DE60025064T2

DE60025064T2 - Radargerät mit Verwendung von digitaler Strahlformungstechnik

Info

Publication number: DE60025064T2
Application number: DE60025064T
Authority: DE
Inventors: Hiroshi Kariya-city Hazumi; Kazuma Kariya-city Natsume
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1999-03-31
Filing date: 2000-03-29
Publication date: 2006-08-24
Anticipated expiration: 2020-03-30
Also published as: JP2000284044A; EP1041398A3; JP3498624B2; EP1041398B1; US6339395B1; EP1041398A2; DE60025064D1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Technisches Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein eine Radarvorrichtung, die dazu ausgelegt ist, eine kontinuierliche Welle zur Erfassung eines Zielobjekts auszusenden, und insbesondere eine Radarvorrichtung, die dazu ausgelegt ist, Schwebungssignale zu verarbeiten, um digitale Strahlen mit Hilfe der komplexen schnellen Fourier-Transformation (FFT) zur Frequenzanalyse der Schwebungssignale zu formen.
2. Stand der Technik
Es sind Fahrzeugradarsysteme bekannt, die dazu ausgelegt sind, den Abstand, den Azimut und die relative Geschwindigkeit eines vor einem Fahrzeug befindlichen Objekts zur Geschwindigkeits- und/oder Antikollisionsregelung zu messen. Radarsysteme dieser Bauart verwenden gewöhnlich eine kontinuierliche Welle (CW) oder eine frequenzmodulierte kontinuierliche Welle (FM-CW). Die Radarsysteme empfangen einen von einem Objekt reflektierten zurückkehrenden Anteil der Radarwelle, mischen diesen mit einem Überlagerungssignal, das eine dem Sendesignal (d.h. der ausgesendeten Radarwelle) entsprechende Frequenz aufweist, um ein Schwebungssignal zu erzeugen, dessen Frequenz einem Frequenzunterschied zwischen dem Empfangssignal und dem Überlagerungssignal entspricht, und analysieren die Frequenz des Schwebungssignals, um Informationen bezüglich des Zielobjekts zu erzielen.
Insbesondere unterliegt der reflektierte zurückkehrende Anteil der Radarwelle der Dopplerverschiebung in Abhängigkeit der Geschwindigkeit des Radarsystems bezüglich des Zielobjekts. Der Weg der Radarwelle zu und von dem Zielobjekt bewirkt, dass sich das Empfangssignal bezüglich der Frequenz und der Phase von dem Sendesignal ändert. Diese Änderung taucht in dem Schwebungssignal auf. Der Abstand und die relative Geschwindigkeit des Zielobjekts können folglich durch eine Analyse des Schwebungssignals bestimmt werden.
Der Erfassungsbereich des Radarsystems wird geometrisch durch einen Strahl definiert, der von einer Antenne ausgesendet oder empfangen wird. Folglich sollten eine Mehrzahl an Strahlen vorgesehen werden, um den Erfassungsbereich zu vergrößern, ohne die Erfassungsdistanz zu einem Ziel zu verringern, oder den Azimut des Ziels in dem begrenzten Erfassungsbereich zu bestimmen. Die Mehrzahl an Strahlen wird gewöhnlich durch eine Mehrzahl an Antennen, die in verschiedenen Richtungen ausgerichtet sind, oder durch ein bekanntes Phased Array (phasengesteuertes Feld) erzielt, wobei in den letzten Jahren, in denen eine Verarbeitung digitaler Signale mit sehr hohen Geschwindigkeiten realisiert wurde, die digitale Strahlformung (DBF), bei der eine Mehrzahl an Strahlen über eine digitale Signalverarbeitung geformt wird, an Bedeutung zugenommen hat.
8 zeigt ein Beispiel eines herkömmlichen Radarsystems, das dazu ausgelegt ist, Strahlen mit Hilfe des DBF-Verfahrens zu formen.
Eine in einem Sender 104 installierte Sendeantenne AS strahlt eine Radarwelle ab. Ein von einem Objekt reflektierter zurückkehrender Anteil der Radarwelle wird gleichzeitig von einer Mehrzahl an Empfangsantennen AR1 bis ARN empfangen. Ein Empfänger 106 mischt ein von jeder Empfangsantenne Ari (i = 1, 2, ..., N) ausgegebenes Signal mit einem eine Frequenz der abgestrahlten Radarwelle aufweisenden Überlagerungssignal, um ein Schwebungssignal zu erzeugen. Die so erzeugten Schwebungssignale werden über eine A/D-Wandlerschaltung 108 an einen Signalprozessor gegeben. Der Signalprozessor 108 unterzieht die Schwebungssignale zur Erzeugung von Strahlen einer digitalen Phasen-/Gewichtungsoperation. Insbesondere erzielt der Signalprozessor 110 die Funktionen von analogen Phasenschiebern, die in jedem Sendeelement in einem herkömmlichen Phased Array System installiert sind, und des Kombinierens von Ausgängen der analogen Phasenschieber in analoger Form.
Gewöhnlich müssen die von den Empfangsantennen AR1 bis ARN empfangenen Schwebungssignale B1 bis BN bei dem DBF als komplexe Basisbandsignale dargestellt sein, von denen jedes aus einem realen Signal I und einem imaginären Signal Q besteht. Der Empfänger 106 und die A/D-Wandlerschaltung 108 müssen folglich nicht nur duale Kanäle aufweisen, von denen jeder aus einem Mischer und einem A/D-Wandler für jede Empfangsantenne besteht, sondern benötigen ebenso eine Erhöhung der Leistung der den Mischern zugeführten Überlagerungssignale L, was zu einer Erhöhung der Schaltungsgröße führt.
Der Grund dafür, dass das DBF die komplexen Basisbandsignale benötigt, liegt in der Komplexität, die Phase eines skalaren Basisbandsignals zu bestimmen, dass einzig durch ein zu irgendeiner Zeit in einem Kanal empfangenes Signal erzielt wird, was folglich zu der Komplexität führt, die Richtung einer reflektierten zurückkehrenden Radarwelle auf der Grundlage der bei der DBF erzielten Operationsergebnisse zu bestimmen.
6(a) zeigt von Antennen empfangene Signale, von denen jedes als komplexes Basisbandsignal, bestehend aus einem realen Signal I und einem imaginären Signal Q, und entsprechenden skalaren Basisbandsignalen dargestellt wird, von denen jedes als Vektor dargestellt wird, in einem ersten Fall, bei dem eine reflektierte zurückkehrende Radarwelle, wie in der Zeichnung gezeigt, aus einer rechten Richtung auf eine Ebene eines Antennenarrays trifft, und zwar in einem Winkel α zu einer Linie, die senkrecht zu der Ebene verläuft. 6(b) zeigt einen zweiten Fall, bei dem eine reflektierte zurückkehrende Radarwelle, wie in der Zeichnung gezeigt, aus einer linken Richtung auf die Antennenarrayebene trifft, und zwar in einem Winkel –α zu der Linie, die senkrecht zu der Ebene verläuft. Wie deutlich in der Zeichnung zu erkennen, weist jedes komplexe Basisbandsignal des ersten Falls ein zu einem entsprechenden der komplexen Basisbandsignale des zweiten Falls umgekehrtes Vorzeichen auf, wodurch bezüglich der reflektierten zurückkehrenden Radarwellen zwischen dem ersten und dem zweiten Fall unterschieden werden kann. Es ist jedoch nicht möglich, die skalaren Basisbandsignale, von denen jedes nur aus dem realen Signal I besteht, zu verwenden, um bezüglich der reflektierten zurückkehrenden Radarwellen zwischen dem ersten und dem zweiten Fall zu unterscheiden.
Genauer gesagt, der Vektor jedes skalaren Basisbandsignals wird dann, wenn reflektierte zurückkehrende Radarwellen mit dem gleichen Pegel aus zwei Richtungen ±α auf die Antennenarrayebene treffen, gleich dem Vektor eines entsprechenden des komplexen Basisbandsignals. Wenn die skalaren Basisbandsignale in der Richtung einer räumlichen Achse der komplexe Fourier-Transformation unterzogen werden, um die Strahlen zu formen, kann dies folglich dazu führen, dass Peaks auf resultierenden Frequenzkomponenten in beiden Richtungen ±α erscheinen, was zu der Komplexität, zu bestimmen, ob die skalaren Basisbandsignale von der reflektierten zurückkehrenden Radarwellen erzeugt werden, die aus der Richtung +α oder –α kommt, oder zu einer fehlerhaften Entscheidung führt, dass zwei, aus den beiden Richtungen ±α kommende Signale gleichzeitig auf die Antennen getroffen sind.
Es ist ebenso ein Verfahren bekannt, bei dem die Empfangssignale mit Hilfe von HF-A/D-Wandlern digitalisiert werden, bevor sie einer Frequenzwandlung unterzogen werden, und bei dem eine Zweikanalmischerfunktion mit Hilfe einer digitalen Signalverarbeitung in einem Computer erzielt wird. Solch ein Verfahren wird beispielsweise in der JP Nr. 10-63645 offenbart. Hierfür wird jedoch eine hohe Anzahl an teueren A/D-Wandlern benötigt, wodurch die Gesamtproduktionskosten des Systems erhöht werden.
Ferner erfordern eine präzise Messung des Azimuts oder der Winkelrichtung eines Zielobjekts innerhalb eines begrenzten Winkelbereichs gewöhnlich die Ausnutzung einer hohen Anzahl an Antennen (d.h. von Empfangssignalen).
Hierfür wird ebenso eine hohe Anzahl an Empfängern benötigt, was zu einer Vergrößerung des Systems führt.
Die EP-A-0 766 100 offenbart ein Radarsystem gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Das System ist dazu ausgelegt, den Abstand, die wechselseitige Geschwindigkeit und den Azimut eines Zielobjekts zu erfassen. Dies wird erzielt, indem Schwebungssignale, die von wenigstens zwei Empfängern zugeführt werden, mit Hilfe der Fourier-Transformation zur Frequenzanalyse der Schwebungssignale verarbeitet werden.
Die EP-A-0 806 681 offenbart ein Mehrstrahl-FM-Radarsystem, das dazu ausgelegt ist, die Abstände zu und/oder die relativen Geschwindigkeiten von Zielobjekten zu erfassen. Dies wird erzielt, indem eine Mehrzahl von FM-Radarstrahlen in jeweils verschiedene Richtung ausgesendet, deren Echosignale empfangen und entsprechende Schwebungssignale mit Hilfe der Fourier-Transformation zur Frequenzanalyse der Schwebungssignale verarbeitet werden.
Weder die EP-A-0 766 100 noch die EP-A-0 806 681 offenbart jedoch eine Radarvorrichtung, die Schwebungssignale verarbeitet, um digitale Strahlen gemäß der vorliegenden Erfindung zu formen.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist folglich eine hauptsächliche Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die Nachteile im Stand der Technik zu vermeiden.
Es ist weiterhin Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Radarsystem bereitzustellen, das einen einfachen Aufbau aufweist und einen geringen Rechenaufwand zum Formen digitaler Strahlen und zum Analysieren der Frequenz jedes digitalen Strahls benötigt.
Es ist ferner Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Radarsystem bereitzustellen, das eine kompakte Struktur aufweist und dazu ausgelegt ist, den Azimut eines Zielobjekts mit hoher Genauigkeit zu messen.
Gemäß einer Ausgestaltung der Erfindung wird eine Radarvorrichtung bereitgestellt, mit: (a) einem Sender, der ein Sendesignal mit einer vorgewählten Frequenz bereitstellt, um ein als Radarwelle in einen Radarerfassungsbereich auszusendendes Ausgangssignal zu erzeugen; (b) einem Array an Empfangsantennen; (c) einer Mehrzahl von Empfängern, von denen jeder ein Eingangssignal, welches eine von einer der Empfangsantennen empfangene Reflexion der Radarwelle von einem Zielobjekt ist, mit einem die Frequenz des Sendesignals aufweisenden Überlagerungssig nal mischt, um ein einzelnes Schwebungssignal zu erzeugen, welches eine einem Frequenzunterschied zwischen dem Ausgangssignal und dem Eingangssignal entsprechende Frequenzkomponente aufweist; und (d) einer Signalverarbeitungsschaltung, die Strahlen formt, die aus Komponenten der Schwebungssignale bestehen und in dem Radarerfassungsbereich vorbestimmten Winkelrichtungen entsprechen, wobei die Signalverarbeitungsschaltung die Schwebungssignale zweimal einer komplexen Fourier-Transformation unterzieht, im Zeitbereich zum Erzielen des Abstands zu und der relativen Geschwindigkeit von dem Ziel und im Ortsbereich entlang des Arrays an Empfangsantennen (Ari), um Frequenzanalyseergebnisse in Winkeleinheiten der Strahlen zur Bestimmung des Azimuts oder der Winkelrichtung des Ziels zu erzielen.
In der bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung fügt die Signalverarbeitungsschaltung den Schwebungssignalen eine Mehrzahl von Nullwerten aufweisenden Blinddaten hinzu, wenn die Fourier-Transformation im Ortsbereich ausgeführt wird, um mehr Frequenzkomponenten als vorhandene Empfänger zu erzeugen.
Jeder der Empfänger empfängt das Eingangssignal von einer der in einer Reihe angeordneten Empfangsantennen. Die Signalverarbeitungsschaltung unterzieht sowohl eine erste Schwebungssignalgruppe, die sich aus den Schwebungssignalen zusammensetzt, die aus den Eingangssignalen von den Antennen erzeugt werden, die sich von einer an einem Ende des Arrays an Antennen angeordneten unterscheiden, als auch eine zweite Schwebungssignalgruppe, die sich aus den Schwebungssignalen zusammensetzt, die aus den Eingangssignalen von den Antennen erzeugt werden, die sich von einer an dem anderen Ende des Arrays an Antennen angeordneten unterscheiden, der komplexen Fourier- Transformation, um die Strahlen in Einheiten der ersten und der zweiten Schwebungssignalgruppe zu formen.
Die Signalverarbeitungsschaltung unterzieht das von jedem der Empfänger erzeugte Schwebungssignal im Zeitbereich der komplexen Fourier-Transformation, um Frequenzkomponenten zu erzeugen, und unterzieht die unter Verwendung der Schwebungssignale in allen Empfängern erzeugten Frequenzkomponenten in Einheiten der Frequenz im Ortsbereich der komplexen Fourier-Transformation, um die Strahlen zu formen.
Der Sender erzeugt das Sendesignal, dessen Frequenz periodisch erhöht und verringert wird.
Der Sender erzeugt der Reihe nach eine Mehrzahl von Sendesignalen unterschiedlicher Frequenz.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
Die vorliegende Erfindung wird aus der nachstehenden detaillierten Beschreibung und der beigefügten Zeichnung der bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung näher ersichtlich, die jedoch nicht genommen werden sollten, um die Erfindung auf die bestimmten Ausführungsformen zu beschränken, sondern einzig der Erklärung und des Verständnisses dienen.
In der Zeichnung zeigt/zeigen:
1 ein Blockdiagramm einer Radarvorrichtung gemäß der Erfindung;
2 ein Ablaufdiagramm eines Strahlformungs-/Frequenzanalyseprogramms gemäß der ersten Ausführungsform der Erfindung;
3 ein Blockdiagramm einer in dem in der 2 gezeigten Ablaufdiagramm ausgeführten Operationssequenz;
4 ein Ablaufdiagramm eines Strahlformungs-/Frequenzanalyseprogramms gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung;
5 ein Blockdiagramm einer in dem in der 4 gezeigten Ablaufdiagramm ausgeführten Operationssequenz;
6(a) und 6(b) Abbildungen zur Erklärung eines Problems, das bei der digitalen Strahlformung unter Verwendung skalarer Basisbandsignale als Schwebungssignale auftritt;
7 eine Abbildung zur Erklärung eines Problems, das bei der digitalen Strahlformung unter Verwendung skalarer Basisbandsignale als Schwebungssignale auftritt; und
8 eine herkömmliche Radarvorrichtung, die dazu ausgelegt ist, digitale Strahlen zu formen.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Mit Bezug auf die Zeichnung, in der gleiche Teile in verschiedenen Ansichten mit gleichen Bezugszeichen versehen sind, und insbesondere auf die 1, wird eine Radarvorrichtung 2 gemäß der ersten Ausführungsform der Erfindung gezeigt, die in einem Fahrzeugantikollisions- oder in einem Fahrzeugradargeschwindigkeitsregelungssystem eingesetzt werden kann, um vor dem mit dem Radar ausgerüsteten Fahrzeug befindliche Hindernisse zu erfassen.
Die Radarvorrichtung 2 weist allgemein einen Sender 4, einen N-Kanal-Empfänger 6 (N = 8 in dieser Ausführungsform), eine A/D-Wandlerschaltung 8 und einen Signalprozessor 10 auf.
Der Sender 4 sendet eine Radarwelle in Form einer Millimeterwelle über eine Sendeantenne AS aus. Ein von einem Zielobjekt, wie beispielsweise einem vorausfahrenden Fahrzeug oder einem Hindernis an einer Straßenseite, reflektierter zurückkehrender Anteil der Radarwelle (nachstehend auch als reflektierte Welle bezeichnet) wird von einer Mehrzahl an Empfangsantennen AR1 bis ARN (N = 8 in dieser Ausführungsform), die in regelmäßigen Abständen in einer Linie angeordnet sind, empfangen. Der Empfänger 6 empfängt die Ausgangssignale der Antennen AR1 bis ARN, um N Schwebungssignale B1 bis BN zu erzeugen, wie nachstehend noch detailliert beschrieben wird. Die A/D-Wandlerschaltung 8 besteht aus N A/D-Wandlern AD1 bis AND, welche die Schwebungssignale B1 bis BN des Empfängers 6 periodische abtasten, um digitale Signale D1 bis DN (nachstehend als digitale Schwebungssignale bezeichnet) zu erzeugen. Der Signalprozessor 10 führt mit den von der A/D-Wandlerschaltung 8 eingegebenen digitalen Schwebungssignalen D1 bis DN vorgegebene Operationen aus, die nachstehend noch näher beschrieben werden.
Die Sendeantenne AS ist dazu ausgelegt, einen Radarstrahl auszusenden, dessen Strahlbreite einen gesamten gewünschten Radarerfassungsbereich abdeckt. Jede Empfangsantenne Ari (i = 1, 2, ..., N) ist dazu ausgelegt, die Strahlbreite (d.h. die sensitive Winkelbreite) aufzuweisen, welche die Strahlbreite der Sendeantenne AS abdeckt.
Der Sender 4 besteht aus einem HF-Oszillator 12 und einem Verteiler 14. Der HF-Oszillator 12 erzeugt ein HF-Signal in einem Millimeterwellenband, das derart modu liert ist, dass es sich gleich einer Dreieckwelle linear über die Zeit ändert. Der Verteiler 14 teilt die Leistung des von dem HF-Oszillator 12 erzeugten HF-Signals in ein Sendesignal Ss und ein Überlagerungssignal L. Das Sendesignal Ss wird als Radarwelle von der Sendeantenne As abgestrahlt. Das Überlagerungssignal L wird an den Empfänger 6 gegeben.
Der Empfänger 6 weist N Kanäle auf, von denen jeder aus einem HF-Mischer MXi (i = 1, 2, ..., N) und einem Verstärker AMPi (i = 1, 2, ..., N) besteht. Jeder HF-Mischer MXi mischt das Überlagerungssignal L mit einem entsprechenden der von den Antennen AR1 bis ARN empfangenen Eingangssignale Sr1 bis SrN, um die Schwebungssignale Bi zu erzeugen. Jeder Verstärker AMPi verstärkt das Schwebungssignal Bi und führt eine Filterfunktion aus, um unerwünschte HF-Komponenten von den Schwebungssignalen Bi zu entfernen.
Nachstehend wird jede Reihenschaltung aus Mischer MXi, Verstärker AMPi und A/D-Wandler ADi, welche das von einer der Antennen AR1 bis ARN empfangene Eingangssignal Sri verarbeitet, um die Schwebungssignale Di zu erzeugen, als Empfangskanal chi bezeichnet.
Wenn die Radarwelle in Form einer frequenzmodulierten kontinuierlichen Welle (FM-CW) von der Antenne des Senders 4 ausgesendet wird und die Antennen AR1 bis ARN des Empfängers 6 jeweils einen reflektierten zurückkehrenden Anteil der Radarwelle empfangen, mischt jeder Empfangskanal chi das von der Antenne Ari erzeugte Eingangssignal Sri über den Mischer MXi mit dem von dem Sender 4 gelieferten Überlagerungssignal L, um das Schwebungssignal Bi zu erzeugen, das aus einer Frequenzkomponente besteht, die einem Frequenzunterschied zwischen dem Eingangssignal Sri und dem Überlagerungssignal L entspricht, verstärkt das Schwebungssignal Bi und entfernt unerwünschte HF-Komponenten von dem Schwebungssignal Bi mit Hilfe des Verstärkers AMPi und wandelt das Schwebungssignal Bi mit Hilfe des A/D-Wandlers ADi in digitale Schwebungssignale Di. Jeder A/D-Wandler ADi ist dazu ausgelegt, das Schwebungssignal Bi M-Male (M = 512 in dieser Ausführungsform) pro halber Periode von periodischen Änderungen der Frequenz des Sendesignals Ss abzutasten, d.h. jedes Mal, wenn die Frequenz des Sendesignals Ss derart moduliert wird, dass sie linear ansteigt oder abfällt. Nachstehend wird eine Periode, während der die Frequenz des Sendesignals Ss derart moduliert wird, dass sie linear zunimmt, als modulierter Frequenzzunahmebereich und jede Periode, während der die Frequenz des Sendesignals Ss derart moduliert wird, dass sie linear abnimmt, als modulierter Frequenzabnahmebereich bezeichnet.
Der Signalprozessor 10 weist einen Mikrocomputer, der aus einer CPU, einem ROM und einem RAM besteht, an dessen Eingangsanschluss Daten von der A/D-Wandlerschaltung 8 eingegeben werden, und einen digitalen Signalprozessor (DSP) auf, der eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) ausführt.
Die 2 zeigt ein Ablaufdiagramm eines Programms, das von dem Signalprozessor 10 ausgeführt wird, um digitale Strahlen mit Hilfe der digitalen Schwebungssignale Di zu formen und die Frequenz der digitalen Schwebungssignale Di in Einheiten der digitalen Strahlen zu analysieren. Dieses Programm wird jedes Mal ausgeführt, wenn die A/D-Wandlerschaltung 8 das Schwebungssignal Bi periodisch für einen Zyklus von Frequenzänderungen in dem Sendesignal Ss abtastet und das M digitale Schwebungssignal Di (D[i, 1], ..., D[I, M], "i" beschreibt die Anzahl der Empfangskanäle CHi) in sowohl dem Frequenzzunahme- als auch dem Frequenzabnahmebereich abgetastet und in einem Speicher des Signalprozessors 10 gespeichert werden.
Nach Sprung in das Programm schreitet die Routine zu Schritt 110 voran, bei dem ein ID-Wert i zum Erkennen von einem der Empfangskanäle ch1 bis chi auf eins (1) gesetzt wird. Die Routine schreitet zu Schritt 120 voran, bei dem eine komplexe M-Punkt-FFT-Operation mit den digitalen Schwebungssignalen Di eines ersten der Empfangskanäle chi (d.h. dem Empfangskanal chi) im Zeitbereich ausgeführt wird, die nachstehend als Zeitbereichs-FFT-Operation bezeichnet wird. Es sollte beachtet werden, dass jedes der digitalen Schwebungssignale Di ein skalares Signal ist, das durch einen einzigen Wert (einen realen Wert) beschrieben und unter der Bedingung verarbeitet wird, dass sein imaginärer Wert Null (0) ist.
Aus der Zeitbereichs-FFT-Operation werden M Daten F[i, 1], ..., F[i, M] erhalten, die jeweils als komplexe Zahl beschrieben und verschiedenen Frequenzkomponenten entsprechen.
Die Routine schreitet zu Schritt 130 voran, bei dem der ID-Wert i um eins (1) inkrementiert wird. Die Routine schreitet zu Schritt 140 voran, bei dem bestimmt wird, ob der ID-Wert i größer als ein Wert N aller Empfangskanäle ch1 bis chi ist oder nicht. Wenn das Ergebnis negativ (NEIN) ist, kehrt die Routine zu Schritt 120 zurück, um die Zeitbereichs-FFT-Operation mit den digitalen Schwebungssignalen Di des zweiten Empfangskanals ch2 auszuführen.
Wenn das Ergebnis positiv (JA) ist, was bedeutet, dass die digitalen Schwebungssignale Di aller Empfangskanäle ch1 bis chN verarbeitet worden sind, schreitet die Routine anschließend zu Schritt 150 voran.
Die Zeitbereichs-FFT-Operation erzeugt Frequenzkomponenten mit positiven Frequenzen und Frequenzkomponenten mit negativen Frequenzen, die jedoch die gleiche Information tragen, wobei nur M/2 Daten F[i, 1], ..., F[i, M/2], die aus den positiven Frequenzkomponenten bestehen, für nachfolgende Operationen verwendet werden.
In Schritt 150 werden N × M/2 Daten F[i, j] (i = 1, 2, ..., N, und j = 1, 2, ..., M/2), die der Summe an Daten entsprechen, die in allen Empfangskanälen erzielt wird, in Übereinstimmung mit Frequenzen Fj (j = 1 bis M/2) in M/2 Frequenzkomponentengruppen geteilt: eine Gruppe mit Frequenzkomponenten F[1, 1], ..., F[N, 1], eine Gruppe mit Frequenzkomponenten F[1, 2], ..., F[N, 2], ..., und eine Gruppe mit Frequenzkomponenten F[1, M/2], ..., F[N, M/2].
Die Routine schreitet zu Schritt 160 voran, bei dem ein ID-Wert j zum Erkennen von einer der Frequenzen Fj (d.h. einer der M-Frequenzkomponentengruppen) auf eins (1) gesetzt wird. Die Routine schreitet zu Schritt 170 voran, bei dem mit N Daten, die zu einer ersten der Frequenzkomponentengruppen (d.h. der Frequenzkomponentengruppe, die aus Frequenzkomponenten mit der ersten Frequenz F1 bestehen) einer Operation mit einer Fensterfunktion unterzogen werden. Die Fensterfunktionsoperation wird dazu verwendet, Ergebnisse der räumlichen Frequenzanalyse zu ordnen, wenn die komplexe FFT, wie nachstehend noch näher beschrieben, in der Reihenfolge oder Richtung eines Arrays mit den Empfangsantennen AR1 bis ARN ausgeführt wird, um Nebenkeulen der Radarstrahlen zu formen oder zu verringern. Die in der Richtung des Arrays der Empfangsantennen AR1 bis ARN ausgeführte komplexe FFT wird nachstehend als Ortsbereichs-FFT bezeichnet.
Die Routine schreitet zu Schritt S180 voran, bei dem zu N Daten F[1, j], ..., F[N, j] (j = 1), die zu der Gruppe der ersten Frequenz F1 gehören und in Schritt 170 der Fensterfunktionsoperation unterzogen wurden, P Nullwerte aufweisende Blinddaten F[N + 1, j], ..., F[N + P, j] (P = 24 in dieser Ausführungsform) addiert werden, um (N + P) Daten zu erzeugen, und bei dem die (N + P) Daten einer komplexen (N + P)-Punkt-FFT unterzogen werden. Das Addieren der die Nullwerte aufweisenden Blinddaten kann durch ein bekanntes Verfahren erfolgen, das Zero-Padding genannt wird.
Durch die Ortsbereichs-FFT werden (N + M) Strahlen geformt, die jeweils aus Daten BM[1, j], ..., BM[N + P, j] bestehen, die durch Trennen der Frequenzkomponenten in einer der Frequnzkomponentengruppen in (N + M)-tel erzeugt werden.
Die Routine schreitet zu Schritt 190 voran, bei dem der ID-Wert j um eins (1) inkrementiert wird. Die Routine schreitet zu Schritt 200 voran, bei dem bestimmt wird, ob der ID-Wert j größer als der Wert M/2 der Arten der zu verarbeitenden Frequenzkomponenten ist oder nicht. Wenn das Ergebnis negativ (NEIN) ist, kehrt die Routine zu Schritt 170 zurück, um die N Daten, die zu der nächsten Gruppe gehören, die durch die zweite Frequenz F2 gebildet wird, der Fensterfunktionsoperation zu unterziehen. Wenn das Ergebnis positiv (JA) ist, wird die Routine anschließend beendet.
Wie aus der vorstehenden Beschreibung ersichtlich, wird jedes Schwebungssignal Bi, wie in 3 gezeigt, abgetastet, um die M digitalen Schwebungssignale Di (D[i, 1], ..., D[i, M]) in jedem der Empfangskanäle ch1 bis chN zu erzeugen. Die digitalen Schwebungssignale Di werden verarbeitet, um unerwünschte Frequenzkomponenten von ih nen zu entfernen, und in Übereinstimmung mit den Frequenzen Fj gruppiert. Die P Blinddaten F[N + 1, j], ..., F[N + P, j] werden zu den Frequenzkomponenten F[1, j], ..., F[N, j] in jeder Gruppe addiert und anschließend der (N + P)-Punkt-Ortsbereichs-FFT unterzogen, um dadurch die (N + P) Strahlen zu formen, von denen jeder einer von Winkelrichtungen entspricht, die in dem Radarerfassungsbereich vorbestimmt sind, und die Richtung anzeigt, aus welcher ein reflektierter zurückehrender Anteil eines von dem Sender 4 ausgesendeten Radarstrahls kommt. Insbesondere werden die Frequenzanalyseergebnisse in Einheiten der (N + P) Strahlen und M/2 Daten BM[ip, 1], ..., BM[ip, M/2] (ip = 1, 2, ..., N + P), die aus verschiedenen Frequenzkomponenten bestehen, die in jedem der Empfangskanäle chi bis chN zu erlangen sind, erhalten.
Der Signalprozessor 10 ermittelt die Frequenzanalyseergebnisse in sowohl dem Frequenzzunahme- als auch dem Frequenzabnahmebereich und verwendet die Schwebungsfrequenzen, die durch von dem gleichen Objekt reflektierten zurückkehrenden Anteilen der Radarwelle in dem Frequenzzunahme- und in dem Frequenzabnahmebereich erzeugt werden, um den Abstand und die relative Geschwindigkeit des Ziels gemäß einem Verfahren zu bestimmen, das in dem Gebiet der FM-CW-Radartechnologien bekannt ist. Der Signalprozessor 10 kann ferner entscheiden, durch welchen Strahl das Ziel erfasst wird, um den Azimut oder die Winkelrichtung des Ziels zu bestimmen.
Die Radarvorrichtung 2 dieser Ausführungsform ist dazu ausgelegt, die komplexe Fourier-Transformation zweimal auszuführen, im Zeit- und im Ortsbereich, um Frequenzanalyseergebnisse in Einheiten der digitalen Strahlen zu erhalten, wodurch die skalaren Basisbandsignale als die in dem Empfänger 6 erzeugten Schwebungssignale B1 bis Bn verwendet werden können. Ferner besteht jeder Emp fangskanal chi aus einer Reihenschaltung aus Mischer MXi, Verstärker AMPi und A/D-Wandler ADi. Hierdurch kann der Aufbau der Radarvorrichtung 2 gegenüber dem Aufbau herkömmlicher Radarsysteme, wie beispielsweise dem in der 8 gezeigten Radarsystem, das komplexe Basisbandsignale als Schwebungssignal verwendet, deutlich vereinfacht werden.
Durch das Addieren der die Nullwerte aufweisenden Blinddaten zu den Daten in jeder Frequenzgruppe bei der Ortbereichs-FFT kann die Anzahl der Strahlen erhöht werden, ohne die Anzahl der Empfangskanäle zu erhöhen, wodurch die Genauigkeit bei der Messung der Winkelrichtung des Ziels deutlich verbessert werden kann.
Die komplexen FFTs werden in der Reihenfolge Zeitbereich und Ortsbereich ausgeführt, wodurch der Rechenaufwand des Signalprozessors 10 verglichen mit dem Fall, bei dem die komplexen FFTs in umgekehrter Reihenfolge ausgeführt werden, deutlich verringert werden kann. Insbesondere benötigt ein herkömmliches System, das dazu ausgelegt ist, die komplexen FFTs in der Reihenfolge Ortsbereich und Zeitbereich auszuführen, eine Operation gemäß der nachfolgenden Gleichung (1), während die Radarvorrichtung 2 dieser Ausführungsform eine Operation gemäß der nachfolgenden Gleichung (2) benötigt. M × (N + P)·log(N + P) + (N + P) × M·log (M) (1) N × M·log (M) + M/2 × (N + P)·log (N + P) (2)
In dieser Ausführungsform ist M = 512, N = 8 und P = 24. Folglich ergibt die Gleichung (1) ≒ 69050 und die Gleichung (2) ≒ 23428. Dies bedeutet, dass ein Rechenaufwand bei der Radarvorrichtung 2 dieser Ausführungsform ein Drittel des Rechenaufwands des herkömmlichen Systems ausmacht. Insbesondere kann die Radarvorrichtung 2 die Zeitbereichs-FFT unabhängig von den Blinddaten ausführen, die addiert werden, wenn die Ortsbereichs-FFT ausgeführt wird, und die Hälfte der Operationsergebnisse der Zeitbereichs-FFT entfernen, wenn die Ortsbereichs-FFt ausgeführt wird, wodurch die Rechenbelastung deutlich verringert werden kann.
Nachstehend wird die Radarvorrichtung 2 gemäß der zweiten Ausführungsform beschrieben, die sich dahingehend von der ersten Ausführungsform unterscheidet, dass die Anzahl der Empfangsantennen AR1 bis ARN N = 2ⁿ + 1 ist (in dieser Ausführungsform ist n = 3 und folglich N = 9). Ferner unterscheidet sich die zweite Ausführungsform bezüglich einer Strahlformungs-/Frequenzanalyseoperation des Signalprozessors 10 von der ersten Ausführungsform. Die weiteren Anordnungen sind identisch, so dass eine detaillierte Beschreibung dieser ausgelassen wird.
Nachstehend werden die N – 1 (= 2ⁿ) Empfangskanäle chi bis ch(N – 1), die sich von dem Empfangskanal chN unterscheiden, der mit der Empfangsantenne ARN verbunden ist, die an dem einen Ende eines Arrays der Empfangsantennen AR1 bis ARN angeordnet ist, als A-Reihen-Kanäle und die N – 1 Empfangskanäle ch2 bis chN, die sich von dem Empfangskanal ch1 unterscheiden, der mit der Empfangsantenne AR1 verbunden ist, die an dem anderen Ende des Arrays an Empfangsantennen AR1 bis ARN angeordnet ist, als B-Reihen-Kanäle bezeichnet.
4 zeigt ein Ablaufdiagramm eines von dem Signalprozessor 10 der zweiten Ausführungsform ausgeführten Programms zum Formen der digitalen Strahlen und zum Analysieren der Frequenz der in jedem der Empfangskanäle ch1 bis chN erzeugten digitalen Schwebungssignale Di.
Die Schritte 210 bis 240 entsprechen den Schritten 110 bis 140 der 2. Insbesondere werden die digitalen Schwebungssignale Di (D[i, 1], ..., D[i, M]) in jedem der Empfangskanäle chi (i = 1, 2, ..., N)) der M-Punkt-Zeitbereichs-FFT-Operation unterzogen.
In den folgenden Schritten werden, gleich der ersten Ausführungsform, nur M/2 Daten F[i, 1], ..., F[i, M/2] der Ergebnisse der Zeitbereichs-FFT-Operation verwendet, die als positive Frequenzen beschrieben werden.
Auf den Schritt 240 folgend schreitet die Routine zu Schritt 250 voran, bei dem bestimmt wird, ob der momentane Programmausführungszyklus der erste Zyklus ist oder nicht. Wenn das Ergebnis positiv (JA) ist, schreitet die Routine anschließend zu Schritt 260 voran, bei dem die Daten F[i, j], ..., F[N – 1, j] (j = 1, 2, ..., M/2) in den A-Reihen-Kanälen, die der Zeitbereichs- bzw. Zeitreihen-FFT unterzogen worden sind, gemäß den Frequenzen Fj gruppiert werden. Wenn das Ergebnis von Schritt 250 demgegenüber negativ (NEIN) ist, schreitet die Routine anschließend zu Schritt 270 voran, bei dem bestimmt wird, ob der momentane Programmausführungszyklus der zweite Zyklus ist oder nicht. Wenn das Ergebnis positiv (JA) ist, schreitet die Routine anschließend zu Schritt 280 voran, bei dem die Daten F[2, j], ..., F[N1, j] in den B-Reihen-Kanälen, welche der Zeitbereichs-FFT unterzogen worden sind, gemäß den Frequenzen Fj gruppiert werden.
Auf den Schritt 260 oder den Schritt 280 folgend schreitet die Routine zu Schritt 290 voran, bei dem ein ID-Wert j zum Erkennen von einer der Frequenzen Fj auf eins (1) gesetzt wird. Die Routine schreitet zu Schritt 300 voran, bei dem die (N – 1) Frequenzkomponenten, die in einem der Schritte 260 und 280 erzielt worden sind und zu der Gruppe der ersten Frequenzen F1 gehören, gleich der ersten Ausführungsform der Fensterfunktionsoperation unterzogen werden.
Die Routine schreitet zu Schritt 310 voran, bei dem die (n – 1) Frequenzkomponenten ungleich der ersten Ausführungsform ohne Addieren der Blinddaten zu diesen, der (N–1)-Punkt-Ortsbereichs-FFT-Operation unterzogen werden.
Die Routine schreitet zu Schritt 320 voran, bei dem der ID-Wert j um eins (1) inkrementiert wird. Die Routine schreitet zu Schritt 330 voran, bei dem bestimmt wird, ob der ID-Wert j größer als die Anzahl M/2 der in jedem Empfangskanal chi zu verarbeitenden Frequenzkomponenten ist oder nicht. Wenn das Ergebnis negativ (NEIN) ist, kehrt die Routine zurück zu Schritt 250, um die Frequenzkomponenten, die zu der nächsten Gruppe der zweiten Frequenz F2 gehören, der Fensterfunktionsoperation zu unterziehen. Wenn das Ergebnis demgegenüber positiv (JA) ist, kehrt die Routine anschließend zu Schritt 250 zurück.
Wenn das Ergebnis in Schritt 270 negativ (NEIN) ist, was bedeutet, dass die in den A- und in den B-Reihen-Kanälen erzeugten Daten der Ortbereichs-FFT-Operationen unterzogen worden sind, wird die Routine anschließend beendet.
Wie aus der vorstehenden Beschreibung ersichtlich, wird das Schwebungssignal Bi, wie in 5 gezeigt, abgetastet, um die M digitalen Schwebungssignale Di (D[i, 1], ..., D[i, M]) in jedem der Empfangskanäle ch1 bis chN zu erzeugen. Die M digitalen Schwebungssignale Di werden der M-Punkt-Zeitbereichs-FFT-Operation unterzogen, verarbeitet, so dass unerwünschte Frequenzkomponenten entfernt werden, und gemäß den Frequenzen Fj entweder in den A-Reihen-Kanälen oder in den B-Reihen-Kanälen gruppiert. Die Frequenzkomponenten in jeder Gruppe werden der (N–1)- Punkt-Ortsbereichs-FFT unterzogen. Hierdurch können Frequenzanalyseergebnisse von jedem von (N – 1) Strahlen, die durch die Ortsbereichs-FFT geformt werden, d.h. Frequenzdaten BMai (BMa[i, 1], ..., BMa[i, M/2] und Daten BMbi (BMbi (BMb[i + 1, 1], ..., BMb[i + 1, M/2] (i = i, 2, ..., N – 1), durch die A-Reihenkanäle bzw. durch die B-Reihenkanäle erzielt werden.
Der Signalprozessor 10 ermittelt die Frequenzanalyseergebnisse jedes Strahls in sowohl dem Frequenzzunahme- als auch dem Frequenzabnahmebereich und verwendet die Schwebungsfrequenzen, die durch von dem gleichen Objekt reflektierte zurückkehrende Anteile der Radarwelle in dem Frequenzzunahme- und in dem Frequenzabnahmebereich erzeugt werden, um den Abstand und die relative Geschwindigkeit des Ziels gemäß einem Verfahren zu bestimmen, das in dem Gebiet der FM-CW-Radartechnologien bekannt ist. Der Signalprozessor 10 kann ferner entscheiden, durch welchen Strahl das Ziel erfasst wird, um den Azimut oder die Winkelrichtung des Ziels zu bestimmen. Da Strahlen, die aus den Frequenzdaten BMai und BMbi geformt werden, die gleiche Richtung anzeigen, kann ein Phasenmonopulssystem, das dazu ausgelegt ist, die Phasen der gleichen Frequenzkomponenten der Strahlen zu vergleichen, verwendet werden, um die Genauigkeit bei der Messung der Winkelrichtung des Ziels weiter zu verbessern.
Die Radarvorrichtung 2 der zweiten Ausführungsform ist, gleich der ersten Ausführungsform, dazu ausgelegt, die komplexe Fourier-Transformation zweimal auszuführen, im Zeit- und im Ortsbereich, um Frequenzanalyseergebnisse jedes Strahls zu erhalten, wodurch der Aufbau der Radarvorrichtung 2 gegenüber dem Aufbau herkömmlicher Radarsysteme deutlich vereinfacht werden kann.
Die komplexen FFTs werden, gleich der ersten Ausführungsform, in der Reihenfolge Zeitbereich und Ortsbereich ausgeführt, wodurch der Rechenaufwand des Signalprozessors 10 verglichen mit dem Fall, bei dem die komplexen FFTs in umgekehrter Reihenfolge ausgeführt werden, deutlich verringert werden kann. Insbesondere benötigt ein herkömmliches System, das dazu ausgelegt ist, die komplexen FFTs in der Reihenfolge Ortsbereich und Zeitbereich auszuführen, eine Operation gemäß der nachfolgenden Gleichung (3), während die Radarvorrichtung 2 dieser Ausführungsform eine Operation gemäß der nachfolgenden Gleichung (4) benötigt. M × 2(N – 1)·log(N – 1) + 2(N – 1) × M·log(M) (3) N × M·log(M) + M/2 × 2(N – 1)·log(N – 1) (4)
In dieser Ausführungsform ist M = 512 und N = 9. Folglich ergibt die Gleichung (3) ≒ 29593 und die Gleichung (4) ≒ 14797. Dies bedeutet, dass ein Rechenaufwand für die Radarvorrichtung 2 dieser Ausführungsform die Hälfte des Rechenaufwands des herkömmlichen Systems ausmacht. Insbesondere ist es für die Radarvorrichtung 2 möglich, die Zeitbereichs-FFT nur die gleiche Anzahl von Malen auszuführen, wie es Empfangskanäle ch1 bis chi gibt, unabhängig von den zwei A- und B-Reihen-Kanälen, die bei den Operationen der Ortsbereichs-FFT verwendet werden, und ebenso die Hälfte der Operationsergebnisse der Zeitbereichs-FFT zu entfernen, wenn die Operationen der Ortsbereichs-FFT ausgeführt werden, wodurch der Rechenaufwand deutlich verringert werden kann.
Die Radarvorrichtung 2 ist in beiden Ausführungsformen als FM-CW-Radar ausgelegt, das eine frequenzmodulierte kontinuierliche Welle aussendet, kann jedoch als CW-Radar, das eine kontinuierliche Welle einer einzigen Frequenz aussendet, als so genanntes Zweifrequenz-CW-Radar, das eine kontinuierliche Welle aussendet, deren Frequenz jeden halben Zyklus geändert wird, oder als Mehrfrequenz-CW-Radar ausgelegt sein, das eine kontinuierliche Welle mit drei oder mehr als drei Frequenzen aussendet. Diese Modifikationen können erzielt werden, indem der Aufbau des HF-Oszillators 12 in Abhängigkeit des Typs der zu übertragenden kontinuierlichen welle geändert wird, und indem ferner die Operationen zum Bestimmen der Informationen bezüglich des Zielobjekts auf der Grundlage der Ergebnisse der Frequenzanalyse jedes Strahls, die durch die zweimaligen komplexen FFTs erzeugt werden, in Abhängigkeit des Typs der zu übertragenen kontinuierlichen Welle geändert werden.
Das bei der Operation der Ortsbereichs-FFT verwendete Zero-Padding und die Formung der Strahlen durch die A- und B-Reihenkanäle können gleichzeitig ausgeführt werden. Dies fördert die Herabsetzung des Rechenaufwands für den Signalprozessor 10, die aus der Ausführung der komplexen FFTs in der Reihenfolgen Zeitbereich und Ortsbereich resultiert.
Ferner können die komplexen FFTs in der Reihenfolge Ortsbereich und Zeitbereich ausgeführt werden. Dies kann ebenso, wie in der ersten und der zweiten Ausführungsform, erzielt werden, indem eine einzige Reihenschaltung aus Mischer, A/D-Wandler usw. für jede Empfangsantenne vorgesehen wird.
Obgleich die vorliegende Erfindung bezüglich der bevorzugten Ausführungsformen offenbart worden ist, um ein besseres Verständnis von diesen zu ermöglichen, sollte wahrgenommen werden, dass die Erfindung auf verschiedene Weisen verwirklicht werden kann, ohne den Umfang der Erfindung zu verlassen. Deshalb sollte die Erfindung derart verstanden werden, dass sie alle möglichen Ausführungsformen und Ausgestaltungen zu den gezeigten Ausführungsformen beinhaltet, die realisiert werden können, ohne den Umfang der Erfindung zu verlassen, wie er in den beigefügten Ansprüchen dargelegt wird.

Claims

Radargerät (2) mit: – einem Sender (4), der ein Sendesignal (Ss) mit einer vorgewählten Frequenz bereitstellt, um ein als Radarwelle in einen Radarerfassungsbereich auszusendendes Ausgangssignal zu erzeugen; – einem Array an Empfangsantennen (Ari; i = 1, 2, ..., N); – einer Mehrzahl von Empfängern (Mxi, AMPi; i = 1, 2, ..., N), von denen jeder ein Eingangssignal (Sri; i = 1, 2, ..., N), welches eine von einer der Empfangsantennen (Ari) empfangene Reflexion der Radarwelle von einem Zielobjekt ist, mit einem die Frequenz des Sendesignals (Ss) aufweisenden Überlagerungssignal (L) mischt, um ein einzelnes Schwebungssignal (Bi; i = 1, 2, ..., N) zu erzeugen, welches eine einem Frequenzunterschied zwischen dem Ausgangssignal und dem Eingangssignal (Sri) entsprechende Frequenzkomponente aufweist; und – einer Signalverarbeitungsschaltung (10); dadurch gekennzeichnet, dass – die Signalverarbeitungsschaltung (10) Strahlen formt, die aus Komponenten der Schwebungssignale bestehen und in dem Radarerfassungsbereich vorbestimmten Winkelrichtungen entsprechen, wobei die Signalverarbeitungsschaltung die Schwebungssignale zweimal einer komplexen Fourier-Transformation unterzieht, im Zeitbereich zum Erzielen des Abstands zu und der relativen Geschwindigkeit von dem Ziel und im Ortsbereich entlang des Arrays an Empfangsantennen (Ari), um Frequenzanalyseergebnisse in Winkeleinheiten der Strahlen zur Bestimmung des Azimuts oder der Winkelrichtung des Ziels zu erzielen.
Radargerät (2) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalverarbeitungsschaltung (10) den Schwebungssignalen eine Mehrzahl von Nullwerten aufweisenden Blinddaten hinzufügt, wenn die Fourier-Transformation im Ortsbereich ausgeführt wird, um mehr Frequenzkomponenten als vorhandene Empfänger (Mxi, AMPi) zu erzeugen.
Radargerät (2) nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass – jeder der Empfänger (Mxi, AMPi) das Eingangssignal (Sri) von einer der in einer Reihe angeordneten Empfangsantennen (Ari) empfängt, und – die Signalverarbeitungsschaltung (10) sowohl eine erste Schwebungssignalgruppe, die sich aus den Schwebungssignalen zusammensetzt, die aus den Eingangssignalen (Sri) von den Antennen (Ari) erzeugt werden, die sich von einer an einem Ende des Arrays an Antennen (Ari) angeordneten unterscheiden, als auch eine zweite Schwebungssignalgruppe, die sich aus den Schwebungssignalen zusammensetzt, die aus den Eingangssignalen (Sri) von den Antennen (Ari) erzeugt werden, die sich von einer an dem anderen Ende des Arrays an Antennen (Ari) angeordneten unterscheiden, der komplexen Fourier-Transformation unterzieht, um die Strahlen in Einheiten der ersten und der zweiten Schwebungssignalgruppe zu formen.
Radargerät (2) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalverarbeitungsschaltung (10) das von jedem der Empfänger (Mxi, AMPi) erzeugte Schwebungssignal im Zeitbereich der komplexen Fourier-Transformation unterzieht, um Frequenzkomponenten zu erzeugen, und die unter Verwendung der Schwebungssig nale in allen Empfängern (Mxi, AMPi) erzeugten Frequenzkomponenten in Einheiten der Frequenz im Ortsbereich der komplexen Fourier-Transformation unterzieht, um die Strahlen zu formen.
Radargerät (2) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Sender (4) das Sendesignal (Ss) erzeugt, dessen Frequenz periodisch erhöht und verringert wird.
Radargerät (2) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Sender (4) der Reihe nach eine Mehrzahl von Sendesignalen (Ss) unterschiedlicher Frequenz erzeugt.