送信パルスにＦＭレンジングを行うための信号が重畳される。なお、ＦＭレンジングは、送信パルスにＦＭ変調を施して送信し、送信信号と反射信号のビート周波数から目標の距離を算出する方法で、詳しくは、吉田孝監修「改訂レーダ技術」社団法人電子情報通信学会編、ｐ２７４〜２７５“１１．１．２ＦＭ−ＣＷレーダ”に記載されている。
受信して復調された反射波の受信パルスはドップラーシフト算出部９０および粗距離算出部１４０に与えられる（ステップＳＴ２１）。ドップラーシフト算出部９０では、実施の形態１と同様にして、反射波の受信パルスの周波数を算出し、送信パルスとの周波数差（ドップラシフト量）を算出する（ステップＳＴ２２、ＳＴ２３）。ドップラーシフト算出部９０で算出された周波数と速度のデータは相関処理部１３１に与えられ一時保持される。一方、粗距離算出部１４０では、送信パルスと反射波の受信パルスのＦＭレンジングの信号に基づいて対象物までの粗距離を算出する。粗距離算出部１４０で算出された粗距離のデータは相関処理部１３１に与えられて一時保持される（ステップＳＴ２４）。

次の段階では、実施の形態１で説明したと同様、符号変調された送信パルス（送信波）を送信し、反射波も同様な処理により受信され受信パルスが取り出され、相関処理部１３１に与えられる（ステップＳＴ２５）。
相関処理部１３１には、先の周波数確定段階でドップラーシフト算出部９０により算出された周波数と、粗距離算出部１４０により算出された粗距離が保持されている。また、相関処理部１３１には、現段階の参照信号を遅延させたパルス群と周波数シフトさせたパルス群が与えられる。相関処理部１３１は、遅延したパルス群と反射波の受信パルス群との相関処理を、先にステップＳＴ２２で確定した周波数を中心とする限られた範囲（帯域）で、かつ距離方向についてはステップＳＴ２４で算出した粗距離近傍に対してのみ行って相関係数を算出し（ステップＳＴ２６、ＳＴ２７）、算出した相関係数のピークを求める（ステップＳＴ２８）。この場合の相関処理の実施対象となる領域は、図１０に示す周波数および時間（距離）軸に展開した反射波のパルス列において斜線で表した部分のみのようになる。また、相関処理で得られた相関係数分布は図１１に示すようになる。次に、相関係数が最も高くなる位置の遅延パルスの遅延時間（送信から受信までの時間差に相当）に基づいて対象物までの距離を算出する（ステップＳＴ２９）。

ここで、通常ＦＭレンジングで得られる距離測定精度は１５００ｍ程度であるから、相関処理は、１５００ｍ／１５０ｍ＝１０回程度行なう必要がある。この方法により、従来では１０００回必要であった距離方向の相関処理を１０回程度にまで減らすことができるので、処理負荷を約１００分の１に低減させることが可能になる。また、図１１に示すように、距離の測定におけるアンビギュイティも解消することができる。この場合、送信デューティが確保されているので、探知距離は変わらずに済む。

以上のように、この実施の形態２は、先に、符号変調を行なわないがＦＭレンジングを行なう送信パルスを送信して、対象物の反射波のドップラーシフト量を含む周波数と対象物までの粗距離を求めておき、次に送信した符号変調を加えた送信パルスに対する受信パルスについて相関処理を行い、その際、先に求めた周波数を中心とする限られた帯域と粗距離の近傍領域についてのみ、反射波に対する時間軸方向の相関処理を計算するようにしたものである。したがって、実施の形態１よりもさらに相関処理の負荷を低減できると共に、速度測定におけるアンビギュイティに加え、距離測定におけるアンビギュイティも解消することが可能となる。

この発明の実施の形態１によるレーダ装置の機能構成を示すブロック図である。この発明の実施の形態１に係る処理シーケンスを示すフローチャートである。この発明の実施の形態１に係る送信パルスの波形を示す図である。この発明の実施の形態１に係る周波数確定処理段階における反射波の周波数成分を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係る周波数確定処理段階における反射波のパルス波形を三次元で表した説明図である。この発明の実施の形態１に係る相関処理の対象となる反射波の波形を三次元で表した説明図である。この発明の実施の形態１に係る相関係数分布を三次元で表した説明図である。この発明の実施の形態２によるレーダ装置の基本機能構成を示すブロック図である。この発明の実施の形態２に係る処理シーケンスを示すフローチャートである。この発明の実施の形態２に係る相関処理の対象となる反射波の波形を三次元で表した説明図である。この発明の実施の形態２に係る相関係数分布を三次元で表した説明図である。従来のレーダ装置の基本機能構成を示すブロック図である。従来方式による処理シーケンスを示すフローチャートである。符号変調された送信パルスを示す説明図である。送信波と反射波の周波数成分を示す説明図である。反射波のパルス列を三次元で表した説明図である。従来方式による相関係数分布を三次元で表した説明図である。従来方式において距離方向のアンビギュイティの解消を試みた時の反射波の周波数成分を示す説明図である。従来方式による速度方向のアンビギュイティを示す説明図である。

符号の説明

１０符号変調データ生成部、２０，８０，１００スイッチ、３０送信波発生器、４０送信部、４１Ｄ／Ａ変換器、４２局部発振器、４３，７３ミキサ、４４電力増幅器、５０サーキュレータ、６０送受信アンテナ、７０受信部、７１増幅器、７２バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、７４Ａ／Ｄ変換器、９０ドップラーシフト算出部、１１０信号遅延部、１２０周波数シフタ、１３１相関処理部、１４０粗距離算出部。

Claims

符号変調を加えた高パルス繰り返し周波数信号を送信し、対象物の反射波の受信パルスと送信パルス信号との相関処理を行って相関係数を算出し、相関係数が最も高くなる対象物までの距離および対象物の速度を求めるレーダ装置において、
前記符号変調を加えた高パルス繰り返し周波数信号の送信に先立って、符号変調を行なわない高パルス繰り返し周波数信号を送信し、この受信パルスと送信パルスとから対象物の反射波のドップラーシフト量を含む周波数を求めておき、
次に送信した前記符号変調を加えた高パルス繰り返し周波数信号に対する受信パルスにについて相関処理を行い、その際、先に求めた周波数を中心とする限られた帯域についてのみ、反射波に対する時間軸方向の相関係数を算出するようにしたことを特徴とするレーダ装置。
符号変調を加えた高パルス繰り返し周波数信号を送信し、対象物の反射波の受信パルスと送信パルス信号との相関処理を行って相関係数を算出し、相関係数が最も高くなる対象物までの距離および対象物の速度を求めるレーダ装置において、
前記符号変調を加えた高パルス繰り返し周波数信号の送信に先立って、符号変調を行なわないがＦＭレンジングを行なう高パルス繰り返し周波数信号を送信し、この受信パルスと送信パルスとから対象物の反射波のドップラーシフト量を含む周波数を求めると共に、ＦＭレンジングを行って対象物までの粗距離を求めておき、
次に送信した前記符号変調を加えた高パルス繰り返し周波数信号に対する受信パルスにについて相関処理を行い、その際、先に求めた周波数を中心とする限られた帯域と粗距離の近傍領域についてのみ、反射波に対する時間軸方向の相関係数を算出するようにしたことを特徴とするレーダ装置。