WO2021205705A1 - レーダ装置 - Google Patents

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WO2021205705A1
WO2021205705A1 PCT/JP2021/001708 JP2021001708W WO2021205705A1 WO 2021205705 A1 WO2021205705 A1 WO 2021205705A1 JP 2021001708 W JP2021001708 W JP 2021001708W WO 2021205705 A1 WO2021205705 A1 WO 2021205705A1
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PCT/JP2021/001708
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龍也 上村
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三菱電機株式会社
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    • G01S13/343—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal using sawtooth modulation
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    • G01S7/35—Details of non-pulse systems
    • G01S7/352—Receivers
    • G01S7/356—Receivers involving particularities of FFT processing

Definitions

  • This disclosure relates to a radar device that detects a target.
  • Patent Document 1 discloses a frequency modulation technique applicable to a fast chirp modulation (FCM) radar.
  • the FCM radar is characterized in that it is easy to configure and the frequency band of the transmission / reception beat signal to be processed in the baseband is relatively low, so that it is easy to handle. Due to this feature, FCM radar has become widespread as an automobile collision prevention millimeter-wave radar, and is expected to be used as one of sensors for automatic driving in the future.
  • the FCM radar described in Patent Document 1 has a configuration in which an analog-to-digital converter (ADC) is connected to each receiving channel. Therefore, as the number of receiving channels of the FCM radar increases, the number of ADCs also increases, and there is a problem that the size, manufacturing cost, and power consumption of the FCM radar increase.
  • ADC analog-to-digital converter
  • the present disclosure has been made in view of the above, and an object of the present disclosure is to obtain a radar device capable of suppressing an increase in size, manufacturing cost, and power consumption even if the number of receiving channels increases.
  • the radar device receives an antenna unit that radiates a radar wave into space and a reflected wave from a target of the radar wave via the antenna unit. It is provided with a high-frequency circuit for converting a high-frequency circuit and a baseband circuit for converting a received signal output from the high-frequency circuit into a digital value baseband signal.
  • the radar device has a first mode for detecting a relatively long-distance target and a second mode for detecting a relatively short-distance target.
  • Four or more reception channels are configured in the antenna unit, the high frequency circuit, and the baseband circuit.
  • the number of receiving channels which is the number of receiving channels that perform conversion processing to the baseband signal, is smaller in the second mode than in the first mode, and the conversion processing speed is higher than that in the first mode. Mode is faster.
  • the radar device even if the number of receiving channels increases, it is possible to suppress an increase in size, manufacturing cost, and power consumption.
  • Block diagram showing a configuration example of a radar device A block diagram showing an example of a hardware configuration that realizes the functions of an MCU (MicroControl Unit) in the embodiment.
  • the first figure which provides the operation description in the short-distance mode and the long-distance mode of an embodiment.
  • the second figure which provides the operation description in the short-distance mode and the long-distance mode of an embodiment.
  • FIG. 3 for explaining the operation in the short-distance mode and the long-distance mode of the embodiment.
  • the radar device according to the embodiment of the present disclosure will be described in detail with reference to the attached drawings below.
  • the FCM radar will be described as an example, but it is not intended to exclude the application to radar devices other than the FCM radar.
  • the electrical connection and the physical connection will be described simply as "connection” without any particular distinction.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of the radar device 100 according to the embodiment.
  • the radar device 100 includes an antenna unit 16, a reference signal source 21 that generates a reference signal REF (REFERence signal), a high frequency circuit 17, a baseband circuit 18, and an MCU 19. And.
  • the high frequency circuit 17, the baseband circuit 18, and the reference signal source 21 constitute a “transmission / reception unit”, and the MCU 19 constitutes a “signal processing unit”.
  • the antenna unit 16 includes a receiving array 16a and a transmitting array 16b.
  • the receiving array 16a includes receiving antennas 1 1 to 18 .
  • Transmit array 16b comprises a transmitting antenna 2 1, 2 2. If the radar device 100 is used as an anti-millimeter-wave radar car crash, the receiving antennas 1 1 to 1 8 and the transmission antenna 2 1, 2 2, the horizontal direction and are arranged in the direction and perpendicular to the traveling direction of the automobile.
  • the receiving antennas 1 1 to 18 may be referred to as "first receiving antenna” to "eighth receiving antenna", respectively.
  • Receive antennas 1 1 to 1 8 and the transmission antenna 2 1, 2 2 each subscript in the channel: are given in order to identify the (channel ch).
  • the subscript is omitted and the term “reception antenna 1” is used, and the transmitting antennas 2 1 and 2 2 are individually distinguished.
  • the subscript is omitted and the term "transmitting antenna 2" is used. This notation also applies to the other components described below that are identified with a subscript.
  • the channel is a group of processing units including the components of the transmission / reception unit and the signal processing unit processed by one receiving antenna 1 or one transmitting antenna 2.
  • the channel of the receiving antenna 1 is referred to as a “reception channel”
  • the channel of the transmitting antenna 2 is referred to as a “transmission channel”.
  • the number of receiving channels which is the number of receiving channels
  • the number of transmitting channels which is the number of transmitting channels
  • the reception channel connected to the reception antenna 1 1 is referred to as "reception 1ch”.
  • the number of channels shown in FIG. 1 is an example, and is not limited to these examples.
  • the high-frequency circuit 17 includes a voltage-controlled oscillator (Voltage Control Oscillator: VCO) 7, a loop filter (Loop Filter: LF) 8, a phase-locked loop (PLL) 9, and a chirp signal (Chirp Signal). It includes a chirp signal generator 10 which is a generator.
  • VCO Voltage Control Oscillator
  • LF Loop Filter
  • PLL phase-locked loop
  • chirp signal generator 10 which is a generator.
  • VCO Voltage Control Oscillator
  • LF loop filter
  • PLL phase-locked loop
  • PLL phase-locked loop
  • the high frequency circuit 17 a power amplifier (Power Amplifier: PA) 6 1 , 6 2, a low noise amplifier (Low Noise Amplifier: LNA) 3 1-3 8, a mixer (Mixer: MIX) 4 1 ⁇ 4 8
  • the intermediate frequency amplifier intermediate frequency amplifier: IFA
  • the "power amplifier” is described as “PA”
  • the "low noise amplifier” is described as “LNA”
  • the “mixer” is described as "MIX”
  • IFA intermediate frequency amplifier
  • the FIR filter is an example of a digital filter.
  • the "baseband amplifier” will be described as "BBA”
  • the “bandpass filter” will be described as "BPF”
  • the "multiplexer” will be described as "MUX”.
  • FIR filter is abbreviated as "FIR”.
  • the MUX 20 1 ⁇ 20 4 there is a case where each referred to as a "first multiplexer” - "fourth multiplexer”.
  • FFT Fast Fourier transform
  • the reference signal REF and the chirp signal generated by the chirp signal generator 10 are input to the PLL 9.
  • the PLL 9 frequency-modulates the reference signal REF with a modulation pattern by the chirp signal.
  • the frequency-modulated signal by PLL9 is band-limited by LF8 and input to VCO7.
  • the VCO 7 cooperates with the PLL 9 to output a frequency-modulated high-frequency signal.
  • the high frequency signal output from the VCO 7 includes a sawtooth wave up chirp signal or a sawtooth wave down chirp signal.
  • An up-chirp signal is a signal whose frequency increases with the passage of time.
  • a down chirp signal is a signal whose frequency decreases with the passage of time.
  • PA6 amplifies the high frequency signal to a desired power and outputs the amplified high frequency signal to the transmitting antenna 2.
  • the transmitting antenna 2 converts a high-frequency signal into a radar wave which is a radio wave, and radiates the converted radar wave into space.
  • the high frequency circuit 17 has a function of receiving the reflected wave from the target of the transmitted radar wave via the reception array 16a of the antenna unit 16 and transmitting the received signal to the baseband circuit 18 in the subsequent stage.
  • LNA3 amplifies the received signal.
  • the MIX 4 down-converts the signal output from the LNA 3 using the local signal output from the local unit 17a.
  • IFA5 amplifies the down-converted signal to the desired signal strength.
  • the local signal is linearly modulated.
  • the signal output from the MIX 4 generally becomes a sine wave signal.
  • the signal output from the high frequency circuit 17 is referred to as a “received signal”.
  • the baseband circuit 18 has a function of converting a received signal output from the high frequency circuit 17 into a digital value baseband signal.
  • the BBA 11 amplifies the received signal output from the high frequency circuit 17.
  • the BPF 12 limits the band of the signal amplified by the BBA 11.
  • the band-limited signal by the BPF 12 is transmitted to the ADC 13 via the MUX 20. Details of the configuration and operation of the MUX 20 will be described later.
  • the ADC 13 converts the analog signal output from the MUX 20 into a digital value.
  • the FIR 14 performs band limiting and decimation processing on the digital value signal converted by the ADC 13.
  • the band-limited and decimation-processed digital value baseband signal is transmitted to the MCU 19.
  • the MCU 19 uses the baseband signal output from the baseband circuit 18 to perform arithmetic processing for obtaining radar information such as the distance to the target, the relative speed of the target, and the direction of the target. This arithmetic processing is performed by FFT15.
  • the radar device 100 has a long-distance mode and a short-distance mode.
  • the long-distance mode is a mode for detecting a relatively long-distance target.
  • the short-distance mode is a mode for detecting a relatively short-distance target.
  • the long-distance mode may be described as the "first mode”
  • the short-distance mode may be described as the "second mode”.
  • the target detection process in the first mode may be described as "first detection process”
  • the target detection process in the second mode may be described as "second detection process”.
  • the ADC 13 operates at a relatively low speed in the long-distance mode
  • the ADC 13 operates at a relatively high speed in the short-distance mode.
  • MUX 20 1 shows, four MUX 20 1 ⁇ 20 4 are shown. That is, the number of MUX 20 is 1/2 of the number of receiving channels.
  • LNA3, MIX4, IFA5, BBA11, BPF12, FIR14 and FFT15 are provided in a one-to-one correspondence with each receiving antenna 1 in the receiving array 16a. That is, the number of each part of LNA3, MIX4, IFA5, BBA11, BPF12, FIR14 and FFT15 is the same as the number of receiving channels.
  • Each MUX 20 includes two input terminals 20a and 20b and one output terminal 20c.
  • the arrangement of the input terminals 20a and 20b in each MUX 20 corresponds to the arrangement of the receiving antennas 1 in the receiving array 16a on a one-to-one basis.
  • the input terminal 20a of the MUX 20 1 is connected to the output terminal of the BPF 12 1 , and the input terminal 20 b of the MUX 20 1 is connected to the output terminal of the BPF 12 3.
  • MUX 20 2 input terminal 20a is connected to the BPF 12 2 output terminal, the input terminal 20b of the MUX 20 2 is connected to the output terminal of BPF 12 4.
  • MUX 20 3 input terminal 20a is connected to the output terminal of the BPF 12 5
  • the input terminal 20b of the MUX 20 3 is connected to the output terminal of BPF 12 7.
  • MUX 20 4 of the input terminal 20a is connected to the output terminal of the BPF 12 6
  • the input terminal 20b of the MUX 20 4 is connected to the output terminal of BPF 12 8.
  • the input terminal 20b and the MUX 20 2 input terminal 20a of the MUX 20 1 the signal output from the BPF 12 2 and BPF 12 3 is input to the cross-contrary to the arrangement of components.
  • the MUX 20 has a function of sequentially switching and multiplexing two signals that have passed through the BPF 12 and outputting them to the ADC 13.
  • the input terminal 20a and 20b of the MUX20 one of the receiving antennas 1 to 18 and one of the receiving antennas corresponding to one-to-one corresponding to each other is adjacent to the receiving antenna by the switching operation of the MUX20.
  • the output signal from the receiving antenna of is input.
  • the number of ADCs 13 may be the same as that of the MUX 20, which is 1/2 of the number of receiving channels.
  • the input terminal 20a may be described as a "first input terminal”
  • the input terminal 20b may be described as a "second input terminal".
  • the number of receiving channels is set to 8 in FIG. 1, the number of receiving channels may be set to 4. Further, in order to maximize the effect of the present embodiment, it is ideal that the number of receiving channels is a natural number multiple of 4, but it does not have to be a natural number multiple of 4. For example, the number of receiving channels may be 6. When the number of receiving channels is 6, the BPF 12 and the ADC 13 belonging to the two receiving channels can be connected without using the MUX 20. Even with this configuration, the four receiving channels can enjoy the effects of the present embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram showing an example of a hardware configuration that realizes the functions of the MCU 19 in the embodiment.
  • a CPU Central Processing Unit
  • a computer 80 including a RAM (Random Access Memory) 84 including a program storage area and a data storage area and a ROM (Read Only Memory) 85 as a non-volatile memory can be used.
  • the CPU 82 may be a microprocessor, a microcomputer, a processor, or a calculation means such as a DSP (Digital Signal Processor).
  • DSP Digital Signal Processor
  • the ROM 85 stores programs for various processes and a database referenced in various processes.
  • the program and database may be recorded on a readable and writable recording medium other than the ROM 85.
  • the recording medium may be a hard disk device, a portable recording medium such as a CD-ROM, a DVD disc, a USB memory, or a semiconductor memory such as a flash memory.
  • the program is loaded into RAM 84.
  • the CPU 82 develops a program in a program storage area in the RAM 84, and executes various processes by exchanging and exchanging necessary information via the input / output unit 83.
  • the data storage area in the RAM 84 is used as a work area for executing various processes.
  • the functions of the MCU 19 described above and the functions of the MCU 19 described later are realized by using the CPU 82.
  • FIG. 3 is a first diagram provided for explaining the operation in the short-distance mode and the long-distance mode of the embodiment.
  • FIG. 4 is a second diagram provided for explaining the operation in the short-distance mode and the long-distance mode of the embodiment.
  • FIG. 5 is a third diagram provided for explaining the operation in the short-distance mode and the long-distance mode of the embodiment.
  • the radar device 100 shown in FIG. 1 has a total of 8 channels of receiving channels.
  • the short-distance mode from the viewpoint of widening the horizontal beam to a wide angle and improving the resolution in the distance direction, not all of the reception 1ch to 8ch are used, but only the reception 3ch to 6ch are used.
  • the long-distance mode all of the reception 1ch to 8ch are used in order to narrow the horizontal beam.
  • the resolution in the distance direction is not required as much as in the short-distance mode, so that the resolution in the distance direction can be made smaller than that in the short-distance mode.
  • the number of receiving antennas contributing to the first detection process in the long-distance mode is larger than the number of receiving antennas contributing to the second detection process in the short-distance mode. Further, while all the receiving antennas 1 belonging to the receiving array 16a contribute to the first detection processing, some receiving antennas 1 belonging to the receiving array 16a contribute to the second detection processing. Further, the receiving antennas 1 that contribute to the second detection process are adjacent to each other in the receiving array 16a.
  • FIG. 3 shows the modulated signals used in the short-distance mode and the long-distance mode.
  • the modulated signal is a local signal generated by the local unit 17a.
  • NN serrated modulation signals used in the short-range mode are shown.
  • N F-number of sawtooth-modulated signals used in long distance mode is shown.
  • the modulated signal used in the short-distance mode has a larger frequency deviation per unit time than the modulated signal used in the long-distance mode.
  • the period indicated by hatching is the ADC data acquisition section.
  • the acquisition section is the operating period of the ADC 13 in one cycle of the modulated signal.
  • the ADC data refers to the digital value converted by the ADC 13.
  • FIG. 4 shows the operation of the MUX 20 in the short-distance mode and the long-distance mode in a table format.
  • the input signal to the MUX 20 1 is always fixed to the receiving 3ch
  • input signals to the MUX 20 2 is always fixed to the receiving 4ch
  • the input signal to the MUX 20 1 is fixed at all times to receive 6ch.
  • the input terminal 20a of the MUX 20 1, 20 2 becomes open terminal
  • the input terminal 20b of the MUX 20 3, 20 4 becomes open terminal.
  • the open terminal may be paraphrased as a through terminal.
  • FIG. 1 shows these connection states.
  • the output of the BPF 12 3 belonging to the receiving 3ch is input
  • the output of ADC 13 1 is input to FIR14 3 belonging to the same reception 3ch.
  • the output of the ADC 13 2 is inputted to FIR14 4 belonging to the receiving 4ch
  • the output of ADC 13 3 is input to FIR14 5 belonging to the receiving 5ch
  • the output of the ADC 13 4 is inputted to FIR14 6 belonging to receive 6ch NS.
  • MUX 20 1 switches a receiving 1ch and reception 3ch.
  • the MUX 20 2 switches between reception 2ch and reception 4ch
  • the MUX 20 3 switches between reception 5ch and reception 7ch
  • the MUX 20 4 switches between reception 6ch and reception 8ch.
  • switching between the two receiving channels is performed at the same speed as the sampling frequency of the ADC 13. That is, in the MUX 20, the terminals through which the signal input is passed are alternately switched at a sampling cycle which is the reciprocal of the sampling frequency.
  • FIG. 5 shows the total number of received channels in the short-distance mode and the long-distance mode, and the sampling rate of the ADC output.
  • fs is the sampling frequency.
  • the sampling rate of the ADC output can be rephrased as the FIR output rate per channel.
  • the total number of receiving channels is as described above, and the long-distance mode is twice as large as the short-distance mode.
  • the sampling rate of the ADC output in the short-distance mode is twice that in the long-distance mode.
  • the ADC 13 always samples at the same sampling frequency fs regardless of whether it is in the short-distance mode or the long-distance mode.
  • the data sampled by the ADC 13 is transferred to the FIR 14 corresponding to the acquired channel number. If the data of the received 3ch, data obtained by ADC 13 1 is transferred to FIR14 3. The same applies to others.
  • the signal input to the MUX 20 is switched in the sampling cycle, and the received data is multiplexed by the MUX 20 and then sampled by the ADC 13.
  • the data sampled by the ADC 13 is distributed to the FIR 14 corresponding to the channel number.
  • data reception 1ch and reception 3ch after being acquired by the ADC 13 1, data is distributed to the FIR14 1 and FIR14 3.
  • the design was not made in consideration of the properties of the short-distance mode and the long-distance mode, an ADC was provided for each receiving channel.
  • the design is made in consideration of the difference between the short-distance mode and the long-distance mode. Therefore, as shown in FIG. 1, the number of ADCs can be reduced to 1/2. As a result, even if the number of receiving channels increases, it is possible to suppress an increase in the size, manufacturing cost, and power consumption of the radar device.
  • FIG. 6 is a time chart showing the sampling timing of the ADC 13 in the short-distance mode and the long-distance mode of the embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing a data flow in the short-distance mode and the long-distance mode of the embodiment.
  • FIGS. 6 and 7 the data in the reception 1ch and the reception 3ch are shown as an example. Specifically, the waveform of the received signal in the short-distance mode is shown on the left side of FIG. 6, and the waveform of the received signal in the long-distance mode is shown on the right side of FIG. Further, the upper part of FIG. 7 shows the data flow in the short-distance mode, and the lower part of FIG. 7 shows the data flow in the long-distance mode.
  • ⁇ t is the data output interval in each receiving channel.
  • the through terminals of the MUX 20 are alternately switched at the sampling cycle of the ADC 13.
  • the FIR output rate per channel in the short-distance mode is “fs”
  • the FIR output rate per channel in the long-distance mode is “fs / 2”.
  • the data acquisition timing of the ADC 13 is deviated by the sampling cycle between the multiplexed reception channels as shown in the waveform on the right side of FIG.
  • the timing shift for the sampling period becomes a phase error of the received signal between the multiplexed reception channels.
  • the target detection accuracy of the radar device 100 is affected.
  • the receiving antenna 1 is arranged on the array in the horizontal direction, the angle measurement accuracy of the target in the horizontal direction may deteriorate. Therefore, it is a desirable embodiment to correct the timing deviation for the sampling cycle.
  • two examples of timing deviation correction processing will be shown separately for (1) and (2).
  • (1) MCU correction at the time of radar signal processing Arithmetic processing for obtaining radar information such as the distance to the target, the relative speed of the target, and the direction of the target is performed by FFT15.
  • FFT15 In the far-mode, as described above, by the switching operation of the MUX 20, in between the FFT 15 1 and FFT 15 3, the timing offset of the sampling cycle occurs. The same applies between FFT15 2 and FFT15 4 , FFT15 5 and FFT15 7 , and between FFT15 6 and FFT15 8.
  • the phase difference due to this timing shift is called “received phase difference" and is represented by " ⁇ fs".
  • the FFT 15 performs a correction process for back-calculating the reception phase difference ⁇ fs generated between the multiplexed reception channels. This correction process can be performed on the result after the FFT process. Since the MUX 20 is not switched in the short-distance mode, it is not necessary to correct the reception phase difference ⁇ fs.
  • reception phase difference ⁇ fs due to the switching operation of the MUX 20 occurs.
  • the reception phase difference [Delta] [theta] fs also occurs between FIR14 1 and FIR14 3, FIR14 2 and FIR14 4, FIR14 5 and FIR14 7, and FIR14 6 and FIR14 8.
  • the FIR 14 has a property that the signal phase is shifted by half a cycle of the FIR output rate when the number of taps is an odd number and an even number.
  • the reception phase difference ⁇ fs can be canceled by individually setting the number of taps between the multiplexed reception channels to an odd number and an even number.
  • the number of taps is individually set to an odd number and an even number between FIR14 1 and FIR14 3.
  • the difference between the odd number and the even number referred to here is 1.
  • FIR14 2 and FIR14 4 FIR14 5 and FIR14 7, and FIR14 relationship between 6 and FIR14 8 is similar.
  • the number of taps of all FIR14s is made common so that they are the same. If it is set in this way, the correction of the reception phase difference ⁇ fs is not performed.
  • the radar device has a first mode for detecting a relatively long-distance target and a second mode for detecting a relatively short-distance target. ..
  • the antenna section, the high-frequency circuit, and the baseband circuit are configured with four natural reception channels.
  • the number of receiving channels which is the number of receiving channels that perform conversion processing to the baseband signal, is smaller in the second mode than in the first mode, and the conversion processing speed is second than that in the first mode. Mode is faster.
  • the configuration shown in the above embodiment is an example, and can be combined with another known technique, and a part of the configuration is omitted or changed without departing from the gist. It is also possible.

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Abstract

レーダ装置（１００）は、レーダ波を空間に放射するアンテナ部（１６）と、レーダ波の物標からの反射波を、アンテナ部（１６）を介して受信する高周波回路（１７）と、高周波回路（１７）から出力される受信信号をデジタル値のベースバンド信号に変換するベースバンド回路（１８）とを備える。レーダ装置（１００）は、相対的に遠距離の物標を検出する第１のモードと、相対的に近距離の物標を検出する第２のモードとを有する。アンテナ部（１６）、高周波回路（１７）及びベースバンド回路（１８）には、４以上の受信チャネルが構成され、ベースバンド信号への変換処理を行う受信チャネルの数である受信チャネル数は第１のモードよりも第２のモードの方が少なく、変換処理の速度は第１のモードよりも第２のモードの方が速い。

Description

レーダ装置
　本開示は、物標の検出を行うレーダ装置に関する。
　下記特許文献１には、高速変調（Ｆａｓｔ　Ｃｈｉｒｐ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＦＣＭ）レーダに適用可能な周波数変調技術が開示されている。ＦＣＭレーダは、構成の容易さ、ベースバンド処理する送受信のビート信号の周波数帯域が比較的低周波数となり、取り扱いが容易であるといった特徴を有している。この特徴により、ＦＣＭレーダは、自動車衝突防止ミリ波レーダとして普及してきており、将来的には自動運転用のセンサの１つとしての利用が期待されている。
特許第６３５１９１０号公報
　しかしながら、上記特許文献１に記載のＦＣＭレーダは、受信チャネル毎にアナログデジタル変換器（Ａｎａｌｏｇ　ｔｏ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：ＡＤＣ）が接続される構成である。このため、ＦＣＭレーダの受信チャネル数が増加すると、ＡＤＣの数も増加し、ＦＣＭレーダのサイズ、製造コスト及び消費電力が増大するという課題がある。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、受信チャネル数が増加しても、サイズ、製造コスト及び消費電力の増大を抑制できるレーダ装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示に係るレーダ装置は、レーダ波を空間に放射するアンテナ部と、レーダ波の物標からの反射波を、アンテナ部を介して受信する高周波回路と、高周波回路から出力される受信信号をデジタル値のベースバンド信号に変換するベースバンド回路とを備える。レーダ装置は、相対的に遠距離の物標を検出する第１のモードと、相対的に近距離の物標を検出する第２のモードとを有する。アンテナ部、高周波回路及びベースバンド回路には、４以上の受信チャネルが構成される。ベースバンド信号への変換処理を行う受信チャネルの数である受信チャネル数は、第１のモードよりも前記第２のモードの方が少なく、変換処理の速度は、第１のモードよりも第２のモードの方が速い。
　本開示に係るレーダ装置によれば、受信チャネル数が増加しても、サイズ、製造コスト及び消費電力の増大を抑制できるという効果を奏する。
実施の形態に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図 実施の形態におけるＭＣＵ（Ｍｉｃｒｏ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｕｎｉｔ）の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図 実施の形態の近距離モード及び遠距離モードにおける動作説明に供する第１の図 実施の形態の近距離モード及び遠距離モードにおける動作説明に供する第２の図 実施の形態の近距離モード及び遠距離モードにおける動作説明に供する第３の図 実施の形態の近距離モード及び遠距離モードにおけるＡＤＣのサンプリングタイミングを示すタイムチャート 実施の形態の近距離モード及び遠距離モードにおけるデータフローを示す図
　以下に添付図面を参照し、本開示の実施の形態に係るレーダ装置について詳細に説明する。なお、以下の実施の形態では、ＦＣＭレーダを例示して説明するが、ＦＣＭレーダ以外の他のレーダ装置への適用を除外する趣旨ではない。また、以下では、電気的な接続と物理的な接続とを特に区別せずに、単に「接続」と称して説明する。
実施の形態．
　図１は、実施の形態に係るレーダ装置１００の構成例を示すブロック図である。実施の形態に係るレーダ装置１００は、図１に示すように、アンテナ部１６と、参照信号ＲＥＦ（ＲＥＦｅｒｅｎｃｅ　ｓｉｇｎａｌ）を発生する参照信号源２１と、高周波回路１７と、ベースバンド回路１８と、ＭＣＵ１９とを具備する。高周波回路１７、ベースバンド回路１８及び参照信号源２１は「送受信部」を構成し、ＭＣＵ１９は「信号処理部」を構成する。
　アンテナ部１６は、受信アレイ１６ａと、送信アレイ１６ｂとを具備する。受信アレイ１６ａは、受信アンテナ１１～１８を具備する。送信アレイ１６ｂは、送信アンテナ２１，２２を具備する。レーダ装置１００が自動車衝突防止ミリ波レーダとして用いられる場合、受信アンテナ１１～１８及び送信アンテナ２１，２２は、水平方向、且つ自動車の進行方向に直交する方向に配列される。なお、以下において、受信アンテナ１１～１８を、それぞれ「第１の受信アンテナ」～「第８の受信アンテナ」と記載する場合がある。
　受信アンテナ１１～１８及び送信アンテナ２１，２２におけるそれぞれの下付き文字は、チャネル（ｃｈａｎｎｅｌ：ｃｈ)を識別するために付されている。なお、以下の記載において、受信アンテナ１１～１８のそれぞれを個々に区別しない場合は、添字を省略して「受信アンテナ１」と表記し、送信アンテナ２１，２２のそれぞれを個々に区別しない場合は、添字を省略して「送信アンテナ２」と表記する。この表記は、添字を付して識別する下述の他の構成部にも適用する。
　また、チャネルとは、１つの受信アンテナ１又は１つの送信アンテナ２によって処理される送受信部及び信号処理部の構成要素を含めた一纏まりの処理単位である。以下、受信アンテナ１のチャネルを「受信チャネル」と呼び、送信アンテナ２のチャネルを「送信チャネル」と呼ぶ。図１において、受信チャネルの数である受信チャネル数は８であり、送信チャネルの数である送信チャネル数は２である。以下、受信アンテナ１１に接続される受信チャネルを「受信１ｃｈ」と表記する。受信アンテナ１２～１８に接続される受信チャネル、及び送信アンテナ２２，２８に接続される送信チャネルについても同様に表記する。なお、図１に示す各チャネル数は一例であり、これらの例に限定されない。
　高周波回路１７は、電圧制御発振器（Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：ＶＣＯ）７と、ループフィルタ（Ｌｏｏｐ　Ｆｉｌｔｅｒ：ＬＦ）８と、位相同期制御回路（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ：ＰＬＬ）９と、チャープ信号（Ｃｈｉｒｐ　Ｓｉｇｎａｌ）の生成器であるチャープ信号生成器１０とを具備する。以下、「電圧制御発振器」を「ＶＣＯ」と記載し、「ループフィルタ」を「ＬＦ」と記載し、「位相同期制御回路」を「ＰＬＬ」と記載する。ＶＣＯ７、ＬＦ８、ＰＬＬ９及びチャープ信号生成器１０は、ローカル部１７ａを構成する。
　また、高周波回路１７は、パワーアンプ（Ｐｏｗｅｒ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＰＡ）６１，６２と、低雑音増幅器（Ｌｏｗ　Ｎｏｉｓｅ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＬＮＡ）３１～３８と、ミキサ（Ｍｉｘｅｒ：ＭＩＸ）４１～４８と、中間周波増幅器（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＩＦＡ）５１～５８とを具備する。以下、「パワーアンプ」を「ＰＡ」と記載し、「低雑音増幅器」を「ＬＮＡ」と記載し、「ミキサ」を「ＭＩＸ」と記載し、「中間周波増幅器」を「ＩＦＡ」と記載する。
　ベースバンド回路１８は、ベースバンド増幅器（Ｂａｓｅ　Ｂａｎｄ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＢＢＡ）１１１～１１８と、バンドパスフィルタ（Ｂａｎｄ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ：ＢＰＦ）１２１～１２８と、マルチプレクサ（ＭＵｌｔｉｐｌｅＸｅｒ：ＭＵＸ）２０１～２０４と、ＡＤＣ１３１～１３４と、ＦＩＲフィルタ（Ｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｌｕｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ　Ｆｉｌｔｅｒ）１４１～１４８とを具備する。ＦＩＲフィルタは、デジタルフィルタの一例である。以下、「ベースバンド増幅器」を「ＢＢＡ」と記載し、「バンドパスフィルタ」を「ＢＰＦ」と記載し、「マルチプレクサ」を「ＭＵＸ」と記載する。また、「ＦＩＲフィルタ」を「ＦＩＲ」と略す。また、以下において、ＭＵＸ２０１～２０４を、それぞれ「第１のマルチプレクサ」～「第４のマルチプレクサ」と記載する場合がある。
　ＭＣＵ１９は、フーリエ変換（Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理として高速フーリエ変換（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：ＦＦＴ）を行うＦＦＴ処理部１５１～１５８を具備する。以下、「ＦＦＴ処理部」を「ＦＦＴ」と略す。
　次に、レーダ装置１００の基本的な動作について説明する。
　ＰＬＬ９には、参照信号ＲＥＦと、チャープ信号生成器１０によって生成されるチャープ信号とが入力される。ＰＬＬ９は、チャープ信号による変調パターンで参照信号ＲＥＦを周波数変調する。ＰＬＬ９によって周波数変調された信号は、ＬＦ８によって帯域制限され、ＶＣＯ７へ入力される。ＶＣＯ７は、ＰＬＬ９と連携し、周波数変調された高周波信号を出力する。ＶＣＯ７から出力される高周波信号には、鋸波のアップチャープ信号又は鋸波のダウンチャープ信号が含まれる。アップチャープ信号は、時間の経過に伴って周波数が高くなる信号である。ダウンチャープ信号は、時間の経過に伴って周波数が低くなる信号である。
　ＰＡ６は、高周波信号を所望の電力まで増幅し、増幅した高周波信号を送信アンテナ２へ出力する。送信アンテナ２は、高周波信号を電波であるレーダ波に変換し、変換したレーダ波を空間に放射する。
　高周波回路１７は、送信されたレーダ波の物標からの反射波を、アンテナ部１６の受信アレイ１６ａを介して受信し、受信した信号を後段のベースバンド回路１８に伝送する機能を有する。
　上記の機能を実現するため、ＬＮＡ３は、受信した信号を増幅する。ＭＩＸ４は、ＬＮＡ３から出力される信号をローカル部１７ａから出力されるローカル信号を使用してダウンコンバートする。ＩＦＡ５は、ダウンコンバートされた信号を所望の信号強度に増幅する。なお、ＦＣＭレーダでは、ローカル信号は直線的に変調される。これにより、ＭＩＸ４から出力される信号は、一般的には正弦波信号になる。以下、高周波回路１７から出力される信号を「受信信号」と呼ぶ。
　ベースバンド回路１８は、高周波回路１７から出力される受信信号をデジタル値のベースバンド信号に変換する機能を有する。
　上記の機能を実現するため、ＢＢＡ１１は、高周波回路１７から出力される受信信号を増幅する。ＢＰＦ１２は、ＢＢＡ１１が増幅した信号の帯域を制限する。ＢＰＦ１２によって帯域制限された信号は、ＭＵＸ２０を介してＡＤＣ１３に伝送される。ＭＵＸ２０の構成及び動作の詳細については、後述する。
　ＡＤＣ１３は、ＭＵＸ２０から出力されるアナログ信号をデジタル値に変換する。ＦＩＲ１４は、ＡＤＣ１３によって変換されたデジタル値の信号に対して帯域制限及びデシメーション処理を行う。帯域制限及びデシメーション処理されたデジタル値のベースバンド信号は、ＭＣＵ１９に伝送される。
　ＭＣＵ１９は、ベースバンド回路１８から出力されるベースバンド信号を使用して、物標までの距離、物標の相対速度、物標の方位といったレーダ情報を得るための演算処理を行う。この演算処理は、ＦＦＴ１５によって実施される。
　次に、実施の形態に係るレーダ装置１００が有する動作モードについて説明する。実施の形態に係るレーダ装置１００は、遠距離モードと、近距離モードとを有する。遠距離モードは、相対的に遠距離の物標を検出するモードである。近距離モードは、相対的に近距離の物標を検出するモードである。なお、以下において、遠距離モードを「第１のモード」と記載し、近距離モードを「第２のモード」と記載する場合がある。また、第１のモードによる物標の検出処理を「第１の検出処理」と記載し、第２のモードによる物標の検出処理を「第２の検出処理」と記載する場合がある。なお、詳細な内容は後述するが、遠距離モードではＡＤＣ１３は相対的に低速で動作し、近距離モードではＡＤＣ１３は相対的に高速で動作する。
　次に、ＭＵＸ２０の構成、接続及び機能について説明する。図１には、４つのＭＵＸ２０１～２０４が示されている。即ち、ＭＵＸ２０の数は、受信チャネル数の１／２である。これに対し、ＬＮＡ３、ＭＩＸ４、ＩＦＡ５、ＢＢＡ１１、ＢＰＦ１２、ＦＩＲ１４及びＦＦＴ１５は、受信アレイ１６ａにおける各受信アンテナ１の並びに１対１に対応して設けられている。即ち、ＬＮＡ３、ＭＩＸ４、ＩＦＡ５、ＢＢＡ１１、ＢＰＦ１２、ＦＩＲ１４及びＦＦＴ１５の各部の数は、受信チャネル数と同数である。
　各ＭＵＸ２０は、２つの入力端子２０ａ，２０ｂと、１つの出力端子２０ｃと、を具備する。図１において、各ＭＵＸ２０における入力端子２０ａ，２０ｂの並びは、受信アレイ１６ａにおける受信アンテナ１の並びに１対１に対応している。
　ベースバンド回路１８において、ＭＵＸ２０１の入力端子２０ａはＢＰＦ１２１の出力端子と接続され、ＭＵＸ２０１の入力端子２０ｂはＢＰＦ１２３の出力端子と接続される。ＭＵＸ２０２の入力端子２０ａはＢＰＦ１２２の出力端子と接続され、ＭＵＸ２０２の入力端子２０ｂはＢＰＦ１２４の出力端子と接続される。ＭＵＸ２０３の入力端子２０ａはＢＰＦ１２５の出力端子と接続され、ＭＵＸ２０３の入力端子２０ｂはＢＰＦ１２７の出力端子と接続される。ＭＵＸ２０４の入力端子２０ａはＢＰＦ１２６の出力端子と接続され、ＭＵＸ２０４の入力端子２０ｂはＢＰＦ１２８の出力端子と接続される。即ち、ＭＵＸ２０１の入力端子２０ｂ及びＭＵＸ２０２の入力端子２０ａには、ＢＰＦ１２２及びＢＰＦ１２３から出力される信号が構成要素の並びに反してクロスして入力される。また、ＭＵＸ２０３の入力端子２０ｂ及びＭＵＸ２０４の入力端子２０ａには、ＢＰＦ１２６及びＢＰＦ１２７から出力される信号が構成要素の並びに反してクロスして入力される。
　ＭＵＸ２０は、ＢＰＦ１２を通過した２つの信号を順次切り替えて多重化してＡＤＣ１３に出力する機能を有する。これにより、ＭＵＸ２０における入力端子２０ａ，２０ｂのうちの何れか一方の端子には、ＭＵＸ２０の切り替え動作によって、受信アンテナ１１～１８の並びに１対１に対応する受信アンテナに隣接する何れか一方の受信アンテナからの出力信号が入力される構成となる。これにより、ＡＤＣ１３の数もＭＵＸ２０と同数でよく、受信チャネル数の１／２で済む。なお、以下において、入力端子２０ａを「第１の入力端子」と記載し、入力端子２０ｂを「第２の入力端子」と記載する場合がある。
　なお、図１では、受信チャネル数を８としているが、受信チャネル数を４としてもよい。また、本実施の形態の効果を最大限に得るには、受信チャネル数が４の自然数倍であることが理想的であるが、４の自然数倍でなくてもよい。例えば、受信チャネル数を６としてもよい。受信チャネル数が６である場合、２つの受信チャネルに属するＢＰＦ１２とＡＤＣ１３とは、ＭＵＸ２０を用いずに接続することができる。このように構成しても、４つの受信チャネルは、本実施の形態の効果を享受することができる。
　図２は、実施の形態におけるＭＣＵ１９の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。ＭＣＵ１９におけるＦＦＴ１５の機能を実現する場合には、図２に示すように、演算処理を行うＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）８２と、外部の装置との間の入出力インタフェースである入出力部８３と、プログラム格納領域及びデータ格納領域を含むＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）８４と、不揮発性メモリであるＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）８５とを備えたコンピュータ８０を用いることができる。ＣＰＵ８２は、マイクロプロセッサ、マイコン、プロセッサ、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段であってもよい。
　ＲＯＭ８５には、各種処理のためのプログラム及び各種処理において参照されるデータベースが格納されている。プログラム及びデータベースは、ＲＯＭ８５以外に、読み取り及び書き込みが可能な記録媒体に記録されたものでもよい。記録媒体は、ハードディスク装置、可搬型記録媒体であるＣＤ－ＲＯＭ、ＤＶＤディスク、ＵＳＢメモリ、又は、半導体メモリであるフラッシュメモリの何れであってもよい。
　プログラムは、ＲＡＭ８４にロードされる。ＣＰＵ８２は、ＲＡＭ８４内のプログラム格納領域にてプログラムを展開し、入出力部８３を介して必要な情報の授受を行うことにより、各種処理を実行する。ＲＡＭ８４内のデータ格納領域は、各種処理の実行における作業領域とされる。上述したＭＣＵ１９の機能及び後述するＭＣＵ１９の機能は、ＣＰＵ８２を使用して実現される。
　次に、実施の形態の近距離モード及び遠距離モードにおける動作について、図３から図５の図面を参照して説明する。図３は、実施の形態の近距離モード及び遠距離モードにおける動作説明に供する第１の図である。図４は、実施の形態の近距離モード及び遠距離モードにおける動作説明に供する第２の図である。図５は、実施の形態の近距離モード及び遠距離モードにおける動作説明に供する第３の図である。
　前述したように、図１に示すレーダ装置１００は、合計８ｃｈの受信チャネルを備えている。近距離モードにおいては、水平ビームを広角に広げ、且つ距離方向の分解能を高める観点から、受信１ｃｈ～８ｃｈの全てを使用せず、受信３ｃｈ～６ｃｈのみを使用する。一方、遠距離モードにおいては、水平ビームを絞るため、受信１ｃｈ～８ｃｈの全てを使用する。なお、遠距離モードにおいては、近距離モード程の距離方向の分解能は要求されないため、距離方向の分解能を近距離モードよりも小さくすることができる。
　上記の実施態様により、遠距離モードによる第１の検出処理に寄与する受信アンテナの数は、近距離モードによる第２の検出処理に寄与する受信アンテナの数よりも多くなる。また、受信アレイ１６ａに属する全ての受信アンテナ１が第１の検出処理に寄与するのに対し、受信アレイ１６ａに属する一部の受信アンテナ１が第２の検出処理に寄与することになる。また、第２の検出処理に寄与する受信アンテナ１は、受信アレイ１６ａ内において互いに隣接する関係となっている。
　図３には、近距離モード及び遠距離モードで使用される変調信号が示されている。変調信号は、ローカル部１７ａで生成されるローカル信号である。具体的に、図３の左側には、近距離モードで使用されるＮＮ個の鋸波状の変調信号が示されている。図３の右側には、遠距離モードで使用されるＮＦ個の鋸波状の変調信号が示されている。これらの変調信号は、送信アンテナ２を介して空間に放射される。
　図３に示されるように、近距離モードで使用される変調信号は、遠距離モードで使用される変調信号よりも、単位時間あたりの周波数偏位が大きくなっている。近距離モード及び遠距離モードで使用される、鋸波の数、即ちＮＮ及びＮＦの値は任意である。即ち、ＮＮ＝ＮＦであってもよいし、ＮＮ≠ＮＦであってもよい。
　また、図３において、ハッチングで示される期間は、ＡＤＣデータの取得区間である。取得区間は、変調信号の１周期におけるＡＤＣ１３の動作期間である。ＡＤＣデータは、ＡＤＣ１３によって変換されたデジタル値を指している。前述したように、近距離モードでは、距離方向の分解能を遠距離モードよりも高くする必要がある。このため、近距離モードでは、より広帯域な受信帯域幅が必要であり、遠距離モードの２倍のサンプリングレートが得られるようにサンプリング処理が行われる。
　図４には、近距離モード及び遠距離モードにおけるＭＵＸ２０の動作が表形式で示されている。レーダ装置１００が近距離モードで動作するとき、ＭＵＸ２０１への入力信号は受信３ｃｈに常時固定され、ＭＵＸ２０２への入力信号は受信４ｃｈに常時固定され、ＭＵＸ２０３への入力信号は受信５ｃｈに常時固定され、ＭＵＸ２０１への入力信号は受信６ｃｈに常時固定される。これにより、ＭＵＸ２０１，２０２における入力端子２０ａはオープン端子となり、ＭＵＸ２０３，２０４における入力端子２０ｂはオープン端子となる。オープン端子はスルー端子と言い替えてもよい。図１には、これらの接続状態が示されている。ＭＵＸ２０１には入力端子２０ｂを通じて、受信３ｃｈに属するＢＰＦ１２３の出力が入力されるため、ＡＤＣ１３１の出力は同じ受信３ｃｈに属するＦＩＲ１４３に入力される。他も同様であり、ＡＤＣ１３２の出力は受信４ｃｈに属するＦＩＲ１４４に入力され、ＡＤＣ１３３の出力は受信５ｃｈに属するＦＩＲ１４５に入力され、ＡＤＣ１３４の出力は受信６ｃｈに属するＦＩＲ１４６に入力される。
　レーダ装置１００が遠距離モードで動作するとき、ＭＵＸ２０１は受信１ｃｈと受信３ｃｈとを切り替える。以下同様に、ＭＵＸ２０２は受信２ｃｈと受信４ｃｈとを切り替え、ＭＵＸ２０３は受信５ｃｈと受信７ｃｈとを切り替え、ＭＵＸ２０４は受信６ｃｈと受信８ｃｈとを切り替える。各ＭＵＸ２０において、２つの受信ｃｈの切り替えは、ＡＤＣ１３のサンプリング周波数と同じ速度で行われる。即ち、ＭＵＸ２０において、信号入力をスルーさせる端子は、サンプリング周波数の逆数であるサンプリング周期で交互に切り替えられる。
　以上の動作を纏めたものが図５である。図５には、近距離モード及び遠距離モードにおける受信チャネル総数と、ＡＤＣ出力のサンプリングレートが示されている。ｆｓはサンプリング周波数である。ＡＤＣ出力のサンプリングレートは、１ｃｈあたりのＦＩＲ出力レートと言い替えることができる。受信チャネル総数は、前述した通りであり、遠距離モードは、近距離モードの２倍となる。一方、ＡＤＣ出力のサンプリングレートは、近距離モードが、遠距離モードの２倍となる。
　ＡＤＣ１３は、近距離モードであるか、遠距離モードであるかに関わらず、常に同じサンプリング周波数ｆｓでサンプリングする。ここで、近距離モードにおいては、ＡＤＣ１３でサンプリングされたデータは、取得したチャネル番号に対応するＦＩＲ１４に転送される。受信３ｃｈのデータであれば、ＡＤＣ１３１で取得されたデータが、ＦＩＲ１４３に転送される。他も同様である。
　遠距離モードにおいては、サンプリング周期でＭＵＸ２０への信号入力が切り替えられ、ＭＵＸ２０で受信データが多重化された後にＡＤＣ１３でサンプリングされる。ＡＤＣ１３でサンプリングされたデータは、チャネル番号に対応するＦＩＲ１４に振り分けられる。受信１ｃｈ及び受信３ｃｈのデータの場合、ＡＤＣ１３１で取得された後に、ＦＩＲ１４１とＦＩＲ１４３とにデータが振り分けられる。
　従来は、近距離モードと遠距離モードとの性質を考慮する設計がなされていないため、受信チャネル毎にＡＤＣが設けられていた。これに対し、本実施の形態では、近距離モードと遠距離モードとの差異を考慮した設計がなされている。このため、図１に示すように、ＡＤＣ数を１／２に削減することができる。これにより、受信チャネル数が増加しても、レーダ装置のサイズ、製造コスト及び消費電力の増大を抑制することが可能となる。
　次に、実施の形態に係るレーダ装置１００における実施上の着意事項について、図６及び図７の図面を参照して説明する。図６は、実施の形態の近距離モード及び遠距離モードにおけるＡＤＣ１３のサンプリングタイミングを示すタイムチャートである。図７は、実施の形態の近距離モード及び遠距離モードにおけるデータフローを示す図である。
　図６及び図７では、受信１ｃｈ及び受信３ｃｈにおけるデータが一例として示されている。具体的に、図６の左側には近距離モードにおける受信信号の波形が示され、図６の右側には遠距離モードにおける受信信号の波形が示されている。また、図７の上段部には近距離モードにおけるデータフローが示され、図７の下段部には遠距離モードにおけるデータフローが示されている。図６において、Δｔは、各受信チャネルにおけるデータ出力間隔である。
　前述したように、遠距離モードでは、ＡＤＣ１３のサンプリング周期で交互にＭＵＸ２０のスルー端子が切り替えられる。一方、近距離モードでは、１つの受信チャネルに固定される。このため、図６に示されるように、近距離モードでは、Δｔ＝１／ｆｓとなる。また、遠距離モードでは、受信チャネル間で見れば、Δｔ＝１／ｆｓとなるが、１つの受信チャネルで見れば、Δｔ＝２／ｆｓとなる。従って、１ｃｈあたりのＦＩＲ出力レートは、遠距離モードでは、近距離モードの１／２となる。また、図７に示されるように、近距離モードにおける１ｃｈあたりのＦＩＲ出力レートは「ｆｓ」となり、遠距離モードにおける１ｃｈあたりのＦＩＲ出力レートは「ｆｓ／２」となる。
　また、ＭＵＸ２０の切替動作により、遠距離モードでは、ＡＤＣ１３のデータ取得タイミングが、図６の右側の波形に示されるように、多重化された受信チャネル間でサンプリング周期分ずれることになる。ＡＤＣ１３において、サンプリング周期分のタイミングずれは、多重化された受信チャネル間で受信信号の位相誤差となる。その結果として、レーダ装置１００の物標検出精度に影響を与える。受信アンテナ１を水平方向にアレイ上に配置した場合、水平方向における物標の測角精度が劣化する可能性がある。このため、サンプリング周期分のタイミングずれの補正を行うことが望ましい実施形態となる。以下、タイミングずれ補正処理の実施例を（１）と（２）に分けて２通り示す。（１）及び（２）のうちの何れかの補正処理を適応することで、サンプリング周期分のタイミングずれは補正される。
（１）レーダ信号処理時のＭＣＵ補正
　物標までの距離、物標の相対速度、物標の方位といったレーダ情報を得るための演算処理は、ＦＦＴ１５で実施される。ここで、遠距離モードにおいては、前述したように、ＭＵＸ２０の切り替え動作によって、ＦＦＴ１５１とＦＦＴ１５３との間においては、サンプリング周期分のタイミングずれが生じる。ＦＦＴ１５２とＦＦＴ１５４、ＦＦＴ１５５とＦＦＴ１５７、及びＦＦＴ１５６とＦＦＴ１５８間においても同様である。ここでは、このタイミングずれによる位相差を「受信位相差」と呼び、「Δθｆｓ」で表す。ＦＦＴ１５は、多重化される受信チャネル間で生じた受信位相差Δθｆｓを逆算的にキャンセルする補正処理を行う。この補正処理は、ＦＦＴ処理後の結果に対して行うことが可能である。なお、近距離モードにおいては、ＭＵＸ２０の切り替え動作を行わないので、受信位相差Δθｆｓの補正は不要である。
（２）ＡＤＣデータ取得後のＦＩＲ補正
　前述したように、遠距離モードにおいては、ＭＵＸ２０の切り替え動作に起因する受信位相差Δθｆｓが生ずる。この受信位相差Δθｆｓは、ＦＩＲ１４１とＦＩＲ１４３、ＦＩＲ１４２とＦＩＲ１４４、ＦＩＲ１４５とＦＩＲ１４７、及びＦＩＲ１４６とＦＩＲ１４８間でも生じる。ＦＩＲ１４には、タップ数が奇数個と偶数個の場合で比較すると、ＦＩＲ出力レートの半周期分だけ信号位相がずれるという性質がある。そこで、遠距離モードにおいては、多重化される受信チャネル間でタップ数を奇数個と偶数個とに個別設定するようにすれば、受信位相差Δθｆｓをキャンセルすることができる。具体的には、ＦＩＲ１４１とＦＩＲ１４３との間で、タップ数を奇数個と偶数個とに個別設定する。なお、ここで言う奇数個と偶数個との間の差は１であることは言うまでもない。ＦＩＲ１４２とＦＩＲ１４４、ＦＩＲ１４５とＦＩＲ１４７、及びＦＩＲ１４６とＦＩＲ１４８間の関係も同様である。なお、近距離モードにおいては、全てのＦＩＲ１４のタップ数が、同一となるように共通化しておく。このように設定しておけば、受信位相差Δθｆｓの補正は実施されない。
　以上説明したように、実施の形態に係るレーダ装置は、相対的に遠距離の物標を検出する第１のモードと、相対的に近距離の物標を検出する第２のモードとを有する。アンテナ部、高周波回路及びベースバンド回路には、４の自然数倍の受信チャネルが構成される。そして、ベースバンド信号への変換処理を行う受信チャネルの数である受信チャネル数は第１のモードよりも第２のモードの方が少なく、変換処理の速度は第１のモードよりも第２のモードの方が速い。このように構成すれば、受信チャネル数が増加しても、ＡＤＣの増加を抑制することができる。これにより、レーダ装置のサイズ、製造コスト及び消費電力の増大を抑制することが可能となる。
　なお、以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１，１１～１８　受信アンテナ、２，２１，２２　送信アンテナ、３，３１～３８　ＬＮＡ、４，４１～４８　ＭＩＸ、５，５１～５８　ＩＦＡ、６，６１，６２　ＰＡ、７　ＶＣＯ、８　ＬＦ、９　ＰＬＬ、１０　チャープ信号生成器、１１，１１１～１１８　ＢＢＡ、１２，１２１～１２８　ＢＰＦ、１３，１３１～１３４　ＡＤＣ、１４，１４１～１４８　ＦＩＲ、１５，１５１～１５８　ＦＦＴ、１６　アンテナ部、１６ａ　受信アレイ、１６ｂ　送信アレイ、１７　高周波回路、１７ａ　ローカル部、１８　ベースバンド回路、１９　ＭＣＵ、２０，２０１～２０４　ＭＵＸ、２０ａ，２０ｂ　入力端子、２０ｃ　出力端子、２１　参照信号源、８０　コンピュータ、８２　ＣＰＵ、８３　入出力部、８４　ＲＡＭ、８５　ＲＯＭ、１００　レーダ装置。

Claims (13)

  1. 　レーダ波を空間に放射するアンテナ部と、前記レーダ波の物標からの反射波を、前記アンテナ部を介して受信する高周波回路と、前記高周波回路から出力される受信信号をデジタル値のベースバンド信号に変換するベースバンド回路と、を備えたレーダ装置であって、
    　相対的に遠距離の前記物標を検出する第１のモードと、相対的に近距離の前記物標を検出する第２のモードとを有し、
    　前記アンテナ部、前記高周波回路及び前記ベースバンド回路には、４以上の受信チャネルが構成され、
    　前記ベースバンド信号への変換処理を行う前記受信チャネルの数である受信チャネル数は、前記第１のモードよりも前記第２のモードの方が少なく、
    　前記変換処理の速度は、前記第１のモードよりも前記第２のモードの方が速い
    　ことを特徴とするレーダ装置。
  2. 　前記アンテナ部、前記高周波回路及び前記ベースバンド回路には、４の自然数倍の受信チャネルが構成される
    　ことを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
  3. 　前記アンテナ部は、前記物標からの反射波を受信する前記受信チャネル数分の受信アンテナを具備し、
    　前記第１のモードによる第１の検出処理に寄与する受信アンテナの数は、前記第２のモードによる第２の検出処理に寄与する受信アンテナの数よりも多い
    　ことを特徴とする請求項１又は２に記載のレーダ装置。
  4. 　前記受信チャネル数分の前記受信アンテナによって受信アレイが構成され、
    　前記受信アレイに属する全ての前記受信アンテナが前記第１の検出処理に寄与し、
    　前記受信アレイに属する一部の前記受信アンテナが前記第２の検出処理に寄与する
    　ことを特徴とする請求項３に記載のレーダ装置。
  5. 　前記第２の検出処理に寄与する前記受信アンテナは、前記受信アレイ内において互いに隣接している
    　ことを特徴とする請求項４に記載のレーダ装置。
  6. 　前記ベースバンド回路は、
    　入力される２つの信号を順次切り替えて多重化して出力するマルチプレクサと、
    　前記マルチプレクサから出力されるアナログ信号をデジタル値に変換するアナログデジタル変換器と、
    　を備え、
    　前記マルチプレクサ及び前記アナログデジタル変換器の数は、前記受信チャネル数の１／２である
    　ことを特徴とする請求項４又は５に記載のレーダ装置。
  7. 　前記マルチプレクサは、２つの入力端子である第１及び第２の入力端子と、１つの出力端子とを有し、
    　前記出力端子には、前記アナログデジタル変換器が接続され、
    　前記入力端子には、前記高周波回路から出力される前記受信信号が入力され、
    　前記受信チャネル数の１／２の前記マルチプレクサにおける前記入力端子の並びは、前記受信アレイにおける前記受信アンテナの並びに１対１に対応しており、
    　前記第１及び第２の入力端子のうちの何れか一方には、前記受信アンテナの並びに１対１に対応する受信アンテナに隣接する何れか一方の受信アンテナからの出力信号が入力される
    　ことを特徴とする請求項６に記載のレーダ装置。
  8. 　前記第１のモードで動作するとき、前記マルチプレクサは、前記第１及び第２の入力端子に入力される信号を交互に切り替え、
    　前記第２のモードで動作するとき、前記マルチプレクサへの信号入力は、前記第１及び第２の入力端子のうちの何れかに固定される
    　ことを特徴とする請求項７に記載のレーダ装置。
  9. 　前記第１のモードで動作するとき、前記マルチプレクサにおける入力信号の切り替えは、前記受信信号をデジタル値に変換する際のサンプリング周波数の逆数であるサンプリング周期で行われる
    　ことを特徴とする請求項８に記載のレーダ装置。
  10. 　前記ベースバンド回路は、
    　前記アナログデジタル変換器によって変換されたデジタル値の信号に対して帯域制限を行うデジタルフィルタを備え、
    　前記第１のモードで動作するとき、前記デジタルフィルタのタップ数は、多重化される受信チャネル間で奇数個と偶数個とに個別設定され、
    　前記第２のモードで動作するとき、前記デジタルフィルタのタップ数は、全ての前記デジタルフィルタで同一となるように設定される
    　ことを特徴とする請求項８又は９に記載のレーダ装置。
  11. 　レーダ情報を得るためのフーリエ変換処理を行う信号処理部を備え、
    　前記信号処理部は、前記フーリエ変換処理の結果に対して、多重化される受信チャネル間で生じた受信位相差を逆算的にキャンセルする補正処理を行う
    　ことを特徴とする請求項８又は９に記載のレーダ装置。
  12. 　前記受信チャネル数が４であるとき、
    　前記マルチプレクサとして、第１及び第２のマルチプレクサが具備され、
    　前記受信アレイでは、第１から第４の受信アンテナがこの順で配列され、
    　前記第１のマルチプレクサの第１の入力端子には前記第１の受信アンテナからの出力信号が入力され、
    　前記第１のマルチプレクサの第２の入力端子には前記第３の受信アンテナからの出力信号が入力され、
    　前記第２のマルチプレクサの第１の入力端子には前記第２の受信アンテナからの出力信号が入力され、
    　前記第２のマルチプレクサの第２の入力端子には前記第４の受信アンテナからの出力信号が入力される
    　ことを特徴とする請求項７から１１の何れか１項に記載のレーダ装置。
  13. 　前記受信チャネル数が８であるとき、
    　前記マルチプレクサとして、第１から第４のマルチプレクサが具備され、
    　前記受信アレイでは、第１から第８の受信アンテナがこの順で配列され、
    　前記第１のマルチプレクサの第１の入力端子には前記第１の受信アンテナからの出力信号が入力され、
    　前記第１のマルチプレクサの第２の入力端子には前記第３の受信アンテナからの出力信号が入力され、
    　前記第２のマルチプレクサの第１の入力端子には前記第２の受信アンテナからの出力信号が入力され、
    　前記第２のマルチプレクサの第２の入力端子には前記第４の受信アンテナからの出力信号が入力され、
    　前記第３のマルチプレクサの第１の入力端子には前記第５の受信アンテナからの出力信号が入力され、
    　前記第３のマルチプレクサの第２の入力端子には前記第７の受信アンテナからの出力信号が入力され、
    　前記第４のマルチプレクサの第１の入力端子には前記第６の受信アンテナからの出力信号が入力され、
    　前記第４のマルチプレクサの第２の入力端子には前記第８の受信アンテナからの出力信号が入力される
    　ことを特徴とする請求項７から１１の何れか１項に記載のレーダ装置。
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