JP2007232385A - 電子走査式レーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高精度な位相情報抽出が可能な電子走査式レーダ装置の提供
【解決手段】各チャンネルのＮ個のデータからなる受信データＲＤを、各チャンネルについて時間方向にＭ（＜Ｎ）個の複数の短時間データＸｓｋに切り出す切出し部１９、短時間データから時系列相関行列の逆行列Ｒｆｆ^−１を演算推定する逆行列推定部２０、推定された時系列相関行列の逆行列から、ＣＡＰＯＮ位相情報Ｃｋｓを演算する位相情報生成部２１を有し、演算されたＣＡＰＯＮ位相情報に基づいて、前記物標の距離、方位、相対速度などを検出する。
【選択図】 図３

Description

本発明は、電子走査式レーダ装置に係わり、特に、車載用のFM-CW方式の電子走査式レーダ装置に関する。

図１は、FM-CWレーダ方式における送受信信号と、ミキシング処理の原理を示すタイムチャート、図２は、従来のFM-CW方式の電子走査式レーダ装置を示すブロック図である。

自動車の衝突事故防止や車間制御のために、先行する車両などの前方物標に対する距離・速度・方位を計測する車載レーダが開発されている。

前方物標に対する距離と相対速度を計測する手法としては、信号処理回路構成が簡易であるなどの理由からFM-CWレーダ方式が採用される。FM-CW方式では、図１（ａ）に示すように、送信アンテナより直線的に周波数が変化する信号Ｓ１を送信する。これが物標に反射してきた信号Ｓ２を受信し、受信信号Ｓ２と送信信号Ｓ１のミキシングを、図１（ｂ）に示すように、行う。これにより、送受信信号の周波数差（ビート周波数ｆｂ）を成分とするビート信号Ｓ３が生成される。このビート周波数は物標から往復伝播遅延時間Δｔに比例しており、ここから距離を換算することができる。

方位を計測する手法としては、短時間で全方位の走査処理が可能なものとして電子走査方式がある。電子走査方式では、対象からの反射波をある規則により配置された複数のアンテナ素子（アレーアンテナ）で受信する。この受信データのチャンネル間には、各アンテナに対する物標の方位、各アンテナの配置位置及び受信信号周波数によって決定される時間差が生じている。この時間差（または位相差）から物標の方位検出ができる。たとえばそのような手法としてディジタルビームフォーミング（DBF）が知られている。DBFでは受信データをＡＤ変換器でディジタル化した後、各チャネルとベクトルデータ（モードベクトル）との相関をとることで方位検出をおこなうことができる（例えば、非特許文献１参照）。

以上のように、電子走査方式では、複数のアンテナ素子での同時受信データが必要となる。しかしながら、アンテナ素子ごとにＡＤ変換器を用意する構成では、装置が複雑・高価になるため、例えば図２に示すように、各アンテナ素子６とＡＤ変換器１３の間に設けられた切替え器７により、時分割受信する構成のものが提案されている。

また、方位を求めるためにはアンテナ間の位相情報が必要であるが、従来では図２に示すように、ＦＦＴ型位相情報演算部１５により、FFT（高速フーリエ変換）による処理が行われていた（たとえば、特許文献１参照）。

菊間信良著「アレーアンテナによる適応信号処理」，科学技術出版，1998 年）。

特開２０００−２８４０４４号公報

このようなFFTによる位相情報の抽出の問題点としては、
１．弱い物標物標からの反射波信号が、強い物標からの反射波信号に隠されてしまうこと。
２．位相情報の精度がFFTのメインローブの広がり、つまりサンプリング周波数とサンプリング点数によって一意に決定されてしまい、近距離では距離精度を優先させ、遠距離では方位精度を優先させるような、物体距離に応じた精度での検出が困難である 。FFTにより、近距離では距離精度を優先させ、遠距離では方位精度を優先させるような位相情報を得るためには、サンプリング周波数、サンプリング点数をハードウェアから変更する必要があり、回路構成が複雑化してしまう不都合があること。
などがある。

そこで、本発明は、前述の問題点を解決するため、高精度な位相情報抽出を可能とし、更に、距離-方位分解能の調整が可能な、電子走査式レーダ装置を提供することを目的とするものである。

請求項１の発明は、連続波に周波数変調を掛けた送信信号（Ｔｘ）を、放射自在な送信アンテナ（５）、複数のアンテナ素子（６）からなる受信アンテナ（８）、前記複数のアンテナ素子で受信される受信信号（Ｒｘ）と前記送信信号（Ｔｘ）をミキシングして、前記複数のアンテナ素子に対応した複数チャンネル分のビート信号（Ｓ３）を得るミキサ（１０）、前記ミキサと前記複数のアンテナ素子間に設けられ、前記複数のアンテナ素子を選択的に前記ミキサに接続する切替えスイッチ（７）、前記ミキサで得られたビート信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングして各チャンネルについてＮ個のデータからなる受信データを得る、Ａ／Ｄ変換器（１３）、前記Ａ／Ｄ変換器によりサンプリングされた前記複数チャンネル分の受信データ（ＲＤ）に基づいて物標の距離、方位、相対速度などを検出する、物標検出部（１７）、を有する、電子走査式レーダ装置（１）において、
前記各チャンネルのＮ個のデータからなる受信データ（ＲＤ）を、各チャンネルについて時間方向にＭ（＜Ｎ）個の複数の短時間データ（Ｘｓｋ）に切り出す、短時間データ切出し部（１９）、
前記短時間データ切り出し部で切り出された短時間データから時系列相関行列（Ｒｆｆ）を求めると共に、当該時系列相関行列の逆行列（Ｒｆｆ^−１）を演算推定する相関行列・逆行列推定部（２０）、
前記推定された時系列相関行列の逆行列及び前記切り出された短時間データから、ＣＡＰＯＮ位相情報（Ｃｋｓ）を演算するＣＡＰＯＮ重みによる位相情報生成部（２１）、
を有し、
前記演算されたＣＡＰＯＮ位相情報に基づいて、前記物標の距離、方位、相対速度などを検出することを特徴として構成される。

請求項２の発明は、前記相関行列・逆行列推定部（２０）は、前記時系列相関行列の逆行列（Ｒｆｆ^−１）の演算推定を、RLSによる逆行列の逐次的な推定処理で実行する、逆行列演算手段を有して構成される。

請求項３の発明は、前記短時間データ切り出し部は、前記各チャンネルについて時間方向にＭ（＜Ｎ）個の複数の短時間データに切り出す際に、その切り出されるデータ量を変えることの出来る切り出しデータ量可変手段を有して構成される。

請求項４の発明は、前記切り出しデータ量可変手段は、高い距離分解能を必要とする場合には、前記切り出されるデータ量を大きく設定し、高い方位分解能を必要とする場合には、前記切り出されるデータ量を小さく設定する、距離／方位切替手段を有して構成される。

請求項１の発明によれば、Ｎ個のデータからなる受信データ（ＲＤ）から、時間方向により少ないＭ個のデータからなる短時間データを複数個切り出し、その切り出された短時間データ（Ｘｓｋ）から、相関行列の逆行列を推定してＣＡＰＯＮ位相情報（Ｃｋｓ）を演算して、当該ＣＡＰＯＮ位相情報から物標の距離、方位などを演算するようにしたので、図７（ａ）及び図８（ａ）に示すように、ＣＡＰＯＮの特性を生かした形で距離成分において物標Ｂ１，Ｂ２の分離が可能になる。即ち、高精度な位相情報抽出が可能となる。

請求項２の発明によれば、記時系列相関行列の逆行列（Ｒｆｆ^−１）の演算推定を、RLSによる逆行列の逐次的な推定処理で実行するので、演算負荷の高い逆行列演算回数を極力減らすことが出来、演算コストの削減及びデータサイズの拡大が可能となる。

請求項３の発明によれば、切り出しデータ量可変手段により切り出されるデータ量を変えることの出来るので、求める物標の探索目的に応じて、分解能を距離分解能と方位分解能の間で適宜割り振ることが出来、キメの細かな探索が可能となる。

請求項４の発明によれば、距離／方位切替手段により、探索すべき物標の位置に応じて、分解能を距離重視又は方位重視の形で切替えることが出来、キメの細かな探索が可能となる。

なお、括弧内の番号等は、図面における対応する要素を示す便宜的なものであり、従って、本記述は図面上の記載に限定拘束されるものではない。

以下、図面に基づき、本発明の実施例を説明する。
図３は、本発明による電子走査式レーダ装置の１実施例を示すブロック図、図４は、短時間データ切り出し処理の内容を示す模式図、図５は、ＣＡＰＯＮ重み行列算出処理の内容を示す模式図、図６は、本発明による電子走査式レーダ装置の別の実施例を示すブロック図、図７は、位相情報の生成演算を、ＣＡＰＯＮで行った場合（ａ）と、ＦＦＴで行った場合（ｂ）の、距離分解能を比較する図、図８は、図７の要部の部分拡大図である。

図３は、本発明の一実施形態である電子走査式レーダ装置１を示すブロック図である。このレーダ装置１は、連続波（ＣＷ）に周波数変調（ＦＭ）を掛けた送信信号Ｔｘを用いるＦＭ−ＣＷレーダ装置である。また、受信用アレーアンテナ８においてデジタルビームフォーミング処理を行うＤＢＦレーダ装置である。このレーダ装置１は、自動車に搭載されるいわゆる車載用レーダ装置であり、前方を走行する車輌（物標）までの距離やその相対速度などを検知するものである。このレーダ装置１の検知結果は、車輌走行の制御情報等に利用される。送信電波にはマイクロ波が用いられている。

このレーダ装置１では、切換スイッチ７利用することにより、ＲＦアンプ９やミキサ１０などのアナログデバイスを全体で一組だけ備えた構成となっている。レーダ装置１は、送受信部４を有しており、送受信部４は、中心周波数がｆ０（たとえば７６ＧＨｚ）の発振器２と、アンプ３と、送信アンテナ５とを備えている。発振器２は、図示しない変調用の直流電源から出力される制御電圧によって、周波数ｆ０の搬送波に対して周波数変調幅ΔＦの三角波変調を掛けた信号、すなわち周波数ｆ０±ΔＦ／２の被変調波（送信信号Ｔｘ）を出力する。被変調波はアンプ３で増幅され、送信アンテナ５から電磁波として放射される。なお、送信信号Ｔｘの一部は受信検波用のローカル信号としてミキサ１０に出力される。送信用アンテナ５は水平方向に所望の指向性を持たせるために、例えば図示しない４つの要素アンテナから構成されている。

送受信部４に設けられた受信用アレーアンテナ８は、第１チャネル（♯１）から第Ｋチャネル（♯Ｋ）までの各チャネルに対応するＫ個の直線等間隔アレーアンテナ素子６備えている。各アンテナ素子６はそれぞれ２つの要素アンテナで構成され、送信アンテナ５と同様に水平方向に固定の指向性を持たせている。切換スイッチ７は、Ｋ個の入力端子と１個の出力端子とを有し、各入力端子にはアレーアンテナ８の各アレーアンテナ素子６が１個づつ接続されている。出力端子は入力端子のいずれか一つと接続されるものであり、切換信号（クロック信号）により、その接続は周期的に切替えられる。接続切替えは、回路上で電気的に行われる。

受信信号Ｒｘは切替えスイッチ７で周期１／ｆｓｗで時分割多重化される。ここで、切替えの順番はランダムに行うものとする。たとえば、受信アンテナが、5チャンネル（個）の等間隔アレイアンテナ素子６から構成される場合であれば、切替え順番を端から順番ではなく、 1ch → ３ch → 4ch →５ch →２chのように切替える。時分割多重化された信号は、ＲＦアンプ９で増幅され、ミキサ１０により分配された送信信号Ｔｘとミキシングされる。このミキシングにより受信信号Ｒｘはダウンコンバートされ、図１（ｂ）に示すように、送信信号Ｔｘと受信信号Ｒｘとの差信号であるビート信号Ｓ３が生成される。受信信号Ｒ_Ｘ及び送信信号Ｔ_Ｘに基づいてビート信号Ｓ３を得る処理の詳細は、例えば特開平１１−１３３１４２号公報などで述べられている公知技術なので、本明細書ではその詳細な説明は省略する。

ところで、三角波変調ＦＭ−ＣＷ方式では、相対速度が零のときのビート周波数をｆｒ、相対速度に基づくドップラ周波数をｆｄ、周波数が増加する区間（アップ区間）のビート周波数をｆｂ１、周波数が減少する区間（ダウン区間）のビート周波数をｆｂ２とすると、
ｆｂ１＝ｆｒ−ｆｄ …（１）
ｆｂ２＝ｆｒ＋ｆｄ
…（２）
が成り立つ。

従って、変調サイクルのアップ区間とダウン区間のビート周波数ｆｂ１およびｆｂ２を別々に測定すれば、次式（３）及び（４）からｆｒおよびｆｄを求めることができる。
ｆｒ＝（ｆｂ１＋ｆｂ２）／２ …（３）
ｆｄ＝（ｆｂ２−ｆｂ１）／２ …（４）
ｆｒおよびｆｄが求まれば、目標物の距離Ｒと速度Ｖを次の（５）（６）式により求めることができる。
Ｒ＝（Ｃ／（４・ΔＦ・ｆｍ））・ｆｒ …（５）
Ｖ＝（Ｃ／（２・ｆ０））・ｆｄ …（６）
ここに、Ｃは光の速度、ｆｍはＦＭ変調周波数である。

生成されたビート信号Ｓ３は、アンプ１１、ローパスフィルタ１２を経由して、A／D変換器１３にてサンプリング周波数ｆｓでN個のデータとしてサンプリング量子化される。そして（７）式で示すようなK（チャンネル）×N×ＳＳＮ（スナップショット数）個の受信データＤＴ１としてバッファ部１４へ蓄積され、物標検出部１７に出力される。

物標検出部１７は、図３に示すように、ＣＡＰＯＮ型位相情報抽出部３０，位相補正部３２及び方位検出部３３を有しており、ＣＡＰＯＮ型位相情報抽出部３０は、バンドパスフィルタ１８，短時間データ切り出し部１９，時系列相関行列・逆行列推定部２０及びＣＡＰＯＮ重みによる位相情報生成部２１を有している。

バンドパスフィルタ１８は、前段のバッファ部１４から受信した多チャンネル、複数スナップショット(スナップショット数SSN)からなる受信データＤＴ１から、対象となる周波数領域を切り出して、短時間データ切り出し部１９に出力する。短時間データ切り出し部１９では、図４に示すように、各アレーアンテナ素子６に対応する各チャンネルについて、それぞれ時間方向にN個蓄積された受信データＲＤを、次式のような時間方向にM（＜Ｎ）個づつの短いデータＳＤに切り出して、行列形式に変換して各チャンネルについての短時間切り出しデータＸｓｋ（ｔ）を演算生成する。即ち、バンドパスフィルタ１８から出力される多チャンネル、周波数領域切り出しデータから、各チャネル（１からＫチャンネル）についての短時間切り出しデータＸｓｋ（ｔ）を（８）式に示すように、演算生成する。

次に、時系列相関行列・逆行列推定部２０では、短時間に切り出したデータＸｓｋ（ｔ）を用いて相関行列(Rff)を（９）式に示すように求める。

(H は共役転地)
求められた相関行列Rffから、当該相関行列Rffの逆行列Ｒｆｆ^−１を計算推定する。

相関行列Rffの逆行列Ｒｆｆ^−１が推定演算されると、ＣＡＰＯＮ重みによる位相情報生成部２１は、短時間に切り出したデータＸｓｋ（ｔ）及び時系列相関逆行列からCAPON重みによる位相情報を、以下のようにして求める。

即ち、ある周波数fのフーリエ変換ベクトルa_fは、（１０）式で表される。

Ts はサンプリング時間( = 1/Fs)、(k = 1, …
N-M+1)
周波数fに対する時刻tにおけるCAPON重みＷｆ（ｔ）は、先に求めたRffの逆行列を使用し、（１１）式に示すように書ける。

処理対象とする周波数を[f1, …, fn]とすると、CAPON位相抽出行列Wは、

となる。従って、あるアンテナkにおけるCAPON位相情報Cksは、

となる。（１３）式を、図５に模式的に表示する。

ここで得られたCAPON位相情報Cksを後段の方位検出部３３に送り、方位検出を行う。なお、図５からも分かるように、一本のアンテナの一つ分のスナップショットからは、N-M+1個のスナップショット数のデータが取得される。したがって、元のスナップショット数をSSNとすると、CAPON型位相情報取得処理からは、SSN×(N-M+1)のスナップショット数のデータが取得されることになる。

物標検出部１７のＣＡＰＯＮ型位相情報抽出部３０で演算抽出されたCAPON位相情報Cksは、位相補正部３２及び方位検出部３３で公知の処理が施され、自車と先行車両などの物標との距離、相対速度、方位などが演算され、更に、図３に示す、物標追従処理部３５において、時間的な追跡処理を行って前方の車両を検出するなどの演算処理を行う。なお、物標追従処理部３５における詳しい処理内容については、特開２００３−２７０３４１号公報などにその詳細が述べられている公知技術なので、本明細書でははその説明を省略する。

なお、本実施例では、これらの処理部とその動作内容をマイクロプロセッサやディジタルシグナルプロセッサー等で動作する信号処理ソフトウエアとしての実現を想定して説明を行うが、FPGAやLSI等の半導体デバイス上の集積回路としての実現も可能である。

このように、Ｎ個のデータからなる受信データＲＤから、時間方向により少ないＭ個のデータからなる短時間データを複数個切り出し、その切り出された短時間データＸｓｋから、相関行列の逆行列を推定してＣＡＰＯＮ位相情報を演算して、当該ＣＡＰＯＮ位相情報から物標の距離、方位などを演算するようにしたので、図７（ａ）及び図８（ａ）に示すように、ＣＡＰＯＮの特性を生かした形で距離成分において物標Ｂ１，Ｂ２の分離が可能になる。なお、図７（ｂ）及び図８（ｂ）に示すように、従来の高速フーリエ変換を用いた位相情報で物標を検出せんとした場合、物標Ｂ１，Ｂ２が重なり合ってしまい、異なる物標Ｂ１，Ｂ２を区別した形で適切に検出することは出来ない。

また、高い距離分解能が必要とされる領域、例えば近距離領域の物標を検出する場合には、切り出すデータの量であるＭとして、大きなM、即ちデータ量の大きな短時間データＳＤを切り出すことにより、距離成分における物標の分離性能を向上させることが出来る。そして、高い方位分解能を必要とする場合、即ち距離精度よりも方位精度が重要とされる遠距離領域の物標を検出する場合には、切り出すデータの量であるＭとして、小さなM、即ちデータ量の小さな短時間データＳＤを切り出すようにする。すると、方位抽出処理において多くのスナップショットが使用できるため、方位精度の向上が望める。

図６に、本発明による電子走査式レーダ装置の別の実施例を示すが、図３と同じ部分は、同じ符号を付して、当該部分の説明を省略する。また、レーダ装置のＣＡＰＯＮ型位相情報抽出部３０以外の構成は、図３の場合と同様である。

図６のレーダ装置１は、図３の実施例と比較し、時系列相関行列・逆行列推定部２０に、前時刻での推定値、忘却係数α、正定数δを入力した形となっている。即ち、時系列相関行列・逆行列推定部２０での相関行列Rffの逆行列演算処理を、（１４）式で示すように、RLS（Recursive Least Squares最小二乗）による逆行列の逐次的な推定処理(参考文献: アダプティブアンテナ技術 菊間著)と置き替える。

ここで、δは正定数、αは忘却係数(0 < α < 1)である。

一般的に、逆行列演算は演算コストが高く、また正則な行列が必要となるため、短時間切り出しデータＸｓｋ（ｔ）のデータサイズを(N-M+1)×SSN以下とする必要がある。時系列相関行列・逆行列推定部をRLSによる逆行列の逐次的な推定処理と置き替えることにより、（１４）式で示すように直前の時間の逆行列の演算結果を使用することが出来、演算コストの削減及びデータサイズの拡大を可能とすることが出来る。

本発明は、車載用のFM-CW方式の電子走査式レーダ装置に利用することが出来る。

図１は、FM-CWレーダ方式における送受信信号と、ミキシング処理の原理を示すタイムチャート。 図２は、従来のFM-CW方式の電子走査式レーダ装置を示すブロック図である。 図３は、本発明による電子走査式レーダ装置の１実施例を示すブロック図。 図４は、短時間データ切り出し処理の内容を示す模式図。 図５は、ＣＡＰＯＮ重み行列算出処理の内容を示す模式図。 図６は、本発明による電子走査式レーダ装置の別の実施例を示すブロック図。 図７は、位相情報の生成演算を、ＣＡＰＯＮで行った場合（ａ）と、ＦＦＴで行った場合（ｂ）の、距離分解能を比較する図。 図８は、図７の要部の部分拡大図である。

符号の説明

１……電子走査式レーダ装置
５……送信アンテナ
６……アンテナ素子
８……受信アンテナ
１０……ミキサ
１３……Ａ／Ｄ変換器
１７……物標検出部
１９……短時間データ切出し部
２０……相関行列・逆行列推定部
２１……位相情報生成部
Ｓ３……ビート信号
Ｃｋｓ……位相情報
ＲＤ……受信データ
Ｒｘ……受信信号
Ｒｆｆ^−１……逆行列
Ｔｘ……送信信号

Claims (4)

1. 連続波に周波数変調を掛けた送信信号を、放射自在な送信アンテナ、複数のアンテナ素子からなる受信アンテナ、前記複数のアンテナ素子で受信される受信信号と前記送信信号をミキシングして、前記複数のアンテナ素子に対応した複数チャンネル分のビート信号を得るミキサ、前記ミキサと前記複数のアンテナ素子間に設けられ、前記複数のアンテナ素子を選択的に前記ミキサに接続する切替えスイッチ、前記ミキサで得られたビート信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングして各チャンネルについてＮ個のデータからなる受信データを得る、Ａ／Ｄ変換器、前記Ａ／Ｄ変換器によりサンプリングされた前記複数チャンネル分の受信データに基づいて物標の距離、方位、相対速度などを検出する、物標検出部、を有する、電子走査式レーダ装置において、
   前記各チャンネルのＮ個のデータからなる受信データを、各チャンネルについて時間方向にＭ（＜Ｎ）個の複数の短時間データに切り出す、短時間データ切出し部、
   前記短時間データ切り出し部で切り出された短時間データから時系列相関行列を求めると共に、当該時系列相関行列の逆行列を演算推定する相関行列・逆行列推定部、
   前記推定された時系列相関行列の逆行列及び前記切り出された短時間データから、ＣＡＰＯＮ位相情報を演算するＣＡＰＯＮ重みによる位相情報生成部、
   を有し、
   前記演算されたＣＡＰＯＮ位相情報に基づいて、前記物標の距離、方位、相対速度などを検出することを特徴とする、電子走査式レーダ装置。
2. 前記相関行列・逆行列推定部は、前記時系列相関行列の逆行列の演算推定を、RLSによる逆行列の逐次的な推定処理で実行する、逆行列演算手段を有する、請求項１記載の電子走査式レーダ装置。
3. 前記短時間データ切り出し部は、前記各チャンネルについて時間方向にＭ（＜Ｎ）個の複数の短時間データに切り出す際に、その切り出されるデータ量を変えることの出来る切り出しデータ量可変手段を有する、請求項１又は２記載の電子走査式レーダ装置。
4. 前記切り出しデータ量可変手段は、高い距離分解能を必要とする場合には、前記切り出されるデータ量を大きく設定し、高い方位分解能を必要とする場合には、前記切り出されるデータ量を小さく設定する、距離／方位切替手段を有する、請求項３項記載の電子走査式レーダ装置。
   

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