DE102007008587A1

DE102007008587A1 - Elektronische Abtastradarvorrichtung

Info

Publication number: DE102007008587A1
Application number: DE102007008587A
Authority: DE
Inventors: Koichiro Suzuki; Chiharu Yamano; Gaku Takano; Kazuma Kariya Natsume
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2006-02-27
Filing date: 2007-02-16
Publication date: 2007-08-30
Anticipated expiration: 2027-02-17
Also published as: JP2007232385A; JP4769596B2; US7688255B2; US20080048906A1; DE102007008587B4

Abstract

Eine elektronische Abtastradarvorrichtung hat einen Schneideteil zum Schneiden von Empfangsdaten, die aus einer Anzahl N an Daten für jeden Kanal bestehen, in zwei oder mehr Kurzzeitdaten mit einer Anzahl M (<N) an Daten in einer Zeitrichtung für jeden Kanal, einen Inverse-Matrix-Schätzer zur Berechnung und Schätzung einer inversen Matrix der Zeitreihen-Korrelationsmatrix aus den Kurzzeitdaten und einen Phaseninformationserzeugungsteil zur Berechnung von CAPON-Phaseninformation aus der geschätzten inversen Matrix der Zeitreihen-Korrelationsmatrix, um einen Abstand, einen Azimut und eine relative Geschwindigkeit eines Ziels auf der Basis einer berechneten CAPON-Phaseninformation zu detektieren.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Diese Erfindung bezieht sich auf eine elektronische Abtastradarvorrichtung, und insbesondere auf eine elektronische Abtastradarvorrichtung vom FM-CW-Typ zur Verwendung auf Fahrzeugen.

1 ist ein Zeitdiagramm, das Sendesignale und Empfangssignale und ein Prinzip des Mischens in einem FM-CW-Radar zeigt, und 2 ist ein Blockdiagramm, das eine herkömmliche elektronische Abtastradarvorrichtung vom FM-CW-Typ zeigt.

Fahrzeugradare zur Messung von Abstand, Geschwindigkeit und Azimut bezüglich eines vorangehenden Ziels, welches in einer Vorwärtsrichtung vorhanden ist, wurden entwickelt, um eine Unfallprävention für selbstfahrende Fahrzeuge zu steuern und Bewegung zu verfolgen.

Ein FM-CW-Radarsystem wird zur Messung von Abstand und relativer Geschwindigkeit bezüglich eines vorangehenden Ziels verwendet, da dieses System eine einfache Struktur einer Signalverarbeitungsschaltung aufweist. Wie in 1(a) gezeigt wird in dem FM-CW-System ein Signal S1, dessen Frequenz linear verändert wird, von einer Sendeantenne gesendet. Ein Signal S1, das durch ein Ziel reflektiert wird, wird als ein Signal S2 empfangen, und das Empfangssignal S2 und das Sendesignal S1 werden, wie in 1(b) gezeigt, miteinander gemischt, wodurch ein Schwebungssignal S3 erzeugt wird, dessen Komponente eine Frequenzdifferenz zwischen dem Empfangssignal und dem Sendesignal (Schwebungsfrequenz fb) ist. Diese Schwebungsfrequenz ist proportional zu einer Hin- und Rücklauf-Verzögerungszeit Δt von einem Ziel, und daraus kann ein Abstand berechnet werden.

Beim Messen von Azimut wird ein elektronisches Abtastsystem zum Abtasten aller Azimute innerhalb kurzer Zeit angewendet. In dem elektronischen Abtastsystem wird eine reflektierte Welle von einem Ziel von einer Mehrzahl von Antennenelementen (Array-Antenne) empfangen, die gemäß einer Regel angeordnet sind. Und eine Zeitdifferenz tritt auf, die durch den Azimut des Ziels zu jeder Antenne, einer Position, in der jede Antenne angeordnet ist, und die Frequenz des Empfangssignals zwischen Kanälen der Empfangsdaten bestimmt ist. Der Azimut des Ziels kann durch diese Zeitdifferenz (oder Differenz von Phasen) detektiert werden. Als solch eine Methode ist Digitale Strahlformung (DBF) bekannt. In DBF kann der Azimut in solch einer Weise detektiert werden, dass die Empfangsdaten mit einem AD-Wandler in digitale Daten konvertiert werden, und danach wird eine Korrelation zwischen jedem Kanal und Vektordaten (Array-Manifold-Vektor) gebildet (siehe Dokument "Adaptive signal processing by array antenna", welches 1998 von Kagaku Gijyutsu Shuppan veröffentlich wurde und von Nobuo KIKUMA geschrieben wurde).

Wie zuvor erwähnt sind gleichzeitig von einer Mehrzahl von Antennenelementen empfangene Daten in dem elektronischen Abtastsystem erforderlich. Jedoch wird in solch einer Struktur, in der der AD-Wandler für jedes Antennenelement präpariert ist, die ganze Maschine komplex und teuer. Dann wurde die wie in 2 gezeigte zeitteilende Struktur vorgeschlagen, die einen zwischen jedem Antennenelement 6 und einem AD-Wandler 13 angeordneten Umschalter 7 zum Empfangen von Daten aufweist.

Außerdem ist Phaseninformation zwischen den Antennen erforderlich, um den Azimut zu gewinnen. In einer herkömmlichen Methode wird Verarbeitung mit FFT (schnelle Fourier-Transformation) durch einen Phasendetektor 15 vom FFT-Typ wie in 2 gezeigt ausgeführt (siehe japanische Patentanmeldung, deren Veröffentlichungsnummer 2000-284044 ist).

Probleme zum Zeitpunkt der Extraktion der Phaseninformation mit FFT sind wie folgt. Erstens wird ein schwaches reflektiertes Wellensignal von einem Ziel von einer starken reflektierten Welle von einem Ziel verborgen. Zweitens ist eine Genauigkeit der Phaseninformation eindeutig durch Verbreiterung einer Hauptkeule der FFT bestimmt, das heißt durch Abtastfrequenz und Anzahl von Abtastungen, und es ist schwierig, bei solch einer von einer Distanz zu einem Ziel abhängigen Genauigkeit zu detektieren, dass Abstandsgenauigkeit eine Priorität bei einem kleinen Abstand hat und Azimutgenauigkeit eine Priorität bei einem großen Abstand hat. Um die Phaseninformation zu gewinnen, um bei FFT der Abstandsgenauigkeit bei einem kleinen Abstand eine Priorität zu geben und der Azimutgenauigkeit bei einem großen Abstand eine Priorität zu geben, ist es erforderlich, die Abtastfrequenz und die Anzahl an Abtastungen in einer Hardware zu ändern, und eine Schaltungsstruktur wird dadurch komplex.

Dann ist es ein Gegenstand der Erfindung, eine elektronische Abtastradarvorrichtung zur Extraktion von Phaseninformation bei einer hohen Genauigkeit und zur Anpassung der Abstands-Azimut-Auflösung bereitzustellen, um die oben erwähnten Probleme zu lösen.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Zeitdiagramm, das Sendesignale und Empfangssignale in einem FM-CW-Radarsystem und ein Prinzip des Mischens derselben zeigt.
2 ist ein Blockdiagramm, das eine herkömmliche elektronische Abtastradarvorrichtung vom FM-CW-Typ zeigt.
3 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausführung einer erfindungsgemäßen elektronischen Abtastradarvorrichtung zeigt.
4 ist eine typische Ansicht, die ein Verfahren des Schneidens von Kurzzeitdaten zeigt.
5 ist eine typische Ansicht, die ein Verfahren der Berechnung der CAPON-Gewichtsmatrix zeigt.
6 ist ein Blockdiagramm, das die andere Ausführung der erfindungsgemäßen elektronischen Abtastradarvorrichtung zeigt.
7 ist eine Ansicht zum Vergleich der Abstandsauflösung beim Erzeugen und Berechnen von Phaseninformation zwischen einem Fall (a) mit CAPON und einem Fall (b) mit FFT.
8 ist eine teilweise vergrößerte Ansicht, die einen wichtigen Teil von 7 zeigt.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Ein Aspekt der Erfindung ist eine elektronische Abtastradarvorrichtung mit
einer Sendeantenne zum Aussenden eines Sendesignals, das durch das Durchführen von Frequenzmodulation auf Dauerstrich gewonnen wird;
einer Empfangsantenne, die zwei oder mehr Antennenkomponenten umfasst;
einem Mischer zum Mischen eines Empfangssignals, das von jeder der besagten zwei oder mehr Antennen empfangen wird, und des besagten Sendesignals und zur Gewinnung von Schwebungssignalen für zwei oder mehr Kanäle, die zwei oder mehr Antennenkomponenten entsprechen;
einem zwischen besagtem Mischer und besagten zwei oder mehr Antennenkomponenten bereitgestellten Umschalter zum selektiven Verbinden von besagten zwei oder mehr Antennenkomponenten mit besagtem Mischer;
einem A/D-Wandler zum Abtasten besagten von besagtem Mischer mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz gewonnenen Schwebungssignals und zur Gewinnung von Empfangsdaten, die eine Anzahl N an Daten für jeden Kanal umfassen; und
einem Zieldetektor zur Detektion von Abstand, Azimut und relativer Geschwindigkeit eines Ziels auf der Basis von besagten Empfangsdaten für besagte zwei oder mehr Kanäle, die von besagtem A/D-Wandler abgetastet wurden, wobei besagte elektronische Abtastradarvorrichtung umfasst:
einen Kurzzeitdatenschneideteil zum Schneiden besagter Empfangsdaten, die aus einer Anzahl N an Daten für jeden besagten Kanal bestehen, in zwei oder mehr Kurzzeitdaten mit einer Anzahl M (<N) an Daten in einer Zeitrichtung für jeden besagten Kanal;
einen Korrelationsmatrix- und Inverse-Matrix-Schätzer zur Gewinnung einer Zeitreihen-Korrelationsmatrix aus besagten aus besagtem Kurzzeitdatenschneideteil herausgeschnittenen Kurzzeitdaten und zur Berechnung und Schätzung einer inversen Matrix besagter Zeitreihen-Korrelationsmatrix; und
einen Phaseninformationserzeugungsteil mit CAPON-Gewicht zur Berechnung von CAPON-Phaseninformation aus besagter geschätzter inverser Matrix besagter Zeitreihen-Korrelationsmatrix und besagten herausgeschnittenen Kurzzeitdaten,
wobei ein Abstand, ein Azimut und eine relative Geschwindigkeit besagten Ziels auf der Basis besagter berechneter CAPON-Phaseninformation detektiert werden.
Gemäß diesem Aspekt der Erfindung werden zwei oder mehr Kurzzeitdaten, die aus einer Anzahl M an Daten bestehen, deren Anzahl in einer Zeitrichtung klein ist, aus den Empfangsdaten, die aus einer Anzahl N an Daten bestehen, herausgeschnitten, und die inverse Matrix der Korrelationsmatrix wird aus den so geschnittenen Kurzzeitdaten geschätzt, um die CAPON-Phaseninformation zu berechnen, wodurch der Abstand eines Ziels und ein Azimut desselben aus der CAPON-Phaseninformation berechnet werden. Dann können Ziele B1 und B2 voneinander in der Abstandskomponente getrennt werden, wodurch der größte Nutzen aus der Charakteristik des CAPON gezogen wird, wie in 7(a) und 8(a) gezeigt. Mit anderen Worten ist es möglich, die Phaseninformation mit hoher Genauigkeit zu extrahieren.
Ein weiterer Aspekt der Erfindung ist die elektronische Abtastradarvorrichtung, wobei besagter Korrelationsmatrix- und Inverse-Matrix-Schätzer besagte inverse Matrix von besagter Zeitreihen-Korrelationsmatrix durch ein sukzessives Verfahren von Schätzung besagter inverser Matrix mit Recursive Least Squares berechnet und schätzt.
Gemäß diesem Aspekt der Erfindung wird die inverse Matrix (Rff^–1) der Zeitreihen-Korrelationsmatrix durch das sukzessive Verfahren des Schätzens der inversen Matrix mit der RLS berechnet und geschätzt, so dass die Anzahl an Berechnungen der inversen Matrix, für die eine hohe Anzahl an Operationen erforderlich ist, extrem verringert werden kann, wodurch die Operationskosten gespart werden und die Datengröße vergrößert wird.
Ein weiterer Aspekt der Erfindung ist die elektronische Abtastradarvorrichtung, wobei besagter Kurzzeitdatenschneideteil Schnittdaten-Variiermittel zum Variieren der herauszuschneidenden Datenmenge aufweist, wenn in besagte zwei oder mehr Kurzzeitdaten mit einer Anzahl M (<N) an Daten in besagter Zeitrichtung für jeden besagten Kanal geschnitten wird.
Gemäß diesem Aspekt der Erfindung kann das Schnittdaten-Variiermittel die Menge an herauszuschneidenden Daten variieren, so dass die Auflösung richtig zwischen der Abstandsauflösung und der Azimutauflösung in Abhängigkeit des Suchobjekts des zu gewinnenden Ziels umgeschaltet werden kann, wodurch sorgfältig gesucht wird.
Ein weiterer Aspekt der Erfindung ist die elektronische Abtastradarvorrichtung, in welcher besagtes Schnittdaten-Variiermittel ein Abstand/Azimut-Umschaltmittel zum Festlegen einer großen Menge an Daten als herauszuschneidende Daten, falls hohe Abstandsauflösung erforderlich ist, und Festlegen einer kleinen Menge an Daten als herauszuschneidende Daten, wenn hohe Azimutauflösung erforderlich ist, aufweist.
Gemäß diesem Aspekt der Erfindung kann das Abstand/Azimut-Umschaltmittel die Auflösung umschalten und die Betonung auf den Abstand oder den Azimut gemäß einem Ort eines zu suchenden Ziels legen, und dadurch ist sorgfältige Suche möglich.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGEN
Ausführungen der Erfindung werden nun mit Bezug auf die angefügten Zeichnungen erklärt.
3 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausführung einer erfindungsgemäßen elektronischen Abtastradarvorrichtung zeigt, 4 ist eine typische Ansicht, die ein Verfahren des Schneidens von Kurzzeitdaten zeigt, 5 ist eine typische Ansicht, die ein Verfahren der Berechnung der CAPON-Gewichtsmatrix zeigt, 6 ist ein Blockdiagramm, das die andere Ausführung der erfindungsgemäßen elektronischen Abtastradarvorrichtung zeigt, 7 ist eine Ansicht zum Vergleich der Abstandsauflösung beim Erzeugen und Berechnen von Phaseninformation zwischen einem Fall (a) mit CAPON und einem Fall (b) mit FFT, und 8 ist eine teilweise vergrößerte Ansicht, die einen wichtigen Teil von 7 zeigt.
3 ist ein Blockdiagramm, das eine elektronische Abtastradarvorrichtung 1 zeigt, die eine Ausführung der Erfindung ist. Diese Radarvorrichtung 1 ist eine FM-CW-Radarvorrichtung, wobei ein Sendesignal Tx, das durch das Durchführen von Frequenzmodulation (FM) auf Dauerstrich (CW) gewonnen wird, verwendet wird. Und die Radarvorrichtung ist eine DBF-Radarvorrichtung zum Durchführen Digitaler Strahlenformung in einer Empfangs-Array-Antenne 8. Diese Radarvorrichtung 1 ist eine sogenannte Fahrzeugradarvorrichtung, die auf dem Fahrzeug vorgesehen ist und einen Abstand zu einem in eine Vorwärtsrichtung fahrenden Fahrzeug (Ziel) und seine relative Geschwindigkeit detektiert. Das von der Radarvorrichtung 1 detektierte Ergebnis wird für Steuerinformation in einem fahrenden Fahrzeug verwendet. Mikrowellen werden als Sendewellen verwendet.
Diese Radarvorrichtung 1 hat durch die Verwendung des Umschalters 7 nur einen Satz von analogen Vorrichtungen in der gesamten Struktur, wie zum Beispiel einen RF-Verstärker 9 und einen Mischer 10. Die Radarvorrichtung 1 hat einen Sender/Empfänger 4, und der Sender/Empfänger 4 hat einen Oszillator 2, dessen Mittenfrequenz f0 ist (wie zum Beispiel 76Hz), einen Verstärker 3 und eine Sendeantenne 5. Der Oszillator 2 gibt ein Signal aus, das durch Multiplizieren einer Trägerwelle einer Frequenz f0 mit einer Dreiecksmodulation einer Frequenzmodulationsbreite ΔF, das heißt einer modulierten Welle (Sendesignal Tx) einer Frequenz f0 ± ΔF/2 mit einer Steuerspannung, gewonnen wird, die von einem Gleichstrom zur Modulation (nicht gezeigt) ausgegeben wird. Die modulierten Wellen werden von dem Verstärker 3 verstärkt und werden von der Sendeantenne 5 als elektromagnetische Wellen emittiert. Ein Teil der Sendesignale Tx wird in dem Mischer 10 als lokale Signale zum Detektieren von Wellen auf Empfangsseite ausgegeben. Die Sendeantenne 5 umfasst vier Elementantennen, zum Beispiel, um eine gewünschte Richtcharakteristik in einer horizontalen Richtung zu erzielen.
Die Empfangs-Array-Antenne 8, die an dem Sender/Empfänger 4 bereitgestellt ist, hat eine Anzahl "K" an Array-Antennenkomponenten 6, die erstem Kanal(#1) bis K-tem Kanal(#K) entsprechen, wobei die Array-Antennenelemente 6 in gleichen Intervallen linear angeordnet sind. Jede Antennenkomponente 6 umfasst zwei Elementantennen und hat eine Richtcharakteristik, die in einer horizontalen Richtung fest ist, ähnlich der Sendeantenne 5. Der Umschalter 7 hat eine Anzahl "K" an Eingabeanschlüssen und einen Ausgabeanschluss, und jede Array-Antennenkomponente 6 der Array-Antenne 8 ist mit jedem Eingabeanschluss verbunden. Der Ausgabeanschluss ist mit irgendeinem der Eingabeanschlüsse verbunden, und die Verbindung wird periodisch von einem Umschaltsignal (einem Taktsignal) umgeschaltet. Die Verbindung wird auf einem Schaltkreis elektrisch umgeschaltet.
Ein Empfangssignal Rx wird zeitgeteilt und von dem Umschalter 7 bei einem Takt von 1/fsw gebündelt. Die Reihenfolge des Umschaltens ist zufällig. Wenn die Empfangsantenne aus den Array-Antennenkomponenten 6 mit fünf Kanälen besteht, die in gleichen Intervallen angeordnet sind, kann das Umschalten zum Beispiel nicht in der Anordnungsreihenfolge von einer Kante beginnend erfolgen, sondern 1ch → 3ch → 4ch → 5ch → 2ch. Das zeitgeteilte gebündelte Signal wird von dem RF-Verstärker 9 verstärkt, und das verstärkte und das von dem Mischer 10 verteilte Sendesignal Tx werden miteinander gemischt. Das Empfangssignal Rx wird durch dieses Mischen abwärtsgewandelt, und das Schwebungssignal S3, das ein Differenzsignal zwischen dem Sendesignal Tx und dem Empfangssignal Rx ist, wird wie in 1(b) gezeigt erzeugt. Das Verfahren der Gewinnung des Schwebungssignals S3 auf der Basis des Empfangssignals Rx und des Sendesignals Tx ist aus dem Stand der Technik bekannt und ist zum Beispiel in der japanischen Patentanmeldung, deren Veröffentlichungsnummer H11-133142 ist, offenbart. Daher wird die Erklärung der Details in der Spezifikation ausgelassen.
In einem FM-CW-System mit Dreieckswellenmodulation sind die folgenden Ausdrücke erfüllt
[Ausdruck 1]

fb1 = fr – fd

[Ausdruck 2]

fb2 = fr + fd wobei fr die Schwebungsfrequenz bezeichnet, wenn die relative Geschwindigkeit Null ist, fd Doppler-Frequenz auf der Basis relativer Geschwindigkeit bezeichnet, fb1 Schwebungsfrequenz in einem Abschnitt, in dem die Frequenz steigt (Aufwärtsabschnitt), bezeichnet und fb2 Schwebungsfrequenz in einem Abschnitt, in dem die Frequenz fällt (Abwärtsabschnitt), bezeichnet.

Wenn die Schwebungsfrequenzen fb1 und fb2 in dem Aufwärtsabschnitt und dem Abwärtsabschnitt in dem Modulationszyklus separat gemessen werden, können fr und fd aus den folgenden Ausdrücken (3) und (4) gewonnen werden.
[Ausdruck 3]

fr = (fb1 + fh2)/2

[Ausdruck 4]

fd = (fb2 – fb1)/2

Wenn fr und fd gewonnen sind, können Abstand R und Geschwindigkeit V eines Ziels durch die folgenden Ausdrücke (5) und (6) gewonnen werden.
[Ausdruck 5]

R = (C/(4·ΔF·fm))·fr

[Ausdruck 6]

V = (C/(2·f0))·fdwobei C Lichtgeschwindigkeit bezeichnet und fm FM-Modulationsfrequenz bezeichnet.
Das erzeugte Schwebungssignal S3 wird als eine Anzahl N an Daten mit Abtastfrequenz fs von dem A/D-Wandler 13 über einen Verstärker 11 und einen Tiefpassfilter 12 abgetastet und quantisiert. Die abgetasteten und quantisierten Daten werden in einem Puffer 14 als eine Anzahl "K (Kanäle)×N×SSN (Schappschussanzahl)" Empfangsdaten DTI gespeichert, wie durch Ausdruck (7) gezeigt, und werden in einem Zieldetektor 17 ausgegeben. [Ausdruck 7]

Der Zieldetektor 17 hat einen Phasen-Extraktor vom CAPON-Typ 30, einen Phasenkorrektor 32 und einen Azimutdetektor 33, wie in 3 gezeigt, und der Phasen-Extraktor vom CAPON-Typ 30 hat einen Bandpassfilter 18, ein Kurzzeitdatenschneiden 19, einen Zeitreihen-Korrelationsmatrix- und Inverse-Matrix-Schätzer 20 und einen Phaseninformations-Erzeuger 21 mit CAPON-Gewicht.
Der Bandpassfilter 18 schneidet einen zum Gegenstand bestimmten Frequenzbereich aus den von dem Puffer 14 in dem vorhergehenden Schritt empfangenen Empfangsdaten DTI, wobei die Empfangsdaten aus mehreren Kanälen und zwei oder mehr Schnappschüssen (Schnappschussanzahl: SSN) bestehen, und gibt die herausgeschnittenen in dem Kurzzeitdatenschneider 19 aus. Wie in 4 gezeigt schneidet der Kurzzeitdatenschneider 19 eine Anzahl N an in einer Zeitrichtung gespeicherten Empfangsdaten RD in eine Anzahl M (<N) an Kurzdaten SD in einer Zeitrichtung, wie in dem folgenden Ausdruck für jeden jedem Array-Antennenelement 6 entsprechenden Kanal gezeigt, und die herausgeschnittenen werden in Matrixform konvertiert, um die Kurzzeitschnittdaten Xsk(t) für jeden Kanal zu berechnen und zu erzeugen. Das heißt, die Kurzzeitschnittdaten Xsk(t) werden für jeden Kanal (1 bis K) aus vielen, von dem Bandpassfilter 18 und den Frequenzbereichschnittdaten ausgegebenen Kanälen berechnet und erzeugt, wie in Ausdruck 8 gezeigt. [Ausdruck 8]
Anschließend gewinnt der Zeitreihen-Korrelationsmatrix- und Inverse-Matrix-Schätzer 20 eine Korrelationsmatrix (Rff) mit den Daten Xsk(t), die in einer kurzen Zeit herausgeschnitten wurden, wie in Ausdruck (9) gezeigt. [Ausdruck 9]
wobei H die konjugiert Transponierte bezeichnet. Eine inverse Matrix Rff^–1 der Korrelationsmatrix Rff wird aus der gewonnenen Korrelationsmatrix Rff berechnet und geschätzt.
Nach Schätzung und Berechnung der inversen Matrix Rff^–1 der Korrelationsmatrix Rff gewinnt der Phaseninformations-Erzeuger 21 mit CAPON-Gewicht die Phaseninformation mit CAPON-Gewicht aus den in einer kurzen Zeit herausgeschnittenen Daten Xsk(t) und der inversen Zeitreihen-Korrelationsmatrix, wie unten gezeigt.
Das heißt, ein Fourier-Transformations-Vektor a_f einer beliebigen Frequenz f wird durch Ausdruck (10) repräsentiert. [Ausdruck 10]
wobei T_S Abtastzeit bezeichnet (= 1/Fs), (k – 1,... N – M + 1).
CAPON-Gewicht W_f(t) zur Zeit t bezüglich der Frequenz f ist in Ausdruck (11) gezeigt, wenn die zuvor gewonnene inverse Matrix von Rff verwendet wird. [Ausdruck 11]
Wenn die Frequenz, die ein Gegenstand für Verarbeitung ist, [f1,... fn] ist, ist eine CAPON-Phasenextraktionsmatrix W wie folgt. [Ausdruck 12]
Dann ist CAPON-Phaseninformation Cks in einer beliebigen Antenne k wie folgt. [Ausdruck 13]
Ausdruck (13) ist typisch in 5 gezeigt.
So gewonnene CAPON-Phaseninformation Cks wird in einem späteren Schritt zu dem Azimutdetektor 33 gesendet, um den Azimut zu detektieren. Wie aus 5 bekannt wird eine Anzahl "N – M + 1" an Daten-Schnappschüssen aus einem Schnappschuss einer Antenne gewonnen. Wenn eine ursprüngliche Schnappschussanzahl SSN ist, kann eine Anzahl an Daten-Schnappschüssen "SSN × (N – M + 1)" im Verfahren der Gewinnung von Phaseninformation des CAPON-Typs gewonnen werden.
In dem Phasenkorrektor 32 und dem Azimutdetektor 33 wird ein wohlbekanntes Verfahren auf die CAPON-Phaseninformation cks, die von dem Phasenextraktor vom CAPON-Typ 30 des Zieldetektors 17 berechnet und extrahiert wurde, angewandt, wodurch der Abstand zwischen dem eigenen Fahrzeug und dem Ziel, wie zum Beispiel einem voranfahrenden Fahrzeug, die relative Geschwindigkeit und der Azimut berechnet werden. Ferner führt ein Zielverfolger 35 von 3 durch Zeitverfolgung Operationen aus, wie zum Beispiel das Detektieren eines voranfahrenden Fahrzeugs. Das von dem Zielverfolger 35 auszuführende Verfahren ist aus dem Stand der Technik bekannt und ist im Detail zum Beispiel in der japanischen Patentanmeldung, deren Veröffentlichungsnummer 2003-270341 ist, offenbart. Daher wird die Erklärung der Details in der Spezifikation ausgelassen.
Diese Ausführung wird unter der Annahme erklärt, dass diese Verfahrensabschnitte und die Operationsinhalte derselben durch eine Signalverarbeitungs-Software verwirklicht werden, die durch einen Mikroprozessor oder einen Datensignalprozessor zu betreiben sind. Diese Verfahren können jedoch mit einem integrierten Schaltkreis auf einer Halbleitervorrichtung, wie zum Beispiel FPGA und LSI, verwirklicht werden.
Wie zuvor erwähnt werden zwei oder mehr Kurzzeitdaten, die aus einer Anzahl M an Daten bestehen, deren Anzahl in einer Zeitrichtung klein ist, von den Empfangsdaten RD, die aus einer Anzahl N an Daten bestehen, herausgeschnitten, und die inverse Matrix der Korrelationsmatrix wird aus den so herausgeschnittenen Kurzzeitdaten Xsk geschätzt, um die CAPON-Phaseninformation zu berechnen, wodurch der Abstand eines Ziels und ein Azimut desselben aus der CAPON-Phaseninformation berechnet wird. Dann können Ziele B1 und B2 voneinander in der Abstandskomponente getrennt werden, wodurch der größte Nutzen aus der Charakteristik des CAPON gezogen wird, wie in 7(a) und 8(a) gezeigt. Wenn ein Ziel durch die Phaseninformation mit einer herkömmlichen schnellen Fourier-Transformation wie in 7(b) und 8(b) gezeigt detektiert wird, überlappen sich die Ziele B1 und B2, so dass es unmöglich ist, die verschiedenen Ziele B1 und B2 zu trennen, so dass sie richtig detektiert werden.
Außerdem ist es möglich, eine Trennungseffizienz von Zielen in der Abstandskomponente zu verbessern, indem die Kurzzeitdaten SD, die aus einer größeren Anzahl „MS" an Daten bestehen, herausgeschnitten werden, das heißt die Kurzzeitdaten SD mit einer großen Menge an Daten, wenn Ziele in einem Bereich kleiner Abstände, wo eine hohe Abstandsauflösung benötigt wird, detektiert werden. Wenn hohe Azimutauflösung benötigt wird, mit anderen Worten wenn Ziele in einem Bereich großer Abstände, in dem die Azimutgenauigkeit wichtiger ist als die Abstandsgenauigkeit, detektiert werden, können die Kurzzeitdaten SD, die aus einer kleineren Anzahl "M" an Daten bestehen, das heißt die Daten SD mit einer kleinen Menge an Daten, herausgeschnitten werden. Auf diese Weise können viele Schnappschüsse in dem Azimutextraktionsverfahren verwendet werden, und die Azimutgenauigkeit kann dadurch verbessert werden.
Die andere Ausführung der erfindungsgemäßen elektronischen Abtastradarvorrichtung ist in 6 gezeigt. In 6 werden dieselben Zahlen wie in 3 für die entsprechenden Teile verwendet, wodurch die Erklärung derselben Teile ausgelassen wird. Und die Struktur ist mit Ausnahme des Phasenextraktors vom CAPON-Typ 30 der Radarvorrichtung dieselbe wie eine von 3.
Ein von der Ausführung von 3 verschiedener Punkt der Radarvorrichtung 1 von 6 ist der der Eingabe eines geschätzten Wertes zu einer früheren Zeit, ein exponentieller Gewichtungsfaktor α und eine positive Konstante δ in dem Zeitreihen-Korrelationsmatrix- und Inverse-Matrix-Schätzer 20. Das heißt, die Operation des Gewinnens der inversen Matrix der Korrelationsmatrix Rff in dem Zeitreihen-Korrelationsmatrix- und Inverse-Matrix-Schätzer 20 wird durch ein sukzessives Verfahren des Schätzens der inversen Matrix mit RLS (Recursive Least Squares), wie in Ausdruck (14) gezeigt, ersetzt (siehe von KIKUMA geschriebene Referenz "Adaptive Antenna Technique". [Ausdruck 14]
wobei δ eine positive Konstante bezeichnet und α einen exponentiellen Gewichtungsfaktor bezeichnet (0 < α < 1).
Im Allgemeinen ist die Operation einer inversen Matrix teuer, und reguläre Matrizen sind dafür erforderlich. Aus diesen Gründen ist es nötig, die Datengröße der Kurzzeitschnittdaten Xsk(t) auf (N – M + 1) × SSN oder weniger zu beschränken. Dann wird der Zeitreihen-Korrelationsmatrix- und Inverse-Matrix-Schätzer durch das sukzessive Verfahren des Schätzens der inversen Matrix mit der RLS ersetzt, und dann kann das Operationsergebnis der inversen Matrix zu der unmittelbar vorangehenden Zeit benutzt werden, wie in Ausdruck 14 gezeigt, wodurch die Operationskosten gespart werden und die Datengröße vergrößert wird.
Die Erfindung kann für eine elektronische Abtastradarvorrichtung des FM-CW-Typs zur Verwendung auf Fahrzeugen verwendet werden.
Die vorliegende Erfindung wurde auf der Basis der erörterten Beispielausführungen erklärt. Obwohl einige Variationen erwähnt wurden, sind die in der Spezifikation beschriebenen Ausführungen veranschaulichend und nicht beschränkend. Der Umfang der Erfindung ist durch die beiliegenden Patentansprüche gekennzeichnet und ist nicht durch die Beschreibungen der spezifischen Ausführungen beschränkt. Entsprechend sind alle Umformungen und Änderungen innerhalb des Umfanges der Patentansprüche als in dem Umfang der vorliegenden Erfindung enthalten zu interpretieren.

Claims

Elektronische Abtastradarvorrichtung, mit einer Sendeantenne zum Aussenden eines Sendesignals, das durch das Durchführen von Frequenzmodulation auf Dauerstrich erzielt wird; einer Empfangsantenne, die zwei oder mehr Antennenkomponenten umfasst; einem Mischer zum Mischen eines Empfangssignals, das von jeder der besagten zwei oder mehr Antennen empfangen wird, und des besagten Sendesignals und zur Gewinnung von Schwebungssignalen für zwei oder mehr Kanäle, die zwei oder mehr Antennenkomponenten entsprechen; einem zwischen besagtem Mischer und besagten zwei oder mehr Antennenkomponenten bereitgestellten Umschalter zum selektiven Verbinden von besagten zwei oder mehr Antennenkomponenten mit besagtem Mischer; einem A/D-Wandler zum Abtasten besagten von besagtem Mischer mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz gewonnenen Schwebungssignals und zur Gewinnung von Empfangsdaten, die eine Anzahl N an Daten für jeden Kanal umfassen; und einem Zieldetektor zur Detektion von Abstand, Azimut und relativer Geschwindigkeit eines Ziels auf der Basis von besagten Empfangsdaten für besagte zwei oder mehr Kanäle, die von besagtem A/D-Wandler abgetastet wurden, wobei besagte elektronische Abtastradarvorrichtung umfasst: einen Kurzzeitdatenschneideteil zum Schneiden besagter Empfangsdaten, die aus einer Anzahl N an Daten für jeden besagten Kanal bestehen, in zwei oder mehr Kurzzeitdaten mit einer Anzahl M (<N) an Daten in einer Zeitrichtung für jeden besagten Kanal; einen Korrelationsmatrix- und Inverse-Matrix-Schätzer zur Gewinnung einer Zeitreihen-Korrelationsmatrix aus besagten aus besagtem Kurzzeitdatenschneideteil herausgeschnittenen Kurzzeitdaten und zur Berechnung und Schätzung einer inversen Matrix besagter Zeitreihen-Korrelationsmatrix; und einen Phaseninformationserzeugungsteil mit CAPON-Gewicht zur Berechnung von CAPON-Phaseninformation aus besagter geschätzter inverser Matrix besagter Zeitreihen-Korrelationsmatrix und besagten herausgeschnittenen Kurzzeitdaten, wodurch ein Abstand, ein Azimut und eine relative Geschwindigkeit besagten Ziels auf der Basis besagter berechneter CAPON-Phaseninformation detektiert werden.
Elektronische Abtastradarvorrichtung nach Anspruch 1, wobei besagter Korrelationsmatrix- und Inverse-Matrix-Schätzer besagte inverse Matrix von besagter Zeitreihen-Korrelationsmatrix durch ein sukzessives Verfahren von Schätzung besagter inverser Matrix mit Recursive Least Squares berechnet und schätzt.
Elektronische Abtastradarvorrichtung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, wobei besagtes Kurzzeitdatenschneideteilstück Schnittdaten-Variiermittel zum Variieren der herauszuschneidenden Datenmenge aufweist, wenn in besagte zwei oder mehr Kurzzeitdaten mit einer Anzahl M (<N) an Daten in besagter Zeitrichtung für jeden besagten Kanal geschnitten wird.
Elektronische Abtastradarvorrichtung nach Anspruch 3, wobei besagtes Schnittdaten-Variiermittel ein Abstand/Azimut-Umschaltmittel zum Festlegen einer großen Menge an Daten als herauszuschneidende Daten, falls hohe Abstandsauflösung erforderlich ist, und Festlegen einer kleinen Menge an Daten als herauszuschneidende Daten, wenn hohe Azimutauflösung erforderlich ist, aufweist.