TWI821290B - 使用共同信號波形的組合雷達和通信系統 - Google Patents

使用共同信號波形的組合雷達和通信系統 Download PDF

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Abstract

本發明提供一種系統(130)，其具有一組共同硬體及共同信號處理，以及可用以達成高效雷達及高效通信兩者之功能的一共同波形族。該系統包括具有一傳輸天線(110)之一共同雷達/通信傳輸器(131)，及具有一共同接收天線(116)之一組合雷達及通信接收器(133)。該共同雷達/通信傳輸器(131)經組態以傳輸包含符號之組合雷達/通信波形調變信號，每一符號由一上升頻擾及一下降頻擾所組成。該組合雷達及通信接收器(133)包括經組態以從接收的符號估計一雷達物體之距離及距離變率的一基頻雷達信號處理模組(126)，及經組態以偵測每一接收的符號之上升及下降頻擾之斜率及初始相位的一基頻通信信號處理模組(138)。

Description

使用共同信號波形的組合雷達和通信系統
本文中所揭示之技術大體上係關於用於執行組合雷達及通信功能之系統及方法。
諸如飛機、衛星、潛水艇及車輛之許多平台需要雷達及通信兩者的功能。然而，用於雷達及通信兩者的功能之現有解決方案需要添加兩個單獨系統，其全部會在平台上需要附帶的成本、功率及天線，同時使得留給此類硬體之自由位置稀少。
一個問題為缺乏空間來安裝此兩組推測上單獨之硬體(雷達及通信)。儘管其可能能夠在名義上處於相同頻率之情況下共用天線，但此會歸因於此類不同系統之煙囪式實施方案而被阻止。第二問題為與單一平台上之兩個此類系統之干擾(主要為射頻(RF)干擾)相關聯的成本。當雷達及通信系統係單獨的時候，其可在不同時間或相同時間下操作。當同時操作時，同通道干擾可能會是問題且可能會限制一個或兩個系統之效能。在不同時間下操作會造成效能限定。第三問題為維護兩個單獨系統以及其所需升級之額外成本。
因此，需要提供一種在實施雷達及通信兩者的功能時解決一個或多個前述問題之系統。
下文詳細揭示之標的係關於一種藉由使用一組共同可程式化的硬體及軟體解決一個或多個上述問題的系統及方法，該硬體及軟體以一靈活方式實施雷達及通信兩者的功能，使得一個系統可提供所需雷達及通信兩者的效能。更特定言之，本揭示內容描述一組共同硬體及共同信號處理，以及可用以達成雷達及通信兩者之功能的一共同波形族。此兩個應用通常使用單獨硬體、軟體及信號。本揭示內容描述如何使用同一信號處理架構在同一硬體上使用一單一波形以達成高效雷達及高效通信兩者的功能。此波形將在本揭示內容中被稱作一組合雷達/通信波形(combined radar/communications waveform，CRCW)，且係基於一調頻連續波形(frequency-modulated continuous waveform，FMCW)。此CRCW為可在飛機、衛星、潛水艇或其他車輛上使用一共同天線、共同功率及共同位置而實施以提供兩種類型之功能之一組合雷達/通信功能的部分。
此類組合系統可經由此共同性來縮減最終安裝之雷達及通信系統的成本、尺寸、重量及功率，以及提供較容易之維護及升級。藉由一起實施該些雷達及通信系統，可在共同系統內處理幾乎所有的干擾問題，而非等待在平台上之不同位置進行安裝，然後才能分析此類干擾。藉由使用共同硬體及處理，可同時實現兩個系統之升級且可能已經處理好整合問題。本文中所提議之共同波形避免了與操作單獨系統相關聯之問題，並允許雷達及通信兩者的功能同時操作，而無干擾或不會以一個功能為代價來縮減另一功能之效能。
本文中所揭示之通信功能使用數位調變，其中相位、量值及頻率改變用以表示數位資訊。在一數位調變方案中，將每一傳輸的位元(或位元群組)映射至載波之一特定狀態。如本文中所使用，術語「符號」意謂該載波之狀態，其被定義為具有一特定相位、量值及頻率。該載波自一個符號至下一符號改變狀態的速率被稱為符號速率。
儘管下文將詳細描述用於執行組合雷達及通信功能之系統及方法之各種實施例，但彼等實施例中之一者或多者之特徵可由以下態樣中之一者或多者界定。
下文詳細揭示之標的之一個態樣為一種組合雷達/通信系統，其包含具有一傳輸天線之一共同雷達/通信傳輸器，及具有一共同接收天線之一組合雷達及通信接收器，其中該共同雷達/通信傳輸器經組態以傳輸包含符號之組合雷達/通信波形調變信號，每一符號由一上升頻擾及一下降頻擾所組成，且該組合雷達及通信接收器包含：一第一混合器，其混合來自該接收天線之接收的信號與所傳輸的信號並輸出第一經解調變信號；一基頻雷達信號處理模組，其經組態以基於自該些第一經解調變信號所導出之拍頻來估計一雷達物體之距離及距離變率；一第二混合器，其混合來自該接收天線之接收的信號與具有一傳輸通信平台之一中心頻率之一調頻信號並輸出第二經解調變信號，該傳輸通信平台被定位成與該共同接收天線相隔一距離；及一基頻通信信號處理模組，其經組態以偵測該些第二經解調變信號中之每一符號之上升及下降頻擾之斜率及初始相位。連續符號之上升及下降頻擾具有非均一斜率和非均一初始相位。
根據前一段落中所描述之系統的一些實施例，該基頻通信信號處理模組包含：一相位估計器，其包含經組態以針對每一信號樣本估計接收的信號之各別瞬間信號相位的硬體或韌體；一斜率係數估計器，其連接至該相位估計器並包含經組態以估計接收的信號之每一符號之斜率係數的硬體或韌體；一對相位係數估計器，其經組態以估計接收的信號中之每一符號之上升及下降頻擾中之每一者之各別相位係數；及一斜率/相位至符號映射模組，其經組態以基於經估計的斜率係數及經估計的一對相位係數來計算識別每一符號之三個索引。
下文詳細揭示之標的之另一態樣為一種組合雷達及通信接收 器，其包含：一接收天線；一第一混合器，其混合來自該接收天線之接收的信號與由一第一傳輸器傳輸之傳輸的信號並輸出第一經解調變信號；一基頻雷達信號處理模組，其經組態以基於自該些第一經解調變信號所導出之拍頻來估計一雷達物體之距離及距離變率；一第二混合器，其混合來自該接收天線之接收的信號與具有一第二傳輸器之一中心頻率之一調頻信號並輸出第二經解調變信號；及一基頻通信信號處理模組，其經組態以偵測該些第二經解調變信號中之每一符號之上升及下降頻擾之斜率及初始相位。
下文詳細揭示之標的之一另外態樣為一種用於操作一組合雷達/通信系統之方法，其包含：使用一傳輸天線傳輸包含符號之組合雷達/通信波形調變信號，每一符號由一上升頻擾及一下降頻擾所組成；在一接收天線處接收自一雷達目標返回的該些組合雷達/通信波形調變信號之部分；混合來自該接收天線之接收的信號與所傳輸的信號以產生第一經解調變信號；自該些第一經解調變信號導出拍頻；基於該些拍頻估計一雷達物體之距離及距離變率；混合來自該接收天線之接收的信號與具有一傳輸通信平台之一中心頻率之一調頻信號以產生第二經解調變信號，該傳輸通信平台被定位成與該共同接收天線相隔一距離；及偵測該些第二經解調變信號中之每一符號之上升及下降頻擾之斜率及初始相位。
根據前一段落中所描述之系統之一些實施例，偵測斜率及初始相位包含：針對每一信號樣本估計接收的信號之各別瞬間信號相位；估計接收的信號之每一符號之斜率係數；及估計接收的信號中之每一符號之該些上升及下降頻擾中之每一者之各別相位係數。
下文揭示了用於執行組合雷達及通信功能之系統及方法之其他態樣。
2:方法
4:實施方案
6:實施方案
8:實施方案
10:模組
12:延遲緩衝器
14:模組
16:乘法器
18:求和器
20:求和器
22:乘法器
24:希爾伯特濾波器
26:匹配延遲
28:相位估計器
30:相位解開器
32:模組
34:乘法器
36:求和器
38:乘法器
40:延遲緩衝器
42:求和器
44:乘法器
52:斜率係數估計區塊
54:延遲緩衝器
56:符號度量計算區塊
58:區塊
60:符號追蹤區塊
62:相位係數估計區塊
64:相位係數估計區塊
66:符號取樣區塊
68:符號取樣區塊
70:映射區塊
100:調頻連續波形(FMCW)雷達系統
102:雷達目標
104:上升/下降斜波控制器
105:數位至類比轉換器
106:調頻連續波形產生器
106':組合雷達/通信波形產生器
107:壓控振盪器(VCO)
108:傳輸放大器
110:傳輸天線
112:射頻(RF)電磁波
114:射頻(RF)電磁波
116:接收天線
118:低雜訊接收放大器
120:混合器
120a:混合器
120b:混合器
122:低通濾波器
122a:低通濾波器
122b:低通濾波器
124:類比至數位轉換器
124a:類比至數位轉換器
124b:類比至數位轉換器
126:基頻雷達信號處理模組
128:非暫時性有形電腦可讀儲存媒體
130:組合雷達/通信系統
131:共同雷達/通信傳輸器
132:通信平台
133:組合雷達/通信接收器
134:通信資料源
136:數位調變符號產生器
138:基頻通信信號處理模組
140:非暫時性有形電腦可讀儲存媒體
142:壓控振盪器(VCO)
144:波形產生器
前一章節中所論述之特徵、功能及優點可在各種實施例中獨立地達成，或可在進一步的其他實施例中被組合。在下文中將出於說明上述及其他態樣之目的而參考圖式描述各種實施例。
圖1為表示三角形頻擾波形之接收的及傳輸的頻率的圖形，其中上升斜波及下降斜波具有相等持續時間。實線表示傳輸的信號；虛線表示經反射及接收的信號。
圖2A為展示使用線性調頻以在每一符號中包括一個上升頻擾及一個下降頻擾之符號設計的圖形。
圖2B為表示在個別平行通道中傳輸之頻擾波形之頻率的圖形。
圖3為展示針對B=1MHz且T min=10μs之實例之數個3σ分離頻擾斜率(C)之信號雜訊比(SNR)對頻擾週期的圖形。
圖4為展示針對B=1MHz且T min=10μs之實例之數個3σ分離頻擾相位(C 1)之SNR對頻擾週期的圖形。
圖5為展示針對B=1MHz且T min=10μs之實例之斜率對相位平方之最佳比率之SNR對頻擾週期的圖形。
圖6為識別未經組態以使用本文中所揭示之組合雷達/通信波形之FMCW雷達之一些組件的方塊圖。
圖7為識別根據一個實施例而組態以使用本文中所揭示之組合雷達/通信波形之組合雷達/通信系統之一些組件的方塊圖。
圖8為識別用於計算實數信號之解開相位之子系統之組件的方塊圖。
圖9至圖11為象徵性地表示根據一個實施例之電子電路系統的圖解，其用於分別以數位方式計算方程式中之三個項之值來估計表示頻擾斜率之斜率係數。
圖12為識別根據一個實施例之用於基頻通信處理之處理步驟的流程圖。
在下文中將參考圖式，其中不同圖式中之相似元件具有相同的元件符號。
下文詳細描述用於偵測及估計相位調變信號之參數之系統之說明性實施例。然而，本說明書中並未描述實際實施方案之全部特徵。所屬技術領域中具有通常知識者應瞭解，在任何此類實際實施例之開發中，必須作出大量實施方案特定決策以達成開發者之特定目標，諸如符合系統相關及商業相關約束，其將隨著實施方案不同而變化。此外，應瞭解，此類開發工作可能複雜且耗時，但將仍然為受益於本揭示內容之所屬技術領域中具有通常知識者的例行任務。
雷達信號通常分成兩種類別：脈衝信號及連續信號。脈衝信號開啟持續短時間段，且接著關斷並等待經返回之回聲。與此對比，調頻連續波(FMCW)雷達通常使用從目標連續地反彈及返回至接收器之調頻連續信號。詳言之，通常應用線性頻率掃描，且可混合返回的信號與傳輸的信號以針對每次目標返回產生單一預期載頻調。此線性頻率掃描也被稱為線性頻擾或線性調頻信號。相比於脈衝雷達，使用FMCW雷達存在數個優點。
FMCW雷達之一個優點為低峰值傳輸功率。僅極小分率之傳輸的信號反射回至雷達接收器。因為脈衝雷達僅傳輸持續短時間段，所以峰值傳輸功率相對於平均傳輸功率高。此典型地需要使用大、重、低效、高電壓的調速管組件。相比之下，FMCW雷達之連續傳輸意謂可使用顯著較小的峰值功率達成相同的平均傳輸功率，顯著較小的峰值功率在功率及成本方面對於通信系統係更典型的。此允許使用較低成本、高效的固態組件建置組合FMCW雷達/通信系統。低功率消耗意謂此類系統可易於在較小的平台上被供電並具有較廣的用途。
FMCW雷達之另一優點為高距離解析度。雷達之距離解析度決定最小距離分離度以區分兩個相異目標。在簡單脈衝雷達中，藉由縮短脈衝持續時間並藉此增加脈衝之頻寬達成較高距離解析度。然而，組件切換時間及對進一步增加傳輸功率之需要會限制可達成的距離解析度。代替地，FMCW雷達之距離解析度僅僅由頻擾之頻寬決定，並獨立於頻擾持續時間。此准許針對給定的節約成本之解決方案達成較精細的距離解析度。
另外的優點為FMCW雷達能夠進行短程量測。脈衝雷達不會同時進行傳輸及接收，且因此具有最小量測範圍。與此對比，FMCW雷達同時進行傳輸及接收，並能夠具有極短的最小量測範圍。FMCW雷達之一個限制為在經解調變FMCW中間(IF)頻率中存在大的直流分量，該直流分量應被濾波以防止放大器飽和。然而，FMCW雷達相比於脈衝雷達能夠達成短得多的範圍量測。
FMCW雷達之又一優點為高頻操作。FMCW不對操作頻率強加要求，且事實上，高頻操作係合意的，此係因為可運用實體上較小的天線達成等效波束寬度。另外，因為距離解析度僅取決於頻擾頻寬，所以作為載波頻率之百分比的頻寬較小，使得分量更易於可用。
FMCW雷達之另一優點為頻擾持續時間可為任意的。在簡單脈衝雷達中，脈衝持續時間與脈衝頻寬成反比。在FMCW雷達之狀況下，頻擾持續時間與頻擾頻寬完全獨立。因此，可增加頻擾持續時間，同時維持固定距離解析度，以達成所要的接收信號雜訊比(SNR)以便限制功率消耗，以縮減干擾，或縮減攔截機率。因此，亦可出於通信原因而進行此交換以達成所有相同目標。
FMCW雷達相比於脈衝雷達存在若干缺點。可運用適當設計緩解此等缺點。
FMCW雷達之一個缺點為距離-速度模糊。因為在頻率上對目標距離進行編碼，所以由於目標移動而引起之任何都卜勒頻移會更改外觀目標距 離。可藉由比較目標跨越一系列連續頻擾之相位進展或藉由使用一系列上升及下降頻擾以同時量測目標距離及距離變率而移除此模糊。
FMCW雷達之另一缺點為頻擾非線性。儘管距離解析度由頻擾頻寬決定，但自完美線性頻率斜波之任何偏差將會致使目標誘發性IF頻率跨越頻擾之持續時間變化，從而使雷達之距離解析度降級。因此，需要壓控振盪器以相比於在一些較標準無線應用中具有較高線性，或可應用補償以校正此等非線性。
FMCW雷達之另一缺點為傳輸器洩漏。通常目標返回功率遠小於傳輸功率。因為FMCW雷達同時進行傳輸及接收，所以即使極小量之傳輸器洩漏也會蓋過目標返回，從而潛在地損害敏感射頻(RF)接收器組件。另外，單天線設計(儘管比兩天線設計更緊湊)需要額外隔離並需要使用RF迴圈器。存在可用以抑制此洩漏以便在單天線雷達中達成良好效能之數種RF技術，但所有此類方法亦允許同時通信。
FMCW雷達之又一缺點為相位相干性。因為FMCW雷達藉由混合及低通濾波而相對於原始傳輸的信號來降頻轉換所接收的雷達返回信號，所以有必要的是，接收器使相位在傳輸與接收之間的時間期間保持相干。此亦適用於脈衝雷達，所以這個可被達成。然而，通信系統可具有較寬鬆的要求。此為必須滿足較大雷達處理需求以便運用單一系統來達成雷達及通信兩者的另一區域。
雷達及通信系統要求強迫關於信號功率量之設計選擇。下文簡要地描述各別最佳信號強度，從而強調差異。對於組合系統，應滿足兩個信號強度準則。
雷達之操作原理係基於電磁波之性質及不同材料對電磁波之特性反射。首先，傳輸具有頻率f及波長λ=c/f之無線電信號。基於經反射及接收信號回應，可進行關於反射目標之方向、距離及相對速度的量測。可自以下雷 達方程式計算目標之接收信號強度：
Figure 108116544-A0305-02-0012-2
，其中
Figure 108116544-A0305-02-0012-3
在以上表達式中，P r表示接收信號強度，而P t表示傳輸信號功率。天線之特徵由分別為其傳輸及接收天線增益G t及G r以及接收天線之對應有效孔徑A r界定。δ S 為位於距離R處之反射目標之散射橫截面。接收信號強度以距離之四次冪降級。此與僅以距離之二次冪降級的一般通信系統形成對比。因此，對於通信狀況，由通信接收器(與傳輸器相隔距離R，而非共置)接收之功率P c不具有反射並僅具有R 2損耗，且可被表達為
Figure 108116544-A0305-02-0012-4
，其中
Figure 108116544-A0305-02-0012-6
其中A c為具有關聯增益G c之接收通信天線之孔徑。因此，雷達接收器必須提供較高敏感度及動態範圍以便涵蓋廣泛範圍之目標距離。此意謂：在共同雷達/通信信號之情況下且因此在共同天線及傳輸功率之情況下，雷達信號之最大範圍R max典型地比通信信號之範圍R comm小得多，亦即，R max<R comm。
此等考慮會影響傳輸的共同雷達/通信信號及前端RF硬體之經設計振幅，但僅僅係應用特定的且並不影響波形設計及處理且因此不在本文中加以進一步論述。此後，信號被假定為在振幅上正規化為一。
FMCW雷達系統之傳輸的線性調頻信號可被模型化為線性頻擾：
Figure 108116544-A0305-02-0012-7
其中f T(τ)=(B/T)τ為傳輸頻率作為時間τ之線性函數(對於上升斜波；下降斜波將為負)，f c為載波頻率，B為頻寬，振幅正規化為一，且T為持續時間。考慮具有時間延遲t d=2(R 0+vt)/v c及都卜勒頻移f D=-2˙f c v/v c之經反射及接收信號，其中v c為光速(對於RF信號)，在混合傳輸的信號與接收的信號之後的接收的頻率可被表達為
Figure 108116544-A0305-02-0012-8
其中R 0為時間t=0時之距離，且v為目標速度(或距離變率)。因此，接收之上升斜波信號可被描述為
Figure 108116544-A0305-02-0013-9
此處，接收的信號振幅正規化為一。事實上，接收的信號振幅取決於天線增益、傳輸功率、目標距離及雷達橫截面(RCS)。為獲得關於都卜勒頻率及拍頻之資訊，在時域中藉由乘法混合傳輸的信號s T(t)與接收的信號s R(t)，並傳遞至具有頻寬B之低通濾波器(LPF)。接著針對上升斜波獲得LPF輸出之中頻(IF)信號s IF(t)，如：
Figure 108116544-A0305-02-0013-10
相似地，可針對下降斜波(其中斜率與上升斜波相同，但正負號相反)獲得LPF輸出之IF信號s IF(t)，如下：
Figure 108116544-A0305-02-0013-11
因此，在基頻信號之頻譜中出現被稱為上升及下降斜波拍頻之兩個時間相依頻率項為：
Figure 108116544-A0305-02-0013-12
Figure 108116544-A0305-02-0013-13
此等頻率可用以求解目標速度v及距離R 0。(參考文獻：Rohling及Meinecke，「Waveform design principles for automotive radar systems」，2001 CIE國際雷達會議(2001年)；及Rohling及Moller，「Radar waveform for automotive radar systems and applications」，2008 IEEE雷達會議，5月26至30日(2008年)；其含有此資訊及對頻率被導出之論文之參考。)圖1展示具有三角形波形之傳輸的信號(實線)及接收的信號(虛線)之頻率，其中f bu及f bd分別表示上升斜波拍頻及下降斜波拍 頻。
本揭示內容提議使用具有基於上述上升及下降頻擾之設計之組合波形，使得雷達功能基本上不受影響，但以兩種方式被參數化以允許進行通信：
(1)每一符號將具有長度2T並具有兩個頻擾，一個為上升頻擾且一個為下降頻擾。應注意，吾人亦可使用下降頻擾，接著為上升頻擾。以下論述先為上升頻擾，接著為下降頻擾。對於符號i，上升頻擾將在時間0以頻率f c-B/2開始且接著在時間T i 轉至頻率f c+B/2；接著，互補下降頻擾將在時間T i 以頻率f c+B/2開始且在時間2T在頻率f c-B/2下結束。假定兩個不同頻擾斜率被標記為a i 及α i ，且兩個不同頻率被標記為b i 及β i 。其值可依據
Figure 108116544-A0305-02-0014-14
、b i =f c-B/2、α i =-B(/2T-T i )及β i =f c+B/2而與頻擾參數相關。
(2)每一符號將對於每一頻擾具有個別初始相位：第一頻擾之相位c i 及第二頻擾之相位γ i 。此處，-π<c i ，γ i
Figure 108116544-A0305-02-0014-65
π。
此等改變將根本不會影響波形之雷達效能。必須處理用以導出距離及距離變率之僅有的改變，從而量測兩個區間[0,T i )及(T i ,T]而非兩個區間[0,T)及(T,2T]期間之拍頻。可以以下形式表示兩個區間之方程式：
Figure 108116544-A0305-02-0014-15
Figure 108116544-A0305-02-0014-16
在CRCW之最一般的形式中，CRCW可由具有頻帶B i 之多個平行(相連或非相連)通道(呈數目形式之m)表示，其中i=1、2、...、m。每一頻帶在具有總頻寬B T之總頻率範圍內具有其自有符號時間、頻擾斜率及相位，其表示當前正在操作之所有雷達及通信系統。圖2B展示此設計，其中在具有以各別不同載波頻率為中心之寬度B之各別通道中傳輸一系列各別符號，每一符號包括如上文所描述之上升頻擾及下降頻擾。
根據本文中所揭示之方法，可同時傳輸具有圖2A中所描繪之類型之波形的符號。相似地，可與導出界定由FMCW雷達偵測之目標之特徵的各種參數平行地處理經反射及返回信號。
距離解析度△R表示具有相同速度之兩個目標之最小可辨別距離，且速度解析度△v表示具有相同距離之兩個目標之最小可辨別速度。所需頻寬B與給定距離解析度△R相關且可被公式化為
Figure 108116544-A0305-02-0015-19
相似地，觀測時間T與速度解析度△v相關且可被表達為
Figure 108116544-A0305-02-0015-20
奈奎斯(Nyquist)取樣定理接著需要
Figure 108116544-A0305-02-0015-21
以免使最大拍頻在頻域中摺疊。為使最大返回不在時域中摺疊(摺疊到下一時間區間T中)，相似要求為
Figure 108116544-A0305-02-0015-22
或
Figure 108116544-A0305-02-0015-24
此係對於合理的速度而言。此等方程式給出雷達效能參數{R max,v max,△R,△v,f c}與波形參數{B,T,f s}之間的關係。應注意，對於針對兩個頻擾具有持續時間T i 及2T-T i 之給定CRCW符號，以上方程式中之T將由此兩個量中之一者替換，此取決於正在參考該符號之哪一部分。
對於使用CRCW之通信功能，吾人可採取所要的最大資料速率以用於每一通道m中之通信，並取得將經由標準通信分析支援所述最大資料速率之頻寬B m 。結果為可用總頻寬B T。接著，明顯地
Figure 108116544-A0305-02-0015-25
在降頻轉換之後的通信接收器之取樣速率f s(comm)必須滿足以下條件：
Figure 108116544-A0305-02-0016-26
此係對於每一通道而言，以便捕捉經傳達信號之全頻寬。
為簡單起見，以下額外揭示內容假定每一通道頻寬為相同值B，此意謂下標m將被丟棄。假定存在來自集合{S k }之由{T,T i ,B,Θ j ,Φ l }定義之S個符號(其中0<T i <2T，0
Figure 108116544-A0305-02-0016-68
i
Figure 108116544-A0305-02-0016-69
C-1，且-π<Θ j ，Φ l <π,j
Figure 108116544-A0305-02-0016-66
0，l
Figure 108116544-A0305-02-0016-67
C 1-1，C˙C 1 2=S)，其中T i 為第一頻擾之時間長度，B為兩個頻擾之對應頻率範圍(所有符號將具有相同頻寬且其對於上升及下降頻擾皆相同)，且Θ j 及Φ l 為上升及下降斜波之對應相位。
為了支援所需的資料速率每秒Λ位元，吾人應使
Figure 108116544-A0305-02-0016-27
其中
Figure 108116544-A0305-02-0016-70
log2(S)
Figure 108116544-A0305-02-0016-71
為位元數目/符號，1/2T為符號數目每秒，且B T為針對組合雷達/通信系統所分配(經由調節、硬體限制等等)之總頻寬。若組合對頻擾週期之所有限制，則結果為
Figure 108116544-A0305-02-0016-28
且
Figure 108116544-A0305-02-0016-64
相似地，
Figure 108116544-A0305-02-0016-85
且
Figure 108116544-A0305-02-0016-31
假定唯一頻擾時間({T i }中之唯一值)之數目(或等效地，符號集之唯一正頻率斜率之數目)為C。可經由以下方程式滿足此等條件：T=(T min+T max)/2
T i =T min+(T max-T min)．i/(C-1)
其中i=1,...,C-1，此係作為一實例。接著，互補持續時間2T T i =T max-(T max-T min)．i/(C-1)
僅僅為{T i }之反向清單，從而簡化了接收器及傳輸器設計。
在針對相位及由以下相位對〈Θ,Φ〉
定義之符號無其他限制的情況下，對於兩個座標之每一相位可存在
Figure 108116544-A0305-02-0017-32
個唯一值，每一斜率C總共D 2個相位。因此，符號之總數目將接著為
Figure 108116544-A0305-02-0017-33
其視需要而大於S。簡單假定係經由以下相位定義使相位遍及(-π,π]均勻地展開：Θ j =-π+2πj/C 1
Φ l =-π+2πl/C 1
其中j，l=1,...,D-1。
共同地(雷達及通信兩者的狀況)，以上描述已定義幾乎所有基本波形參數{S,B,T,f s,{T i },{Φ j },{Θ l }}
此係使用以下要求/設計參數{R max,v max,△R,△v,f c,B T,Λ}。
應注意，尚未論述振幅A(其在以上論述中正規化為一)，此係因為經由鏈路預算及RF前端硬體較佳地處置振幅，鏈路預算及RF前端硬體僅僅係特定應用，如上文所描述。剩餘值C及D給出用以調整符號之展開以便依據SNR而給出最佳且最一致之符號偵測效能的方式。在以下段落中描述斜率對相位(C及D)之此平衡。
現在將詳細描述一種用於使符號斜率及相位平衡之方法。將使用以下離散頻擾模型以便估計方差：
Figure 108116544-A0305-02-0018-34
z[n]=s[n]+w[n]
m=n-(N-1)/2，0≦n≦N-1
其中s[n]為符號之經取樣版本，z[n]為經取樣接收信號加上雜訊，且w[n]為具有3σ之標準偏差的接收的雜訊之經取樣版本。值N為頻擾週期期間之樣本數目。參數{α,β,γ}定義對應於符號並分別對應於頻擾速率(或頻擾之頻率斜率)、頻率及相位之兩頻擾集之每一頻擾。本揭示內容使用藉由使用以下記法進行的對每一參數之方差估計器之Cramer-Rao下限之經修改近似：
Figure 108116544-A0305-02-0018-35
Figure 108116544-A0305-02-0018-36
Figure 108116544-A0305-02-0018-37
此資訊可用以選擇不同頻率斜率之數目C與不同相位之數目D之間的平衡。
現在將描述特定實例以展示如何依據其他波形參數而使C及D之值平衡。假定B=1MHz且T min=10μs。且假定符號之頻擾頻寬在頻率上相等地間隔。詳言之，假定最大斜率為
Figure 108116544-A0305-02-0018-38
且接著均勻地分佈頻率斜率值以涵蓋全範圍至此最大值。此方程式係自以下觀測得出。都卜勒方程式使傳輸頻率f與歸因於相對運動之外觀觀測頻率f'相關。因此
Figure 108116544-A0305-02-0018-39
其中v c為信號之速度(RF信號之光速)，v 0為觀測器之有正負號速度，且v s 為源(傳輸器)之有正負號速度。因此，接收的頻擾可在頻率上自傳輸的頻擾移位達比率(v c+v 0)/(v c+v s)。此基本上將接收的信號之β值改變為
Figure 108116544-A0305-02-0019-40
其中β為傳輸的頻擾之開始頻率，且β'為接收的頻擾之開始頻率。由於接收的信號被處理的方式(下文相當詳細地所描述)，可避免估計β而不影響接收器效能。
圖3及圖4展示使用方差估計器方程式(4)及(6)以在3σ偵測位準下依據N及SNR而在給定情形中得到C及D之最大理論值的結果。此3σ偵測位準意謂在
Figure 108116544-A0305-02-0019-75
99.7%之時間內可偵測到正確的頻擾斜率/相位。此大致對應於以0.009之符號錯誤率操作之通信系統。本文中未詳細地揭示在此組合雷達/通信系統上使用錯誤校正寫碼，此係因為其將以習知方式進行以自其符號錯誤移動至典型地為1×10-10之所需位元錯誤率。藉由計算斜率對相位偵測之效能，吾人可使該兩者平衡以便達成最佳效能比率。因此，吾人將調整給定系統之唯一正頻擾斜率之數目與頻擾相位之數目的平衡。圖5展示在3σ偵測位準下依據N及SNR的C/D 2之最佳比率(唯一正斜率對唯一相位對之比率)。應注意，此比率可在不同情形中廣泛地變化。又，應注意，若系統考慮不允許使用全斜率範圍，則斜率可涵蓋較小範圍(例如，若距離解析度需要較緊密範圍之頻寬)，在此狀況下，3σ分離相位之數目將會縮減且最佳比率將會改變。
圖6中識別未經組態以使用上文中所揭示之波形之簡化FMCW雷達系統100之一些組件。FMCW雷達系統100可安裝於諸如汽車、公共汽車、卡車等等之車輛上，以用於量測諸如另一車輛或人員之雷達目標102之距離，並在經量測距離小於指定最小分離距離時發出警報信號。FMCW雷達系統100在功能上劃分成傳輸部分及接收部分。傳輸部分包括串聯連接之上升/下降斜波控制器104、數位至類比(D/A)轉換器105、調頻連續波形產生器106、壓控振盪器(VCO) 107、傳輸放大器108及傳輸天線110。接收部分包括串聯連接之接收天線116、低雜訊接收放大器118、混合器120(其亦連接至VCO 107)、低通濾波器122、類比至數位(A/D)轉換器124及基頻雷達信號處理模組126(其亦連接至上升/下降斜波控制器104)。經由天線傳輸及接收經調變信號，且在時域中使傳輸的信號及接收的信號相乘，對其進行濾波及處理以取得對應於目標返回之頻率峰值。最終結果為包括所有存在目標之距離及距離變率(相對速度)的量測流。
可如下簡要地描述FMCW雷達系統100之感測操作。上升/下降斜波控制器104將數位控制信號輸出至數位至類比轉換器105，數位至類比轉換器105將數位信號轉換成控制調頻連續波形產生器106以產生調頻連續波形之類比信號，VCO 107將調頻連續波形轉換成具有載波頻率f c(Tx)之FMCW信號。FMCW信號由傳輸放大器108放大，並作為RF電磁波112由傳輸天線110朝向雷達目標102發射。對應地，接收天線116接收自雷達目標102反射之RF電磁波114。接收天線116充當轉訊器以將經反射RF電磁波轉換成由低雜訊接收放大器118放大之電信號。混合器120接著將由低雜訊接收放大器118輸出之接收的信號與由VCO 107產生之具有載波頻率f c(Tx)之信號混合，以產生含有相位資訊之第一經解調變信號。低通濾波器122執行低通濾波以獲得傳輸的信號與接收的信號之間的拍頻信號。類比至數位轉換器124對拍頻信號進行取樣並將拍頻信號轉換成數位信號。為計算諸如距離及距離變率的目標之資訊，基頻雷達信號處理模組126經組態以將數位拍頻信號自時域轉換成頻域。常見方法為使用快速傅立葉變換。在兩次快速傅立葉變換中分別處理上升及下降頻擾信號。在快速傅立葉變換之後，基頻雷達信號處理模組126利用臨限值取得頻率峰值，其對應於目標返回。接著使用拍頻以求解目標速度v及距離R 0，如先前所描述。最終結果為所有存在目標之距離及目標速度(或距離變率)的量測流。在圖6中所描繪之實例中，基頻雷達信號處理模組126經組態以計算及導出關於目標102之資訊，諸如距離及 距離變率，且接著將此等雷達量測儲存於非暫時性有形電腦可讀儲存媒體128中。
與此對比，在修改圖6中部分地所描繪之FMCW雷達系統的情況下，組合雷達/通信系統可經組態以使用先前所描述之CRCW。圖7為識別經組態以使用本文中所揭示之CRCW之組合雷達/通信系統130之一些組件的方塊圖。在圖7中部分地所描繪之實例中，資料可自組合雷達/通信系統130傳輸至通信平台132。相反地，資料可自通信平台132傳輸至組合雷達/通信系統130。因此，組合雷達/通信系統130具有雷達及通信資料輸出以及雷達及通信資料輸入。雷達部分自圖6中所描繪之內容基本上不變，僅僅需要超出較簡單FMCW雷達系統之非均一符號時序，較簡單FMCW雷達系統僅需要上升或下降頻擾之均一時序以計算距離及距離變率。
組合雷達/通信系統130包括將雷達信號及通信信號加以組合之本端傳輸器及接收器。與組合雷達/通信系統130通信之遠端通信平台132將典型地使用不同頻帶以用於其通信。因此，圖7展示兩個不同頻率：組合雷達/通信系統130之傳輸器之(及雷達接收器之)中心頻率的f c_Tx(等於f c(Tx))，及組合雷達/通信系統130之通信接收器之中心頻率的f c_Rx(等於f c(Rx))，其自遠端通信平台132之視點為其傳輸器之中心頻率。
為闡明本文中所使用之術語，調變為用於根據訊息信號中之資訊更改載波信號的程序。傳輸頻率f c(Tx)為由傳輸器傳輸之載波信號之頻率。使用相同頻率對由接收器接收之信號進行解調變。接著由接收器對經解調變信號進行取樣。取樣速率為訊息信號被取樣的速率。載波信號之頻率通常比輸入訊息信號之最高頻率大得多。奈奎斯取樣定理要求取樣速率fs大於載波頻率與經調變信號之最高頻率之總和的兩倍，以便使解調變器正確地恢復訊息。為使用字母表具有M個符號之數位調變對信號進行調變，吾人可以值為0至M-1之整數的實 數訊息信號開始。
在圖7中所描繪之實例中，組合雷達/通信系統130之傳輸天線110朝向雷達目標102並朝向通信平台132傳輸具有傳輸中心頻率f c(Tx)之RF電磁波。反過來，組合雷達/通信系統130之接收天線116自雷達目標102接收RF電磁波，其頻率等於中心頻率f c(Tx)加上歸因於雷達目標102相對於組合雷達/通信系統130之移動之都卜勒頻率。接收天線116亦自通信平台132接收RF電磁波，其頻率等於由通信平台132之傳輸天線(圖7中未展示)傳輸之中心頻率f c(Rx)加上歸因於通信平台132相對於組合雷達/通信系統130之移動之都卜勒頻率。如先前所提及，用於來自通信平台132之通信之個別接收頻道使用與傳輸中心頻率f c(Tx)不同之中心頻率f c(Rx)，使得兩個雷達/通信傳輸器不會在相同頻帶中進行傳輸。
參考圖7，組合雷達/通信系統130之傳輸部分(在下文中為「共同雷達/通信傳輸器131」)包括串聯連接之以下組件：通信資料源134，其儲存待傳輸至通信平台132之資料；數位調變符號產生器136，其將通信資料轉換成符號；數位至類比轉換器105，其將數位符號轉換成類比符號；組合雷達/通信波形產生器106'，其將自數位至類比轉換器105接收之類比符號轉換成振盪器控制電壓；VCO 107，其基於電壓控制輸入及輸出CRCW調變信號向具有傳輸頻率f c(Tx)之載波信號施加調變信號；傳輸放大器108，其放大自VCO 107接收之所得CRCW調變信號；及傳輸天線110，其廣播自傳輸放大器108接收之CRCW調變信號。
仍參考圖7，組合雷達/通信系統130之雷達接收器及通信接收器(在下文中統稱為「組合雷達/通信接收器133」)皆經由接收天線116及低雜訊接收放大器118接收信號。在下一段落中，將描述組合雷達/通信接收器133之雷達接收器之額外組件。此後，將描述組合雷達/通信接收器133之通信接收器之額外組件。
組合雷達/通信系統130之雷達接收器包括串聯連接之接收天線 116、低雜訊接收放大器118、混合器120a(其亦連接至VCO 107)、具有頻寬B之低通濾波器122a、類比至數位轉換器124a及基頻雷達信號處理模組126(其亦連接至數位調變符號產生器136)。接收天線116接收自雷達目標102反射之RF電磁波。接收天線116將經反射RF電磁波轉換成由低雜訊接收放大器118放大之電信號。混合器120a將由低雜訊接收放大器118輸出之經放大信號與由VCO 107產生之具有載波頻率f c(Tx)之信號混合，以產生含有相位資訊之第一經解調變信號。低通濾波器122a執行低通濾波以獲得傳輸的信號與接收的信號之間的拍頻信號。類比至數位轉換器124a對拍頻信號進行取樣並將拍頻信號轉換成數位信號。基頻雷達信號處理模組126經組態以將個別快速傅立葉變換用於上升及下降頻擾信號而將數位拍頻信號自時域轉換成頻域。在快速傅立葉變換之後，基頻雷達信號處理模組126利用臨限值取得頻率峰值，其對應於目標返回。接著使用拍頻以求解目標速度v及距離R 0，如先前所描述。最終結果為所有存在目標之距離及目標速度(或距離變率)的量測流。在圖7中所描繪之實例中，基頻雷達信號處理模組126經組態以計算及導出關於雷達目標102之資訊，諸如距離及距離變率，且接著將此等雷達量測儲存於非暫時性有形電腦可讀儲存媒體128中。
組合雷達/通信系統130之通信接收器包括串聯連接之接收天線116、低雜訊接收放大器118、混合器120b(其連接至VCO 142，VCO 142將具有頻率f c(Rx)之調變信號施加至來自波形產生器144之電壓控制輸入)、具有頻寬B之低通濾波器122b、類比至數位轉換器124b及基頻通信信號處理模組138。接收天線116接收由遠端通信平台132之傳輸器傳輸之RF電磁波。混合器120b將由低雜訊接收放大器118輸出之接收的信號與由VCO 142產生之具有載波頻率f c(Rx)之信號混合，以產生含有相位資訊之第二經調變信號。低通濾波器122b執行低通濾波。類比至數位轉換器124b對經濾波信號進行取樣並將類比信號轉換成數位信號。基頻通信信號處理模組138經組態以對數位信號進行解碼以提取接收的 通信資料，接收的通信資料接著儲存於非暫時性有形電腦可讀儲存媒體140中。
如圖7中所展示，僅以微小方式改變基頻雷達信號處理以使用含有經傳達資料之上升及下降頻擾信號。基本上，代替處理具有相同持續時間之上升及下降頻擾，雷達處理將藉由與傳輸的非均一上升及下降頻擾混合並如在傳統FMCW處理中進行相同計算而處理接收的資料。可以與典型FMCW雷達中相同之方式處理傅立葉變換以及方程式(1)及(2)，方程式(1)及(2)使拍頻與距離及距離變率(或相對速度)相關。控制方程式變成
Figure 108116544-A0305-02-0024-41
Figure 108116544-A0305-02-0024-42
此時發送具有由T i 規定之斜率之符號。自此等方程式，可有效地估計距離R 0及距離變率v。
如上文所描述，基本FMCW系統由傳輸器、接收器及混合器組成。傳輸及接收經調變信號，且在時域中使傳輸的信號及接收的信號相乘並加以處理。更特定言之，該程序典型地涉及至少以下步驟：(1)計算傳輸的信號；(2)計算接收的信號；(3)藉由在時域中相乘而混合該些信號；(4)濾出兩個經導出正弦項中之一者；及(5)對經濾波信號執行FFT。FMCW處理在許多論文及書籍(參見例如Wu及Linnartz，「Detection Performance Improvement of FMCW Radar Using Frequency Shift」，資訊理論及信號處理會議，比利時．布魯塞爾．荷比盧，2011年5月10至11日；及Parrish，「An Overview of FMCW Systems in MATLAB」)中加以詳細地描述，且不在本文中加以進一步描述。
通信接收器之波形處理(圖7中之最上部處理路徑)需要偵測所接收之每一符號，其在本狀況下意謂偵測第一符號頻擾及第二符號頻擾兩者之符號頻率斜率及相位。圖12中展示此程序。該程序可使用任何方法以計算頻擾 速率(a)及初始相位(c)之估計值(前已述及，除非需要都卜勒頻率之估計值，否則無需估計參數b)，但串流方法對於縮減處理潛時及儲存係較佳的。美國專利申請案第15/652,027號中描述了一種此類方法。該方法在其簡單形式中採取接收的信號之經取樣形式作為輸入，並提供進行以下兩個操作之演算法：(1)該方法使用計算出之度量值偵測何時存在線性相位調變信號(度量在美國專利申請案第15/652,027號中由d表示)；及(2)該方法估計線性相位調變信號中之三個固定參數(參見以下方程式(9)中之參數a、b、c)。線性相位調變信號由以下方程式描述：
Figure 108116544-A0305-02-0025-43
其中t隨著時間推移而變化，且a、b、c為控制頻擾信號之頻擾斜率(亦稱為頻擾速率)、初始頻率及初始相位的多項式函數之參數(在下文中為「係數」)。吾人可使用美國專利申請案第15/652,027號中所揭示之方法之部分以估計斜率係數a及相位係數c，並又可靠地偵測正被傳輸之CRCW符號。下文將相當詳細地描述用於CRCW之符號偵測方法。然而，通信接收器之設計存在其他額外態樣，其將不加以詳細地描述，此係因為此類細節為所屬技術領域中具有通常知識者所熟知。本揭示內容將集中於CRCW接收器中接收之符號之接收及偵測。用以估計a及c之處理步驟如下。
首先，經混合及降頻轉換之經取樣資料信號{s n}進入圖7中所識別之基頻通信信號處理模組138。接著進行相位估計。若傳入數位信號為複合值，則可將相位計算為atan2(im,re)，其中複合信號樣本屬於形式(re+i(im))。函數atan2( )為具有兩個自變數之反正切函數。對於任何實數(例如，浮點)，自變數x及y皆不等於零，atan2(y,x)為平面之正x軸與由其上之座標(x,y)給出之點之間的以弧度為單位之角度。對於計算相位，存在相比於atan2( )函數之完全計算實務上更易於實施的簡化。替代方法包括：CORDIC(代表座標旋轉數位電腦 (COordinate Rotation Digital Computer)，其為簡單且高效之演算法以計算雙曲線及三角函數，典型地每次疊代以一個位數(或位元)收斂)、查找表及內插，以及契比雪夫(Chebyshev)近似。本文中未進一步描述此等方法，此係因為其為吾人所熟知且為標準。然而，若傳入信號為實數，則用以估計相位之常見方法涉及在計算相位之前使用正交解調變器或希爾伯特(Hilbert)濾波器。正交解調變器之結構及功能為吾人所熟知。參見例如美國專利第5,426,669號、第6,191,649號及第6,310,513號。亦存在熟知的不同方式以使用希爾伯特濾波器形成分析(複合)信號。圖8展示在相位估計之前使用平行延遲及希爾伯特濾波器方法之一種特定方法2。最終步驟(在相位估計之後)係解開原始相位值。
參考圖8，傳入信號為實數。使用平行配置之希爾伯特濾波器24及匹配延遲26形成分析信號。匹配延遲26提供匹配由希爾伯特濾波器24產生之延遲的延遲。與相位估計器28平行地輸出經延遲(實數)及濾波(虛數)信號，相位估計器28估計串流信號之相位。(應注意，在下文中使用-1與1之間的正規化相位，而非-π及π。)接著由相位解開器30解開由相位估計器28輸出之信號相位。(如本文中所使用，動詞「解開」意謂針對正弦信號之每一完整循環加上2π。)相位解開可以若干不同標準方式進行。常見且簡單的方法係進行以下操作：考慮到相位估計值θ及先前相位樣本θ 0，當(θ-θ 0)小於-π(正規化-1)(分別大於π(正規化+1))時，藉由將±2π之倍數(或若正規化，則為±1)相加來校正相位估計值θ。
接下來，對於m=T i 之每一斜率長度，其中i=0、...、C-1，以下疊代計算每一時階n時之a及c的估計值。假定Sy -1=0且Sxy -1=0。接著，使用以下方程式遍及範圍n=0、...、C-1進行疊代會給出方程式(9)中之參數a及c的最終估計值
Figure 108116544-A0305-02-0026-44
及
Figure 108116544-A0305-02-0026-45
： Sy n =Sy n-1+θ n -θ n-m
Sxy n =Sxy n-1-Sy n-1+mθ n
Figure 108116544-A0305-02-0027-46
Figure 108116544-A0305-02-0027-47
此處，六個值A 1(m)至A 3(m)及C 1(m)至C 3(m)為3×3矩陣M之部分，3×3矩陣M僅取決於估計窗口長度m=T i 且可針對每一頻擾斜率進行預計算。3×3矩陣M被定義如下：
Figure 108116544-A0305-02-0027-48
此處，總和係遍及相位之M個連續樣本，且t i 表示M個樣本之相對時間且可被定義為t i =i f s 。此方法來自普通最小平方或線性回歸之直接應用。
圖9至圖11為象徵性地表示電子電路系統的圖解，電子電路系統用於分別計算用於估計接收的信號之頻擾斜率之三個項(亦即，方程式(10)中之項A 1(m)(-2Sxy n-1+Sy n-1+m θ n )、A 2(m)(-Sy n-1+mθ n )及A 3(m)(θ n -θ n-m ))之值，其係以可在現場可程式閘陣列(FPGA)或特殊應用積體電路(ASIC)中實現之數位形式實施。
圖9展示用於估計方程式(10)中之第一項A 1(m)(-2Sxy n-1+Sy n-1+mθ n )之方法之實施方案4。圖9中(及圖10及圖11中)所使用之記法如下：Z -1表示用以使值延遲達一個時鐘週期之暫存器或記憶體元件；圈出之「+」符號表示求和器；且圈出之「x」符號表示乘法器。將相位估計值θ n 輸入至估計參數Sy n-1之值的模組10。模組10包括延遲緩衝器12，其可針對不同延遲值而程式化(直至一些實施方案相依最大值)，其中延遲被設定為等於斜率長度m。亦將相位估計值θ n 輸入至乘法器16，乘法器16將項mθ n 輸出至估計參數-2Sxy n-1之值的模組 14。求和器18將由模組12及乘法器16輸出之經估計值相加以形成總和(Sy n-1+mθ n )。求和器20接著將由模組14輸出之經估計值與由求和器18輸出之總和相加以形成總和(-2Sxy n-1+Sy n-1+mθ n )。乘法器22接著將由求和器20輸出之總和與值A 1(m)相乘以產生方程式(10)中之第一項A 1(m)(-2Sxy n-1+Sy n-1+mθ n )之值。
圖10展示用於估計方程式(10)中之第二項A 2(m)(-Sy n-1+mθ n )之方法之實施方案6。將相位估計值θ n 輸入至估計參數Sy n-1之值的模組32。亦將相位估計值θ n 輸入至乘法器34，乘法器34將項mθ n 輸出至求和器36。求和器36將由模組32及乘法器34輸出之經估計值相加以形成總和(-Sy n-1+mθ n )。乘法器38接著將由求和器36輸出之總和與值A 2(m)相乘以產生方程式(10)中之第二項A 2(m)(-Sy n-1+mθ n )之值。
圖11展示用於估計方程式(10)中之第三項A 3(m)(θ n -θ n-m )之方法之實施方案8。將相位估計值θ n 輸入至使相位估計值延遲達斜率長度m之延遲緩衝器40。亦將相位估計值θ n 輸入至求和器42，求和器42將傳入相位估計值與自延遲緩衝器40輸出之經延遲相位估計值之負值相加以形成總和(θ n -θ n-m )。乘法器44接著將由求和器42輸出之總和與值A 3(m)相乘以產生方程式(10)中之第三項A 3(m)(θ n -θ n-m )之值。
圖12為識別根據一個實施例之基頻通信處理方法(由圖7中所識別之基頻通信信號處理模組138執行)之步驟的流程圖。圖12中部分地所描繪之程序可使用串流(或運作中)計算而產生參數估計值，且因此適合於FPGA或ASIC或其他基於硬體之實施方案。在以下描述中，術語「區塊」係指以硬體而體現之電子電路。圖12中所描繪之基頻通信處理如下工作。
根據方程式(10)進行計算之斜率係數估計區塊52中之每一者在圖12中被標記為a(T i )，且對於相位係數估計區塊62相似地，對於方程式(11)被標記為c(T i )。僅需要將對實施方案圖(圖9至圖11)中之A i (m)之參考改變為C i (m) 以計算c(T i )。
接著，使用各自具有長度2T-T i 之一組延遲緩衝器54以使每一符號i之上升及下降頻擾之斜率估計值對齊。最後，符號度量計算區塊56使用以下方程式計算每一此類符號斜率之符號度量d i ：
Figure 108116544-A0305-02-0029-49
接著在區塊58中選擇符號度量d i 中之最小者，且將資訊傳遞至符號追蹤區塊60以及相位係數估計區塊62及64，相位係數估計區塊62及64使用方程式(11)估計互補頻擾中之每一者之相位係數c。符號追蹤區塊60識別經選擇頻擾斜率之符號度量之最小值的時間，並使用標準符號時間濾波器產生由各別符號取樣區塊66及68使用以對自相位係數估計區塊62及64計算之相位進行取樣之符號樣本時間信號。最後，映射區塊70採取三個經識別值{a(T i ),c(T i ),c(2T-T i )}，並藉由如下計算i、j及l而自此等值估計接收的符號之三個索引：
Figure 108116544-A0305-02-0029-50
此三重整數界定接收的符號。此處，角括號表示捨位至最接近的整數。
再次參考圖7，現在將詳細描述由數位調變符號產生器136執行之處理步驟，數位調變符號產生器136將通信資料轉換成符號。此處理區塊採取待傳輸位元之依序集合並將其轉換成界定表示待傳輸通信資料之符號之特徵的數位值。其非常相似於符號如何在調變之前映射至(I,Q)群集。若C及D之值為2之冪，則主要步驟如下：(1)採取K個輸入位元之依序集合，將輸入位元拆分成三個log2 K C、log2 K D及log2 K D位元集合；(2)藉由將位元解譯為自0至C-1之數字而將第一集合映射至每一符號之第一頻擾之頻擾斜率，且接著計算 T i =T min+(T max-T min)．i/C；(3)藉由將位元解譯為自0至D-1之數字而將第二集合映射至符號之第一頻擾之初始相位，且接著計算Θ j =-π+2π(j/D)；(4)藉由將位元解譯為自0至D-1之數字l而將第三集合映射至符號之第二頻擾之初始相位，且接著計算Φ l =-π+2π(l/D)。
將此等數位值發送至組合雷達/通信波形產生器106'(見圖7)，組合雷達/通信波形產生器106'產生經饋送至VCO 107之調變信號以產生具有適當斜率及相位之最終RF頻擾信號。若C及A之值並非2之冪，則可經由標準算術寫碼技術實現此映射，其中在基數C˙D 2中對待發送位元進行編碼，且接著使每一數字δ，0
Figure 108116544-A0305-02-0030-78
δ<C˙D 2，經由下式而與符號時間T i 相關聯
Figure 108116544-A0305-02-0030-83
其中
Figure 108116544-A0305-02-0030-79
x
Figure 108116544-A0305-02-0030-80
表示底限函數，其為小於或等於x之最大整數。
接著可藉由設定δr=rem(δ,D 2)(將δ除以D 2之剩餘部分)取得相位。接著
Figure 108116544-A0305-02-0030-84
相似地，設定δs=rem(δr,D)且Φ l =-π+2π(δ s/D)。
存在上文詳細地所揭示之波形及架構的數個變體。舉例而言，此架構可使用直接RF轉換架構(見圖7)來操作，其中類比至數位轉換器可移動至低雜訊放大器正後方。遵循類比至數位轉換器之處理將接著為數位而非類比。本揭示內容描述每一傳輸器使用其自有頻率的狀況。此防止兩個或多於兩個此類系統之間的干擾。在替代實施例中，此類系統亦可對其輸出進行多工，使得 不會發生此狀況。此可由較高階協定控制。替代地，兩個系統可使用相同頻率，且經由標準展頻符號寫碼，兩者皆可在相同頻率上操作，但相互干擾較大。上文參考圖12所描述之特定計算係基於均一地間隔之頻擾時間及相位。若狀況並非如此，則將必須經由標準技術修改計算。
已描述一種用於使用一組共同硬體及共同信號處理以及共同波形族將雷達及通信功能組合之方法。使用線性調頻符號以發送通信，同時亦使用符號以量測來自多個目標之信號反射之距離及距離變率(或相對速度)(雷達亦將執行相同操作)。另外，可以串流方式進行雷達偵測及通信接收，以便避免額外潛時。每符號週期T產生距離、距離變率及符號值。因此，對於雷達或通信系統不需要同步間隔或不活動週期。此亦意謂波形對於封包在時間上短且資料同步意謂低效的點射網路連接應用係理想的。前述特徵提供益處，包括適當時對於兩個系統共用天線，縮減與單一平台上之兩個此類系統之干擾(主要為射頻干擾)相關聯之成本，及縮減成本及複雜度，使得可同時實現兩個系統之升級且在設計程序中處理好整合問題。
某些系統、設備、應用程式或程序已在本文中被描述為包括數個模組。模組可為可以軟體、硬體或其組合而實施之相異功能性單元，惟被較佳地實施為硬體或韌體以使能夠進行如本文中所揭示之串流計算的彼等模組除外。當經由軟體在任何部分中執行模組之功能性時，模組可包括非暫時性有形電腦可讀儲存媒體。
儘管已參考各種實施例描述用於執行組合雷達及通信功能之系統及方法，但所屬技術領域中具有通常知識者應理解，在不脫離本文中之教示的情況下，可進行各種改變且可以等效物取代其元件。另外，可進行許多修改以使本文中所揭示之概念及付諸實施適應於特定情形。因此，申請專利範圍所涵蓋之標的不限於所揭示之實施例。
上文所揭示之實施例使用一個或多個處理或計算裝置。此類裝置典型地包括處理器、處理裝置或控制器，諸如通用中央處理單元、微控制器、精簡指令集電腦處理器、ASIC、可程式邏輯電路、FPGA、數位信號處理器，及/或能夠執行本文中所描述之功能之任何其他電路或處理裝置。本文中所描述之方法可被編碼為體現於非暫時性有形電腦可讀儲存媒體中之可執行指令，非暫時性有形電腦可讀儲存媒體包括但不限於儲存裝置及/或記憶體裝置。此類指令在由處理裝置執行時致使處理裝置執行本文中所描述之方法之至少一部分。以上實例僅僅係例示性的，且因此並不意欲以任何方式限制術語「處理器」或「計算裝置」之定義及/或意義。
此外，本揭示內容包含根據以下條項之實施例：
條項1. 一種組合雷達/通信系統，其包含具有一傳輸天線之一共同雷達/通信傳輸器，及具有一共同接收天線之一組合雷達及通信接收器，其中該共同雷達/通信傳輸器經組態以傳輸包含符號之組合雷達/通信波形調變信號，每一符號由一上升頻擾及一下降頻擾所組成，且該組合雷達及通信接收器包含：一第一混合器，其混合來自該接收天線之接收的信號與所傳輸的信號並輸出第一經解調變信號；一基頻雷達信號處理模組，其經組態以基於自該些第一經解調變信號所導出之拍頻來估計一雷達物體之距離及距離變率；一第二混合器，其混合來自該接收天線之接收的信號與具有一傳輸通信平台之一中心頻率之一調頻信號並輸出第二經解調變信號，該傳輸通信平台被定位成與該共同接收天線相隔一距離；及一基頻通信信號處理模組，其經組態以偵測該些第二經解調變信號中之每一符號之上升及下降頻擾之斜率及初始相位。
條項2. 如條項1所述之系統，其中連續符號之上升及下降頻擾具有非均一斜 率。
條項3. 如條項1所述之系統，其中連續符號之上升及下降頻擾具有非均一初始相位。
條項4. 如條項1所述之系統，其中該基頻通信信號處理模組包含：一相位估計器，其包含經組態以針對每一信號樣本估計接收的信號之各別瞬間信號相位的硬體或韌體；及一斜率係數估計器，其連接至該相位估計器並包含經組態以估計接收的信號之每一符號之斜率係數的硬體或韌體。
條項5. 如條項4所述之系統，其中該斜率係數估計器為一現場可程式閘陣列或一特殊應用積體電路。
條項6. 如條項4所述之系統，其中該基頻通信信號處理模組進一步包含一對相位係數估計器，該對相位係數估計器經組態以估計接收的信號中之每一符號之上升及下降頻擾中之每一者之各別相位係數。
條項7. 如條項6所述之系統，其中該基頻通信信號處理模組進一步包含一斜率/相位至符號映射模組，該斜率/相位至符號映射模組經組態以基於經估計的斜率係數及經估計的一對相位係數來計算識別每一符號之三個索引。
條項8. 如條項1所述之系統，其中該共同雷達/通信傳輸器進一步包含串聯連接之以下組件：一通信資料源，其儲存待傳輸的資料；一數位調變符號產生器，其將通信資料轉換成符號；一數位至類比轉換器，其將數位符號轉換成類比符號；一組合雷達/通信波形產生器，其將從該數位至類比轉換器接收之類比符號轉換成振盪器控制電壓；一壓控振盪器，其基於電壓控制輸入及輸出的組合雷達/通信波形調變信號 而向具有一傳輸頻率之載波信號施加調變信號；及一傳輸放大器，其放大所得到的組合雷達/通信波形調變信號，其中該傳輸天線廣播該些組合雷達/通信波形調變信號。
條項9. 如條項8所述之系統，其中該數位調變符號產生器經組態以將表示待傳輸的通信資料之位元轉換成表示待傳輸的符號之特徵的數位值。
條項10. 如條項9所述之系統，其中該些數位值為一符號之第一頻擾之斜率、該符號之該第一頻擾之初始相位，及該符號之第二頻擾之初始相位。
條項11. 一種組合雷達及通信接收器，其包含：一接收天線；一第一混合器，其混合來自該接收天線之接收的信號與由一第一傳輸器傳輸之傳輸的信號並輸出第一經解調變信號；一基頻雷達信號處理模組，其經組態以基於自該些第一經解調變信號所導出之拍頻來估計一雷達物體之距離及距離變率；一第二混合器，其混合來自該接收天線之接收的信號與具有一第二傳輸器之一中心頻率之一調頻信號並輸出第二經解調變信號；及一基頻通信信號處理模組，其經組態以偵測該些第二經解調變信號中之每一符號之上升及下降頻擾之斜率及初始相位。
條項12. 如條項11所述之接收器，其中該基頻通信信號處理模組包含：一相位估計器，其包含經組態以針對每一信號樣本估計接收的信號之各別瞬間信號相位的硬體或韌體；及一斜率係數估計器，其連接至該相位估計器並包含經組態以估計接收的信號之每一符號之斜率係數的硬體或韌體。
條項13. 如條項12所述之接收器，其中該斜率係數估計器為一現場可程式閘陣列或一特殊應用積體電路。
條項14. 如條項12所述之接收器，其中該基頻通信信號處理模組進一步包含一對相位係數估計器，該對相位係數估計器經組態以估計接收的信號中之每一符號之上升及下降頻擾中之每一者之各別相位係數。
條項15. 如條項14所述之接收器，其中該基頻通信信號處理模組進一步包含一斜率/相位至符號映射模組，該斜率/相位至符號映射模組經組態以基於經估計的斜率係數及經估計的一對相位係數來計算識別每一符號之三個索引。
條項16. 一種用於操作一組合雷達/通信系統之方法，其包含：使用一傳輸天線傳輸包含符號之組合雷達/通信波形調變信號，每一符號由一上升頻擾及一下降頻擾所組成；在一接收天線處接收自一雷達目標返回的該些組合雷達/通信波形調變信號之部分；混合來自該接收天線之接收的信號與所傳輸的信號以產生第一經解調變信號；自該些第一經解調變信號導出拍頻；基於該些拍頻估計一雷達物體之距離及距離變率；混合來自該接收天線之接收的信號與具有一傳輸通信平台之一中心頻率之一調頻信號以產生第二經解調變信號，該傳輸通信平台被定位成與該共同接收天線相隔一距離；及偵測該些第二經解調變信號中之每一符號之上升及下降頻擾之斜率及初始相位。
條項17. 如條項16所述之方法，其中連續符號之上升及下降頻擾具有非均一斜率。
條項18. 如條項16所述之方法，其中連續符號之上升及下降頻擾具有非均一初始相位。
條項19. 如條項16所述之方法，其中偵測斜率及初始相位包含：針對每一信號樣本估計接收的信號之各別瞬間信號相位；估計接收的信號之每一符號之斜率係數；及估計接收的信號中之每一符號之上升及下降頻擾中之每一者之各別相位係數。
條項20. 如條項19所述之方法，其進一步包含基於經估計的斜率係數及經估計的一對相位係數來計算識別每一符號之三個索引。
除非請求項的表述明確地指定或陳述指示執行步驟中之一些或全部之特定次序之條件，否則下文中所闡述之方法請求項不應被視為要求其中所敍述之步驟按字母次序來執行(該些請求項中之任何字母次序僅出於參考先前所敍述步驟之目的而使用)或按其所敍述之次序來執行。除非請求項的表述明確地陳述排除此類解譯之條件，否則方法請求項亦不應被視為排除同時或交替地執行兩個或多於兩個的步驟之任何部分。
102:雷達目標
105:數位至類比轉換器
106':組合雷達/通信波形產生器
107:壓控振盪器(VCO)
108:傳輸放大器
110:傳輸天線
116:接收天線
118:低雜訊接收放大器
120a:混合器
120b:混合器
122a:低通濾波器
122b:低通濾波器
124a:類比至數位轉換器
124b:類比至數位轉換器
126:基頻雷達信號處理模組
128:非暫時性有形電腦可讀儲存媒體
130:組合雷達/通信系統
131:共同雷達/通信傳輸器
132:通信平台
133:組合雷達/通信接收器
134:通信資料源
136:數位調變符號產生器
138:基頻通信信號處理模組
140:非暫時性有形電腦可讀儲存媒體
142:壓控振盪器(VCO)
144:波形產生器

Claims (15)

  1. 一種組合雷達/通信系統(130)，其包含具有一傳輸天線(110)之一共同雷達/通信傳輸器(131)，及具有一共同接收天線(116)之一組合雷達及通信接收器(133)，其中該共同雷達/通信傳輸器(131)經組態以傳輸具有一第一中心頻率且包含符號之組合雷達/通信波形調變信號，每一符號由一上升頻擾及一下降頻擾所組成，且該組合雷達及通信接收器(133)包含：一第一混合器(120a)，其混合來自該接收天線(116)之接收的信號與所傳輸的信號並輸出第一經解調變信號；一基頻雷達信號處理模組(126)，其經組態以基於自該些第一經解調變信號所導出之拍頻來估計一雷達物體之距離及距離變率；一第二混合器(120b)，其混合來自該接收天線(116)之接收的信號與具有一傳輸通信平台(132)之一第二中心頻率之一調頻信號並輸出第二經解調變信號，該傳輸通信平台(132)被定位成與該共同接收天線(116)相隔一距離；及一基頻通信信號處理模組(138)，其經組態以偵測該些第二經解調變信號中之每一符號之上升及下降頻擾之斜率及初始相位，其中該第一中心頻率與該第二中心頻率不同。
  2. 如請求項1所述之系統(130)，其中連續符號之上升及下降頻擾具有非均一斜率。
  3. 如請求項1所述之系統(130)，其中連續符號之上升及下降頻擾具有非均一初始相位。
  4. 如請求項1所述之系統(130)，其中該基頻通信信號處理模組(138)包含：一相位估計器(28)，其包含經組態以針對每一信號樣本估計接收的信號之 各別瞬間信號相位的硬體或韌體；及一斜率係數估計器(52)，其連接至該相位估計器(28)並包含經組態以估計接收的信號之每一符號之斜率係數的硬體或韌體。
  5. 如請求項4所述之系統(130)，其中該斜率係數估計器(52)為一現場可程式閘陣列或一特殊應用積體電路。
  6. 如請求項4所述之系統(130)，其中該基頻通信信號處理模組(138)進一步包含一對相位係數估計器(62，64)，該對相位係數估計器(62，64)經組態以估計接收的信號中之每一符號之上升及下降頻擾中之每一者之各別相位係數。
  7. 如請求項6所述之系統(130)，其中該基頻通信信號處理模組(138)進一步包含一斜率/相位至符號映射模組(70)，該斜率/相位至符號映射模組(70)經組態以基於經估計的該斜率係數及經估計的該各別相位係數來計算識別每一符號之三個索引。
  8. 如請求項1所述之系統(130)，其中該共同雷達/通信傳輸器(131)進一步包含串聯連接之以下組件：一通信資料源(134)，其儲存待傳輸的資料；一數位調變符號產生器(136)，其將通信資料轉換成符號；一數位至類比轉換器(105)，其將數位符號轉換成類比符號；一組合雷達/通信波形產生器(106')，其將從該數位至類比轉換器接收之類比符號轉換成振盪器控制電壓；一壓控振盪器(107)，其基於電壓控制輸入及輸出的組合雷達/通信波形調變信號而向具有一傳輸頻率之載波信號施加調變信號；及一傳輸放大器(108)，其放大所得到的組合雷達/通信波形調變信號，其中該傳輸天線(110)廣播該些組合雷達/通信波形調變信號。
  9. 如請求項8所述之系統(130)，其中該數位調變符號產生器經組態以將表示待傳輸的通信資料之位元轉換成表示待傳輸的符號之特徵的數位值。
  10. 如請求項9所述之系統(130)，其中該些數位值為一符號之第一頻擾之斜率、該符號之該第一頻擾之初始相位，及該符號之第二頻擾之初始相位。
  11. 一種用於操作一組合雷達/通信系統(130)之方法，其包含：使用一傳輸天線(110)傳輸具有一第一中心頻率且包含符號之組合雷達/通信波形調變信號，每一符號由一上升頻擾及一下降頻擾所組成；在一接收天線(116)處接收自一雷達目標(102)返回的該些組合雷達/通信波形調變信號之部分；混合來自該接收天線(116)之接收的信號與所傳輸的信號以產生第一經解調變信號；自該些第一經解調變信號導出拍頻；基於該些拍頻估計一雷達物體之距離及距離變率；混合來自該接收天線(116)之接收的信號與具有一傳輸通信平台之一第二中心頻率之一調頻信號以產生第二經解調變信號，該傳輸通信平台被定位成與該共同接收天線(116)相隔一距離；及偵測該些第二經解調變信號中之每一符號之上升及下降頻擾之斜率及初始相位，其中該第一中心頻率與該第二中心頻率不同。
  12. 如請求項11所述之方法，其中連續符號之上升及下降頻擾具有非均一斜率。
  13. 如請求項11所述之方法，其中連續符號之上升及下降頻擾具有 非均一初始相位。
  14. 如請求項11所述之方法，其中偵測斜率及初始相位包含：針對每一信號樣本估計接收的信號之各別瞬間信號相位；估計接收的信號之每一符號之斜率係數；及估計接收的信號中之每一符號之上升及下降頻擾中之每一者之各別相位係數。
  15. 如請求項14所述之方法，其進一步包含基於經估計的該斜率係數及經估計的該各別相位係數來計算識別每一符號之三個索引。
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