-
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
-
1. Gebiet der Erfindung
-
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Radarvorrichtung, die ein FMCW-System verwendet, und sie bezieht sich genauer auf eine Technik zum Vermeiden falscher Erfassung eines reflektierenden Objektes wegen ”falschen Frequenzkomponenten” in einem Schwebungssignal-Verarbeitungsteil.
-
2. Beschreibung des Standes der Technik
-
In Radarvorrichtungen, die ein herkömmliches FMCW-System verwenden, war eine Technik bekannt, die einen Antennenstrahl durch Anwenden digitaler Strahlenformungs-(hierin nachstehend als ”DBF” bezeichnet)Verarbeitung auf einzelne Schwebungssignale, die von einer Vielzahl von Empfangsteilen erhalten werden, synthetisiert, und es wurde auch eine Vorrichtung vorgeschlagen, die nicht eine IQ-Erfassung, sondern Ich-(I-Kanal)Erfassung allein durchführt (siehe z. B. eine erste Patentliteraturstelle:
japanisches Patent Nr. 3780904 (Seite 4)).
-
In der herkömmlichen Vorrichtung, die in der ersten Patentliteraturstelle beschrieben wird, kann nur der Absolutwert einer Frequenzkomponente für eine empfangene Welle erhalten werden, und das Plus oder Minus des Vorzeichens davon kann nicht identifiziert werden, sodass um dies aufzulösen, die Polarität oder das Vorzeichen der Schwebungsfrequenz durch die folgende Vergleichsverarbeitung (A) oder (B) bestimmt oder identifiziert wird.
- (A): Es wird ein Vergleich zwischen den Vorzeichen von Änderungen (Ableitung) der Phase der Schwebungsfrequenz während der Erhöhung und Verringerung der Sendefrequenz durchgeführt.
- (B): Es wird ein Vergleich zwischen den Vorzeichen der Phasendifferenzen in der Schwebungsfrequenz zwischen zwei Elementantennen während der Erhöhung und Verringerung der Sendefrequenz durchgeführt.
-
Danach wird ein korrektes Objekterfassungsergebnis durch Invertieren des Vorzeichens (Plus und Minus) der Strahlenrichtung in Übereinstimmung mit dem oben erwähnten Vergleichsergebnis erhalten.
-
In der herkömmlichen Radarvorrichtung ist es notwendig, die Polarität oder das Vorzeichen der Schwebungssignalfrequenz auf eine genaue Art und Weise zu identifizieren, und es sei denn, das Vorzeichen der Schwebungsfrequenz könnte nicht korrekt identifiziert werden, gäbe es auch ein Problem einer falschen Identifikation des Vorzeichens der Strahlenrichtung.
-
In einem Fall, wo eine Vielzahl von empfangenen Wellen existiert, wird außerdem eine Vielzahl von Frequenzkomponenten in jedem Schwebungssignal während der Erhöhung und Verringerung der Sendefrequenz generiert, es gab aber ein Problem dadurch, dass das Vorzeichen jeder Schwebungsfrequenz nicht korrekt identifiziert werden kann, es sei denn, die Schwebungsfrequenzen der einzelnen empfangenen Wellen werden korrekt kombiniert.
-
Aus der
DE 600 25 064 T2 ist ein Radargerät mit Verwendung von digitaler Strahlformungstechnik bekannt, wobei ein Signalprozessor die mit der Senderfrequenz gemischten Empfangssignale einer Vielzahl von Empfangsantennen verarbeitet.
-
Zur Realisierung einer Richtcharakteristik in einem Kraftfahrzeug-Radarsystem ist aus der
DE 10 2005 007 917 A1 eine Anordnung von Antennen bekannt, bei welchem die Richtung des Strahlungsfeldes durch zwei steuerbare Phasenschieber eingestellt werden kann.
-
Schließlich ist aus der
US 6,292,129 B1 ein Radarsystem bekannt, bei welchem die Eingangssignale einer Vielzahl von Kanälen mit der Sendefrequenz gemischt werden.
-
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
-
Entsprechend ist die vorliegende Erfindung gedacht, die wie oben bezeichneten Probleme zu lösen, und hat als ihr Ziel, eine Radarvorrichtung zu erhalten, in der Beträge von Phasenverzögerung in einzelnen Empfangsteilen (hierin nachstehend als ”Empfangskanäle” bezeichnet) gesetzt werden, einander ungleich zu sein (z. B. gegenseitig verschieden voneinander), und empfangene positive und negative Frequenzkomponenten werden in ihren Phasen korrigiert und DBF-Verarbeitung unterzogen, um dadurch den Empfangspegel der Frequenz einer korrekten von positiven und negativen Schwebungsfrequenzen größer zu machen, sodass nur wahre Frequenzkomponenten summiert werden können, aber falsche Frequenzkomponenten nicht summiert werden können, wodurch die Polarität oder das Vorzeichen der Frequenz durch Vergleich der Größe des Empfangspegels davon identifiziert werden kann, wobei es somit unnötig gemacht wird, Schwebungsfrequenz-Kombinationsverarbeitung während der Erhöhung oder Verringerung der Sendefrequenz durchzuführen.
-
Die oben bezeichneten Probleme werden durch die Gegenstände der unabhängigen Ansprüche gelöst. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
-
Unter Beachtung des obigen Ziels enthält eine Radarsteuervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung: eine Sendeeinheit, die eine Übertragungswelle einer variablen Frequenz sendet; eine Vielzahl von Empfangsteilen, die eine reflektierte Welle der Sendewelle von einem reflektierenden Objekt auf eine parallele Art und Weise empfangen; Schwebungssignal-Generierungsteile, die Schwebungssignale jeweils für die Vielzahl von einzelnen Empfangsteilen von der Übertragungswelle, die durch die Sendeeinheit generiert wird, und der reflektierten oder Empfangswelle, die durch die einzelnen Empfangsteile empfangen wird, erlangen; einen Schwebungssignal-Verarbeitungsteil, der die Schwebungssignale der Vielzahl von einzelnen Empfangsteilen einzeln verarbeitet, um dadurch ein Schwebungssignal-Verarbeitungsergebnis zu erlangen; einen DBF-Verarbeitungsteil, der das Schwebungssignal-Verarbeitungsergebnis DBF-verarbeitet, um dadurch ein DBF-Verarbeitungsergebnis zu erlangen; und einen Objekterfassungsteil, der Information über mindestens eines von einem Abstand, einer Geschwindigkeit und einem Winkel des reflektierenden Objektes aus den Frequenzkomponenten des DBF-Verarbeitungsergebnisses oder des Schwebungssignal-Verarbeitungsergebnisses erlangt. Beträge von Phasenverzögerung der Vielzahl von Empfangsteile werden auf Werte gesetzt, die gegenseitig voneinander verschieden sind. Der Schwebungssignal-Verarbeitungsteil enthält einen Phasenkorrektur-Verarbeitungsteil. Der Phasenkorrektur-Verarbeitungsteil korrigiert die Beträge von Phasenverzögerung entsprechend der Vielzahl von einzelnen Empfangsteilen in dem Schwebungssignal-Verarbeitungsteil, um sie so einander gleich zu machen.
-
Gemäß der vorliegenden Erfindung kann, indem es möglich gemacht wird, dass nur wahre Frequenzkomponenten summiert werden, und falsche Frequenzkomponenten nicht summiert werden, das Plus- oder Minusvorzeichen der Frequenzen durch Vergleich der Größen der Empfangspegel davon identifiziert werden, wobei dadurch Schwebungsfrequenz-Kombinationsverarbeitung während der Erhöhung oder Verringerung der Sendefrequenz unnötig gemacht wird.
-
Die obigen und andere Ziele, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden einem Fachmann aus der folgenden detaillierten Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung leicht offensichtlich, die in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen aufgenommen wird.
-
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
-
1 ist ein Blockdiagramm, das eine Radarvorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
-
2 ist ein Flussdiagramm, das eine Signalverarbeitungsprozedur gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
-
3 ist ein Flussdiagramm, das Spitzenextraktionsverarbeitung eines Schwebungssignal-Verarbeitungsteils gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
-
4 ist eine erläuternde Ansicht, die ein allgemeines Fensterfunktions-Verarbeitungsergebnis in einem Fall zeigt, wo die Beträge einer Phasenänderung nicht gesetzt sind (d. h. die Phasenverzögerungen von einzelnen Empfangskanälen alle gleich sind).
-
5 ist eine erläuternde Ansicht, die die Beziehung zwischen den Phasen von allgemeinen Spitzen von einzelnen Kanälen in einem Fall zeigt, wo die Beträge einer Phasenänderung nicht gesetzt sind (d. h. die Phasenverzögerungen von einzelnen Empfangskanälen alle gleich sind).
-
6 ist eine erläuternde Ansicht, die ein allgemeines DBF-Verarbeitungsergebnis in einem Fall zeigt, wo die Beträge einer Phasenänderung nicht gesetzt sind (d. h. die Phasenverzögerungen von einzelnen Empfangskanälen alle gleich sind).
-
7 ist eine erläuternde Ansicht, die Beispiele der Beträge von Phasenänderungen gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
-
8 ist eine erläuternde Ansicht, die ein Fensterfunktions-Verarbeitungsergebnis gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
-
9 ist eine erläuternde Ansicht, die die Beziehung zwischen den Phasen der Spitzen der einzelnen Kanäle gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
-
10 ist eine erläuternde Ansicht, die ein DBF-Verarbeitungsergebnis gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
-
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
-
Hierin nachstehend wird eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben, während auf die begleitenden Zeichnungen verwiesen wird.
-
Ausführungsform 1.
-
Bezug nehmend auf die Zeichnungen und zuerst auf 1 wird ein Blockdiagramm einer Radarvorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt.
-
Um ein reflektierendes Objekt 6 zu erfassen, enthält in 1 die Radarvorrichtung, die durch das Bezugszeichen 1 allgemein bezeichnet wird, einen spannungsgesteuerten Oszillator 2, einen Verteiler 3, einen Sendeverstärker 4, eine Sendeantenne 5, eine Vielzahl von Empfangsantennen 7, eine Vielzahl von Empfangsverstärkern 8, eine Vielzahl von Mischern 9, eine Vielzahl von Schwebungssignalverstärkern 10, eine Vielzahl von Tiefpassfiltern 11, eine Vielzahl von A/D-Wandlern 12 und eine arithmetische Einheit 13.
-
Der spannungsgesteuerte Oszillator 2 generiert eine elektromagnetische Welle einer spezifischen Sendefrequenz ftx (z. B. ftx = 76–77 [GHz]), und der Verteiler 3 verteilt elektrische Leistung einer elektromagnetischen Welle von dem spannungsgesteuerten Oszillator 2 zu dem Sendeverstärker 4 und den empfangsseitigen Mischern 9.
-
Der Sendeverstärker 4 verstärkt die elektrische Leistung der elektromagnetischen Welle, die von dem Verteiler 3 zugeführt wird, und die Sendeantenne 5 sendet die elektromagnetische Welle für Übertragung (hierin nachstehend als eine ”Übertragungswelle” bezeichnet), die durch den Verstärker 4 verstärkt wird, in den Raum.
-
Der spannungsgesteuerte Oszillator 2, der Verteiler 3, der Verstärker 4 und die Sendeantenne 5 bilden gemeinsam eine Sendeeinheit, die eine Übertragungswelle einer festen Frequenz oder einer variablen Frequenz sendet.
-
Die Vielzahl von Empfangsantennen 7 empfängt eine elektromagnetische Welle der Reflexion (hierin nachstehend als eine ”Reflexionswelle” bezeichnet), die die Übertragungswelle ist, die durch das reflektierende Objekt 6 reflektiert und zurückgegeben wird, auf eine parallele Art und Weise. Obwohl in 1 der Fall gezeigt wird, wo die Empfangsantennen 7 aus 16 Antennen ch1 bis ch16 bestehen, kann die Zahl der Antennen beliebig eingestellt sein. Obwohl die Vielzahl von Empfangsantennen 7 passend in einer geraden Linie in gleichen Intervallen eines Abstands d angeordnet sind, müssen sie weder notwendigerweise in gleichen Intervallen, noch in einer geraden Linie angeordnet sein.
-
Die Empfangsverstärker 8, die Mischer 9, die Schwebungssignalverstärker 10, die Tiefpassfilter 11 und die A/D-Wandler 12 bestehen jeder aus der gleichen Zahl von Kanälen wie die der Empfangsantennen 7, und sind parallel mit Bezug aufeinander angeordnet.
-
Die A/D-Wandler 12 funktionieren als ein A/D-Eingabeverarbeitungsteil der arithmetische Einheit 13, und sind in der Funktion des Schwebungssignal-Verarbeitungsteils 20 (später zu beschreiben) in der arithmetischen Einheit 13 enthalten.
-
Die Empfangsverstärker 8 dienen dazu, die reflektierte Welle, die von den einzelnen Empfangsantennen 7 empfangen werden, zu verstärken und sie zu den Mischern 9 einzugeben.
-
Die Empfangsantennen 7 und die Verstärker 8 bilden gemeinsam eine Vielzahl von Empfangsteilen, die die Reflexionswelle der Übertragungswelle empfangen, die von dem reflektierenden Objekt 6 reflektiert wird.
-
Übertragungsverzögerungsbeträge (Beträge von Phasenverzögerung) eines Signals in den Empfangsteilen (von den Empfangsantennen 7 zu den Mischern 9) sind auf vorbestimmte Werte gesetzt, die sich jeweils für einzelne Kanäle voneinander unterscheiden. Als ein Verfahren zum Einstellen der Übertragungsverzögerungsbeträge (der Beträge von Phasenverzögerung) jeweils auf ungleiche Werte, kann z. B. ein Verfahren zum Andern von Leitungslängen von den einzelnen Empfangsantennen 7 zu dem Mischer 9 jeweils für die einzelnen Kanäle betrachtet werden. In diesem Fall werden die Beträge der Phasenverzögerung mit zufälligen Zahlen (zufälligen Werten) innerhalb eines Bereiches von ±π/2 [rad] eingestellt, wie später beschrieben wird.
-
Die Mischer 9, die Schwebungssignalverstärker 10 und die Tiefpassfilter 11 bilden gemeinsam Schwebungssignal-Generierungsteile zum Erlangen von Schwebungssignalen jeweils für einzelne Empfangsteile.
-
Die Mischer 9 mischen jeder ein Lo-Signal (lokales Oszillationssignal, das durch die Sendeeinheit generiert wird) von dem Verteiler 3 und die reflektierte Welle (die Empfangswelle, die durch die Vielzahl von einzelnen Empfangsteilen empfangen wird) von dem reflektierenden Objekt 6, und geben ein Schwebungssignal entsprechend einem Abstand R, einer relativen Geschwindigkeit und einem Winkel des reflektierenden Objektes 6 aus.
-
Die Schwebungssignale von den Mischern 9 werden durch die Verstärker 10 und die Tiefpassfilter 11 jeweils zu den A/D-Wandlern 12 eingegeben, wo sie in digitale Signale gewandelt werden, die dann zu der arithmetischen Einheit 13 eingegeben werden. Zu dieser Zeit enthalten die Schwebungssignale, die von den Mischern 9 durch die Verstärker 10 ausgegeben werden, unnötige Signalkomponenten außer den Schwebungssignalkomponenten, es können aber nur die Schwebungssignalkomponenten herausgenommen werden, indem sie durch die Tiefpassfilter 11 gegeben werden.
-
Die arithmetische Einheit 13 ist mit dem Schwebungssignal-Verarbeitungsteil 20, einem DBF-Verarbeitungsteil 23 und einem Objekterfassungsteil 24 versehen, und dient dazu, den spannungsgesteuerten Oszillator 2 zu steuern und Objektinformation von mindestens einem von dem Abstand R, der relativen Geschwindigkeit und dem Winkel des reflektierenden Objektes 6 basierend auf den A/D-gewandelten Werten der Schwebungssignale zu kalkulieren.
-
Der Schwebungssignal-Verarbeitungsteil 20 hat den A/D-Wandler 12 (den A/D-Eingabeverarbeitungsteil), einen Fensterfunktions-Verarbeitungsteil (nicht gezeigt), einen FFT-(schnelle Fourier-Transformation)Verarbeitungsteil 21 und einen Phasenkorrektur-Verarbeitungsteil 22. Der Schwebungssignal-Verarbeitungsteil 20 erlangt ein Schwebungssignal-Verarbeitungsergebnis durch einzelnes Verarbeiten der Schwebungssignale der Vielzahl von einzelnen Empfangsteilen, die durch die Schwebungssignal-Generierungsteile erhalten werden durch Verwenden des FFT-Verarbeitungsteils 21, und gibt das so erhaltene Schwebungssignal-Verarbeitungsergebnis nach Durchführung von Phasenkorrektur davon (später zu beschreiben) durch Verwenden des Phasenkorrektur-Verarbeitungsteils 22 aus.
-
Der Phasenkorrektur-Verarbeitungsteil 22 korrigiert die Beträge der Phasenverzögerung entsprechend der Vielzahl von einzelnen Empfangsteilen in dem Schwebungssignal-Verarbeitungsteil 20, um sie so einander gleich zu machen, und gibt ein so erhaltenes Schwebungssignal-Verarbeitungsergebnis aus.
-
Der DBF-Verarbeitungsteil 23 erlangt ein DBF-Verarbeitungsergebnis durch Verarbeiten des Schwebungssignal-Verarbeitungsergebnisses von dem Schwebungssignal-Verarbeitungsteil 20 gemäß DBF-Verarbeitung.
-
Der Objekterfassungsteil 24 erlangt Information von mindestens einem von dem Abstand R, der Geschwindigkeit und dem Winkel des reflektierenden Objektes 6 von der Frequenzkomponente des DBF-Verarbeitungsergebnisses durch den DBF-Verarbeitungsteil 23 oder des Schwebungssignal-Verarbeitungsergebnisses durch den Schwebungssignal-Verarbeitungsteil 20, und gibt sie nach außen aus.
-
Es wird nun auf eine Signalverarbeitungsoperation gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung Bezug genommen, wie in 1 dargestellt, während auf ein Flussdiagramm in 2 verwiesen wird.
-
In 2 führt die arithmetische Einheit 13 zuerst eine Spitzenextraktionsverarbeitung während der Zeit durch, wenn die Sendefrequenz ansteigt oder sich erhöht (hierin nachstehend als ”AUF-Chirpen” bezeichnet) (Schritt S1), und führt dann eine Spitzenextraktionsverarbeitung während der Zeit durch, wenn die Sendefrequenz fällt oder sich verringert (hierin nachstehend als ”AB-Chirpen” bezeichnet) (Schritt S2).
-
Anschließend wird Paarungsverarbeitung basierend auf dem Spitzenextraktionsverarbeitungsergebnis des AUF-Chirpens und des AB-Chirpens in Schritten S1 bzw. S2 durchgeführt (Schritt S3).
-
Schließlich werden der Abstand R, die Geschwindigkeit und der Winkel des reflektierenden Objektes 6 aus der Summe und der Differenz zwischen den Frequenzen jedes Paares in dem Paarungsverarbeitungsergebnis in Schritt S3 kalkuliert (Schritt S4), und die Verarbeitung von 2 wird terminiert. Hier wird vermerkt, dass ein detailliertes Verfahren zum Kalkulieren des Abstands R und der Geschwindigkeit in Schritt S4 weggelassen wird, da es aus der oben erwähnten ersten Literaturstelle etc. gut bekannt ist.
-
Bezüglich des Winkels des reflektierenden Objektes 6 ist es möglich, als den Winkel des reflektierenden Objektes 6, den Winkel, der in der Spitzenextraktionsverarbeitung ausgewählt wird (Schritt S1, S2), d. h. die Richtung eines Strahls, in der der Empfangspegel davon unter allen Strahlen der größte ist, zu kalkulieren. Alternativ ist es auch möglich, den Winkel des reflektierenden Objektes 6 gemäß Hochauflösungsverarbeitung, wie etwa einem MUSIC-Verfahren etc., durch Verwenden der Frequenzkomponenten von einzelnen Empfangskanälen als Spitzen zu kalkulieren. Somit kann ein beliebiges der Kalkulationsverfahren angenommen werden.
-
Als Nächstes wird detaillierter Bezug auf die Spitzenextraktionsverarbeitung (Schritte S1, S2) durch den Schwebungssignal-Verarbeitungsteil 20 genommen, während auf ein Flussdiagramm in 3 verwiesen wird.
-
In 3 wandelt zuerst der A/D-Wandler 12 (A/D-Eingabeverarbeitungsteil) die Schwebungssignale von einzelnen Empfangskanälen von analoger in digitale Form in regelmäßigen Intervallen, und führt A/D-Eingabeverarbeitung durch (Schritt S101). Speziell werden A/D-gewandelte Werte in 256 Zeitpunkten, die mit 16 (der Zahl aller Empfangskanäle) multipliziert werden pro Verarbeitungsperiode erlangt.
-
Anschließend führt der Fensterfunktions-Verarbeitungsteil in dem Schwebungssignal-Verarbeitungsteil 20 Fensterfunktionsverarbeitung zum Multiplizieren jeweils der einzelnen A/D-Eingabeverarbeitungsergebnisse der einzelnen Empfangskanäle durch eine Fensterfunktion durch (hier wird ein Hanning-Fenster angenommen) (Schritt S102).
-
Außerdem führt der FFT-Verarbeitungsteil 21 FFT-Verarbeitung durch Anwenden schneller Fourier-Transformation auf jeweils die einzelnen Fensterfunktionsverarbeitungsergebnisse der einzelnen Empfangskanäle durch (Schritt S103). Hier wird nicht IQ-Erfassung, sondern I-Kanal-Erfassung allein ausgeführt. Außerdem werden die Fensterfunktionsverarbeitungsergebnisse in 256 Punkten zu dem FFT-Verarbeitungsteil 21 als reale Teile von FFT-Eingabedaten in 256 Punkten eingegeben, und die imaginären Teile davon werden mit ”0” gefüllt.
-
Danach führt der Phasenkorrektur-Verarbeitungsteil 22 Phasenkorrekturverarbeitung durch Rotieren der Phasen aller positiven und negativen Frequenzkomponenten der Zeit-FFT-Verarbeitungsergebnisse der einzelnen Empfangskanäle außer Kanal ch1 um Phasenverzögerungsbeträge der einzelnen Empfangskanäle durch (Schritt S104). Hier wird vermerkt, dass sowohl positive als auch negative Frequenzen verwendet werden, es können aber nur positive Frequenzen für den Zweck der Einsparung von Speicherplatz gespeichert werden, und es können nur zwei Arten von positiver und negativer Korrekturverarbeitung in jeder Frequenzkomponente ausgeführt werden.
-
Dann führt der DBF-Verarbeitungsteil 23 die DBF-Verarbeitung für jede gleiche Frequenzkomponente in den Zeit-FFT-Ergebnissen nach der Phasenkorrektur der einzelnen Empfangskanäle durch (Schritt S105). Obwohl die DBF-Verarbeitung hier auf der Basis von FFT mit den Werten der einzelnen Kanäle als Eingabeinformation der Vereinfachung der Erläuterung halber ausgeführt wird, kann Summierung nach Ausführung der Phasenverschiebungsverarbeitung für jede beliebige Richtung ausgeführt werden. Hierin nachstehend werden die einzelnen Frequenzkomponenten der FFT-Ergebnisse jeweils als ”Strahlen” bezeichnet. Zu dieser Zeit wird ein Strahl entsprechend einer Frequenz von 0 ein Strahl in einer Frontrichtung.
-
Dann wählt der Objekterfassungsteil 24 einen Strahl mit dem größten Empfangspegel unter allen Strahlen in jedem FFT-Ergebnis, d. h. jeder der Frequenzkomponenten der Zeit-FFT-Ergebnisse, und führt repräsentative Strahlenauswahlverarbeitung als einen repräsentativen Strahl für jede der Frequenzkomponenten der Zeit-FFT-Ergebnisse durch (Schritt S106).
-
Außerdem vergleicht der Objekterfassungsteil 24 die Empfangspegel der repräsentativen Strahlen, die durch die repräsentative Strahlenauswahlverarbeitung ausgewählt werden (Schritt S106) für ein Paar von zwei positiven und negativen Frequenzkomponenten, für die die Absolutwerte einander gleich sind in den Frequenzkomponenten der Zeitrichtungs-FFT-Ergebnisse, und wählt nur die größere Frequenzkomponente, um dadurch die Polaritäts- oder Vorzeichen-(plus oder minus)Bestimmungsverarbeitung durchzuführen (Schritt S107).
-
Schließlich führt der Objekterfassungsteil 24 Spitzenerfassungsverarbeitung für jeden Strahl durch (Schritt S108), und die Verarbeitung von 3 wird terminiert. Hier wird vermerkt, dass in Schritt S108 Frequenzkomponenten, die nicht durch die Polaritätsbestimmungsverarbeitung (Schritt S107) ausgewählt werden, nicht als eine Spitze erfasst werden können, und Frequenzkomponenten kleiner als ein vorbestimmter Schwellwert auch nicht als eine Spitze erfasst werden können.
-
Als Nächstes wird auf dem Weg eines konkreten Beispiels der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung auf einen Fall Bezug genommen, wo das reflektierende Objekt 6 in einem vorbestimmten Abstand R, einer vorbestimmten Geschwindigkeit und einem vorbestimmten Winkel mit Bezug auf die Radarvorrichtung 1 existiert, während auf erläuternde Ansichten in 4 bis 10 verwiesen wird.
-
4 bis 6 zeigen jeweils allgemeine Verarbeitungsergebnisse in einem Fall, wo die Beträge von Phasenverzögerung alle einander gleich sind, und 7 bis 10 zeigen einzelne Verarbeitungsergebnisse in einem Fall, wo die Beträge von Phasenverzögerung auf Werte gesetzt sind, die einander ungleich sind, gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
-
4 zeigt die Fensterfunktions-Verarbeitungsergebnisse in der Form von Wellenformen für einzelne Kanäle ch1 bis ch16 in einem Fall, wo die Beträge von Phasenverzögerung der Empfangskanäle einander alle gleich sind, wobei die Achse der Abszisse das Abtastintervall von A/D-Wandlungsdaten (z. B. in einer Einheit von 0,06 [ms]) darstellt, und die Achse der Ordinate den Empfangspegel darstellt.
-
Außerdem zeigt 5 in einer komplexen Ebene (Achse der realen Zahlen Re und Achse der imaginären Zahlen Im) die Beziehung zwischen den Phasen von Spitzen der einzelnen Kanäle ch1 bis ch16 (siehe Pfeile) basierend auf den Fensterfunktions-Verarbeitungsergebnissen von 4, wobei die Phasen Θ1 bis Θ16 von wahren Spitzen und die Phasen –Θ1 bis –Θ16 von falschen Spitzen der einzelnen Kanäle in Symmetrie gezeigt werden.
-
6 zeigt ein DBF-Verarbeitungsergebnis basierend auf dem Fensterfunktions-Verarbeitungsergebnis von 4, wobei die Achse der Ordinate Empfangspegel darstellt, und die Achse der Abszisse Strahlenzahlen (Strahl1 bis Strahl16) und Frequenzen (in einem Bereich von ±16 bin) darstellt. Hier wird angenommen, dass Strahl9 die Frontrichtung der Radarvorrichtung 1 anzeigt.
-
7 ist eine erläuternde Ansicht, die Beispiele von Einstellungen der Beträge einer Phasenänderung (die Beträge von Phasenverzögerung) gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt, wobei die Achse der Abszisse Kanalzahlen ch1 bis ch16 darstellt, und die Achse der Ordinate die Beträge einer Phasenänderung [rad] darstellt, die den einzelnen Empfangskanälen ch1 bis ch16 hinzugefügt werden.
-
8 zeigt ein Fensterfunktions-Verarbeitungsergebnis basierend auf den Beträgen einer Phasenänderung in 7, wobei die Achse der Abszisse das Abtastintervall darstellt, und die Achse der Ordinate den Empfangspegel darstellt.
-
Außerdem zeigt 9 in einer komplexen Ebene (Achse der realen Zahlen Re und Achse der imaginären Zahlen Im) die Beziehung zwischen den Phasen von Spitzen der einzelnen Kanäle ch1 bis ch16 (siehe Pfeile) basierend auf den Fensterfunktions-Verarbeitungsergebnissen von 8, wobei die Phasen Θ1 bis Θ16 von wahren Spitzen und die Phasen –Θ1 bis –Θ16 von falschen Spitzen der einzelnen Kanäle in Symmetrie gezeigt werden.
-
10 zeigt ein DBF-Verarbeitungsergebnis basierend auf dem Fensterfunktions-Verarbeitungsergebnis von 8, wobei die Achse der Ordinate Empfangspegel sind, und die Achse der Abszisse Strahlenzahlen und Frequenzen sind. In diesem Fall ist ein Strahl9 in einer Frontrichtung der Radarvorrichtung 1, und ein Strahl8 mit dem größten Empfangspegel wird ein repräsentativer Strahl.
-
Zuerst wird auf den Fall Bezug genommen, wo die Beträge von Phasenverzögerung gesetzt sind, einander gleich zu sein, wie in 4 bis 6 gezeigt.
-
Falls die Beträge von Phasenverzögerung der einzelnen Empfangskanäle ch1 bis ch16 alle einander gleich sind, werden allgemein die Fensterfunktionsverarbeitungsergebnisse der einzelnen Empfangskanäle ch1 bis ch16 in der arithmetischen Einheit 13 basierend auf der reflektierten Welle von dem reflektierenden Objekt 6 ein Zustand, in dem sich ihre Phasen um einen Betrag sequenziell verschieben, der durch ein Intervall d zwischen den einzelnen Empfangsantennen 7 und der Richtung des reflektierenden Objektes 6 entschieden wird, wie in 4 gezeigt.
-
Wenn die Beträge von Phasenverzögerung alle einander gleich sind, wie in 4 gezeigt, wird die Beziehung zwischen einer wahren Spitze und einer falschen Spitze derart, dass ihre Absolutwerte einander gleich sind, wie durch Pfeile in einer komplexen Ebene von 5 gezeigt. Auch werden die Phasen von falschen Spitzen mit Bezug auf die Phasen der entsprechenden wahren Spitzen Θn (n = 1 bis 16) für die einzelnen Kanäle ch1 bis ch16 ”–Θn (n = 1 bis 16)”, sodass die Phasen der falschen und wahren Spitzen in der Vorzeichen-(plus und minus)Umkehrbeziehung miteinander sind.
-
Wenn die DBF-Verarbeitung basierend auf den Fensterfunktions-Verarbeitungsergebnissen von 4 durchgeführt wird, erscheinen entsprechend, als eine wahre Spitze (Frequenz = –3 bin) und eine falsche Spitze (Frequenz = +3 bin), zwei positive und negative Spitzen von Frequenzen (±3 bin), die einander im Absolutwert gleich sind und einander auch in der Strahlenrichtung gleich sind, wie in 6 gezeigt. In 6 nehmen die zwei Spitzen in der Form von wahren und falschen Spitzen eine symmetrische Spitzenform mit Bezug auf eine Frequenz von 0 [bin] und einen Winkel von 0 (d. h. der repräsentative Strahl: Strahl8) an, sodass es nicht möglich ist zu bestimmen oder zu identifizieren, nur auf der Basis der Ergebnisse der DBF-Verarbeitung durch den DBF-Verarbeitungsteil 23, welche der zwei Spitzen wahr oder falsch ist. Obwohl in herkömmlichen Vorrichtungen ein Verfahren zum Durchführen einer Bestimmung durch einen Vergleich zwischen z. B. einem AUF-Chirpen und einem AB-Chirpen angenommen wurde, ist es entsprechend unmöglich, ausreichende Zuverlässigkeit zu erhalten, wie oben angegeben.
-
Somit werden für die einzelnen Empfangskanäle ch1 bis ch16 die Beträge einer zufälligen Phasenänderung αn (n = 1 bis 16) innerhalb eines Bereiches von ±π/2 [rad] den Beträgen von Phasenverzögerung hinzugefügt, wie in 7 gezeigt, und der Schwebungssignal-Verarbeitungsteil 20 enthält den Phasenkorrektur-Verarbeitungsteil 22. Durch Addieren der Beträge einer zufälligen Phasenänderung αm jeweils zu einzelnen Empfangskanälen werden die Fensterfunktions-Verarbeitungsergebnisse der einzelnen Empfangskanäle ch1 bis ch16, die durch den Schwebungssignal-Verarbeitungsteil 20 erhalten werden basierend auf der reflektierten Welle von dem reflektierenden Objekt 6 jeweils in der Phase um Werte, die jeweils gleich den Summen einzelner Phasenverzögerungsbeträge (d. h. Phasenverschiebungen, die durch die Intervalle d zwischen benachbarten einzelnen Empfangsantennen 7 und der Richtung des reflektierenden Objektes 6 entschieden werden) und entsprechender Phasenänderungsbeträge αn sind, in einen zufällig phasenverschobenen Zustand ohne Betrachtung der Reihenfolge der Empfangskanäle ch1 bis ch16 verschoben. Zu dieser Zeit werden die Phasen von Spitzen der einzelnen Empfangskanäle ch1 bis ch16, die durch den Schwebungssignal-Verarbeitungsteil 20 erhalten werden basierend auf der reflektierten Welle von dem reflektierenden Objekt 6 dargestellt, wie in komplexen Ebenen in 9 gezeigt. In 9 zeigen Pfeile durchgehender Linien die wahren Spitzenphasen Φn (n = 1 bis 16) und die falschen Spitzenphasen –Φn der einzelnen Empfangskanäle ch1 bis ch16 in den Ergebnissen der Zeit-FFT-Verarbeitung des FFT-Verarbeitungsteils 21 an, und Pfeile gestrichelter Linien zeigen die wahren Spitzenphasen Φ'n (= Θn) und falschen Spitzenphasen –Φ'n nach Phasenkorrektur (d. h. nach Subtraktion von αm) durch den Phasenkorrektur-Verarbeitungsteil 22 an.
-
Zuerst werden die wahren Spitzenphasen Φn und die falschen Spitzenphasen –Φn in den Zeit-FFT-Verarbeitungsergebnissen dargestellt, wie durch die folgenden Ausdrücke (1) und (2) gezeigt, durch Verwenden jeweils der wahren Spitzenphasen Θn vor Addition der Beträge einer Phasenänderung αm, ebenso wie der Beträge einer Phasenänderung αn, die für die einzelnen Empfangskanäle zu addieren sind. Φn = Θn + αn (1) –Φn = –(Θn + αn) (2)
-
Dann führt der Phasenkorrektur-Verarbeitungsteil 22 Phasenkorrekturverarbeitung in den Zeit-FFT-Verarbeitungsergebnissen durch, die durch den FFT-Verarbeitungsteil 21 erhalten werden. D. h. durch Subtrahieren jeweils der Beträge einer Phasenänderung αm (bekannte Zufallswerte) von den Phasen der wahren und falschen Spitzen Φn, –Φn der einzelnen Empfangskanäle werden die wahren Spitzenphasen Φ'n und die falschen Spitzenphasen Φn nach der Phasenkorrektur erhalten, wie durch die folgenden Ausdrücke (3) und (4) gezeigt. Φ'n = Φn – αn = Θn (3) –Φn = –Φn – αn = –(Φn + 2αn) (4)
-
Wie aus den obigen Ausdrücken (3) und (4) klar ist, werden die wahren Spitzenphasen Φ'n nach der Phasenkorrektur zu richtigen oder korrekten Phasen Θn korrigiert, aber die falschen Spitzenphasen Φn werden nicht zu richtigen oder korrekten Phasen korrigiert (siehe Pfeile gestrichelter Linien in 9).
-
Hiernach werden, obwohl DBF-Verarbeitung gemäß dem DBF-Verarbeitungsteil 23 auf die Schwebungssignal-Verarbeitungsergebnisse nach der Phasenkorrektur angewendet werden, die Beträge einer Phasenänderung αn der einzelnen Empfangskanäle (siehe 7) auf Zufallswerte basierend auf einem Zufallszahlengenerator gesetzt, sodass die Beziehung der Phasen von einzelnen Empfangskanälen Periodizität für falsche Frequenzkomponenten verliert, und die Signale der einzelnen Empfangskanäle werden nach der DBF-Verarbeitung nicht aufsummiert.
-
Wenn die Fensterfunktions-Verarbeitungsergebnisse in dem Schwebungssignal-Verarbeitungsteil 20 durch den DBF-Verarbeitungsteil 23 verarbeitet sind, werden wahre Spitzen (–3 bin) auf eine derartige Art und Weise korrigiert, dass jeweils die Beträge von Phasenverzögerung entsprechend den einzelnen Empfangskanälen einander gleich werden, wie in 10 gezeigt, was somit zu der gleichen Form wie in dem Fall führt, wo die Phasenverzögerungen der einzelnen Empfangskanäle alle einander gleich sind (siehe 6), aber die falschen Spitzen (+3 bin) beschädigte oder deformierte Formen annehmen, in denen die Spitzen zu Empfangspegeln geringer Spitze verteilt sind.
-
In einem Fall, wo eine Vielzahl von Spitzen für Plus- und Minusfrequenzen (±3 bin) erscheint, die einander im Absolutwert gleich sind, kann entsprechend bestimmt oder identifiziert werden, dass eine mit einem größeren Empfangspegel eine wahre Spitze ist.
-
Da die obige Verarbeitung in den Prozessen des AUF-Chirpens bzw. des AB-Chirpens durchgeführt wird, müssen die Daten des AUF-Chirpens und die Daten des AB-Chirpens nicht verglichen werden, sodass selbst wenn eine Vielzahl reflektierender Objekte nicht existiert, kein Problem entsteht, dass das Plus- oder Minusvorzeichen jeder Frequenz falsch identifiziert wird, was aus einem Fehler in der Kombination des AUF-Chirpens und des AB-Chirpens resultiert.
-
Wie oben beschrieben, umfasst die Radarvorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die Sendeeinheit (2, 3, 4, 5), die eine Übertragungswelle sendet, die Vielzahl von Empfangsteilen (die Empfangsantennen 7 und die Verstärker 8), die die reflektierte Welle von dem reflektierenden Objekt 6 auf eine parallele Art und Weise empfangen, die Schwebungssignal-Generierungsteile (die Mischer 9, die Verstärker 10 und die Tiefpassfilter 11), die jeweils Schwebungssignale in der Vielzahl von einzelnen Empfangsteilen, aus der Übertragungswelle und der Empfangswelle, die in den Empfangsteilen empfangen wird, erlangen, den Schwebungssignal-Verarbeitungsteil 20 (und die A/D-Wandler 12), der die Schwebungssignale in der Vielzahl von einzelnen Empfangsteilen einzeln verarbeitet, um dadurch ein Schwebungssignal-Verarbeitungsergebnis zu erlangen, den DBF-Verarbeitungsteil 23, der das Schwebungssignal-Verarbeitungsergebnis DBF-verarbeitet, um dadurch ein DBF-Verarbeitungsergebnis zu erlangen, und den Objekterfassungsteil 24, der Information über mindestens eines von dem Abstand R, der Geschwindigkeit und dem Winkel des reflektierenden Objektes 6 aus Frequenzkomponenten des DBF-Verarbeitungsergebnisses oder des Schwebungssignal-Verarbeitungsergebnises erlangt.
-
Die Beträge von Phasenverzögerung der Vielzahl von einzelnen Empfangsteilen (die Empfangskanäle ch1 bis ch16) werden dank der Hinzufügung der Beträge einer Phasenänderung αn auf ungleiche Werte (gegenseitig verschiedene Werte) gesetzt, sodass die falschen Frequenzkomponenten nach dem DBF-Verarbeitungsergebnis, das durch den DBF-Verarbeitungsteil 23 erhalten wird, theoretisch nicht verstärkt werden können.
-
Außerdem enthält der Schwebungssignal-Verarbeitungsteil 20 den Phasenkorrektur-Verarbeitungsteil 22, und der Phasenkorrektur-Verarbeitungsteil 22 korrigiert die Beträge von Phasenverzögerung entsprechend der Vielzahl von einzelnen Empfangsteilen in dem Schwebungssignal-Verarbeitungsteil 20, um sie so einander gleich zu machen.
-
Nach Unterziehung der Phasenkorrektur des Phasenkorrektur-Verarbeitungsteils 22 werden somit die empfangenen positiven und negativen Frequenzkomponenten durch den DBF-Verarbeitungsteil 23 DBF-verarbeitet, wodurch die Empfangspegel von entweder korrekten einen der positiven und negativen Schwebungsfrequenzen erhöht werden, um es so möglich zu machen, dass nur wahre Frequenzkomponenten summiert werden und falsche Frequenzkomponenten nicht summiert werden, als ein Ergebnis dessen das Plus- oder Minusvorzeichen der Frequenzen durch Vergleich der Größen der Empfangspegel davon identifiziert werden kann, wobei dadurch Schwebungsfrequenz-Kombinationsverarbeitung während der Erhöhung oder Verringerung von Sendefrequenzen unnötig gemacht wird.
-
Außerdem entscheidet der Objekterfassungsteil 24 unter den zwei positiven und negativen Frequenzkomponenten, deren Absolutwerte einander gleich sind, basierend auf dem DBF-Verarbeitungsergebnis des DBF-Verarbeitungsteils 23, die eine, deren Empfangspegel größer ist, als eine wahre Frequenzkomponente, und die andere, deren Empfangspegel kleiner ist, als eine falsche Frequenzkomponente. Entsprechend ist es möglich, die wahre Frequenzkomponente basierend auf dem reflektierenden Objekt 6 auf eine akkurate Art und Weise zu erfassen.
-
Obwohl in der oben erwähnten ersten Ausführungsform die Beträge von Phasenverzögerung der einzelnen Empfangskanäle ch1 bis ch16 zufällig gesetzt sind, um so keine Regelmäßigkeit aufzuweisen, ist es selbstverständlich, dass Betriebseffekte äquivalent zu jenen wie oben angegeben erhalten werden können, solange wie die Beträge von Phasenverzögerung der einzelnen Empfangskanäle auf Werte gesetzt werden, die einander ungleich sind, selbst wenn sie Regelmäßigkeit aufweisen.
-
Ferner wird die Polarität oder das Vorzeichen der Schwebungssignalfrequenz durch die Polaritätsbestimmungsverarbeitung (Schritt S107) vor der Spitzenerfassungsverarbeitung (Schritt S108) ausgewählt, wie in 3 gezeigt, aber im Gegensatz dazu können nach Ausführung sowohl der Erfassungsverarbeitung einer positiven Spitze als auch der Erfassungsverarbeitung einer negativen Spitze die Empfangspegel von positiven und negativen Spitzen miteinander verglichen werden, umso eine von beiden von ihnen auszuwählen.
-
Des weiteren wird die Spitze entweder einer positiven oder negativen Frequenz in Schritten S107 und S108 ausgewählt, in einem Fall aber, wo eine Vielzahl reflektierender Objekte existiert, gibt es eine Möglichkeit, dass die Frequenzkomponente einer ”falschen Spitze”, die wegen einem reflektierenden Objekt erscheint, durch eine ”wahre Spitze” wegen einem anderen reflektierenden Objekt überlappt werden kann, sodass in einem derartigen Fall sowohl die positiven als auch die negativen Spitzen als wahre Spitzen ausgewählt werden können.
-
In diesem Fall werden die eine ”falsche Spitze” und die andere ”wahre Spitze” synthetisiert, und daher wird der Empfangspegel, der so synthetisiert wird, höher, als wenn nur die falsche Spitze erscheint. Falls basierend auf einem Vergleich zwischen den Empfangspegeln der einzelnen positiven und negativen Spitzen bestimmt wird, dass jede der Spitzen einen Empfangspegel gleich oder höher einem vorbestimmten Wert anzeigt, wird somit angenommen, dass eine Vielzahl reflektierender Objekte existiert, und sowohl die positiven als auch die negativen Spitzen werden als wahre Spitzen ausgewählt. z. B. entscheidet der Objekterfassungsteil 24 unter den zwei positiven und negativen Frequenzkomponenten, deren Absolutwerte einander gleich sind basierend auf dem DBF-Verarbeitungsergebnis des DBF-Verarbeitungsteils 23 die eine, deren Empfangspegel größer ist, als eine wahre Frequenzkomponente (wahre Spitze), und entscheidet auch die Wahrheit (wahr oder falsch) der anderen Frequenzkomponente, deren Empfangspegel kleiner ist basierend auf einer Differenz oder einem Verhältnis davon zu dem Empfangspegel der wahren Frequenzkomponente.
-
Wenn die Differenz oder das Verhältnis zwischen der Frequenzkomponente des größeren Empfangspegels (wahre Spitze) und der Frequenzkomponente des kleineren Empfangspegels kleiner als ein vorbestimmter Wert ist, wird speziell bestimmt, dass die Frequenzkomponente des kleineren Empfangspegels auch eine wahre Spitze ist. Wenn die obige Differenz oder das Verhältnis größer als der vorbestimmte Wert ist, wird andererseits bestimmt, dass die Frequenzkomponente des kleineren Empfangspegels eine falsche Spitze ist.
-
Gemäß der oben erwähnten ersten Ausführungsform werden außerdem in der Radarvorrichtung 1, die Messungsverarbeitung auf wiederholte Art und Weise durchführt, die positiven und negativen Spitzen basierend auf den Empfangsdaten identifiziert oder bestimmt, die in einem gewissen momentanen Messzeitpunkt empfangen werden, in einem Fall aber, wo es schwierig ist, die Differenz oder das Verhältnis zwischen den Empfangspegeln zu bestimmen, aus irgendeinem Grund wie etwa geringes S/N-Verhältnis etc., können vergangene Messergebnisse gespeichert werden, und die Polaritätsbestimmungsverarbeitung (Schritt S107) kann durch Anwendung einer Majoritätsverarbeitung oder dergleichen basierend auf einer Vielzahl von Bestimmungsergebnissen innerhalb einer festen Zeitperiode ausgeführt werden.
-
In diesem Fall bestimmt z. B. der Objekterfassungsteil 24 die Wahrheit (wahr oder falsch) der zwei positiven und negativen Frequenzkomponenten, deren Absolutwerte einander gleich sind, in jeder Messungsperiode, bringt die einzelnen Frequenzkomponenten in der aktuellen Messzeit mit den entsprechenden in der letzten Messperiode in Verbindung und bestimmt, basierend auf den vergangenen mehreren Ergebnissen der Wahrheitsbestimmung, ob die aktuellen Frequenzkomponenten, die mit den vergangenen Frequenzkomponenten in Verbindung stehen, schließlich wahr sind.
-
Als ein Ergebnis wird vermieden, dass die Wahrheitsbestimmung von einem zeitweiligen Wahrheitsbestimmungsergebnis abhängt, wobei es somit möglich gemacht wird, die Zuverlässigkeit des endgültigen Wahrheitsbestimmungsergebnisses zu verbessern.
-
Obwohl auf dem Weg eines Beispiels Bezug auf den Fall genommen wurde, wo die Erfassung von nur ”I-Kanal” durchgeführt wird, kann die vorliegende Erfindung auf den Fall angewendet werden, wo Verarbeitung (IQ-Erfassung) ausgeführt wird, in der Schwebungssignale, die ein Signal in der Form eines Lo-Signals (lokales Oszillationssignal) umfassen, wobei seine Phase um 90 Grad gedreht ist (hierin nachstehend als ”Qch” (”Q-Kanal”) bezeichnet), und Empfangssignale in den einzelnen Empfangskanälen ch1 bis ch16 erlangt werden, und ein A/D-Eingabeergebnis der Schwebungssignale wird in einen imaginären Teil einer Eingabe gebracht, wenn Zeit-FFT durch den FFT-Verarbeitungsteil 21 ausgeführt wird.
-
Es sei denn, eine Phasendifferenz zwischen dem Lo-Signal von dem I-Kanal- und dem Lo-Signal des Q-Kanals zur Zeit der Erfassung ist genau auf 90 Grad gesetzt, entsteht in diesem Fall eine ”falsche Spitze”, deren Empfangspegel kleiner als der einer wahren Spitze ist, aber in diesem Fall werden auch die Beträge von Phasenverzögerung der einzelnen Empfangskanäle ch1 bis ch16 auf Werte gesetzt, die einander ungleich sind, wie oben angegeben, sodass der Empfangspegel der falschen Spitze durch Korrigieren des Betrags von Phasenänderung αn weiter unterdrückt werden kann.
-
Obwohl in der oben erwähnten ersten Ausführungsform die vorliegende Erfindung auf die Radarvorrichtung 1 mit der einzelnen Sendeantenne 5 angewendet wird, kann sie außerdem auf eine gut bekannte Radarvorrichtung angewendet werden, die eine Sendeantenneneinheit hat, die eine Vielzahl von (z. B. zwei) parallelen Antennen umfasst, wobei die Beträge von Phasenverzögerung einzelner Sendeantennen auf Werte gesetzt werden, die zueinander ungleich sind (gegenseitig verschieden voneinander).
-
In diesem Fall enthält eine Sendeeinheit eine Vielzahl von Sendeteilen, die jeder einen spannungsgesteuerten Oszillator, einen Verteiler, einen Verstärker und eine Sendeantenne umfassen, die parallel angeordnet sind, und einzelne Lo-Signale von der Vielzahl von Verteilern werden zu den Mischern 9 mit Zeitdifferenzen mit Bezug aufeinander eingegeben.
-
Außerdem dient der Phasenkorrektur-Verarbeitungsteil 22 in dem Schwebungssignal-Verarbeitungsteil 20 dazu, eine Korrektur derart durchzuführen, dass die Beträge von Phasenverzögerung, die jeweils die Summen der Beträge von Phasenverzögerung der Vielzahl von Sendeteilen und der Beträge von Phasenverzögerung der Vielzahl von Empfangsteilen sind, einander gleich werden. Damit können ähnliche Betriebseffekte wie oben beschrieben erreicht werden.
-
Obwohl in der oben erwähnten ersten Ausführungsform auf dem Weg eines Beispiels auf die Radarvorrichtung des FMCW-Systems Bezug genommen wurde, kann die vorliegende Erfindung ferner auf eine Radarvorrichtung angewendet werden, wie etwa ein Impuls-Doppler-Radar, in dem eine Sendefrequenz weder erhöht noch verringert wird, während Betriebseffekte ähnlich zu jenen wie oben angegeben bereitgestellt werden.
