CN110535481B - 使用共用信号波形的组合的雷达和通信系统 - Google Patents

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Abstract

本申请公开使用共用信号波形的组合的雷达和通信系统。一种系统(130)，具有一组共用硬件和共用信号处理以及可用于实现有效雷达和有效通信功能的共用波形系列。该系统包括具有发射天线(110)的共用雷达/通信发射器(131)和具有共用接收天线(116)的组合的雷达和通信接收器(133)。共用雷达/通信发射器(131)配置为发射包括符号的组合的雷达/通信波形调制信号，每个符号由向上线性调频信号和向下线性调频信号组成。组合的雷达和通信接收器(133)包括配置为从接收符号估计雷达对象的范围和范围变化率的基带雷达信号处理模块(126)以及配置为检测每个接收符号的向上线性调频信号和向下线性调频信号的斜率和初始相位的基带通信信号处理模块(138)。

Description

使用共用信号波形的组合的雷达和通信系统
技术领域
本文中所公开的技术总体涉及用于执行组合的雷达和通信功能的系统和方法。
背景技术
许多平台(诸如飞行器、卫星、潜艇和车辆)都需要雷达和通信功能。然而，用于雷达和通信功能的现有解决方案需要在平台上添加两个分开的系统及其所有伴随的成本、电源和天线，而对于这样的硬件平台上的空闲位置稀缺。
一个问题是缺乏安装这两个推测是分开的硬件组(雷达和通信)的空间。虽然如果他们在名义上是相同的频率他们可能能够共享一个天线，但这是防止由于这样不同的系统的烟道式/垂直式(stove-piped)实施方式。第二个问题是与单个平台上的两个这样的系统的干扰(主要是射频(RF)干扰)相关联的成本。当雷达和通信系统是分开的时，它们可以在不同时间或同时操作。当同时操作时，同信道干扰可能是一个问题，并且可能限制一个或两个系统的性能。在不同时间操作会导致性能限制。第三个问题是维护两个分开系统的附加成本，以及它们所需的升级。
期望提供一种在实施雷达和通信功能二者时解决一个或更多个上述问题的系统。
发明内容
下面详细公开的主题涉及通过使用以灵活方式实施雷达和通信功能二者的共用可编程硬件和软件组来解决上面确认的问题中的一个或更多个的系统和方法，以便一个系统可以提供所需的雷达和通信性能的二者。更具体地，本公开描述了一组可以用于雷达和通信功能二者的共用硬件和共用信号处理以及共用波形系列。这两个应用通常使用分开的硬件、软件和信号。本公开描述了如何使用相同的信号处理架构在相同硬件上使用单个波形以实现有效的雷达和有效的通信功能二者。该波形在本公开中将被称为组合的雷达/通信波形(CRCW)并且基于频率调制连续波形(FMCW)。该CRCW是组合的雷达/通信功能的部分，该组合的雷达/通信功能可以使用飞行器、卫星、潜艇或其他车辆上的共用天线、共用电源和共用位置来实施，以提供两种类型的功能。
通过这种共用性，这种组合系统可以降低最终安装的雷达和通信系统的成本、尺寸、重量和电源，以及提供更容易的维护和升级。通过将雷达和通信系统一起实施，几乎所有的干扰问题都可以在共用系统内解决，而不是等待在平台上的不同地点处的安装/装置(installation)，然后分析这种干扰。通过使用共用硬件和处理，可以同时完成两个系统的升级，并且已经考虑了集成问题。本文提出的共用波形避免了与操作分开的系统相关联的问题，并且允许雷达和通信功能同时操作而没有干扰或者以一个为代价来不降低另一个的性能。
本文中所公开的通信功能使用数字调制，其中相位、幅度和频率的变化用于表示数字信息。在数字调制方案中，每个发射的比特(或比特组)被映射到载波的特定状态。如本文中所使用的，术语“符号”意指载体/载波的状态，其被定义为具有特定的相位、幅度和频率。载波将状态从一个符号改变到下一个符号的速率称为符号速率。
尽管下面将详细描述用于执行组合的雷达和通信功能的系统和方法的各种实施例，但是这些实施例中的一个或更多个可以由以下方面中的一个或更多个来表征。
下面详细公开的主题的一个方面是一种组合的雷达/通信系统，其包括具有发射天线的共用雷达/通信发射器和具有共用接收天线的组合的雷达和通信接收器，其中共用雷达/通信发射器被配置为发射包括符号的组合的雷达/通信波形调制信号，每个符号由向上线性调频信号/上啁啾(up chirp)和向下线性调频信号/下啁啾(down chirp)组成，并且组合的雷达和通信接收器包括：第一混频器，其将来自接收天线的接收信号与发射信号混频并输出第一解调信号；基带雷达信号处理模块，其被配置为基于从第一解调信号导出的拍频来估计雷达对象的范围和范围变化率；第二混频器，其将来自接收天线的接收信号与具有位于距共用接收天线一定距离的发射通信平台的中心频率的频率调制信号混频，并且输出第二解调信号；以及基带通信信号处理模块，其被配置为用于检测第二解调信号中每个符号的向上线性调频信号和向下线性调频信号的斜率和初始相位。接连符号的向上线性调频信号和向下线性调频信号具有不均匀的斜率和不均匀的初始相位。
根据前段中描述的系统的一些实施例，基带通信信号处理模块包括：相位估计器，其包括被配置为针对每个信号采样估计接收信号的相应瞬时信号相位的硬件或固件；斜率系数估计器，其连接到相位估计器，并包括配置为估计用于接收信号的每个符号的斜率系数的硬件或固件；相位系数对估计器，被配置为估计用于接收信号中的每个符号的每个向上线性调频信号和向下线性调频信号的相应相位系数；以及斜率/相位-符号映射模块，被配置为基于估计的斜率系数和估计的相位系数对来计算识别每个符号的三个索引。
下面详细公开的主题的另一个方面是一种组合的雷达和通信接收器，其包括：接收天线；第一混频器，其将来自接收天线的接收信号与由第一发射器发射的发射信号混频，并输出第一解调信号；基带雷达信号处理模块，其被配置为基于从第一解调信号导出的拍频来估计雷达对象的范围和范围变化率；第二混频器，其将来自接收天线的接收信号与具有第二发射器的中心频率的频率调制信号混频，并输出第二解调信号；以及基带通信信号处理模块，其被配置为检测第二解调信号中每个符号的向上线性调频信号和向下线性调频信号的斜率和初始相位。
下面详细公开的主题的另一方面是一种用于操作组合的雷达/通信系统的方法，其包括：使用发射天线发射包括符号的组合的雷达/通信波形调制信号，每个符号由向上线性调频信号和向下线性调频信号组成；在接收天线处接收从雷达目标返回的组合的雷达/通信波形调制信号的部分；将来自接收天线的接收信号与发射信号混频以产生第一解调信号；从第一解调信号中导出拍频；基于拍频估计雷达对象的范围和范围变化率；将来自接收天线的接收信号与具有位于距共用接收天线一定距离的发射通信平台的中心频率的频率调制信号混频，以产生第二解调信号；以及检测第二解调信号中每个符号的向上线性调频信号和向下线性调频信号的斜率和初始相位。
根据前段中描述的系统的一些实施例，检测斜率和初始相位包括：针对每个信号采样估计接收信号的相应瞬时信号相位；估计用于接收信号的每个符号的斜率系数；并且估计用于接收信号中的每个符号的向上线性调频信号和向下线性调频信号中的每个的相应相位系数。然后，基于估计的斜率系数和估计的相位系数对，计算识别每个符号的三个索引。
下面公开了用于执行组合的雷达和通信功能的系统和方法的其他方面。
附图说明
前部分中讨论的特征、功能和优点可以在各种实施例中独立地实现，或者可以在其他实施例中组合。为了说明上面所描述的和其他方面，将在下文中参考附图描述各种实施例。
图1是表示三角形线性调频波形的接收和发射频率的曲线图，其中向上和向下斜坡具有相等的持续时间。实线表示发射信号；虚线表示反射和接收信号。
图2A是示出使用线性频率调制以在每个符号中包括一个向上线性调频信号和一个向下线性调频信号的符号设计的曲线图。
图2B是表示在分开的并行信道中发射的线性调频信号波形的频率的曲线图。
图3是信噪比(SNR)与线性调频信号周期的曲线图，示出了对于其中B＝1MHz且Tmin＝10μs的示例的3σ分开的线性调频信号斜率(C)的数量。
图4是SNR与线性调频信号周期的曲线图，示出了对于其中B＝1MHz且Tmin＝10μs的示例的3σ分开的线性调频信号相位(C1)的数量。
图5是SNR与线性调频信号周期的曲线图，示出了对于其中B＝1MHz且Tmin＝10μs的示例的斜率除以相位平方的优选比率。
图6是识别未被配置为使用本文公开的组合的雷达/通信波形的FMCW雷达系统的一些组件的块图。
图7是识别根据一个实施例配置的组合的雷达/通信系统的一些组件以使用本文公开的组合的雷达/通信波形的块图。
图8是识别用于计算实数信号的展开的(unwrap)相位的子系统的组件的块图。
图9-图11是根据一个实施例的符号化表示电子电路的图，该电子电路用于分别数字计算用于估计表示线性调频信号斜率的斜率系数的方程中的三个项的值。
图12是识别根据一个实施例的基带通信处理的处理步骤的流程图。
在下文中将参考附图，其中不同附图中的类似元件具有相同的附图标记。
具体实施方式
下面详细描述用于检测和估计相位调制信号的参数的系统的说明性实施例。然而，并非实际实施方式的所有特征都在本说明书中被描述。本领域技术人员将了解，在任何这样的实际实施例的开发中，必须做出许多特定于实施方式的决定以实现开发者的特定目标，诸如遵守与系统相关的和与业务相关的约束，这些约束将随着一个实施方式到另一个实施方式而变化。此外，应当了解，这种开发努力可能是复杂且耗时的，但是对于受益于本公开的本领域普通技术人员来说仍然是常规任务。
雷达信号通常分为两类：脉冲信号和连续信号。脉冲信号在短时间内打开/接通(on)，然后关闭并等待返回的回波。相比之下，频率调制连续波(FMCW)雷达通常使用频率调制的连续信号，该信号连续地从目标反弹并返回到接收器。特别地，通常应用线性频率扫描，并且返回的信号可以与发射信号混频以产生每个目标返回的单个预期音调。该线性频率扫描也称为线性调频信号或线性频率调制信号。与脉冲雷达相比，使用FMCW雷达有许多优点。
FMCW雷达的一个优点是低峰值发射功率。只有很小一部分发射信号被反射回雷达接收器。由于脉冲雷达仅在短时间段内发射，因此峰值发射功率相对于平均发射功率较高。这通常需要使用大的、重的、低效的高压速调管组件。相比之下，FMCW雷达的连续发射意指使用明显更小的峰值功率可以实现相同的平均发射功率，这在功率和成本方面更典型地是通信系统。这允许使用低成本、有效的固态组件构建组合的FMCW雷达/通信系统。低功耗意指这样的系统可以容易地在较小的平台上供电并且具有更广泛的使用。
FMCW雷达的另一个优点是高范围分辨率。雷达的范围分辨率决定了区分两个不同的目标的最小范围间距。在简单的脉冲雷达中，通过缩短脉冲持续时间从而增加脉冲带宽来实现更高的范围分辨率。然而，组件切换时间和进一步增加发射功率的需要限制了可实现的范围分辨率。相反，FMCW雷达的范围分辨率仅由线性调频信号的带宽决定，并且与线性调频信号持续时间无关。这允许对于给定的成本有效的解决方案实现更精细的范围分辨率。
另一个优点是FMCW雷达可以进行短范围测量。脉冲雷达不会同时发射和接收，因此具有最小测量范围。相比之下，FMCW雷达同时发射和接收，并且能够实现非常短的最小测量范围。FMCW雷达的一个限制是在解调的FMCW中间(IF)频率中存在大的直流分量，其应被滤波以防止放大器饱和。然而，FMCW雷达能够实现比脉冲雷达更短的范围测量。
FMCW雷达的另一个优点是高频操作。FMCW对操作频率没有要求，事实上高频操作是理想的，因为用物理上更小的天线可以实现等效的波束宽度。附加地，由于范围分辨率仅取决于线性调频信号带宽，因此带宽占载波频率的百分比较小，使得组件更容易获得。
FMCW雷达的另一个优点是线性调频信号持续时间可能是任意的。在简单的脉冲雷达中，脉冲持续时间和脉冲带宽成反比。在FMCW雷达的情况下，线性调频信号持续时间和线性调频信号带宽是完全独立的。因此，可以在保持固定范围分辨率的同时增加线性调频信号持续时间以实现期望的接收信噪比(SNR)，以便限制功耗、减少干扰或降低截获的概率。因此，也可以出于通信原因进行这种技术，以实现所有相同的目标。
与脉冲雷达相比，FMCW雷达有几个缺点。通过适当的设计可以减轻这些问题。
FMCW雷达的一个缺点是范围-速度模糊。由于到目标的范围是以频率编码的，因此目标运动的任何多普勒(Doppler)频移都会改变明显目标范围。可以通过比较目标在一系列连贯线性调频信号内的相位进展或通过使用一系列向上线性调频信号和向下线性调频信号来同时测量目标范围和范围变化率来消除这种模糊。
FMCW雷达的另一个缺点是线性调频信号非线性。虽然范围分辨率由线性调频信号带宽决定，但与完美线性频率斜坡的任何偏差都会导致目标感应IF频率在线性调频信号持续时间内发生变化，从而降低雷达的范围分辨率。因此，要求压控振荡器具有比一些更标准的无线电应用中更高的线性度，或者可以应用补偿来校正这些非线性。
FMCW雷达的另一个缺点是发射器泄漏。典型的目标返回功率远小于发射功率。由于FMCW雷达同时发射和接收，即使非常少量的发射器泄漏也可能淹没目标返回，可能会损坏敏感的射频(RF)接收器组件。此外，单天线设计(虽然比两个天线设计更紧凑)需要附加的隔离和RF环形器的使用。为了在单天线雷达中实现良好性能，有许多RF技术可用于抑制这种泄漏，但所有这些方法也允许同时通信。
FMCW雷达的另一个缺点是相位相干性。由于FMCW雷达通过混频和低通滤波将接收的雷达返回信号相对于原始发射信号下变频，因此在发射和接收之间的时间期间接收器保持相位相关是必要的。对于脉冲雷达也是如此，因此可以实现这一点。然而，通信系统可能有更宽松的要求。这是必须满足雷达处理的更大要求的另一个领域，以便通过单一系统实现雷达和通信二者。
雷达和通信系统要求根据信号功率的大小强制设计选择。下面简要描述各自的优选信号强度，强调差异。对于组合系统，应满足两个信号强度标准。
雷达的操作原理基于电磁波的特性及其通过不同材料的特征反射。首先，发射频率为f且波长λ＝c/f的无线电信号。基于反射和接收信号响应，可以进行关于反射目标的方向、距离和相对速度的测量。目标的接收信号强度可以从雷达方程计算：
Figure GDA0003589367000000071
其中
Figure GDA0003589367000000072
在上面的表达式中，Pr代表接收信号强度，而Pt表示发射信号功率。天线的特征在于其发射和接收天线增益分别为Gt和Gr以及接收天线的相应有效孔径Ar。σS是位于距离R处的反射目标的散射截面。接收信号强度随着范围的四次方而降级。这与仅以范围的二次方降级的一般通信系统形成对比。因此，对于通信情况，由通信接收器接收的功率Pc(在距发射器的范围R处，而不是共同定位)没有反射并且仅具有R2损失，并且可以表达为
Figure GDA0003589367000000073
其中
Figure GDA0003589367000000074
其中Ac是接收通信天线的孔径及其相关联的增益Gc。因此，雷达接收器必须提供更高的灵敏度和动态范围，以覆盖广泛的目标距离。这意指利用共用雷达/通信信号并因此利用共用天线和发射功率，雷达信号Rmax的最大范围通常远小于通信信号Rcomm的范围，即，Rmax<Rcomm。
这些考虑因素影响所发射的共用雷达/通信信号和前端RF硬件的设计幅度，但纯粹是应用特定的并且不影响波形设计和处理，因此本文不再进一步讨论。此后，假设信号被归一化为幅度的单位元素(unity in amplitude)。
FMCW雷达系统的发射的线性频率调制信号可以建模为线性调频信号：
Figure GDA0003589367000000081
其中fT(τ)＝(B/T)τ是作为时间τ的线性函数的发射频率(对于向上斜坡；下行斜坡将为负)，fc是载波频率，B是带宽，幅度标准化为单位元素，并且T是持续时间。考虑具有时间延迟td＝2(R0+vt)/vc和多普勒频移fD＝-2·fcv/vc的反射和接收信号，其中vc(对于RF信号)是光速，将发射信号与接收信号混频之后的接收的频率可以表达为
Figure GDA0003589367000000082
其中R0是时间t＝0时的范围，并且v是目标速度(或范围变化率)。因此，接收的向上斜坡信号可以描述为
Figure GDA0003589367000000083
此处，接收信号幅度归一化为单位元素。实际上，接收信号幅度取决于天线增益、发射功率、目标距离和雷达截面(RCS)。为了获得关于多普勒频率和拍频的信息，发射信号sT(t)和接收信号sR(t)在时域中通过相乘混频并传递到带宽为B的低通滤波器(LPF)。然后对于向上斜坡获得LPF输出的中频(IF)信号sIF(t)为：
Figure GDA0003589367000000084
类似地，对于向下斜坡可以获得LPF输出的IF信号sIF(t)(具有与向上斜坡相同的斜率，但符号相反)，如下所示
Figure GDA0003589367000000085
因此，称为向上和向下斜坡拍频的两个与时间相关的频率项出现在基带信号的频谱中：
Figure GDA0003589367000000086
Figure GDA0003589367000000091
这些频率可用于求解目标速度v和范围R0。(参考文献：Rohling和Meinecke，“用于汽车雷达系统的波形设计原理”(“Waveform design principles for automotive radarsystems”)，2001CIE国际雷达会议(2001)，以及Rohling和Moller，“用于汽车雷达系统和应用的雷达波形”(“Radar waveform for automotive radar systems andapplications”)，2008年IEEE雷达会议，5月26日-30日(2008年)，包含该信息和对导出频率的论文的参考)。图1示出了具有三角波形的发射(实线)和接收(虚线)信号的频率，其中fbu和fbd分别代表向上斜坡拍频和向下斜坡拍频。
本公开提出使用具有基于上述向上线性调频信号和向下线性调频信号的设计的组合波形，使得雷达功能基本上不受影响，但是以两种方式参数化以允许发生通信：
(1)每个符号长度为2T，并且具有两个线性调频信号，一个向上和一个向下。注意，也可以使用向下线性调频信号，然后是向上线性调频信号。以下讨论标准化的向上然后向下线性调频信号。对于符号i，向上线性调频信号将在时间0处以频率fc-B/2开始，然后在时间Ti处进到频率fc+B/2；然后互补向下线性调频信号将在时间Ti处以频率fc+B/2开始，并在时间2T处以频率fc-B/2结束。将两个不同的线性调频信号斜率标记为ai和αi，并且将两个不同的频率标记为bi和βi。它们的值可以通过ai＝B/Ti 2,bi＝fc-B/2,αi＝-B(/2T-Ti),和βi＝fc+B/2与线性调频信号参数相关。
(2)每个符号对于每个线性调频信号将具有单独的初始相位：第一线性调频信号的相位ci和第二线性调频信号的相位γi。此处-π<ci,γi≤π。
这些变化根本不会影响波形的雷达性能。导出范围和范围变化率的唯一变化与以下有关：
与在两个区间[0，Ti)和(Ti，T]期间而不是两个区间[0，T)和(T，2T]期间测量拍频。两个区间的方程可以用以下形式表示：
exp(2πj(ait2+bit+ci)),0≤t<Ti
exp(2πjαi(t-Ti)2+βi(t-Ti)+γi)),Ti≤t<T
以最一般的形式，CRCW可以由具有频带Bi的多个并行(连续或非连续)信道(数量为m个)表示，其中i＝1、2，...，m。每个频带在整个频率范围内具有其自己的符号时间、线性调频信号斜率和相位，整个频率范围具有表示当前正在操作的所有雷达和通信系统的总带宽BT。图2B示出了这种设计中的相应的一系列符号，每个符号包括如上面所描述的向上线性调频信号和向下线性调频信号，在以各自不同载波频率为中心的宽度B的相应信道中发射。
根据本文中所公开的方法，可以同时发射具有图2A中所描绘的类型的波形的符号。类似地，可以并行处理反射和返回的信号，以导出表征由FMCW雷达系统检测到的目标的各种参数。
范围分辨率ΔR表示具有相同速度的两个目标的最小可辨别范围，并且速度分辨率Δv表示具有相同范围的两个目标的最小可辨别速度。所需带宽B与给定的范围分辨率ΔR有关，并且可以用公式表示为
Figure GDA0003589367000000101
类似地，观察时间T与速度分辨率Δv有关并且可以表达为
Figure GDA0003589367000000102
为了在频域中没有最大拍频折叠，奈奎斯特采样定理则需要
Figure GDA0003589367000000103
为了使最大返回不在时域中折叠(折叠到下一个时间间隔T)，对于合理的速度，类似的要求是
Figure GDA0003589367000000104
或者
Figure GDA0003589367000000105
这些方程给出了雷达性能参数{RMAX、VMAX、ΔR，Δv，fc}与波形参数{B，T，fs}之间的关系。注意，对于具有两个线性调频信号的持续时间Ti和2T-Ti的给定CRCW符号，上述方程中的T将被这两个量中的一个取代，这取决于符号的哪个部分被引用。
对于使用CRCW的通信功能，可以为每个信道m中的通信采用所需的最大数据速率，并找到带宽Bm，其通过标准通信分析支持那个最大数据速率。结果是可用的总带宽BT。然后清楚
Figure GDA0003589367000000111
对于每个信道，下变频后通信接收器fs(COMM)的采样速率必须满足条件：
fs(COMM)≥2Bm
以便捕获所传送信号的全部带宽。
为简单起见，以下附加公开假设每个信道带宽是相同的值B，意指下标m将被丢弃。假设存在由{T，Ti，B，Θj，Φl}定义的集合{Sk}中的S个符号(其中0<Ti<2T，0≤i≤C-1，并且–π<Θj，Φl<π，j≥0，l≤C1-1，C·C1 2＝S)，其中Ti是第一线性调频信号的时间长度，B是两个线性调频信号的相应频率范围(所有符号将具有相同的带宽，它对于向上线性调频信号和向下线性调频信号二者都是相同的，并且Θj和Φl是向上和向下斜坡的相应相位。
为了支持每秒所需的数据速率Λ比特，应该具有
Figure GDA0003589367000000113
其中
Figure GDA0003589367000000114
是比特/符号数，1/2T是每秒符号数，BT是组合的雷达/通信系统(经由调节、硬件限制等)分配的总带宽。如果组合线性调频信号周期的所有限制，结果是
Figure GDA0003589367000000112
和
T≥Tmax≥max{Ti,2T-Ti}。
同样的，
Figure GDA0003589367000000115
和
Figure GDA0003589367000000121
令唯一的线性调频信号次数({Ti}中的唯一值)(或等效地符号集的唯一正频率斜率的数量)为C。这些条件可通过以下方程满足：以i＝1，...，C-1为例，
T＝(Tmin+Tmax)/2
Ti＝Tmin+(Tmax-Tmin)·i/(C-1)。
然后补充持续时间
2T-Ti＝Tmax-(Tmax-Tmin)·i/(C-1)
简单地是{Ti}的反向列表，简化了接收器和发射器设计。
没有其他对相位和由相位对定义的符号的限制
<Θ，Φ>
对于每个斜率C的两个坐标的总共D2个相位，每个相位的唯一值可以是
Figure GDA0003589367000000122
因此，然后符号的总数将是
Figure GDA0003589367000000123
其根据需要大于S。一个简单的假设是经由以下相位定义将相位均匀地扩展在(-π，π)上：
Θj＝-π+2πj/C1
Φl＝-π+2πl/C1
对于j，l＝1，...，D-1。
共同地(雷达和通信二者的情况)，上面的描述已经定义了几乎所有的基本波形参数
{S,B,T,fs,{Ti},{Φj},{Θl}}
使用要求/设计参数
{Rmax,vmax,ΔR,Δv,fc,BT,Λ}。
注意，没有讨论幅度A(其在上面的讨论中归一化为单位元素)，因为如上面所描述的，通过链路预算和RF前端硬件更好地处理幅度，这是纯粹的应用特定的。剩余的值C和D给出了一种调整符号扩展的方法，以便作为SNR的函数给出最佳和最一致的符号检测性能。斜率与相位(C和D)的这种平衡在以下段落中描述。
现在将详细描述用于平衡符号斜率和相位的方法。将使用以下离散线性调频信号模型来估计方差：
s[n]＝Aexp(j(2πj(αm2+βn+γ)) (3)
z[n]＝s[n]+w[n]
m＝n-(N-1)/2,0≤n≤N-1
其中s[n]是符号的采样版本，z[n]是采样的接收信号加噪声，以及w[n]是接收噪声的采样版本，标准差为3σ。值N是线性调频信号期间的采样数。参数{α，β，γ}定义了对应于符号的双线性调频信号组的每个线性调频信号，并且分别对应于线性调频信号速率(或线性调频信号的频率斜率)、频率和相位。使用以下表示法，本公开对每个参数的方差估计值使用到Cramer-Rao下界的修改的近似：
Figure GDA0003589367000000131
Figure GDA0003589367000000132
Figure GDA0003589367000000133
该信息可用于选择不同频率斜率的数量C和不同相位的数量D之间的平衡。
现在将描述具体示例以示出如何平衡作为其他波形参数的函数的C和D的值。假定B＝1MHz且Tmin＝10μs。并且假定符号的线性调频信号带宽在频率上是等间隔的。特别地，假设最大斜率为
Figure GDA0003589367000000141
然后均匀分配频率斜率值，以覆盖整个范围到此最大值。该方程遵循以下观察结果。多普勒方程将发射频率f与由于相对运动引起的明显观测频率f'相关。所以
Figure GDA0003589367000000142
其中vc是信号的速度(对于RF信号为光速)，v0是观察者的带符号的速度，并且vs是源(发射器)的带符号的速度。因此，接收的线性调频信号可以按比率(vc+v0)/(vc+vs)在频率中从发射的线性调频信号移位。这实质上改变了接收信号的β值
Figure GDA0003589367000000143
其中β是发射的线性调频信号的起始频率，并且β'是接收的线性调频信号的起始频率。由于处理接收信号的方式(下面将详细描述)，可以避免β的估计而不影响接收器性能。
图3和图4示出了使用方差估计值方程(4)和(6)的结果，以在给定情况下将C和D的最大理论值看作3σ检测水平下的N和SNR的函数。该3σ检测水平意指≈99.7％的时间，可以检测到正确的线性调频信号斜率/相位。这大致对应于以符号错误率0.009运行的通信系统。在此组合的雷达/通信系统上使用纠错编码在本文中没有详细公开，因为它将以传统方式完成，以便从其符号错误移动到通常为1×10-10的所需误码率。通过计算斜率与相位检测的性能，可以平衡两者以实现优选性能比率。因此，将调整对于给定系统的唯一正线性调频信号斜率的数量与线性调频信号相位数量之间的平衡。图5示出了在3σ检测水平下作为N和SNR的函数的C/D2的优选比率(唯一正斜率与唯一相位对的比率)。请注意，此比率在不同情况下可能会有很大变化。此外，请注意，如果系统考虑因素不允许使用整个斜率范围，则斜率可以覆盖较小的范围(例如，如果范围分辨率需要更窄的带宽范围)，在这种情况下，3σ单独的相位的数量将减少，并且优选比率将发生改变。
在图6中识别未配置为使用上文公开的波形的简化FMCW雷达系统100的一些组件。FMCW雷达系统100可以安装在诸如汽车、共用汽车、卡车等的车辆上，用于测量雷达目标102(诸如另一车辆或人)的范围，并当测量范围小于指定的最小间距距离时，发出警报信号。FMCW雷达系统100在功能上分为发射部分和接收部分。发射部分包括串联连接的向上/向下斜坡控制器104、数模(D/A)转换器105、频率调制连续波形发生器106、压控振荡器(VCO)107、发射放大器108以及发射天线110。接收部分包括串联连接的接收天线116、低噪声接收放大器118、频率混频器120(其也连接到VCO 107)、低通滤波器122、模数(A/D)转换器124以及基带雷达信号处理模块126(其也连接到向上/向下斜坡控制器104)。通过天线发射和接收调制信号，并且在时域中对发射和接收信号相乘，对其进行滤波和处理，以找到对应于目标返回的频率中的峰值。最终结果是包括所有目标的范围和范围变化率(相对速度)的测量流。
FMCW雷达系统100的感测操作可以简要描述如下。向上/向下斜坡控制器104将数字控制信号输出到数模转换器105，数模转换器105将数字信号转换成控制频率调制连续波形发生器106的模拟信号，以生成频率调制连续波形，VCO107将其转换成具有载波频率fc(Tx)的FMCW信号。FMCW信号由发射放大器108放大，并由发射天线110作为RF电磁波112朝向雷达目标102发射。相应地，接收天线116接收从雷达目标102反射的RF电磁波114。接收天线116作用为将反射的RF电磁波转换成由低噪声接收放大器118放大的电信号的换能器。然后，混频器120将由低噪声接收放大器118输出的接收信号与具有由VCO 10生成的载波频率fc(Tx)的发射信号进行频率混频以产生包含相位信息的第一解调信号。低通滤波器122执行低通滤波以获得发射和接收信号之间的拍频信号。模数转换器124对拍频信号进行采样并将拍频信号转换成数字信号。为了计算诸如范围和范围变化率的目标的信息，基带雷达信号处理模块126被配置为将数字拍频信号从时域转换到频域。常用方法是使用快速傅里叶变换。向上线性调频信号和向下线性调频信号在两个快速傅里叶变换中分别处理。在快速傅里叶变换之后，基带雷达信号处理模块126利用阈值找到对应于目标返回的频率峰值。然后使用拍频来求解目标速度v和范围R0，如前所述。最终结果是对目前所有目标的范围和目标速度(或范围变化率)的测量流。在图6中描绘的示例中，基带雷达信号处理模块126被配置为计算和导出关于目标102的信息，诸如范围和范围变化率，然后将这些雷达测量值存储在非暂时性有形计算机可读存储介质128中。
相比之下，图6部分地描绘了对FMCW雷达系统的修改，组合的雷达/通信系统可以被配置为使用先前描述的CRCW。图7是识别被配置为使用本文中所公开的CRCW的组合的雷达/通信系统130的一些组件的块图。在图7中部分描绘的示例中，数据可以从组合的雷达/通信系统130发射到通信平台132。相反，数据可以从通信平台132发射到组合的雷达/通信系统130。因此，组合的雷达/通信系统130具有雷达和通信数据输出以及雷达和通信数据输入两者。雷达部分基本上与图6中所描绘的没有改变，仅需要超出更简单的FMCW雷达系统的非均匀符号计时，其仅需要向上或向下线性调频信号的均匀计时来计算范围和范围变化率。
组合的雷达/通信系统130包括本地发射器和接收器，其组合的雷达和通信信号二者。与组合的雷达/通信系统130通信的远程通信平台132通常将不同的(一个或更多个)频带用于其通信。因此，图7示出了两个不同的频率：组合的雷达/通信系统130(和雷达接收器)的发射器的中心频率的fc_Tx(等于fc(Tx))和组合的雷达/通信系统130的通信接收器的中心频率的fc_Rx(等于fc(Rx))，从远程通信平台132的角度来看，它是其发射器的中心频率。
为了阐明本文使用的术语，调制是根据消息信号中的信息更改载波信号的过程。发射频率fc(Tx)是由发射器发射的载波信号的频率。由接收器接收信号使用相同的频率解调。然后，通过接收器对解调后的信号进行采样。采样速率是对消息信号进行采样的速率。载波信号的频率通常远大于输入消息信号的最高频率。奈奎斯特采样定理要求采样速率fs大于载波频率和调制信号的最高频率之和的两倍，以便解调器正确地恢复消息。为了使用具有M个符号的字符表(alphabet)的数字调制来调制信号，可以从实消息信号开始，其值是从0到M-1的整数。
在图7中所描绘的示例中，组合的雷达/通信系统130的发射天线110将具有发射中心频率fc(Tx)的RF电磁波朝向雷达目标102并朝向通信平台132发射。在返回中，组合的雷达/通信系统130的接收天线116接收来自雷达目标102的RF电磁波，由于雷达目标102相对于组合的雷达/通信系统130的移动，该电磁波频率等于中心频率fc(Tx)加上多普勒频率。接收天线116还接收来自通信平台132的RF电磁波，由于通信平台132相对于组合的雷达/通信系统130的移动，该电磁波频率等于由通信平台132的发射天线(图7中未示出)发射的中心频率fc(Rx)加上多普勒频率。如前所述，用于来自通信平台132的通信的单独接收频率信道使用与发射中心频率fc(Tx)不同的中心频率fc(Rx)，使得两个雷达/通信发射器不在相同的频带中发射。
参考图7，组合的雷达/通信系统130的发射部分(下文中称为“共用雷达/通信发射器131”)包括串联连接的以下部件：通信数据源134，其存储要发射到通信平台132的数据；数字调制符号发生器136，其将通信数据转换成符号；数模转换器105，其将数字符号转换成模拟符号；组合的雷达/通信波形发生器106'(CRCW waveform generator)，其将从数模转换器125接收的模拟符号转换成振荡器控制电压；VCO 107，其基于电压控制输入将调制信号施加到具有发射频率fc(Tx)的载波信号，并输出CRCW调制信号；发射放大器108，其放大从VCO 107接收的所得到的CRCW调制信号；以及发射天线110，其广播从发射放大器108接收的CRCW调制信号。
仍然参考图7，组合的雷达/通信系统130的雷达接收器和通信接收器(下文统称为“组合的雷达/通信接收器133”)二者都经由接收天线116和低噪声接收放大器118接收信号。在下一段中，将描述组合的雷达/通信接收器133的雷达接收器的附加部件。此后，将描述组合的雷达/通信接收器133的通信接收器的附加组件。
组合的雷达/通信系统130的雷达接收器包括串联连接的接收天线116、低噪声接收放大器118、频率混频器120a(也连接到VCO 107)、具有带宽B的低通滤波器122a、模数转换器124a以及基带雷达信号处理模块126(其也连接到数字调制符号发生器136)。接收天线116接收从雷达目标102反射的RF电磁波。接收天线116将反射的RF电磁波转换成由低噪声接收放大器118放大的电信号。然后，频率混频器120a将由低噪声接收放大器118输出的放大的信号与具有由VCO 107生成的载波频率fc(Tx)的输出信号进行频率混频，以产生包含相位信息的第一解调信号。低通滤波器122a执行低通滤波以获得发射信号和接收信号之间的拍频信号。模数转换器124a对拍频信号进行采样并将拍频信号转换成数字信号。基带雷达信号处理模块126被配置为使用针对向上线性调频信号和向下线性调频信号的分开快速傅里叶变换将数字拍频信号从时域转换到频域。在快速傅里叶变换之后，基带雷达信号处理模块126利用阈值找到对应于目标返回的频率中的峰值。然后使用拍频来求解目标速度v和范围R0，如前所述。最终结果是对目前所有目标的范围和目标速度(或范围变化率)的测量流。在图7中所描绘的示例中，基带雷达信号处理模块126被配置为计算和导出关于雷达目标102的信息，诸如范围和范围变化率，然后将这些雷达测量值存储在非暂时性有形计算机可读存储介质128中。
组合的雷达/通信系统130的通信接收器包括串联连接的接收天线116、低噪声接收放大器118、频率混频器120b(其连接到将频率fc(Rx)的调制信号施加到来自波形发生器144的电压控制输入的VCO 142)、具有带宽B的低通滤波器122b、模数转换器124b和基带通信信号处理模块138。接收天线116接收由远程通信平台132的发射器发射的RF电磁波。频率混频器120b将由低噪声接收放大器118输出的接收信号与具有由VCO 142生成的具有载波频率fc(Rx)的信号进行频率混频，以产生包含相位信息的第二调制信号。低通滤波器122b执行低通滤波。模数转换器124a对滤波后的信号进行采样，并将这些模拟信号转换成数字信号。基带通信信号处理模块138被配置为解码数字信号以提取接收的通信数据，然后将其存储在非暂时性有形计算机可读存储介质140中。
如图7所示，基带雷达信号处理仅以较小的方式改变，以使用包含通信数据的向上线性调频信号和向下线性调频信号。基本上，雷达处理不是以相同的持续时间处理向上线性调频信号和向下线性调频信号，而是通过与发射的非均匀向上线性调频信号和向下线性调频信号混频并进行与传统FMCW处理相同的计算来处理接收的数据。傅里叶变换与方程(1)和(2)(其将拍频与范围和范围变化率(或相对速度)相关)一起，可以用与典型FMCW雷达相同的方式进行处理。控制方程变为
Figure GDA0003589367000000181
Figure GDA0003589367000000182
当发送具有由Ti指示的斜率的符号时。根据这些方程，可以有效地估计范围R0和范围变化率v。
如上面所描述的，基本FMCW系统包括发射器、接收器和混频器。发射和接收调制信号，并且在时域中将发射和接收信号相乘并进行处理。更具体地，该过程通常至少涉及以下步骤：(1)计算发射信号；(2)计算接收信号；(3)通过在时域中相乘来混频信号；(4)滤波出两个导出的正弦项中的一个；(5)对滤波后的信号执行FFT。FMCW处理在许多论文和书籍中有详细描述(参见，例如，Wu和Linnartz的“使用频移的FMCW雷达的检测性能改进”(“Detection Performance Improvement of FMCW Radar Using Frequency Shift”)，比利时布鲁塞尔，比利时的信息理论和信号处理研讨会，2011年5月10-11日，以及Parrish的“MATLAB中的FMCW系统概述”(An Overview of FMCW Systems in MATLAB))，本文不再进一步描述。
由通信接收器(图7中最上面的处理路径)对波形进行的处理需要检测接收到的每个符号，这在本案例中意指检测用于第一和第二符号线性调频信号二者的符号频率斜率和相位。该过程如图12所示。该过程可以使用任何方法来计算线性调频信号速率(a)和初始相位(c)的估计(回顾一下，除非需要多普勒频率的估计，否则不需要估计参数b)，但是流方法是更好的，以减少处理延迟和存储。在美国专利申请No.15/652,027中描述了一种这样的方法。该方法以其简单的形式将接收信号的采样形式作为输入，并提供做两件事的算法：(1)该方法使用计算的度量值检测何时存在线性相位调制信号(在美国专利申请No.15/652,027中该度量由d表示)；以及(2)该方法估计线性相位调制信号中的三个固定参数(参见下面的方程(9)中的参数a、b、c)。线性相位调制信号由方程描述：
Figure GDA0003589367000000191
其中t随时间变化，并且a，b，c是控制线性调频信号斜率(即线性调频信号速率)、线性调频信号的初始频率和初始相位的多项式函数的参数(下文称为“系数”)。可以使用美国专利申请No.15/652,027中公开的方法的部分来估计斜率系数α和相位系数c，并进而可靠地检测正在发射的CRCW符号。下面将详细描述CRCW的符号检测方法。然而，通信接收器的设计还有其它附加方面，这些方面将不再详细描述，因为这些细节对于本领域技术人员来说是公知的。本公开将关注在CRCW接收器中接收的符号的接收和检测。估计a和c的处理步骤如下。
首先，经混频和向下变频的采样数据信号{sn}进入图7中识别的基带通信信号处理模块138。然后进行相位估计。如果进入/输入的数字信号是复数值，则可以将相位计算为atan2(im，re)，其中复数信号采样具有形式(re+i(im))。函数atan2()是带有两个参数的反正切函数。对于任何实数(例如，浮点)参数x和y，不会两者都等于零，atan2(y，x)是平面的正x轴与其上的坐标(x，y)给出的点之间的以弧度表示的角。计算相位的简化在实际中比atan2()函数的完整计算更容易实施。替代方法包括：CORDIC(Coordinate RotationDigital Computer，即，坐标旋转数字计算方法，其为计算双曲线和三角函数的简单而有效的算法，通常每次迭代收敛一个数字(或位))、查找表和插值，以及切比雪夫近似。这些在本文中不再进一步描述，因为它们是众所周知的和标准的。然而，如果进入信号是实数，则估计相位的常用方法涉及在计算相位之前使用正交解调器或希尔伯特滤波器。正交解调器的结构和功能是众所周知的。参见，例如，美国专利No.5,426,669、No.6,191,649和No.6,310,513。还有众所周知的使用希尔伯特滤波器形成分析(复数)信号的不同方法。图8示出了在相位估计之前使用并行延迟和希尔伯特滤波器方法的一种特定方法2。最后一步(在相位估计之后)是展开原始相位值。
参考图8，进入信号是实数。使用并联布置的希尔伯特滤波器24和匹配延迟26形成分析信号。匹配延迟26提供与希尔伯特滤波器24产生的延迟相匹配的延迟。延迟(实)和滤波(虚)信号并行输出到相位估计器28，相位估计器28估计流信号的相位。(注意，在下面的内容中使用-1和1之间的归一化相位，而不是-π和π。)相位估计器28输出的信号相位然后由相位展开器30展开。(如本文中所使用的，动词“展开(unwrap)”意指为正弦信号的每个完整周期添加2π)。相位的展开可以用几种不同的标准方式来完成。一种常见且简单的方法是执行以下操作：给定相位估计θ和先前相位采样θ0，当(θ-θ0)小于-π(归一化-1)(分别大于π(归一化+1))时，通过加上±2π的倍数(或归一化时的±1)来校正相位估计θ。
接下来，对于m＝Ti(i＝0，...，C-1)的每个斜率长度，随后的迭代计算在每个时间步骤n的a和c的估计。令Sy-1＝0且Sxy-1＝0。然后对于方程(9)中的参数a和c，使用以下方程在范围n＝0，...，C-1上的迭代给出最终估计
Figure GDA0003589367000000201
和
Figure GDA0003589367000000202
Syn＝Syn-1+θn-θn-m
Sxyn＝Sxyn-1-Syn-1+mθn
Figure GDA0003589367000000211
Figure GDA0003589367000000212
此处六个值A1(m)-A3(m)和C1(m)-C3(m)是3x3矩阵M的一部分，其仅取决于估计窗口长度m＝Ti并且对于每个线性调频信号斜率可以预先计算。3x3矩阵M定义如下：
Figure GDA0003589367000000213
此处，总和超过M个连续的相位采样，并且ti代表M个采样的相对时间，并且可以定义为ti＝i*fs。这种方法来自普通最小二乘法或线性回归的直接应用。
图9-图11是象征性地表示用于分别计算用于估计以数字形式实施的接收信号的线性调频信号斜率的三个项的值的电子电路的图(即，方程(10)中的项A1(m)(-2Sxyn-1+Syn-1+mθn)、A2(m)(-Sxyn-1+mθn)和A3(m)(θn-mθn-m))，该数字形式可以在现场可编程门阵列(FPGA)或专用集成电路(ASIC)中实例化。
图9示出了用于估计方程(10)中的第一项A1(m)(-2Sxyn-1+Syn-1+mθn)的方法的实施方式4。图9(以及图10和图11)中使用的表示法如下：Z-1代表寄存器或存储元件，用于将值延迟一个时钟周期；带圆圈的“+”符号代表求和器；并且带圆圈的“x”符号代表乘法器。相位估计θn被输入到估计参数Syn-1的值的模块10。模块10包括延迟缓冲器12，其可以被编程用于不同的延迟值(直到某个实施方式相关的最大值)，其中延迟被设置为等于斜率长度m。相位估计θn也被输入到乘法器16，乘法器16将项mθn输出到估计参数值-2Sxyn-1的模块14。求和器18将由模块12和乘法器16输出的估计值相加以形成总和(Sxyn-1+mθn)。然后，求和器20将由模块14输出的估计值与求和器18输出的总和相加以形成总和(-2Sxyn-1+Syn-1+mθn)。乘法器22然后将由求和器20输出的总和与值A1(m)相乘以产生方程(10)中的第一项A1(m)(-2Sxyn-1+Syn-1+mθn)的值。
图10示出了用于估计方程(10)中的的第二项A2(m)(-Sxyn-1+mθn)的方法的实施方式6。相位估计θn被输入到估计参数Sxyn-1的值的模块32。相位估计θn也被输入到乘法器34，乘法器34将项mθn输出到求和器36。求和器36将由模块32和乘法器34输出的估计值相加以形成总和(-Sxyn-1+mθn)。乘法器38然后将由求和器36输出的总和与值A2(m)相乘，以产生方程(10)中的第二项A2(m)(-Sxyn-1+mθn)的值。
图11示出了用于估计方程(10)中的第三项A3(m)(θn-mθn-m)的方法的实施方式8。相位估计θn被输入到延迟缓冲器40，延迟缓冲器40将相位估计延迟斜率长度m。相位估计θn也被输入到求和器42，求和器42将进入相位估计与从延迟缓冲器40输出的延迟相位估计的负值相加，以形成总和(θn-mθn-m)。然后乘法器44将求和器42输出的总和与值A3(m)相乘，以产生方程(10)中的第三项A3(m)(θn-mθn-m)的值。
图12是根据一个实施例的识别用于(由图7中识别的基带通信信号处理模块138执行的)基带通信处理的方法的步骤的流程图。在图12中部分地描绘该过程可以使用流(或动态)计算生成参数估计，因此适用于FPGA或ASIC或其他基于硬件的实施方式。在以下说明书中，术语“块”指代以硬件体现的电子电路。图12中描绘的基带通信处理的工作如下。
从方程(10)进行计算的斜率系数估计块52中的每个被标记为a(Ti)，并且类似地，对于相位系数估计块62被标记为方程(11)的c(Ti)。仅需要将实施方式图(图9-图11)中对Ai(m)的引用改变为Ci(m)以计算c(Ti)。
然后，使用长度为2T-Ti的一组延迟缓冲器54来对每个符号i的向上线性调频信号和向下线性调频信号的斜率估计进行排列。最后，符号度量计算块56使用以下方程计算每个这样的符号斜率的符号度量di：
Figure GDA0003589367000000231
然后在块58中选择最小的符号度量di，并且该信息被传递到符号跟踪块60和相位系数估计块62和64，它们使用方程(11)估计每个互补线性调频信号的相位系数c。符号跟踪块60识别所选择的线性调频信号斜率的符号度量的最小值的时间，并且使用标准符号时间滤波器产生符号采样时间信号，该信号由各个符号采样块66和68用于采样从相位系数估计块62和64计算相位。最后，映射块70取三个识别的值{a(Ti)，c(Ti)，c(2T-Ti)}，并从这些值通过计算i、j和l来估计接收符号的三个索引，如下：
Figure GDA0003589367000000232
这个三重整数定义了接收符号。此处有角度的括号代表舍入到最接近的整数。
再次参考图7，现在将详细描述由将通信数据转换成符号的数字调制符号发生器136执行的处理步骤。该处理块取要发射的序列位组，并将它们转换成表征表示要发射的通信数据的符号的数字值。它与在调制之前符号如何映射到(I，Q)群集非常相似。如果C和D的值是2的幂次，则主要步骤如下：
(1)取序列的K输入位组，将输入位分成三组log2KC、log2KD和log2KD位；
(2)通过将位解释为从0到C-1的数字i，将第一组映射到每个符号的第一线性调频信号的线性调频信号斜率，然后计算
Ti＝Tmin+(Tmax-Tmin)·i/C；
(3)通过将位解释为从0到D-1的数字j，将第二组映射到符号的第一线性调频信号的初始相位，然后计算
Θj＝-π+2π(j/D)；
(4)通过将位解释为从0到D-1的数字l，将第三组映射到符号的第二个线性调频信号的初始相位，然后计算
Φl＝-π+2π(l/D)。
这些数字值被发送到组合的雷达/通信波形发生器106'(见图7)，其产生调制信号，该信号被馈送到VCO 107以产生具有适当斜率和相位的最终RF线性调频信号。如果C和D的值不是2的幂，则该映射可以通过标准算术编码技术来完成，其中要发送的位在基本C·D2中编码，然后每个数字δ，0≤δ<C·D2，经由
Figure GDA0003589367000000241
与符号时间Ti相关联。其中
Figure GDA0003589367000000242
代表floor函数，小于或等于x的最大整数。
然后可以通过设置δr＝rem(δ,D2)(δ除以D2的余数)找到相位。然后
Figure GDA0003589367000000243
类似地，设置δs＝rem(δr,D)和Φl＝π+2π(δs/D)。
上面详细公开了许多波形和架构的变体。例如，该架构可以使用直接RF转换架构(参见图7)来操作，其中模数转换器可以在低噪声放大器之后直接移动。然后，模数转换器之后的处理将是数字的而不是模拟的。本公开描述了每个发射器使用其自己的频率的情况。这防止了两个或更多个这样的系统之间的干扰。在替代实施例中，这样的系统还可以复用它们的输出，使得这不会发生。这可以通过更高级别的协议来控制。替代地，两个系统可以使用相同的频率并通过标准扩频符号编码，两者都可以在相同的频率上操作，但具有更大的相互干扰。上面参考图12描述的具体计算是基于均匀间隔的线性调频信号时间和相位。如果不是这种情况，则必须经由标准技术修改计算。
已经描述了一种用于使用一组共用硬件和共用信号处理以及共用波形系列来组合的雷达和通信功能的方法。线性频率调制符号用于在符号也用于测量多个目标(如雷达所做的那样)的信号反射的范围和范围变化率(或相对速度)的同时发送通信。此外，雷达检测和通信接收可以以流方式完成，以避免附加的延迟。每个符号周期T产生范围、范围变化率和符号值。因此，雷达或通信系统不需要同步间隔或不活动周期。这也意指，对于分组时间较短的点摄(point and shoot)网络应用来说，波形是理想的，而数据同步则意指效率低下。上述特征提供了益处，包括在适用时为两个系统共享天线，降低与单个平台上的两个这样的系统的干扰(主要是射频干扰)相关联的成本，并且降低成本和复杂性，从而可以同时实现两个系统的升级以及在设计过程中解决集成问题。
本文中已经将某些系统、装置、应用或过程描述为包括多个模块。模块可以是可以用软件、硬件或其组合实现的不同功能的单元，除了那些优选地实施为硬件或固件以实现如本文所公开的流计算的模块。当通过软件在任何部分中执行模块的功能时，该模块可以包括非暂时性有形计算机可读存储介质。
虽然已经参考各种实施例描述了用于执行组合的雷达和通信功能的系统和方法，但是本领域技术人员将理解，在不脱离本文中的教导的情况下，可以进行各种改变并且可以用等同物替换其元件。附加地，可以进行许多修改以使概念和减少适应于本文所公开的实践以适应特定情况。相应地，指代权利要求所涵盖的主题不限于所公开的实施例。
以上公开的实施例使用一个或更多个处理或计算设备。这些设备通常包括处理器、处理设备或控制器，诸如共用中央处理单元、微控制器、精简指令集计算机处理器、ASIC、可编程逻辑电路、FPGA、数字信号处理器以及/或能够执行本文中所描述的功能的任何其他电路或处理设备。本文描述的方法可以被编码为体现在非暂时性有形计算机可读存储介质中的可执行指令，包括但不限于存储设备和/或存储器设备。当由处理设备执行时，这些指令使处理设备执行本文描述的方法的至少一部分。上面示例仅是示例性的，因此并不指代以任何方式限制术语“处理器”和“计算设备”的定义和/或含义。
此外，本公开包括根据以下实施例的实施例：
实施例1.一种组合的雷达/通信系统，其包括具有发射天线的共用雷达/通信发射器和具有共用接收天线的组合的雷达和通信接收器，其中共用雷达/通信发射器被配置为发射包括符号的组合的雷达/通信波形调制符号，每个符号由向上线性调频信号和向下线性调频信号组成，并且组合的雷达和通信接收器包括：
第一混频器，其将来自接收天线的接收信号与发射信号混频，并输出第一解调信号；
基带雷达信号处理模块，其被配置为基于从第一解调信号导出的拍频来估计雷达对象的范围和范围变化率；
第二混频器，其将来自接收天线的接收信号与频率调制信号混频并输出第二解调信号，该频率调制信号具有位于距共用接收天线一定距离的发射通信平台的中心频率；以及
基带通信信号处理模块，其被配置为检测第二解调信号中的每个符号的向上线性调频信号和向下线性调频信号的斜率和初始相位。
实施例2.根据实施例1所述的系统，其中接连符号的向上线性调频信号和向下线性调频信号具有不均匀的斜率。
实施例3.根据实施例1所述的系统，其中接连符号的向上线性调频信号和向下线性调频信号具有不均匀的初始相位。
实施例4.根据实施例1所述的系统，其中基带通信信号处理模块包括：
包括硬件或固件的相位估计器，其被配置为针对每个信号采样估计接收信号的相应瞬时信号相位；以及
斜率系数估计器，其连接到相位估计器，并且包括配置为针对接收信号的每个符号估计斜率系数的硬件或固件。
实施例5.根据实施例4所述的系统，其中斜率系数估计器是现场可编程门阵列或专用集成电路。
实施例6.根据实施例4所述的系统，其中基带通信信号处理模块还包括相位系数对估计器，其被配置为针对接收信号中的每个符号估计每个向上线性调频信号和向下线性调频信号的相应相位系数。
实施例7.根据实施例6所述的系统，其中基带通信信号处理模块还包括斜率/相位-符号映射模块，其被配置为基于估计的斜率系数和估计的相位系数对计算识别每个符号的三个索引。
实施例8.根据实施例1所述的系统，其中共用雷达/通信发射器还包括以下串联连接的组件：
存储要发射的数据的通信数据源；
数字调制符号发生器，其将通信数据转换成符号；
数模转换器，其将数字符号转换成模拟符号；
组合的雷达/通信波形发生器，其将从数模转换器接收的模拟符号转换成振荡器控制电压；
压控振荡器，其基于电压控制输入将调制信号施加到具有发射频率的载波信号，并输出组合的雷达/通信波形调制信号；以及
发射放大器，其放大所得到的组合的雷达/通信波形调制信号，
其中发射天线广播组合的雷达/通信波形调制信号。
实施例9.根据实施例8所述的系统，其中数字调制符号发生器被配置为将表示要发射的通信数据的位转换成表征要发射的符号的数字值。
实施例10.根据实施例9所述的系统，其中数字值是符号的第一线性调频信号的斜率、符号的第一线性调频信号的初始相位和符号的第二线性调频信号的初始相位。
实施例11.组合的雷达和通信接收器，其包括：
接收天线；
第一混频器，其将来自接收天线的接收信号与由第一发射器发射的发射信号混频，并输出第一解调信号；
基带雷达信号处理模块，其被配置为基于从第一解调信号导出的拍频来估计雷达对象的范围和范围变化率；
第二混频器，其将来自接收天线的接收信号与具有第二发射器的中心频率的频率调制信号混频，并输出第二解调信号；以及
基带通信信号处理模块，其被配置为检测第二解调信号中的每个符号的向上线性调频信号和向下线性调频信号的斜率和初始相位。
实施例12.根据实施例11所述的接收器，其中基带通信信号处理模块包括：
包括硬件或固件的相位估计器，其被配置为针对每个信号采样估计接收信号的相应瞬时信号相位；以及
斜率系数估计器，其连接到相位估计器，并且包括配置针对接收信号的每个符号估计斜率系数的硬件或固件。
实施例13.根据实施例12所述的接收器，其中斜率系数估计器是现场可编程门阵列或专用集成电路。
实施例14.根据实施例12所述的接收器，其中基带通信信号处理模块还包括相位系数对估计器，其被配置为针对接收信号中的每个符号估计每个向上线性调频信号和向下线性调频信号的相应相位系数。
实施例15.根据实施例14所述的接收器，其中，基带通信信号处理模块还包括：斜率/相位-符号映射模块，其被配置为基于估计的斜率系数和估计的相位系数对计算识别每个符号的三个索引。
实施例16.一种用于操作组合的雷达/通信系统的方法，其包括：
使用发射天线发射包括符号的组合的雷达/通信波形调制信号，每个符号由向上线性调频信号和向下线性调频信号组成；
在接收天线处接收从雷达目标返回的组合的雷达/通信波形调制信号的部分；
将来自接收天线的接收信号与发射信号混频以产生第一解调信号；
从第一解调信号中导出拍频；
基于拍频估计雷达对象的范围和范围变化率；
将来自接收天线的接收信号与频率调制信号混频，以产生第二解调信号，该频率调制信号具有位于距共用接收天线一定距离的发射通信平台的中心频率；以及
检测第二解调信号中每个符号的向上线性调频信号和向下线性调频信号的斜率和初始相位。
实施例17.根据实施例16所述的方法，其中接连符号的向上线性调频信号和向下线性调频信号具有不均匀的斜率。
实施例18.根据实施例16所述的方法，其中接连符号的向上线性调频信号和向下线性调频信号具有不均匀的初始相位。
实施例19.根据实施例16所述的方法，其中检测斜率和初始相位包括：
针对每个信号采样估计接收信号的相应瞬时信号相位；
针对接收信号的每个符号估计斜率系数；以及
针对接收信号中的每个符号估计每个向上线性调频信号和向下线性调频信号的相应相位系数。
实施例20.根据实施例19所述的方法，还包括基于估计的斜率系数和估计的相位系数计算识别每个符号的三个索引。
在下文中阐述的过程权利要求不应被解释为要求其中所述的步骤以字母顺序(权利要求中的任何字母顺序仅用于参考先前所述的步骤)或按照它们被引用的顺序执行，除非权利要求语言明确指定或陈述指示执行某些或所有步骤的特定顺序的条件。除非权利要求语言明确陈述排除这种解释的条件，否则该过程权利要求也不应被解释为排除同时或交替执行的两个或更多个步骤的任何部分。

Claims (15)

1.一种组合的雷达和通信系统(130)，其包括具有发射天线(110)的共用雷达和通信发射器(131)和具有共用接收天线(116)的组合的雷达和通信接收器(133)，其中所述共用雷达和通信发射器(131)被配置为发射具有第一中心频率并且包括符号的组合的雷达和通信波形调制信号，每个符号由向上线性调频信号和向下线性调频信号组成，并且所述组合的雷达和通信接收器(133)包括：
第一混频器(120a)，其将来自接收天线(116)的接收信号与发射信号混频并输出第一解调信号；
基带雷达信号处理模块(126)，其被配置为基于从所述第一解调信号导出的拍频来估计雷达对象的范围和范围变化率；
第二混频器(120b)，其将来自所述接收天线(116)的接收信号与频率调制信号混频并输出第二解调信号，所述频率调制信号具有位于距所述共用接收天线(116)一定距离的发射通信平台(132)的第二中心频率；以及
基带通信信号处理模块(138)，其被配置为检测所述第二解调信号中的每个符号的向上线性调频信号和向下线性调频信号的斜率和初始相位；
其中，所述第一中心频率与所述第二中心频率不同。
2.根据权利要求1所述的系统(130)，其中，接连的符号的向上线性调频信号和向下线性调频信号具有不均匀的斜率。
3.根据权利要求1所述的系统(130)，其中，接连的符号的向上线性调频信号和向下线性调频信号具有不均匀的初始相位。
4.根据权利要求1所述的系统(130)，其中，所述基带通信信号处理模块(138)包括：
相位估计器(28)，其包括被配置为针对每个信号采样估计所述接收信号的相应瞬时信号相位的硬件或固件；以及
斜率系数估计器(52)，其连接到所述相位估计器(28)并且包括被配置为针对所述接收信号的每个符号估计斜率系数的硬件或固件。
5.根据权利要求4所述的系统(130)，其中，所述斜率系数估计器(52)是现场可编程门阵列或专用集成电路。
6.根据权利要求4所述的系统(130)，其中，所述基带通信信号处理模块(138)还包括相位系数对估计器(62、64)，其被配置为针对所述接收信号中每个符号估计每个向上线性调频信号和向下线性调频信号的相应相位系数。
7.根据权利要求6所述的系统(130)，其中，所述基带通信信号处理模块(138)还包括斜率/相位-符号映射模块(70)，其被配置为基于估计的斜率系数和估计的相位系数对来计算识别每个符号的三个索引。
8.根据权利要求1所述的系统(130)，其中，所述共用雷达和通信发射器(131)还包括以下串联连接的组件：
通信数据源(134)，其存储要发射的数据；
数字调制符号发生器(136)，其将所述通信数据转换成符号；
数模转换器(105)，其将所述数字符号转换成模拟符号；
组合的雷达和通信波形发生器(106')，其将从所述数模转换器接收的所述模拟符号转换成振荡器控制电压；
压控振荡器(107)，其基于电压控制输入将调制信号施加到具有发射频率的载波信号，并输出组合的雷达和通信波形调制信号；以及
发射放大器(108)，其放大所得到的组合的雷达和通信波形调制信号，
其中，所述发射天线(110)广播所述组合的雷达和通信波形调制信号。
9.根据权利要求8所述的系统(130)，其中，所述数字调制符号发生器被配置为将表示要发射的通信数据的位转换成表征要发射的符号的数字值。
10.根据权利要求9所述的系统(130)，其中，所述数字值是符号的第一线性调频信号的斜率、所述符号的所述第一线性调频信号的初始相位和所述符号的第二线性调频信号的初始相位。
11.一种用于操作组合的雷达和通信系统(130)的方法，其包括：
使用发射天线(110)发射具有第一中心频率并且包括符号的组合的雷达和通信波形调制信号，每个符号由向上线性调频信号和向下线性调频信号组成；
在接收天线(116)接收从雷达目标(102)返回的所述组合的雷达和通信波形调制信号的一部分；
将来自所述接收天线(116)的接收信号与发射信号混频以产生第一解调信号；
从所述第一解调信号中导出拍频；
基于所述拍频估计雷达对象的范围和范围变化率；
将来自所述接收天线(116)的接收信号与频率调制信号混频以产生第二解调信号，所述频率调制信号具有位于距共用接收天线(116)一定距离的发射通信平台的第二中心频率；以及
检测所述第二解调信号中的每个符号的向上线性调频信号和向下线性调频信号的斜率和初始相位；
其中，所述第一中心频率与所述第二中心频率不同。
12.根据权利要求11所述的方法，其中，接连的符号的向上线性调频信号和向下线性调频信号具有不均匀的斜率。
13.根据权利要求11所述的方法，其中，接连的符号的向上线性调频信号和向下线性调频信号具有不均匀的初始相位。
14.根据权利要求11所述的方法，其中，检测斜率和初始相位包括：
针对每个信号采样估计所述接收信号的相应瞬时信号相位；
针对所述接收信号的每个符号估计斜率系数；以及
针对所述接收信号中的每个符号估计每个向上线性调频信号和向下线性调频信号的相应相位系数。
15.根据权利要求14所述的方法，还包括基于估计的斜率系数和估计的相位系数对计算识别每个符号的三个索引。
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