KR20190134510A - 공통 신호 파형을 이용한 결합된 레이더 및 통신 시스템 - Google Patents

공통 신호 파형을 이용한 결합된 레이더 및 통신 시스템 Download PDF

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KR20190134510A
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에이. 레이 게리
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더 보잉 컴파니
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Abstract

효율적인 레이더 및 효율적인 통신 기능들 양쪽 모두를 달성하기 위해 이용될 수 있는 공통 파형 패밀리와 함께 공통 하드웨어 및 공통 신호 처리의 세트를 갖는 시스템(130). 시스템은 송신 안테나(110)를 갖는 공통 레이더/통신 송신기(131) 및 공통 수신 안테나(116)를 갖는 결합된 레이더 및 통신 수신기(133)를 포함한다. 공통 레이더/통신 송신기(131)는 심볼들을 포함하는 결합된 레이더/통신 파형-변조 신호들을 송신하도록 구성되고, 각각의 심볼은 업 처프 및 다운 처프로 이루어진다. 결합된 레이더 및 통신 수신기(133)는 수신된 심볼들로부터 레이더 오브젝트의 범위 및 범위율을 추정하도록 구성된 기저대역 레이더 신호 처리 모듈(126) 및 각각의 수신된 심볼의 업 및 다운 처프들의 기울기들 및 초기 위상들을 검출하도록 구성된 기저대역 통신 신호 처리 모듈(138)을 포함한다.

Description

공통 신호 파형을 이용한 결합된 레이더 및 통신 시스템{COMBINED RADAR AND COMMUNICATIONS SYSTEM USING COMMON SIGNAL WAVEFORM}
일반적으로, 본 명세서에서 공개되는 기술은 결합된 레이더 및 통신 기능들을 수행하기 위한 시스템 및 방법에 관한 것이다.
항공기, 위성들, 잠수함들, 및 비히클(vehicle)들과 같은 다수의 플랫폼들이 레이더 및 통신 기능들 양쪽 모두를 필요로 한다. 하지만, 레이더 및 통신 기능들을 위한 기존 해결책들은 그러한 하드웨어를 위한 부족하지 않은 위치들을 가진 플랫폼 상에 모든 그들의 수반되는 비용, 전력, 및 안테나들을 가진 2개의 분리된(separate) 시스템들의 추가를 필요로 한다.
하나의 문제점은 하드웨어(레이더 및 통신)의 이러한 2개의 아마도 분리된 세트를 설치하기 위한 공간의 부족이다. 만일 이들이 공칭적으로(nominally) 동일한 주파수에 있다면 이들은 안테나를 공유할 수 있지만, 이것은 이러한 상이한 시스템들의 스토브-파이프 구현(stove-piped implementation)때문에 방지된다. 제2 문제점은 단일한 플랫폼 상에서 2개의 이러한 시스템들의 간섭(주로 무선 주파수(RF) 간섭)과 관련된 비용이다. 레이더 및 통신 시스템들이 분리되어 있을 때, 이들은 상이한 시간에(at different times) 또는 동시에(at the same time) 동작될 수 있다. 동시에 동작할 때, 동일채널 간섭(co-channel interference)이 문제될 수 있고, 시스템들 중의 하나 또는 둘 다의 수행을 제한할 수 있다. 상이한 시간에 동작하는 것은 수행 제한(performance restriction)을 초래한다. 제3 문제점은 2개의 분리된 시스템들뿐만 아니라 이들의 필요한 업그레이드들을 유지하는 추가적인 비용이다.
레이더 및 통신 기능들 양쪽 모두를 구현할 때 상술한 문제점들 중의 하나 이상을 해결하는 시스템을 제공하는 것이 바람직할 것이다.
이하에서 상세하게 공개되는 주제는, 요구되는 레이더 및 통신 성능들을 하나의 시스템이 제공할 수 있도록 유연한 방식(flexible manner)으로 레이더 및 통신 기능들 양쪽 모두를 구현하는 프로그램가능한 하드웨어 및 소프트웨어의 공통의 세트를 이용함으로써 상술한 문제점들 중의 하나 이상을 해결하는 시스템 및 방법을 지향한다.
더욱 구체적으로, 본 공개는 레이더 및 통신 기능들 양쪽 모두를 위해 이용될 수 있는 공통 파형 패밀리(common waveform family)와 함께 공통 하드웨어와 공통 신호 처리의 세트를 기술한다. 이러한 2개의 애플리케이션들은 전형적으로 서로 별개의 하드웨어, 소프트웨어, 및 신호들을 이용한다. 본 공개는 효율적인 레이더 및 효율적인 통신 기능들 양쪽 모두를 달성하기 위하여 동일한 신호 처리 아키텍처를 이용해서 단일한 파형이 어떻게 동일한 하드웨어 상에서 이용될 수 있는지를 기술한다. 이러한 파형은 본 공개에서 CRCW(combined radar/communications waveform)로서 지칭될 것이고, FMCW(frequency-modulated continuous waveform)를 기초로 한다. 이러한 CRCW는 양쪽 타입의 기능들을 제공하기 위해 항공기, 위성, 잠수함, 또는 다른 비히클들 상에서 공통 안테나, 공통 파워, 및 공통 위치를 이용하여 구현될 수 있는 결합된 레이더/통신 기능의 일부이다.
이러한 결합된 시스템은 이러한 공통성을 통하여 최종 설치된 레이더 및 통신 시스템들의 비용, 크기, 무게를 감소시킬 뿐만 아니라, 더욱 쉬운 유지보수 및 업그레이드를 제공한다. 레이더 및 통신 시스템들을 함께 구현함으로써, 거의 모든 간섭 문제들은, 플랫폼 상의 상이한 장소들에의 설치를 기다린 후 그러한 간섭을 분석하는 것이 아니라, 공통 시스템 내에서 처리될 수 있다. 공통 하드웨어 및 처리를 이용함으로써, 양쪽 시스템들의 업그레이드는 동시에 달성될 수 있고, 통합 문제점들이 이미 처리될 것이다. 본 명세서에서 제시되는 공통 파형(common waveform)은 분리된 시스템들을 동작시키는 것과 연관된 문제점들을 회피하고, 다른 쪽의 희생으로 한 쪽의 성능을 감소시키거나 간섭 없이 레이더 및 통신 기능들 양쪽 모두가 동시에 동작하는 것을 가능하게 한다.
본 명세서에 공개된 통신 기능은 디지털 변조를 이용하고, 여기서 위상, 진폭, 및 주파수의 변화들이 디지털 정보를 나타내기 위해 이용된다. 디지털 변조 체계에서, 각각의 송신된 비트(bit)(또는 비트들 그룹들)는 캐리어 파(carrier wave)의 특정한 상태에 맵핑된다. 본 명세서에서 사용될 때, "심볼(symbol)"이라는 용어는 특정한 위상, 진폭, 및 주파수를 갖는 것으로 정의되는 캐리어(carrier)의 상태를 의미한다. 하나의 심볼에서 다음 심볼로 캐리어가 상태를 변화하는 속도는 심볼 레이트(symbol rate)라고 불린다.
결합된 레이더 및 통신 기능들을 수행하기 위한 시스템들 및 방법들의 다양한 실시예들이 이하에서 다소 상세하게 기술될 것이지만, 이러한 실시예들의 하나 이상은 이하의 양태(aspect)들 중의 하나 이상에 의해 특징지어질 수 있다.
이하에서 다소 상세하게 공개되는 주제의 하나의 양태는, 송신 안테나를 갖는 공통 레이더/통신 송신기(common radar/communications transmitter) 및 공통 수신 안테나를 갖는 결합된 레이더 및 통신 수신기(combined radar and communications receiver)를 포함하는 결합된 레이더/통신 시스템으로서, 상기 공통 레이더/통신 송신기는 심볼들을 포함하는 결합된 레이더/통신 파형-변조 신호(combined radar/communications waveform-modulated signal)들을 송신하도록 구성되고, 각각의 심볼은 업 처프(up chirp) 및 다운 처프(down chirp)로 이루어지고, 상기 결합된 레이더 및 통신 수신기는: 송신된 상기 신호들과 상기 수신 안테나로부터 수신된 신호들을 혼합해서, 제1 복조 신호들을 출력하는 제1 믹서(mixer); 상기 제1 복조 신호들로부터 도출된 비트 주파수(beat frequency)들을 기초로 하여 레이더 오브젝트(radar object)의 범위(range) 및 범위율(range rate)을 추정하도록 구성된 기저대역 레이더 신호 처리 모듈; 상기 공통 수신 안테나로부터 거리를 두고 위치한 송신 통신 플랫폼의 중심 주파수를 갖는 주파수-변조 신호와 상기 수신 안테나로부터 수신된 신호들을 혼합해서, 제2 복조 신호들을 출력하는 제2 믹서; 및 상기 제2 복조 신호들 내의 각각의 심볼의 업 및 다운 처프들의 기울기(slope)들 및 초기 위상(initial phase)들을 검출하도록 구성된 기저대역 통신 신호 처리 모듈;을 포함하는 시스템이다. 연속적인 심볼들의 업 및 다운 처프들은 비균일한 기울기들 및 비균일한 초기 위상들을 가진다.
이전의 문단에서 기술된 시스템의 몇몇 실시예들에 따라서, 상기 기저대역 통신 신호 처리 모듈은: 각각의 신호 샘플에 대해 상기 수신된 신호의 각각의 순시(instantaneous) 신호 위상을 추정하도록 구성된 하드웨어 또는 펌웨어를 포함하는 위상 추정기(phase estimator); 상기 수신된 신호의 각각의 심볼에 대한 기울기 계수를 추정하도록 구성된 하드웨어 또는 펌웨어를 포함하고 상기 위상 추정기에 연결된 기울기 계수 추정기(slope coefficient estimator); 상기 수신된 신호 내의 각각의 심볼에 대해 업 및 다운 처프들 각각에 대한 각각의 위상 계수를 추정하도록 구성된 한 쌍의 위상 계수 추정기들; 및 추정된 위상 계수들의 쌍 및 추정된 기울기 계수를 기초로 하여 각각의 심볼을 식별시키는 3개의 인덱스들(indices)을 계산하도록 구성된 기울기/위상-대-심볼 맵핑 모듈(slope/phase-to-symbol mapping module);을 포함한다.
이하에서 다소 상세하게 공개되는 주제의 다른 양태는, 결합된 레이더 및 통신 수신기로서, 수신 안테나; 제1 송신기에 의해 송신되는 송신된 신호들과 상기 수신 안테나로부터 수신된 신호들을 혼합해서, 제1 복조 신호들을 출력하는 제1 믹서; 상기 제1 복조 신호들로부터 도출된 비트 주파수(beat frequency)들을 기초로 하여 레이더 오브젝트의 범위(range) 및 범위율(range rate)을 추정하도록 구성된 기저대역 레이더 신호 처리 모듈; 제2 송신기의 중심 주파수를 갖는 주파수-변조 신호와 상기 수신 안테나로부터 수신된 신호들을 혼합해서, 제2 복조 신호들을 출력하는 제2 믹서; 및 상기 제2 복조 신호들 내의 각각의 심볼의 업 및 다운 처프들의 기울기(slope)들 및 초기 위상(initial phase)들을 검출하도록 구성된 기저대역 통신 신호 처리 모듈;을 포함하는 수신기이다.
이하에서 다소 상세하게 공개되는 주제의 추가적인 양태는, 결합된 레이더/통신 시스템을 작동시키기 위한 방법으로서, 송신 안테나를 이용해서 심볼들을 포함하는 결합된 레이더/통신 파형-변조 신호들을 송신하는 단계 ― 각각의 심볼은 업 처프 및 다운 처프로 이루어짐 ―; 수신 안테나에서, 레이더 타겟으로부터 되돌아오는 상기 결합된 레이더/통신 파형-변조 신호들의 일부분들을 수신하는 단계; 송신된 상기 신호들과 상기 수신 안테나로부터의 수신된 신호들을 혼합해서 제1 복조 신호들을 생성하는 단계; 상기 제1 복조 신호들로부터 비트 주파수(beat frequency)들을 도출하는 단계; 상기 비트 주파수들을 기초로 하여 레이더 오브젝트의 범위 및 범위율을 추정하는 단계; 상기 공통 수신 안테나로부터 거리를 두고 위치한 송신 통신 플랫폼의 중심 주파수를 갖는 주파수-변조 신호와 상기 수신 안테나로부터 수신된 신호들을 혼합해서 제2 복조 신호들을 생성하는 단계; 및 상기 제2 복조 신호들 내의 각각의 심볼의 업 및 다운 처프들의 기울기들 및 초기 위상들을 검출하는 단계;를 포함하는 방법이다.
이전의 문단에서 기술된 시스템의 몇몇 실시예들에 따라서, 기울기들 및 초기 위상들을 검출하는 것은: 각각의 신호 샘플에 대해 상기 수신된 신호의 각각의 순시 신호 위상을 추정하는 것; 상기 수신된 신호의 각각의 심볼에 대한 기울기 계수를 추정하는 것; 및 상기 수신된 신호 내의 각각의 심볼에 대해 업 및 다운 처프들 각각에 대한 각각의 위상 계수를 추정하는 것;을 포함한다. 이후, 추정된 위상 계수들의 쌍 및 추정된 기울기 계수를 기초로 하여, 각각의 심볼을 식별시키는 3개의 인덱스들이 계산된다.
결합된 레이더 및 통신 기능들을 수행하기 위한 시스템들 및 방법들의 다른 태양들이 이하에서 공개된다.
이전의 섹션에서 논의된 특징들, 기능들, 및 이점들은 다양한 실시예들에서 독립적으로 달성되거나, 또 다른 실시예들에서 조합될 수 있다. 이하에서는 상술한 양태들 및 다른 양태들의 실례를 들 목적으로 도면들을 참조하여 다양한 실시예들이 기술될 것이다.
도 1은 삼각형 처프 파형의 수신된 주파수 및 송신된 주파수를 나타내는 그래프이고, 여기서 업 램프(up ramp)와 다운 램프(down ramp)는 동일한 시간 기간(time duration)을 가진다. 실선은 송신된 신호를 나타내고; 파선은 반사되어 수신된 신호를 나타낸다.
도 2a는 각각의 심볼에서 하나의 업 처프 및 하나의 다운 처프를 포함하기 위해 선형 주파수 변조를 이용하여 심볼 설계를 도시하는 그래프이다.
도 2b는 서로 별개의 병행 채널(parallel channel)들에서 송신되고 있는 처프 파형들의 주파수들을 나타내는 그래프이다.
도 3은 B = 1 MHz 및 T min = 10 ㎲인 예에 대해 다수의 3σ 분리된 처프 기울기들(C)을 보이는 SNR(signal-to-noise ratio) 대 처프 주기(chirp period)의 그래프이다.
도 4는 B = 1 MHz 및 T min = 10 ㎲인 예에 대해 다수의 3σ 분리된 처프 위상들(C1)을 보이는 SNR 대 처프 주기의 그래프이다.
도 5는 B = 1 MHz 및 T min = 10 ㎲인 예에 대해 위상 제곱에 대한 기울기의 최적 비율을 보이는 SNR 대 처프 주기의 그래프이다.
도 6은 본 명세서에서 공개되는 결합된 레이더/통신 파형을 이용해서 구성되지 않는 FMCW 레이더 시스템의 몇몇 구성요소들을 식별시키는 블록도이다.
도 7은 본 명세서에서 공개되는 결합된 레이더/통신 파형을 이용하기 위해서 하나의 실시예에 따라 구성된 결합된 레이더/통신 시스템의 몇몇 구성요소들을 식별시키는 블록도이다.
도 8은 실제 신호의 언래핑 위상(unwrapped phase)을 계산하기 위한 서브시스템의 구성요소들을 식별시키는 블록도이다.
도 9 내지 11은 하나의 실시예에 따라서 처프 기울기를 나타내는 기울기 계수를 추정하기 위한 방정식에서 3개의 항목들의 값들을 각각 디지털적으로 계산하기 위한 전자회로를 기호적으로 나타내는 도면들이다.
도 12는 하나의 실시예에 따라 기저대역 통신 처리를 위한 처리 단계들을 식별시키는 흐름도이다.
이하에서 도면들에 대한 참조가 이루어지고, 여기서 상이한 도면들에서 유사한 엘리먼트들은 동일한 참조번호를 가진다.
위상-변조 신호들을 위한 파라미터들을 검출 및 추정하기 위한 시스템들의 예시적인 실시예들이 이하에서 다소 상세하게 기술된다. 하지만, 실제 구현의 모든 특징들이 이 명세서에서 기술되지는 않는다. 임의의 이러한 실제 실시예의 개발에 있어서 구현마다 다를 수 있는 시스템-관련 및 비즈니스-관련 준수와 같이 개발자의 특정한 목적들을 달성하기 위하여 다수의 구현에-특정한(implementation-specific) 결정들이 이루어저야 한다는 점을 통상의 기술자는 이해할 것이다. 게다가, 이러한 개발 노력은 복잡하고 시간소모적이지만, 그럼에도 불구하고 본 공개의 혜택을 받는 통상의 기술자에게는 일상적인 일이라는 점이 이해될 것이다.
레이더 신호들은 전형적으로 2개의 카테고리로 나뉜다: 펄스(pulsed) 신호들 및 연속(continuous) 신호들. 펄스 신호들은 짧은 시간 기간 동안 온(on)이고, 이후 턴 오프(turn off)되고, 되돌아오는 에코(returned echo)를 기다린다. 대조적으로, FMCW(frequency-modulated continuous waveform) 레이더는 전형적으로 연속적으로 타겟(target)들에 부딪쳐 튕겨서 수신기에 되돌아오는 주파수-변조 연속 신호를 이용한다. 특히, 선형 주파수 스윕(linear frequency sweep)이 일반적으로 적용되고 반사된 신호는 각각의 타겟 리턴(target return)에 대해 단일한 기대 톤(expected tone)을 생성하도록 송신된 신호와 혼합될 수 있다. 이러한 선형 주파수 스윕은 또한 선형 처프 또는 선형 주파수-변조 신호라고도 불린다. 펄스 레이더와 비교하여 FMCW 레이더를 이용하는 것에 다수의 이점들이 존재한다.
FMCW 레이더의 하나의 이점은 낮은 피크 송신 전력(low peak transmit power)이다. 송신된 신호의 매우 적은 일부만이 레이더 수신기에 도로 반사된다. 펄스 레이더들은 매우 짧은 시간 기간 동안에만 송신되기 때문에, 피크 송신 전력은 평균 송신 전력에 비하여 높다. 이것은 전형적으로, 크고, 무겁고, 비효율적인, 고전압 클라이스트론 구성요소(klystron component)들을 이용할 것을 요한다. 이와 비교하여, FMCW 레이더의 연속적 송신은, 전력 및 비용의 관점에서 통신 시스템의 더욱 전형적인 현저하게 더 작은 피크 전력을 이용하여 동일한 평균 송신 전력이 달성될 수 있다는 것을 의미한다. 이것은 결합된 FMCW 레이더/통신 시스템이 더 낮은 비용의, 효율적인 고체 상태 구성요소(solid-state component)들을 이용해서 구성되는 것을 가능하게 한다. 낮은 전력 소모는 이러한 시스템이 더 작은 플랫폼들에서 쉽게 전력이 공급될 수 있고, 더욱 광범위한 용도를 가진다는 것을 의미한다.
FMCW 레이더의 다른 이점은 높은 범위 해상도(range resolution)이다. 레이더의 범위 해상도는 2개의 별개의 타겟들을 구별시키기 위하여 최소한의 범위 분리(range separation)를 결정한다. 단순한 펄스 레이더에서, 더 높은 범위 해상도는 펄스 기간(펄스 기간)을 짧게 하고 이로써 펄스의 대역폭(bandwidth)을 증가시킴으로써 달성된다. 하지만, 구성요소 스위칭 시간(component switching time) 및 송신 전력을 더 증가시킬 필요성은 달성가능한(achievable) 범위 해상도를 제한한다. 대신, FMCW 레이더의 범위 해상도는 처프의 대역폭에 의해서만 결정되며, 처프 기간(chirp duration)에 독립적이다. 이것은 주어진 비용 효율적인 해결책을 위하여 더욱 정밀한 범위 해상도가 달성될 수 있게 한다.
추가적 이점은 FMCW 레이더가 짧은-범위(short-range) 측정을 가능하게 한다는 점이다. 펄스 레이더들은 동시에 송신 및 수신을 하지 않아서 최소 측정 범위를 가진다. 대조적으로, FMCW 레이더들은 동시에 송신 및 수신을 하고, 매우 짧은 최소 측정 범위들을 가능하게 한다. FMCW 레이더의 하나의 제한은 증폭기 포화(saturation)를 방지하기 위하여 필터링되어야 하는 복조된 FMCW IF(intermediate) 주파수에서 큰 직류(direct current) 성분의 존재이다. 하지만, FMCW 레이더는 펄스 레이더보다 훨씬 더 짧은 범위 측정들을 달성할 수 있다.
FMCW 레이더의 또 다른 이점은 고-주파수 동작이다. FMCW는 동작 주파수에 대한 아무런 요구사항을 부가하지 않고, 그리고 사실상 물리적으로 더 작은 안테나를 가지고 동등한 빔폭(beam-width)이 달성될 수 있기 때문에 고주파수 동작이 바람직하다. 게다가, 범위 해상도는 처프 대역폭에만 의존하기 때문에, 캐리어 주파수의 퍼센티지로서 대역폭이 더 작아서, 구성요소들은 더 쉽게 이용가능하다.
FMCW 레이더의 다른 이점은 처프 기간이 임의적일 수 있다는 점이다. 단순한 펄스 레이더에서, 펄스 기간과 펄스 대역폭은 반비례한다. FMCW 레이더의 경우에, 처프 기간과 처프 대역폭은 완전히 독립적이다. 그러므로, 처프 기간은 전력 소모를 제한하기 위하여, 간섭을 줄이기 위하여, 또는 가로채기(interception)의 확률을 줄이기 위하여 원하는 수신된 SNR(signal-to-noise ratio)을 달성하도록 고정된 범위 해상도를 유지하면서 증가될 수 있다. 그래서, 이러한 타협(trade)은 또한, 모든 동일한 목적들을 달성하기 위하여 통신적인 이유로 수행될 수 있다.
펄스 레이더에 비하여 FMCW 레이더에 대하여 여러 단점들이 존재한다. 이들은 적절한 설계를 가지고 경감될 수 있다.
FMCW 레이더의 하나의 단점은 범위-속도 모호성(range-velocity ambiguity)이다. 타겟으로 하는 범위가 주파수로 인코딩되기 때문에, 타겟 움직임(target movement)으로부터의 임의의 도플러 천이(Doppler shift)는 피상 타겟 범위(apparent target range)를 변경시킨다. 이러한 모호성은 타겟 범위 및 범위율을 동시에 측정하기 위하여 일련의 업 및 다운 처프들을 이용함으로써 또는 일련의 연속적인 처프들에 걸쳐서 타겟의 위상 진행(phase progression)을 비교함으로써 제거될 수 있다.
FMCW 레이더의 다른 단점은 처프 비선형성(chirp non-linearity)이다. 범위 해상도는 처프 대역폭에 의해서 결정되지만, 완벽하게 선형인 주파수 램프(ramp)로부터의 임의의 편차는 타겟-유발(target-induced) IF 주파수가 처프의 기간에 걸쳐서 달라지게 할 것이고, 레이더의 범위 해상도를 저하시킬 것이다. 그래서, 전압-제어 발진기는 일부 더욱 표준적인 무선 애플리케이션들에서보다 더 높은 선형성을 가질 것을 요하던지, 또는 이러한 비선형성들을 정정하기 위한 보상이 적용될 수 있다.
FMCW 레이더의 추가적 단점은 송신기 누출(leakage)이다. 전형적인 타겟 리턴 전력은 송신 전력보다 훨씬 더 작다. FMCW 레이더들은 동시에 송신 및 수신을 하기 때문에, 매우 작은 양의 송신기 누출조차도 타겟 리턴을 압도할 수 있고, 민감한 무선 주파수(radio frequency: RF) 수신기 구성요소들에 잠재적으로 손상을 줄 수 있다. 게다가, (두 개의 안테나 설계들보다 더욱 컴팩트(compact)하더라도) 하나의 안테나 설계는 추가적인 격리(isolation) 및 RF 써큘레이터(circulator)의 이용을 요한다. 단일한 안테나 레이더들에서 좋은 성능을 달성하기 위하여 이러한 누출을 억제하기 위해 이용가능한 다수의 RF 기법들이 존재하지만, 이러한 모든 방법들은 동시 통신도 허용한다.
FMCW 레이더의 또 다른 단점은 위상 코히어런시(phase coherency)이다. FMCW 레이더는 혼합(mixing) 및 저역 통과 필터링에 의해서 원본의(original) 송신된 신호에 대해 수신된 레이더 리턴 신호(radar return signal)를 다운컨버팅(down-convert)하기 때문에, 송신과 수신 사이의 시간 동안 수신기가 위상 코히어런트(phase coherent)를 유지하는 것은 필수적이다. 이것은 펄스 레이더들에 대해서도 사실이며, 그래서 이것이 달성될 수 있다. 하지만, 통신 시스템들은 더욱 느슨한 요구사항들을 가질 수 있다. 이것은 단일한 시스템을 가지고 레이더 및 통신 양쪽 모두를 달성하기 위하여 레이더 처리를 위한 더 큰 요구들이 충족되어야 하는 다른 영역이다.
레이더 및 통신 시스템 요구사항들은 신호 전력의 양과 관련하여 설계 선택들을 강제한다. 각각의 최적 신호 강도들은 차이점들을 강조하면서 이하에서 간략하게 기술된다. 결합된 시스템에 대하여, 신호 강도 기준 양쪽 모두가 충족되어야 한다.
레이더의 동작 원리는 전자파들의 속성들 및 상이한 물질에 의한 이들의 특징적인 반사를 기초로 한다. 주파수 f 및 파장 λ = c/ f 의 제1 무선 신호가 송신된다. 반사된 그리고 수신된 신호 응답을 기초로 하여, 반사하는 타겟의 방향, 거리, 및 상대 속도에 대한 측정들이 이루어질 수 있다. 타겟의 수신된 신호 강도는 레이더 방정식:
Figure pat00001
으로부터 계산될 수 있다.
위의 수학식에서, P r는 수신된 신호 강도(received signal strength)를 나타내며, P t는 송신된 신호 전력(transmitted signal power)을 나타낸다. 안테나는 송신 및 수신 안테나 이득(gain)들 G t 및 G r 각각과 수신하는 안테나의 상응하는 실효 개구(effective aperture) A r에 의해서 특징지어진다. σ S 는 거리 R에 위치한 반사하는 타겟(reflecting target)의 산란 단면적(scattering cross section)이다. 수신된 신호 강도는 범위(range)의 네제곱으로 저하된다. 이것은 범위(range)의 제곱으로만 저하되는 일반적인 통신 시스템들과는 대조적이다. 그래서, 통신의 경우에 대해서, (같은 장소에 있는 대신, 송신기로부터 범위 R에 있는) 통신 수신기에 의해 수신된 전력 P c는 아무런 반사를 가지지 않고, R 2 손실만을 가지며,
Figure pat00002
로서 표현될 수 있고, 여기서 A c는 연관된 이득 G c를 가진 수신하는 통신 안테나의 개구이다. 그러므로, 레이더 수신기는 타겟 거리들의 넓은 범위를 커버하기 위하여 더 높은 감도(sensitivity) 및 동적 범위(dynamic range)를 제공해야 한다. 이것이 의미하는 것은 공통 레이더/통신 신호 및 그래서 공통 안테나 및 송신 전력에 있어서 레이더 신호 R max 의 최대 범위가 전형적으로 통신 신호 R comm의 범위보다 더 작다는 것, 즉 R max<R comm이다.
이러한 고려들은 프론트-엔드(front-end) RF 하드웨어 및 송신된 공통 레이더/통신 신호의 진폭에 영향을 미치지만, 순전히 애플리케이션 특정적이고, 파형 설계 및 처리에 영향을 주지 않아서, 본 명세서에서는 더 논의되지 않는다. 이하에서, 신호는 진폭에 있어서 1(unity)에 대해 정규화될 것으로 가정된다.
FMCW 레이더 시스템의 송신된 선형 주파수-변조 신호는 선형 처프로서 모델링될 수 있는데:
Figure pat00003
여기서, f T(τ)= (B/T)τ는 (업 램프에 대해; 다운 램프는 음수일 것임) 시간 τ의 선형 함수로서 송신 주파수이고, f c는 캐리어 주파수이고, B는 대역폭이고, 진폭은 1에 대해 정규화되고, T는 시간 기간이다. v c는 (RF 신호들에 대해) 빛의 속도인, 시간 지연 t d =2( R 0 +vt)/v c 및 도플러 천이 f D = -2· f c v /v c 를 가지고 반사된 그리고 수신된 신호를 고려하면, 송신된 신호를 수신된 신호와 혼합한 후에 수신된 주파수는
Figure pat00004
로서 표현될 수 있고, R 0는 시간 t=0에서의 범위(range)이고, v는 타겟 속도(또는 범위율(range rate))이다. 그래서, 수신된 업 램프 신호는
Figure pat00005
로서 기술될 수 있다.
여기서, 수신된 신호 진폭은 1에 대해 정규화된다. 사실상, 수신된 신호 진폭은 안테나 이득들, 송신된 전력, 타겟의 거리, 및 레이더 단면적(radar cross section: RCS)에 의존한다. 도플러 주파수(Doppler frequency) 및 비트 주파수(beat frequency)에 대한 정보를 획득하기 위하여, 송신된 신호 s T(t) 및 수신된 신호 s R(t)는 시간 영역에서 곱셈에 의해 혼합되고, 대역폭 B를 가진 LPF(저역 통과 필터)에 통과된다. 이후, LPF 출력의 중간 주파수(intermediate frequency: IF) 신호 s IF(t)는 업 램프에 대해
Figure pat00006
로서 획득된다.
유사하게, LPF 출력의 IF 신호 s IF(t)는 (업 램프와 동일한 기울기를 가지되 부호는 반대인) 다운 램프에 대해 다음과 같이 획득될 수 있다.
Figure pat00007
그래서, 업 및 다운 램프 비트 주파수들이라고 불리는 2개의 시간-의존적 주파수 항목들이 기저대역 신호의 스펙트럼에서 보인다:
Figure pat00008
Figure pat00009
이러한 주파수들은 타겟 속도 v 및 범위 R 0에 대해 해를 구하기 위해 이용될 수 있다. (참고자료들 ― Rohling and Meinecke, “Waveform design principles for automotive radar systems”, 2001 CIE International Conference on Radar (2001), and Rohling and Moller, “Radar waveform for automotive radar systems and applications”, 2008 IEEE Radar Conference, 26-30 May (2008) ― 은 이러한 정보 및 주파수들이 유도되는 논문들에 대한 레퍼런스들을 담고 있다.) 도 1은 삼각형 파형을 가진 송신된 (실선들) 및 수신된 (파선들) 신호들에 대한 주파수들을 도시하고, 여기서 f bu 및 f bd는 각각 업 램프 비트 주파수 및 다운 램프 비트 주파수를 나타낸다.
본 공개는 상술한 업 및 다운 처프들을 기초로 하는 설계를 갖는 결합된 파형을 이용하는 것을 제안하고, 그래서 레이더 함수는 근본적으로 영향을 받지 않지만, 통신이 일어나도록 허용하기 위하여 두 개의 방식으로 파라미터화된다:
(1) 각각의 심볼은 길이 2T로 이루어지고, 2개의 처프들을 가질 것이다: 하나는 업(up) 하나는 다운(down)이다. 업 처프가 이어지는 다운 처프를 이용할 수도 있을 것이라는 점에 유의하라. 이하의 논의는 업(up), 그리고 다운(down) 처프들을 표준화한다. 업 처프는 시간 0에서 주파수 f c-B/2를 가지고 시작하고, 이후 시간 T i 에서 주파수 f c+B/2로 갈 것이다; 이후 상보적(complementary) 다운 처프가 시간 T i 에서 주파수 f c+B/2를 가지고 시작할 것이고, 심볼 i에 대해 시간 2T에서 주파수 f c-B/2로 끝날 것이다. 2개의 상이한 처프 기울기들을 a i 및 α i 라고 하고, 2개의 상이한 주파수들을 b i 및 β i 라고 하자. 이들의 값들은 a i =B/T i 2, b i =f c-B/2, α i =-B(/2T- T i ), 및 β i =f c+B/2에 의해 처프 파라미터들과 관련이 있을 수 있다.
(2) 각각의 심볼은 각각의 처프에 대해 개별 초기 위상을 가질 것이다: 제1 처프에 대해 위상 c i 을 가지고, 제2 처프에 대해 위상γ i 를 가짐. 여기서, -π<c i , γ i ≤π.
이러한 변화들은 파형의 레이더 성능에 전혀 영향을 주지 않을 것이다. 범위 및 범위율을 도출하기 위한 유일한 변경들은, 2개의 구간 [0,T) 및 (T,2T] 대신에, 2개의 구간 [0,T i ) 및 (T i ,T] 동안 비트 주파수를 측정하는 것과 관련이 있다. 2개의 구간들에 대한 방정식들은 이하의 형태로 표현될 수 있다:
Figure pat00010
Figure pat00011
가장 일반적인 형태에 있어서, CRCW는 i = 1, 2, ...,m인 주파수 대역들 B i 을 갖는 다중 병행 (인접한(contiguous) 또는 비인접한(non-contiguous)) 채널들 (m은 정수) 채널들에 의해 표현될 수 있다. 각각의 주파수 대역은 현재 동작하고 있는 모든 레이더 및 통신 시스템들을 나타내는 총 대역폭 BT을 갖는 주파수들의 전체 범위 내에서 그 자신의 심볼 시간들, 처프 기울기들, 및 위상들을 가진다. 도 2b는 상술한 바와 같이 각각의 심볼이 업 처프 및 다운 처프를 포함하는 각각의 일련의 심볼들이 각각의 상이한 캐리어 주파수들에 중심을 둔 폭 B의 각각의 채널들에서 송신되는 이러한 설계를 도시한다.
본 명세서에서 공개된 방법론에 따라서, 도 2a에 도시된 타입의 파형들을 갖는 심볼들은 동시에 송신될 수 있다. 유사하게, 반사되고 되돌아오는 신호들은 FMCW 레이더 시스템에 의해 검출된 타겟들을 특징짓는 다양한 파라미터들을 도출하기 위해 병렬로 처리될 수 있다.
범위 해상도(range resolution) ΔR는 동일한 속도를 갖는 2개의 타겟들의 최소 분별가능한 범위를 나타내고, 속도 해상도(velocity resolution) Δv는 동일한 범위를 갖는 2개의 타겟들의 최소 분별가능한 속도를 나타낸다. 요구되는 대역폭 B는 주어진 범위 해상도 ΔR와 관련이 있고,
Figure pat00012
로서 수식화될 수 있다.
유사하게, 관측 시간 T은 속도 해상도 Δv와 관련이 있고,
Figure pat00013
로서 표현될 수 있다.
이후, 최대 비트 주파수(beat frequency)가 주파수 영역에서 겹치지(fold over) 않도록 하기 위해서 나이퀴스트 샘플링 이론(Nyquist sampling theorem)은
Figure pat00014
을 요한다. 최대 리턴(return)이 시간 영역에서 겹치지(다음 시간 구간 T 안으로 겹침) 않도록 하기 위해서, 유사한 요구사항은 합당한 속도들에 대해서
Figure pat00015
또는
Figure pat00016
이다. 이러한 방정식들은 레이더 성능 파라미터들 {R max, v max, ΔR, Δv, f c }과 파형 파라미터들 {B, T, f s }의 관계를 제공한다. 2개의 처프들에 대한 기간 T i 및 2T-T i 를 가진 주어진 CRCW 심볼에 대하여, 위 방정식들에서의 T는 심볼의 어느 부분이 지칭되고 있는지에 따라서 이러한 2개의 양들 중의 하나에 의해 교체될 것이라는 점에 유의하라.
CRCW를 이용하는 통신 기능들을 위해, 각각의 채널 m에서 통신을 위한 원하는 최대 데이터 속도를 취할 수 있고, 표준 통신 분석을 통해서 이를 지원할 대역폭 B m을 발견할 수 있다. 결과는 이용가능한 총 대역폭 B T이다. 이후, 명백하게
Figure pat00017
이다.
다운 변환(down conversion) 후의 통신 수신기 f s(comm)의 샘플 속도는 통신되는 신호의 전체 대역폭을 캡처하기 위하여 각각의 채널에 대해 다음 조건을 만족시켜야 한다:
Figure pat00018
단순함을 위해, 이하의 추가적인 공개는 각각의 채널 대역폭이 동일한 값 B인 것으로 가정하고, 밑첨자 m이 빠지는 것을 의미한다. {T, T i ,B,Θ j ,Φ l } (여기서, 0<T i <2T, 0≤i≤C-1, 및 -π<Θ j ,Φ l <π, j≥0, l≤C 1-1,
Figure pat00019
)에 의해 정의된 집합 {S k }로부터 S 심볼들이 존재하는 것으로 가정하고, 여기서 T i 은 제1 처프의 시간의 길이이고, B는 양쪽 처프들에 대해 상응하는 주파수 범위이고(모든 심볼들은 동일한 대역폭을 가질 것이고, 이것은 업 및 다운 처프들 양쪽 모두에 대해 동일함), Θ j 및 Φ l 은 업 및 다운 램프들의 상응하는 위상들이다.
요구되는 데이터 속도 Λ (bits per second)를 지원하기 위하여,
Figure pat00020
를 가져야 하고, 여기서
Figure pat00021
는 비트들/심볼(bits/symbol)의 수이고, 1/2T는 초 당 심볼들(symbols per second)의 수이고, B T는 결합된 레이더/통신 시스템에 대해 (규정, 하드웨어 제한들 등을 통해) 할당된 총 대역폭이다. 처프 주기들에 대한 제한들 모두가 결합된다면, 그 결과는
Figure pat00022
및
Figure pat00023
이다.
유사하게,
Figure pat00024
및
Figure pat00025
고유 처프 시간들의 수({T i } 내의 고유 값들(또는 등가적으로 심볼 집합에 대한 고유 양의(positive) 주파수 기울기들의 수))을 C라고 하자. 이러한 조건들은 이하의 방정식들을 통해서 만족될 수 있다:
예로서, i=1, ..., C-1에 대해,
Figure pat00026
Figure pat00027
이후, 상보적 기간(complementary duration)
Figure pat00028
은 {T i }의 역순 목록(reverse list)이고, 수신기와 송신기 설계를 단순화한다.
위상 쌍
Figure pat00029
에 의해 정의되는 위상들 및 심볼에 대한 다른 제한들 없이, 각각의 기울기 C에 대한 전체 D 2 위상들에 대한 양쪽 좌표들에 대한 각각의 위상의 고유값들이 존재할 수 있고,
Figure pat00030
이다. 그래서, 심볼들의 총수는 이후
Figure pat00031
일 것이고, 이것은 요구되는 바와 같은 S 보다 더 크다. 단순한 가정은 이하의 위상 정의들을 통해서 (-π,π]에 대해 균일하게 위상들을 펼치는 것이다:
j, l =1,...,D-1에 대해,
Figure pat00032
(레이더 및 통신 경우들 양쪽 모두) 함께, 상술한 기술은 요구사항/설계 파라미터들
Figure pat00033
을 이용해서, 기본 파형 파라미터들
Figure pat00034
의 거의 모두를 정의했다.
진폭은 상술한 바와 같이, 순전히 애플리케이션 특정적인, 링크 버짓(link budget) 및 RF 프론트-엔드 하드웨어를 통해서 더 잘 다루어질 수 있기 때문에, 진폭 A(이것은 상술한 논의에서 1로 정규화되었음)는 논의되지 않았다는 점에 유의하라. 나머지 값들 C 및　D은 SNR의 함수로서 최상의 그리고 가장 일관된(consistent) 심볼 검출 성능을 제공하기 위하여 심볼들의 확산(spread)을 조정할 방법을 제공한다. 기울기 대(versus) 위상(C 및 D)의 이러한 균형은 다음 문단에서 기술된다.
심볼 기울기들 및 위상들의 균형을 맞추기 위한 방법이 이제 다소 상세하게 기술될 것이다. 분산(variance)을 추정하기 위하여 이하의 이산 처프 모델(discrete chirp model)이 이용될 것이다:
Figure pat00035
여기서, s[n]는 심볼의 샘플링된 버전이고, z[n]는 샘플링된 수신된 신호 플러스 노이즈이고, w[n]는 3σ의 표준 편차를 가진 수신된 노이즈의 샘플링된 버전이다. 값 N은 처프 주기 동안의 샘플들의 수이다. 파라미터들 {α,β,γ}은 심볼에 상응하는 2개-처프 세트의 각각의 처프를 정의하고, 각각 처프 비율(chirp rate)(또는 처프의 주파수 기울기), 주파수 및 위상에 상응한다. 본 공개는 이하의 수학식을 이용하여 각각의 파라미터의 분산 추정기들을 위한 크래머-라오 하한(Cramer-Rao lower bound)에 대한 수정된 근사(modified approximation)들을 채용한다:
Figure pat00036
Figure pat00037
Figure pat00038
이러한 정보는 상이한 주파수 기울기들의 수 C와 상이한 위상들의 수 D 간의 균형을 선택하기 위해 이용될 수 있다.
이제, 다른 파형 파라미터들의 함수로서 C 및 D의 값들의 균형을 어떻게 맞추는지를 보이기 위하여 특정한 예가 기술될 것이다. B=1MHz 및 T min=10 ㎲를 가정한다. 그리고, 심볼들에 대한 처프 대역폭들은 주파수에 있어서 동일하게 이격되어 있는 것으로 가정한다. 특히, 최대 기울기는
Figure pat00039
라고 가정하고, 이후
이러한 최대까지 전체 범위를 커버하기 위하여 주파수 기울기 값들을 균일하게 분포시킨다. 이러한 방정식은 이하의 관찰로부터 생긴다. 도플러 방정식은 상대 이동으로 인한 겉보기 관측 주파수 f' 에 대해 송신 주파수 f 를 관련시킨다. 그래서,
Figure pat00040
여기서, v c는 신호의 속도(RF 신호들을 위한 빛의 속도)이고, v 0는 관측자의 부호있는(signed) 속도이고, v s는 소스(송신기)의 부호있는 속도이다. 그래서, 수신된 처프는 비율 (v c+ v 0)/(v c+ v s) 만큼 송신된 처프로부터 주파수에 있어서 천이될 수 있다. 이것은 필수적으로 수신된 신호의 β의 값을
Figure pat00041
로 변경시키며, 여기서 β는 송신된 처프의 시작 주파수이고, β' 는 수신된 처프의 시작 주파수이다. (이하에서 다소 상세하게 기술된) 수신된 신호가 처리되는 방식 때문에, β의 추정은 수신기의 성능에 영향을 주지 않고 회피될 수 있다.
도 3 및 4는 3σ 검출 레벨에서 N 및 SNR의 함수로서 주어진 상황들에서 C 및 D를 위한 최대 이론적 값들을 보기 위해 분산 추정기 방정식들 (4) 및 (6)을 이용한 결과들을 도시한다. 이러한 3σ 검출 레벨은 시간의
Figure pat00042
99.7%라는 것을 의미하고, 올바른 처프 기울기/위상이 검출될 수 있다. 이것은 0.009의 심볼 에러율(symbol error rate)에서 동작하는 통신 시스템에 대략 상응한다. 이러한 결합된 레이더/통신 시스템에서 에러 정정 코딩을 이용하는 것은 본 명세서에서 상세하게 공개되지 않는데, 왜냐하면 심볼 에러로부터, 전형적으로 1x10-10의 요구되는 비트 에러율(bit error rate)로 이동시키기 위하여 종래의 방식으로 행하여질 것이기 때문이다. 기울기 대 위상 검출을 위한 성능을 계산함으로써, 최적 성능 비율을 달성하기 위하여 둘의 균형을 맞출 수 있다. 그래서, 주어진 시스템을 위해 고유 양의(positive) 처프 기울기들의 수 대 처프 위상들의 수의 균형을 조정할 것이다. 도 5는 3σ 검출 레벨에서 N 및 SNR의 함수로서 C/D 2 (고유 양의 기울기들 대 고유 위상 쌍들의 비율)의 최적 비율을 도시한다. 이러한 비율은 상이한 상황들에서 매우 광범위할 수 있다는 점에 유의하라. 또한, 만일 시스템 고려사항들이 완전한 기울기 범위의 이용을 허용하지 않는다면(예컨대, 만일 범위 해상도가 대역폭의 더욱 타이트한(tighter) 범위를 필요로 한다면), 기울기들이 더 작은 범위를 커버할 수 있고, 이러한 경우에 3σ 분리된(separated) 위상들의 수는 감소될 것이고 최적 비율이 변할 것이라는 점에 유의하라.
본 명세서에서 공개된 파형들을 이용하도록 구성되지 않은 단순화된 FMCW 레이더 시스템(100)의 몇몇 구성요소들이 도 6에서 식별된다. FMCW 레이더 시스템(100)은, 다른 비히클 또는 사람과 같은 레이더 타겟(102)의 범위를 측정해서 측정된 범위가 지정된 최소 분리 거리보다 더 작을 때 경고 신호를 내기 위하여 차량, 버스, 트럭 등과 같은 비히클에 설치될 수 있다. FMCW 레이더 시스템(100)은 기능적으로 송신 부분과 수신 부분으로 나누어진다. 송신 부분은 업/다운 램프 제어기(104), 디지털-투-아날로그(D/A) 변환기(105), 주파수-변조 연속 파형 생성기(frequency-modulated continuous waveform generator)(106), 전압-제어 발진기 (VCO)(107), 송신 증폭기(108), 및 송신 안테나(110)를 포함하고 이들은 직렬로 연결된다. 수신 부분은 수신 안테나(116), 저잡음 수신 증폭기(low-noise reception amplifier)(118), 주파수 믹서(120)(이것은 또한 VCO(107)에 연결됨), 저역 통과 필터(low-pass filter)(122), 아날로그-투-디지털(A/D) 변환기(124), 및 기저대역 레이더 신호 처리 모듈(126)(이것은 또한 업/다운 램프 제어기(104)에 연결됨)을 포함하고 이들은 직렬로 연결된다. 변조된 신호는 안테나들을 통해서 송신되고 수신되며, 송신되고 수신된 신호들은 시간 영역에서 곱해지고, 타겟 리턴들에 상응하는 주파수에서 피크들을 알아내도록 필터링되고 처리된다. 최종 결과는 존재하는 모든 타겟들의 범위 및 범위율(상대 속도)을 포함하는 일련의 측정값들이다.
FMCW 레이더 시스템(100)의 센싱 동작들은 이하와 같이 간단하게 기술될 수 있다. 업/다운 램프 제어기(104)는 디지털 제어 신호들을 디지털-투-아날로그 변환기(105)에 출력하고, 이것은 주파수-변조 연속 파형 생성기(106)를 제어하는 아날로그 신호들로 디지털 신호들을 변환해서 주파수-변조 연속 파형들을 생성하고, 이것을 VCO(107)가 캐리어 주파수 f c(Tx)를 갖는 FMCW 신호들로 변환한다. FMCW 신호들은 송신 증폭기(108)에 의해 증폭되고, 송신 안테나(110)에 의해 레이더 타겟(102)을 향하여 RF 전자파들(112)로서 방출된다. 상응하게, 수신 안테나(116)는 레이더 타겟(102)으로부터 반사된 RF 전자파들(114)을 수신한다. 수신 안테나(116)는 반사된 RF 전자파들을, 저잡음 수신 증폭기(118)에 의해 증폭되는 전기 신호들로 변환하기 위하여 트랜스듀서로서 기능한다. 이후, 주파수 믹서(120)는 위상 정보를 담고 있는 제1 복조 신호들을 생성하기 위하여 저잡음 수신 증폭기(118)에 의해 출력되는 수신된 신호들을 VCO(107)에 의해 생성되는 캐리어 주파수 f c(Tx)를 갖는 송신된 신호들과 주파수 혼합(frequency mix)한다. 저역 통과 필터(122)는 송신된 신호들과 수신된 신호들 간의 비트 주파수 신호(beat frequency signal)들을 획득하기 위하여 저역 통과 필터링을 수행한다. 아날로그-투-디지털 변환기(124)는 비트 주파수 신호들을 샘플링하고, 비트 주파수 신호들을 디지털 신호들로 변환한다. 범위들 및 범위율들과 같은 타겟들의 정보를 계산하기 위하여, 기저대역 레이더 신호 처리 모듈(126)은 시간 영역에서 주파수 영역으로 디지털 비트 주파수 신호들을 변환하도록 구성된다. 공통적인 방법은 고속 퓨리에 변환(fast Fourier transform)들을 이용하는 것이다. 업 및 다운 처프 신호들은 2개의 고속 퓨리에 변환들에서 개별적으로 처리된다. 고속 퓨리에 변환 후에, 기저대역 레이더 신호 처리 모듈(126)은 임계값을 이용해서, 타겟 리턴들에 상응하는, 주파수에 있어서의 피크들을 찾는다. 이후, 상술한 바와 같이 타겟 속도 v 및 범위 R 0에 대한 해를 구하기 위해 비트 주파수들이 이용된다. 최종 결과는 존재하는 모든 타겟들에 대한 일련의 범위 및 타겟 속도(또는 범위율)의 측정들이다. 도 6에서 도시된 예에서, 기저대역 레이더 신호 처리 모듈(126)은, 범위 및 범위율과 같은 타겟(102)에 대한 정보를 계산 및 도출하고, 이후 이러한 레이더 측정들을 비일시적인 유형의 컴퓨터-판독가능 저장 매체(non-transitory tangible computer-readable storage medium)(128)에 저장하도록 구성된다.
대조적으로, 도 6에서 부분적으로 도시된 FMCW 레이더 시스템에 대한 변형에 있어서, 결합된 레이더/통신 시스템은 앞서 기술된 CRCW를 이용하도록 구성될 수 있다. 도 7은 본 명세서에서 공개된 CRCW를 이용하도록 구성된 결합된 레이더/통신 시스템(130)의 몇몇 구성요소들을 식별시키는 블록도이다. 도 7에서 부분적으로 도시된 예에서, 데이터는 결합된 레이더/통신 시스템(130)으로부터 통신 플랫폼(132)으로 전송될 수 있다. 역으로, 데이터는 통신 플랫폼(132)으로부터 결합된 레이더/통신 시스템(130)으로 전송될 수 있다. 그래서, 결합된 레이더/통신 시스템(130)은 레이더 및 통신 데이터 출력 및 레이더 및 통신 데이터 입력 양쪽 모두를 가진다. 레이더 부분은 도 6에 도시된 것에서 본질적으로는 변하지 않지만, 범위 및 범위율을 계산하기 위하여 업 또는 다운 처프의 균일한 타이밍(uniform timing)만을 필요로 하는 더 단순한 FMCW 레이더 시스템을 넘어서는 비균일한 심볼 타이밍을 단지 요한다.
결합된 레이더/통신 시스템(130)은 레이더 및 통신 신호들 양쪽 모두를 결합하는 로컬 송신기 및 수신기를 포함한다. 결합된 레이더/ 통신 시스템(130)과 통신하고 있는 원격 통신 플랫폼(132)은 전형적으로 통신을 위하여 상이한 주파수 대역 또는 대역들을 이용할 것이다. 그래서, 도 7은 2개의 상이한 주파수들을 도시한다: 결합된 레이더/통신 시스템(130)의 송신기(및 레이더 수신기)의 중심 주파수를 위한 (f c(Tx)과 동일한) fc_Tx 및 결합된 레이더/통신 시스템(130)의 통신 수신기의 중심 주파수를 위한 (f c(Rx)과 동일한) fc_Rx, 이것은 원격 통신 플랫폼(132)의 관점에서 송신기의 중심 주파수임.
본 명세서에서 사용되는 용어를 명확히 하기 위하여, 변조는 메시지 신호 내의 정보에 따라 캐리어 신호가 변경되는 프로세스이다. 송신 주파수 f c(Tx)는 송신기에 의해 송신되는 캐리어 신호의 주파수이다. 수신기에 의해 수신되는 신호는 동일한 주파수를 이용해서 복조된다. 복조된 신호는 이후 수신기에 의해 샘플링된다. 샘플링 레이트(sampling rate)는 메시지 신호가 샘플링되는 비율이다. 캐리어 신호의 주파수는 일반적으로 입력 메시지 신호의 가장 높은 주파수보다 훨씬 더 크다. 나이퀴스트 샘플링 이론은 복조기가 메시지를 올바르게 복구하도록 하기 위하여 샘플링 레이트 f s 가 변조 신호의 가장 높은 주파수와 캐리어 주파수의 합보다 2배보다 더 클 것을 요한다. M 심볼들을 갖는 알파벳을 가지고 디지털 변조를 이용해서 신호를 변조하기 위하여, 그 값들이 0에서부터 M-1까지의 정수들인 실제 메시지 신호를 가지고 시작할 수 있다.
도 7에서 도시된 예에서, 결합된 레이더/통신 시스템(130)의 송신 안테나(110)는 레이더 타겟(102)을 향하여 그리고 통신 플랫폼(132)을 향하여 송신 중심 주파수 f c(Tx)를 갖는 RF 전자파들을 송신하고 있다. 되돌아올 때, 결합된 레이더/통신 시스템(130)의 수신 안테나(116)는 중심 주파수 f c(Tx) 더하기 결합된 레이더/통신 시스템(130)에 대한 레이더 타겟(102)의 움직임으로 인한 도플러 주파수와 동일한 주파수를 갖는 레이더 타겟(102)으로부터 RF 전자파들을 수신한다. 수신 안테나(116)는 또한 통신 플랫폼(132)의 송신 안테나(도 7에서 도시되지 않음)에 의해 송신된 중심 주파수 f c(Rx) 더하기 결합된 레이더/통신 시스템(130)에 대한 통신 플랫폼(132)의 움직임으로 인한 도플러 주파수와 동일한 주파수를 갖는 통신 플랫폼(132)으로부터 RF 전자파들을 수신한다. 상술한 바와 같이, 통신 플랫폼(132)으로부터의 통신을 위한 별개의 수신 주파수 채널은, 2개의 레이더/통신 송신기들이 동일한 주파수 대역에서 송신하지 않도록, 송신 중심 주파수 f c(Tx)와는 상이한 중심 주파수 f c(Rx)를 이용한다.
도 7을 참조하면, 결합된 레이더/통신 시스템(130)의 송신 부분(이하, "공통 레이더/통신 송신기(131)")은 직렬로 연결된 이하의 구성요소들을 포함한다: 통신 플랫폼(132)에 송신될 데이터를 저장하는 통신 데이터 소스(134); 통신 데이터를 심볼들로 변환하는 디지털 변조 심볼 생성기(136); 디지털 심볼들을 아날로그 심볼들로 변환하는 디지털-투-아날로그 변환기(105); 디지털-투-아날로그 변환기(125)로부터 수신된 아날로그 심볼들을 발진기 제어 전압들로 변환하는 결합된 레이더/통신 파형 생성기(106'); 전압 제어 입력들을 기초로 해서 송신 주파수 f c(Tx)를 갖는 캐리어 신호에 변조 신호를 인가하여 CRCW-변조 신호들을 출력하는 VCO(107); VCO(107)로부터 수신된 결과적인 CRCW-변조 신호들을 증폭하는 송신 증폭기(108); 및 송신 증폭기(108)로부터 수신된 CRCW-변조 신호들을 브로드캐스팅하는 송신 안테나(110).
여전히 도 7을 참조하면, 결합된 레이더/통신 시스템(130)의 레이더 수신기 및 통신 수신기(이하, "결합된 레이더/통신 수신기(133)"라고 총괄적으로 지칭됨) 양쪽 모두는 수신 안테나(116) 및 저잡음 수신 증폭기(118)를 통해 신호들을 수신한다. 다음 문단에서, 결합된 레이더/통신 수신기(133)의 레이더 수신기의 추가적 구성요소들이 기술될 것이다. 그 이후, 결합된 레이더/통신 수신기(133)의 통신 수신기의 추가적 구성요소들이 기술될 것이다.
결합된 레이더/통신 시스템(130)의 레이더 수신기는 수신 안테나(116), 저잡음 수신 증폭기(118), 주파수 믹서(120a)(이것은 또한 VCO(107)에 연결됨), 대역폭 B를 가진 저역 통과 필터(122a), 아날로그-투-디지털 변환기(124a), 및 기저대역 레이더 신호 처리 모듈(126)(이것은 또한 디지털 변조 심볼 생성기(136)에 연결됨)을 포함하고, 이들은 직렬로 연결된다. 수신 안테나(116)는 레이더 타겟(102)으로부터 반사된 RF 전자파들을 수신한다. 수신 안테나(116)는 반사된 RF 전자파들을 저잡음 수신 증폭기(118)에 의해 증폭된 전기 신호들로 변환한다. 주파수 믹서(120a)는 이후 위상 정보를 담고 있는 제1 복조 신호들을 생성하기 위하여 저잡음 수신 증폭기(118)에 의해 출력되는 증폭된 신호들을 VCO(107)에 의해 생성된 캐리어 주파수 f c(Tx)를 갖는 신호들과 주파수 혼합한다. 저역 통과 필터(122a)는 송신되고 수신된 신호들 간의 비트 주파수 신호들을 획득하기 위하여 저역 통과 필터링을 수행한다. 아날로그-투-디지털 변환기(124a)는 비트 주파수 신호들을 샘플링하고, 비트 주파수 신호들을 디지털 신호들로 변환한다. 기저대역 레이더 신호 처리 모듈(126)은 업 및 다운 처프 신호들을 위해 개별 고속 퓨리에 변환들을 이용해서 디지털 비트 주파수 신호들을 시간 영역에서 주파수 영역으로 변환하도록 구성된다. 고속 퓨리에 변환 후에, 기저대역 레이더 신호 처리 모듈(126)은 임계값을 이용해서, 타겟 리턴들에 상응하는, 주파수에 있어서의 피크들을 찾는다. 이후, 상술한 바와 같이 타겟 속도 v 및 범위 R 0에 대한 해를 구하기 위해 비트 주파수들이 이용된다. 최종 결과는 존재하는 모든 타겟들에 대한 일련의 범위 및 타겟 속도(또는 범위율)의 측정값들이다. 도 7에서 도시된 예에서, 기저대역 레이더 신호 처리 모듈(126)은, 범위 및 범위율과 같은 타겟(102)에 대한 정보를 계산 및 도출하고, 이후 이러한 레이더 측정값들을 비일시적인 유형의 컴퓨터-판독가능 저장 매체(128)에 저장하도록 구성된다.
결합된 레이더/통신 시스템(130)의 통신 수신기는 수신 안테나(116), 저잡음 수신 증폭기(118), 주파수 믹서(120b)(이것은 주파수 f c(Rx)의 변조 신호를 파형 생성기(144)로부터의 전압 제어 입력에 인가하는 VCO(142)에 연결됨), 대역폭 B를 가진 저역 통과 필터(122b), 아날로그-투-디지털 변환기(124b), 및 기저대역 통신 신호 처리 모듈(138)을 포함하고, 이들은 직렬로 연결된다. 수신 안테나(116)는 원격 통신 플랫폼(132)의 송신기에 의해 송신된 RF 전자파들을 수신한다. 주파수 믹서(120b)는 위상 정보를 담고 있는 제2 변조 신호들을 생성하기 위하여 저잡음 수신 증폭기(118)에 의해 출력되는 수신된 신호들을 VCO(142)에 의해 생성되는 캐리어 주파수 f c(Rx)를 갖는 신호들과 주파수 혼합한다. 저역 통과 필터(122b)는 저역 통과 필터링을 수행한다. 아날로그-투-디지털 변환기(124a)는 필터링된 신호들을 샘플링하고, 이러한 아날로그 신호들을 디지털 신호들로 변환한다. 기저대역 통신 신호 처리 모듈(138)은 이후에 비일시적인 유형의 컴퓨터-판독가능 저장 매체(140)에 저장되는 수신된 통신 데이터를 추출하기 위하여 디지털 신호들을 디코딩하도록 구성된다.
도 7에서 도시된 바와 같이, 기저대역 레이더 신호 처리는 전송된 데이터를 담고 있는 업 및 다운 처프된 신호들을 이용하기 위하여 단지 미미하게 변경된다. 기본적으로, 동일한 기간 동안 업 및 다운 처프들을 처리하는 대신, 레이더 처리는 송신된 비균일한 업 및 다운 처프들과 혼합하고 전형적인 FMCW 처리에서와 같은 동일한 계산을 함으로써 수신된 데이터를 처리할 것이다. 비트 주파수를 범위 및 범위율(또는 상대 속도)과 관련시키는 방정식 (1) 및 (2)와 함께 퓨리에 변환이 전형적 FMCW 레이더에서와 같이 동일한 방식으로 처리될 수 있다. T i 에 의해 좌우되는 기울기를 가진 심볼이 보내질 때, 제어 방정식들은
Figure pat00043
Figure pat00044
이 된다. 이러한 방정식들로부터, 범위 R 0 및 범위율 v이 유효하게 추정될 수 있다.
상술한 바와 같이, 기본 FMCW 시스템은 송신기, 수신기, 및 믹서로 이루어진다. 변조된 신호는 송신되고 수신되며, 송신되고 수신된 신호들은 시간 영역에서 곱해지고 처리된다. 더욱 구체적으로, 처리는 전형적으로 적어도 다음 단계들을 포함한다: (1) 송신된 신호를 계산하는 단계; (2) 수신된 신호를 계산하는 단계; (3) 시간 영역에서 곱셈에 의해 신호들을 혼합하는 단계; (4) 2개의 도출된 싸인 항목(sinusoidal term)들 중의 하나를 필터링하는(filter out) 단계; 및 (5) 필터링된 신호 상에서 FFT를 수행하는 단계. FMCW 처리는 많은 논문들 및 책들에서 상세하게 기술되며(예컨대, Wu and Linnartz, "Detection Performance Improvement of FMCW Radar Using Frequency Shift", Symposium on Information Theory and Signal Processing in the Benelux, Brussels, Belgium, May 10-11, 2011 및 Parrish, "An Overview of FMCW Systems in MATLAB" 참조), 본 명세서에서는 더 기술되지 않는다.
통신 수신기에 의한 파형의 처리(도 7에서의 가장 위의 처리 경로)는 수신된 각각의 심볼을 검출할 것을 요하고, 이것은 본 경우에 제1 및 제2 심볼 처프들 양쪽 모두에 대해 심볼 주파수 기울기들 및 위상들을 검출하는 것을 의미한다. 이러한 프로세스는 도 12에 도시된다. 본 프로세스는 처프 비율(a) 및 초기 위상(c)의 추정치들을 계산하기 위해 임의의 방법을 이용할 수 있지만(도플러 주파수의 추정치가 바람직하지 않다면 파라미터 b는 추정될 필요가 없다는 점을 상기할 것), 스트리밍 방법은 처리 지연 및 스토리지를 감소시키기 위해 바람직하다. 하나의 이러한 방법은 미국 특허 출원 제15/652,027호에서 기술된다. 단순한 형태의 방법은 입력을 수신된 신호의 샘플링된 형태로서 취하고, 다음 2가지를 하는 알고리즘을 제공한다: (1) 그 방법은 계산된 메트릭 값(metric value)(미국 특허 출원 제15/652,027호에서 메트릭은 d로 표시됨)을 이용해서 선형 위상-변조 신호들이 존재하는 때를 검출함; 그리고 (2) 그 방법은 선형 위상-변조 신호에서 3개의 고정된 파라미터들(이하의 방정식 (9)에서 파라미터들 a,b,c 참조)을 추정함. 선형 위상-변조 신호는 이하의 방정식에 의해 기술됨:
Figure pat00045
(9)
여기서, t는 시간에 따라 변하고, a, b, c 는 처프 신호의 처프 기울기('처프 비율'이라고도 함), 초기 주파수 및 초기 위상을 제어하는 다항 함수의 파라미터들(이하, "계수들")이다. 기울기 계수 a 및 위상 계수 c를 추정하고, 그리고 송신되고 있는 CRCW 심볼들을 신뢰성 있게 검출하기 위하여 미국 특허 출원 제15/652,027호에서 공개된 방법론의 일부들을 이용할 수 있다. CRCW를 위한 심볼 검출의 방법은 이하에서 다소 상세하게 기술될 것이다. 하지만, 통상의 기술자에게 잘 알려져 있어서 상세하게 기술되지 않을 통신 수신기의 설계에 대한 다른 추가적 관점들이 존재한다. 본 공개는 CRCW 수신기에서 수신되고 있는 심볼들의 수신 및 검출에 초점을 맞출 것이다. a 및 c를 추정하기 위한 처리 단계들은 다음과 같다.
우선, 혼합되고 다운-컨버팅된 샘플링된 데이터 신호 {s n }가 도 7에서 식별된 기저대역 통신 신호 처리 모듈(138) 안으로 온다. 이후, 위상 추정이 수행된다. 만일 들어오는 디지털 신호가 복소수 값이면(complex valued), 위상은 atan2(im, re)로서 계산될 수 있고, 여기서 복소수 신호 샘플은 (re + i(im))의 형태로 이루어진다. 함수 atan2()는 2개의 인자를 가진 arctangent 함수이다. 0이 아닌 임의의 실수(예컨대, 부동 소수점) 인자들 x 및 y에 대해, atan2(y, x)는 평면의 양의 x-축과 그 위의 좌표들 (x, y)에 의해 주어지는 점 간의 라디안 단위의 각도이다. atan2() 함수의 완전한 계산보다 실제로 구현하기 더 쉬운 위상 계산에 대한 단순화들이 존재한다. 대안적인 방법들은: CORDIC (COordinate Rotation Digital Computer, 이것은 전형적으로 반복 당 하나의 디지트(또는 비트)로 수렴하는, 쌍곡선 함수들 및 삼각 함수들을 계산하기 위하여 간단하고 효율적인 알고리즘임), 룩업 테이블(lookup table)들, 및 보간법(interpolation), 및 체비셰프 근사법(Chebyshev approximation)을 포함한다. 이들은 잘 알려져 있고 표준이기 때문에, 본 명세서에서 더 기술되지 않는다. 하지만, 만일 들어오는 신호가 실수이면, 위상을 추정하기 위한 보통의 방법은 위상을 계산하기 전에 직교 복조기(quadrature demodulator) 또는 힐버트 필터(Hilbert filter)를 이용하는 것을 포함한다. 직교 복조기의 구조 및 기능은 잘 알려져 있다. 예를 들어, 미국 특허 제5,426,669호, 제6,191,649호 및 제6,310,513호를 참조하라. 힐버트 필터를 이용해서 해석 (복소수) 신호를 형성하기 위한 잘 알려진 상이한 방법들이 존재한다. 도 8은 위상 추정 전에 병렬 지연 및 힐버트 필터 접근법을 이용하여 하나의 구체적인 방법 2를 도시한다. (위상 추정 후의) 마지막 단계는 원본(raw) 위상값을 언래핑하는(unwrap) 것이다.
도 8을 참조하면, 들어오는 신호는 실수이다. 분석 신호는 병렬로 배열된 힐버트 필터(24) 및 매칭된 지연(matched delay)(26)을 이용해서 형성된다. 매칭된 지연(26)은 힐버트 필터(24)에 의해 생성된 지연과 일치시키는 지연을 제공한다. 지연된 (실수부) 및 필터링된 (허수부) 신호들은 병렬로 위상 추정기(28)에 출력되고, 이것은 스트리밍 신호들의 위상들을 추정한다. (-π와 π가 아니라, 이하에서 -1과 1 사이의 정규화된 위상이 이용된다는 점에 유의하라.) 위상 추정기(28)에 의해 출력된 신호 위상들은 이후 위상 언래퍼(phase unwrapper)(30)에 의해 언래핑된다. (본 명세서에서 사용될 때, 동사 "언래핑하다(to unwrap)"는 싸인 신호의 각각의 완전한 사이클에 대해 2π를 더하는 것을 의미한다). 위상의 언래핑은 여러 상이한 표준 방식으로 수행될 수 있다. 공통의 단순한 접근법은 이하를 수행하는 것이다: 위상 추정치 θ 및 이전의 위상 샘플 θ0을 고려하여, (θ-θ0)가 -π (정규화된 -1)보다 더 작을(각각 π(정규화된 +1)보다 더 큼) 때 ±2π(또는 정규화된다면 ±1)의 배수들을 더함으로써 위상 추정치 θ를 정정한다.
다음으로, i = 0, ..., C-1에 대한 m = T i 의 각각의 기울기 길이에 대하여, 이하의 반복은 각각의 시간 단계 n에서 a 및 c 에 대한 추정치를 계산한다.
Figure pat00046
및
Figure pat00047
라고 하자. 그러면, 이하의 방정들을 이용해서 범위 n = 0, ..., C-1 에 대해 반복하는 것은 방정식 (9)에서 파라미터들 a 및 c 에 대한 최종 추정치들
Figure pat00048
및
Figure pat00049
를 제공한다:
Figure pat00050
여기서, 6개의 값들 A 1(m)-A 3(m) 및 C 1(m)-C 3(m)은 추정 윈도우 길이 m = T i 에만 의존하는 3 x 3 매트릭스 M 의 일부이고, 각각의 처프 기울기에 대해 미리 계산될 수 있다. 3 x 3 매트릭스 M 는 다음과 같이 정의된다:
Figure pat00051
여기서, 합들은 위상의 M 연속적 샘플들에 대한 합이고, t i 는 M 샘플들의 상대적 시간을 나타내고, t i = i* f s로서 정의될 수 있다. 이러한 접근법은 보통최소제곱(ordinary least squares) 또는 선형회귀(linear regression)의 직접적인 적용으로부터 유래된다.
도 9 내지 11은 FPGA(field-programmable gate array) 또는 ASIC(application-specific integrated circuit)에서 구체적으로 나타내질 수 있는 디지털 형태로 구현되는 수신된 신호의 처프 기울기를 추정하기 위한 3개의 항목들(즉, 방정식 (10)에서 항목들
Figure pat00052
,
Figure pat00053
, 및
Figure pat00054
)의 값들을 각각 계산하기 위한 전자 회로를 기호로 나타내는 도면들이다.
도 9는 방정식 (10)에서 제1 항목
Figure pat00055
을 추정하기 위한 방법의 구현 4를 도시한다. 도 9(및 도 10 및 11)에서 사용되는 기호는 다음과 같다: Z -1은 하나의 클록 주기(clock period)에 의해 값을 지연시키도록 기능하는 레지스터(register) 또는 메모리(memory) 소자를 나타낸다; 원으로 둘러싸인 "+" 심볼들은 덧셈기(summer)를 나타내고; 원으로 둘러싸인 "x" 심볼들은 곱셈기(multiplier)를 나타낸다. 위상 추정치 θ n 는 파라미터
Figure pat00056
의 값을 추정하는 모듈(10)에 입력된다. 모듈(10)은 상이한 지연 값들(몇몇 구현에 따라 최대값까지)에 대해 프로그래밍될 수 있는 지연 버퍼(delay buffer)(12)를 포함하고, 여기서 지연은 기울기 길이 m와 동일하게 설정된다. 위상 추정치 θ n 는 또한 곱셈기(16)에 입력되고, 이것은 파라미터
Figure pat00057
의 값을 추정하는 모듈(14)에 항목
Figure pat00058
를 출력한다. 덧셈기(18)는 합
Figure pat00059
을 형성하기 위하여 모듈(12) 및 곱셈기(16)에 의해 출력되는 추정된 값들을 더한다. 덧셈기(20)는 이후 합
Figure pat00060
을 형성하기 위하여 모듈(14)에 의해 출력되는 추정된 값을 덧셈기(18)에 의해 출력된 합에 더한다. 이후, 곱셈기(22)는 방정식 (10)에서 제1 항목
Figure pat00061
을 위한 값을 생성하기 위하여 덧셈기(20)에 의해 출력된 합과 값 A 1(m)을 곱한다.
도 10은 방정식 (10)에서 제2 항목
Figure pat00062
을 추정하기 위한 방법의 구현 6을 도시한다. 위상 추정치 θ n 는 파라미터
Figure pat00063
의 값을 추정하는 모듈(32)에 입력된다. 위상 추정치 θ n 는 또한 곱셈기(34)에 입력되고, 이것은 덧셈기(36)에 항목
Figure pat00064
을 출력한다. 덧셈기(36)는 합
Figure pat00065
을 형성하기 위하여 모듈(32) 및 곱셈기(34)에 출력된 추정된 값들을 더한다. 곱셈기(38)는 이후 방정식 (10)에서 제2 항목
Figure pat00066
을 위한 값을 생성하기 위하여 덧셈기(36)에 의해 출력된 합과 값 A 2(m)을 곱한다.
도 11은 방정식 (10)에서 제3 항목
Figure pat00067
을 추정하기 위한 방법의 구현 8을 도시한다. 위상 추정치 θ n 는 기울기 길이 m에 의해 위상 추정치를 지연시키는 지연 버퍼(40)에 입력된다. 위상 추정치 θ n 는 또한 합
Figure pat00068
을 형성하기 위하여, 들어오는 위상 추정치를 지연 버퍼(40)로부터 출력되는 지연된 위상 추정치의 음(negative)의 값에 더하는 덧셈기(42)에 입력된다. 곱셈기(44)는 이후 방정식 (10)에서 제3 항목
Figure pat00069
을 위한 값을 생성하기 위하여 덧셈기(42)에 의해 출력된 합과 값 A 3(m)를 곱한다.
도 12는 하나의 실시예에 따라 (도 7에서 식별된 기저대역 통신 신호 처리 모듈(138)에 의해 수행되는) 기저대역 통신 처리를 위한 방법의 단계들을 식별시키는 흐름도이다. 도 12에서 부분적으로 도시된 프로세스는 스트리밍(또는 온-더-플라이(on-the-fly)) 계산들을 이용해서 파라미터 추정치들을 생성할 수 있고, 그래서 FPGA 또는 ASIC 또는 다른 하드웨어-기반 구현을 위해 적합하다. 이하의 설명에서, "블록(blocks)"이라는 용어는 하드웨어로 구현된 전자 회로를 지칭한다. 도 12에서 도시된 기저대역 통신 처리는 이하와 같이 동작한다.
방정식 (10)으로부터 계산을 하는 기울기 계수 추정 블록들(52) 각각은 도 12에서 a(T i )로 라벨링되고, 유사하게 위상 계수 추정 블록(62)에 대해서는 방정식 (11)에 대하여 c(T i )로 라벨링된다. 구현 도면들(도 9-11)에서 A i (m)에 대한 언급들만이 c(T i )를 계산하기 위해 C i (m)로 변경될 필요가 있다.
이후, 각각 길이가 2T-T i 인 지연 버퍼들(54)의 세트는 각각의 심볼 i에 대해 업 및 다운 처프들에 대한 기울기 추정치들을 라인업(line up)하는 데에 이용된다. 마지막으로, 심볼 메트릭 계산 블록들(56)은 이하의 방정식을 이용하여 각각의 이러한 심볼 기울기에 대해 심볼 메트릭 d i 을 계산한다:
Figure pat00070
이후, 심볼 메트릭들 d i 중의 가장 작은 것이 블록(58)에서 선택되고, 이 정보는 방정식 (11)을 이용해서 상보적 처프들의 각각의 위상 계수들 c 을 추정하는 위상 계수 추정 블록들(62 및 64) 및 심볼 추적 블록(60) 양쪽 모두에 전달된다. 심볼 추적 블록(60)은 선택된 처프 기울기의 심볼 메트릭의 최소값의 시간을 식별하고, 위상 계수 추정 블록들(62 및 64)로부터 계산된 위상들을 샘플링하기 위하여 표준 심볼 시간 필터(standard symbol time filter)를 이용해서 각각의 심볼 샘플링 블록들(66 및 68)에 의하여 이용되는 심볼 샘플 시간 신호를 생성한다. 마지막으로, 맵핑 블록(70)은 3개의 식별된 값들 {a(T i ), c(T i ), c(2T-T i )}을 취하고, 이 값들로부터 다음과 같이 i, j 및 l 을 계산함으로써 수신된 심볼의 3개의 인덱스들을 추정한다:
Figure pat00071
이러한 3개로 이루어진 정수들은 수신된 심볼을 정의한다. 여기서, 각이 진 괄호들은 가장 가까운 정수로 반올림함을 나타낸다.
도 7을 다시 참조하면, 통신 데이터를 심볼들로 변환하는 디지털 변조 심볼 생성기(136)에 의해 수행되는 처리 단계들이 이제 다소 상세하게 기술될 것이다. 이러한 처리 블록은 송신될 비트들의 순차적인 세트들을 취하고, 이들을 송신될 통신 데이터를 나타내는 심볼들을 특징짓는 디지털 값들로 변환한다. 이것은 변조 전에 심볼들이 어떻게 (I, Q) 콘스텔레이션(constellation)에 맵핑되게 하는지와 매우 유사하다. 만일 C 및 D의 값들이 2의 거듭제곱이라면, 주요 단계들은 다음과 같다:
(1) K 입력 비트들의 순차적인 세트를 취하고, 입력 비트들을 log2 K C , log2 K D 및 log2 K D 비트들로 이루어진 3개의 세트들로 분할함;
(2) 비트들을 0에서 C-1까지의 숫자 i로서 번역함으로써 제1 세트를 각각의 심볼의 제1 처프의 처프 기울기에 맵핑하고, 이후
Figure pat00072
를 계산함;
(3) 비트들을 0에서 D-1까지의 숫자 j로서 번역함으로써 제2 세트를 각각의 심볼의 제1 처프의 처프 기울기에 맵핑하고, 이후
Figure pat00073
를 계산함;
(4) 비트들을 0에서 D-1까지의 숫자 l로서 번역함으로써 제3 세트를 심볼의 제2 처프의 초기 위상에 맵핑하고, 이후
Figure pat00074
를 계산함.
이러한 디지털 값들은 결합된 레이더/통신 파형 생성기(106')(도 7 참조)에 보내지고, 이것은 적절한 기울기 및 위상들을 가진 최종 RF 처프된 신호를 생성하기 위하여 VCO(107)에 공급되는 변조 신호를 생성한다. 만일 C 및 D의 값들이 2의 거듭제곱들이 아니라면, 이러한 맵핑은 표준 산술 부호화(arithmetic coding) 기법들을 통해서 수행될 수 있고, 여기서 보내질 비트들은 베이스(base) C· D 2 에서 인코딩되고, 이후 각각의 디지트(digit)
Figure pat00075
,
Figure pat00076
는
Figure pat00077
를 통해 심볼 시간 T i 와 연관되고, 여기서,
Figure pat00078
는 바닥 함수(floor function)를 나타내고, x 이하의 가장 큰 정수이다.
이후, 위상들은 δ r = rem(δ, D 2)를 설정함으로써 찾아질 수 있다(D 2로 δ를 나눈 나머지). 이후,
Figure pat00079
유사하게, δ s = rem(δ r, D)를 설정하고, 그리고
Figure pat00080
.
위에서 상세하게 공개된 파형 및 아키텍처의 다수의 변형예들이 존재한다. 예를 들어, 이 아키텍처는 아날로그-투-디지털 변환기가 저잡음 증폭기 바로 다음으로 이동될 수 있는 다이렉트(direct) RF 변환 아키텍처(도 7 참조)를 이용해서 동작할 수 있을 것이다. 이후, 아날로그-투-디지털 변환기 이후의 처리는 아날로그 대신 디지털일 것이다. 본 공개는 각각의 수신기가 그 자신의 주파수를 이용하는 경우를 기술한다. 이것은 둘 이상의 이러한 시스템들 간의 간섭을 방지한다. 대안적인 실시예들에서, 그러한 시스템들은 또한 이것이 일어나지 않도록 자신들의 출력들을 멀티플렉싱할 수 있을 것이다. 이것은 더 높은 레벨의 프로토콜에 의해 제어될 수 있을 것이다. 대안적으로, 2개의 시스템들은 표준 스프레드 스펙트럼 심볼 코딩(spread spectrum symbol coding)을 통하고 동일한 주파수를 이용할 수 있을 것인데, 양쪽 모두 동일한 주파수에서 동작하되, 더 큰 상호 간섭을 가질 것이다. 도 12를 참조하여 상술한 특정한 계산들은 균일하게 이격된 처프 시간들 및 위상들을 기초로 한다. 만일 이것이 그러한 경우가 아니라면, 계산들은 표준 기법들을 통해서 수정되어야 할 것이다.
공통 파형 패밀리와 함께 공통 하드웨어 및 공통 신호 처리의 세트를 이용해서 레이더 및 통신 기능들을 결합하기 위한 방법이 기술되었다. 선형 주파수-변조 심볼들은 (레이더가 할 것처럼) 심볼들이 복수 타겟들의 신호 반사들의 범위 및 범위율(또는 상대 속도)을 측정하는 데에도 이용되게 하기 위해 동시에 통신을 보내는 데 이용된다. 게다가, 레이더 검출 및 통신 수신은 스트리밍 방식으로 수행될 수 있어서, 추가적인 지연(latency)을 피할 수 있다. 범위, 범위율 및 심볼 값들 양쪽 모두는 모든 심볼 기간 T에서 생성된다. 그래서, 레이더 또는 통신 시스템을 위한 비활성(inactivity)의 동기화 구간들 또는 기간들의 필요성이 존재하지 않는다. 이것은 또한 패킷들이 시간적으로 짧고 데이터 동기화가 비효율을 의미하는 포인트 앤 슈트 네트워킹 애플리케이션(point and shoot networking application)을 위해 그 파형이 이상적이라는 것을 의미한다. 상술한 특징들은, 적용가능할 때 양쪽 시스템들을 위해 안테나를 공유하는 것, 단일한 플랫폼 상에서 2개의 이러한 시스템들의 간섭(주로 무선 주파수 간섭)과 연관된 비용을 절감하는 것, 및 양쪽 시스템들의 업그레이드가 동시에 수행될 수 있고 통합 문제들이 설계 프로세스에서 고려되도록 비용 및 복잡성을 감소시키는 것을 포함하여 이점들을 제공한다.
소정의 시스템들, 기구, 애플리케이션들, 또는 프로세스들이 다수의 모듈들을 포함하는 것으로 본 명세서에서 기술되었다. 본 명세서에서 공개되는 바와 같은 스트리밍 계산들을 가능하게 하기 위해 바람직하게는 하드웨어 또는 펌웨어로서 구현되는 모듈들을 제외하고는, 모듈은 소프트웨어, 하드웨어, 또는 이들의 조합으로 구현될 수 있는 구별되는 기능의 유닛(unit)일 수 있다. 모듈의 기능이 소프트웨어를 통하여 임의의 부분에서 수행될 때, 모듈은 비일시적인 유형의 컴퓨터-판독가능 저장 매체를 포함할 수 있다.
결합된 레이더 및 통신 기능들을 수행하기 위한 시스템들 및 방법들이 다양한 실시예들을 참조하여 기술되었지만, 본 명세서의 가르침을 벗어나지 않으면서 구성요소들을 위해 등가물들이 대체될 수 있고 다양한 변경들이 가해질 수 있다는 점이 통상의 기술자에 의해 이해될 것이다. 게다가, 특정한 상황으로 본 명세서에서의 공개를 실시하기 위하여 개념들 및 변형들을 적응시키도록 많은 변형들이 만들어질 수 있다. 따라서, 청구항들에 의해 커버되는 주제는 본 명세서에서 공개된 실시예들로 한정되지 않는 것으로 의도된다.
상술한 실시예들은 하나 이상의 프로세싱 또는 컴퓨팅 장치들을 이용한다. 이러한 장치들은 전형적으로, 범용 중앙 처리 유닛(general-purpose central processing unit), 마이크로컨트롤러, RISC(reduced instruction set computer) 프로세서, ASIC, 프로그램가능한 논리 회로(programmable logic circuit), FPGA, DSP(digital signal processor), 및/또는 본 명세서에서 기술된 기능들을 실행할 수 있는 임의의 다른 회로 또는 처리 장와 같은, 프로세서(processor), 처리장치, 또는 제어기를 포함한다. 본 명세서에서 기술된 방법들은, 제한 없이, 저장 장치 및/또는 메모리 장치를 포함하는, 비일시적인 유형의 컴퓨터-판독가능 저장 매체에서 구체화되는 실행가능한 명령어들로서 인코딩될 수 있다. 이러한 인스트럭션들은, 처리 장치에 의해서 실행될 때, 처리 장치로 하여금 본 명세서에서 기술된 방법들의 적어도 일부를 수행하게 한다. 상술한 예들은 단지 예시적인 것이며, 그래서 "프로세서(processor)" 및 "컴퓨팅 장치(computing device)"라는 용어들의 정의 및/또는 의미를 임의의 방식으로 제한하는 것으로 의도되지 않는다.
게다가, 본 공개는 이하의 항목(clause)들에 따른 실시예들을 포함한다:
항목 1. 송신 안테나를 갖는 공통 레이더/통신 송신기(common radar/communications transmitter) 및 공통 수신 안테나를 갖는 결합된 레이더 및 통신 수신기(combined radar and communications receiver)를 포함하는 결합된 레이더/통신 시스템으로서,
상기 공통 레이더/통신 송신기는 심볼(symbol)들을 포함하는 결합된 레이더/통신 파형-변조 신호(combined radar/communications waveform-modulated signal)들을 송신하도록 구성되고, 각각의 심볼은 업 처프(up chirp) 및 다운 처프(down chirp)로 이루어지고,
상기 결합된 레이더 및 통신 수신기는:
송신된 상기 신호들과 상기 수신 안테나로부터 수신된 신호들을 혼합해서, 제1 복조 신호들을 출력하는 제1 믹서(mixer);
상기 제1 복조 신호들로부터 도출된 비트 주파수(beat frequency)들을 기초로 하여 레이더 오브젝트(radar object)의 범위(range) 및 범위율(range rate)을 추정하도록 구성된 기저대역 레이더 신호 처리 모듈;
상기 공통 수신 안테나로부터 거리를 두고 위치한 송신 통신 플랫폼의 중심 주파수를 갖는 주파수-변조 신호와 상기 수신 안테나로부터 수신된 신호들을 혼합해서, 제2 복조 신호들을 출력하는 제2 믹서; 및
상기 제2 복조 신호들 내의 각각의 심볼의 업 및 다운 처프들의 기울기(slope)들 및 초기 위상(initial phase)들을 검출하도록 구성된 기저대역 통신 신호 처리 모듈;
을 포함하는 시스템.
항목 2. 항목 1에 있어서, 연속적인 심볼들로 이루어진 업 및 다운 처프들은 비균일한(non-uniform) 기울기들을 갖는 것을 특징으로 하는 시스템.
항목 3. 항목 1에 있어서, 연속적인 심볼들로 이루어진 업 및 다운 처프들은 비균일한 초기 위상들을 갖는 것을 특징으로 하는 시스템.
항목 4. 항목 1에 있어서, 상기 기저대역 통신 신호 처리 모듈은:
각각의 신호 샘플에 대해 상기 수신된 신호의 각각의 순시(instantaneous) 신호 위상을 추정하도록 구성된 하드웨어 또는 펌웨어를 포함하는 위상 추정기(phase estimator); 및
상기 수신된 신호의 각각의 심볼에 대한 기울기 계수를 추정하도록 구성된 하드웨어 또는 펌웨어를 포함하고 상기 위상 추정기(28)에 연결된 기울기 계수 추정기(slope coefficient estimator);
를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
항목 5. 항목 4에 있어서, 상기 기울기 계수 추정기는 FPGA(field-programmable gate array) 또는 ASIC(application-specific integrated circuit)인 것을 특징으로 하는 시스템.
항목 6. 항목 4에 있어서, 상기 기저대역 통신 신호 처리 모듈은 상기 수신된 신호 내의 각각의 심볼에 대해 업 및 다운 처프들 각각에 대한 각각의 위상 계수를 추정하도록 구성된 한 쌍의 위상 계수 추정기들을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
항목 7. 항목 6에 있어서,
상기 기저대역 통신 신호 처리 모듈은 추정된 위상 계수들의 쌍 및 추정된 기울기 계수를 기초로 하여 각각의 심볼을 식별시키는 3개의 인덱스들(indices)을 계산하도록 구성된 기울기/위상-대-심볼 맵핑 모듈(slope/phase-to-symbol mapping module)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
항목 8. 항목 1에 있어서, 상기 공통 레이더/통신 송신기는 직렬로 연결되어 있는:
송신될 데이터를 저장하는 통신 데이터 소스(communications data source);
통신 데이터를 심볼들로 변환하는 디지털 변조 심볼 생성기;
디지털 심볼들을 아날로그 심볼들로 변환하는 디지털-투-아날로그 변환기(digital-to-analog converter);
상기 디지털-투-아날로그 변환기로부터 수신된 상기 아날로그 심볼들을 발진기 제어 전압(oscillator control voltage)들로 변환하는 결합된 레이더/통신 파형 생성기(combined radar/communications waveform generator);
상기 전압 제어 입력들을 기초로 하여 송신 주파수를 갖는 캐리어 신호(carrier signal)에 변조 신호를 인가해서, 결합된 레이더/통신 파형-변조 신호들을 출력하는 전압-제어 발진기(voltage-controlled oscillator); 및
결과적으로 얻어지는 결합된 레이더/통신 파형-변조 신호들을 증폭하는 송신 증폭기;
를 더 포함하고,
상기 송신 안테나는 상기 결합된 레이더/통신 파형-변조 신호들을 브로드캐스팅하는(broadcast) 것을 특징으로 하는 시스템.
항목 9. 항목 8에 있어서, 상기 디지털 변조 심볼 생성기는 송신될 통신 데이터를 나타내는 비트(bit)들을 송신될 심볼들을 특징짓는 디지털 값들로 변환하도록 구성된 것을 특징으로 하는 시스템.
항목 10. 항목 9에 있어서, 상기 디지털 값들은 심볼의 제1 처프의 기울기, 심볼의 제1 처프의 초기 위상, 및 심볼의 제2 처프의 초기 위상인 것을 특징으로 하는 시스템.
항목 11. 결합된 레이더 및 통신 수신기로서,
수신 안테나;
제1 송신기에 의해 송신되는 송신된 신호들과 상기 수신 안테나로부터 수신된 신호들을 혼합해서, 제1 복조 신호들을 출력하는 제1 믹서;
상기 제1 복조 신호들로부터 도출된 비트 주파수(beat frequency)들을 기초로 하여 레이더 오브젝트의 범위(range) 및 범위율(range rate)을 추정하도록 구성된 기저대역 레이더 신호 처리 모듈;
제2 송신기의 중심 주파수를 갖는 주파수-변조 신호와 상기 수신 안테나로부터 수신된 신호들을 혼합해서, 제2 복조 신호들을 출력하는 제2 믹서; 및
상기 제2 복조 신호들 내의 각각의 심볼의 업 및 다운 처프들의 기울기(slope)들 및 초기 위상(initial phase)들을 검출하도록 구성된 기저대역 통신 신호 처리 모듈;
을 포함하는 수신기.
항목 12. 항목 11에 있어서, 상기 기저대역 통신 신호 처리 모듈은:
각각의 신호 샘플에 대해 상기 수신된 신호의 각각의 순시(instantaneous) 신호 위상을 추정하도록 구성된 하드웨어 또는 펌웨어를 포함하는 위상 추정기(phase estimator); 및
상기 수신된 신호의 각각의 심볼에 대한 기울기 계수를 추정하도록 구성된 하드웨어 또는 펌웨어를 포함하고 상기 위상 추정기에 연결된 기울기 계수 추정기(slope coefficient estimator);
를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
항목 13. 항목 12에 있어서, 상기 기울기 계수 추정기는 FPGA(field-programmable gate array) 또는 ASIC(application-specific integrated circuit)인 것을 특징으로 하는 수신기.
항목 14. 항목 12에 있어서, 상기 기저대역 통신 신호 처리 모듈은 상기 수신된 신호 내의 각각의 심볼에 대해 업 및 다운 처프들 각각에 대한 각각의 위상 계수를 추정하도록 구성된 한 쌍의 위상 계수 추정기들을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
항목 15. 항목 14에 있어서, 상기 기저대역 통신 신호 처리 모듈은
추정된 위상 계수들의 쌍 및 추정된 기울기 계수를 기초로 하여 각각의 심볼을 식별시키는 3개의 인덱스들(indices)을 계산하도록 구성된 기울기/위상-대-심볼 맵핑 모듈(slope/phase-to-symbol mapping module)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
항목 16. 결합된 레이더/통신 시스템을 작동시키기 위한 방법으로서,
송신 안테나를 이용해서 심볼들을 포함하는 결합된 레이더/통신 파형-변조 신호들을 송신하는 단계 ― 각각의 심볼은 업 처프 및 다운 처프로 이루어짐 ―;
수신 안테나에서, 레이더 타겟으로부터 되돌아오는 상기 결합된 레이더/통신 파형-변조 신호들의 일부분들을 수신하는 단계;
송신된 상기 신호들과 상기 수신 안테나로부터의 수신된 신호들을 혼합해서 제1 복조 신호들을 생성하는 단계;
상기 제1 복조 신호들로부터 비트 주파수(beat frequency)들을 도출하는 단계;
상기 비트 주파수들을 기초로 하여 레이더 오브젝트의 범위 및 범위율을 추정하는 단계;
상기 공통 수신 안테나로부터 거리를 두고 위치한 송신 통신 플랫폼의 중심 주파수를 갖는 주파수-변조 신호와 상기 수신 안테나로부터 수신된 신호들을 혼합해서 제2 복조 신호들을 생성하는 단계; 및
상기 제2 복조 신호들 내의 각각의 심볼의 업 및 다운 처프들의 기울기들 및 초기 위상들을 검출하는 단계;
를 포함하는 방법.
항목 17. 청구항 16에 있어서, 연속적인 심볼들로 이루어진 업 및 다운 처프들은 비균일한 기울기들을 갖는 것을 특징으로 하는 방법.
항목 18. 항목 16에 있어서, 연속적인 심볼들로 이루어진 업 및 다운 처프들은 비균일한 초기 위상들을 갖는 것을 특징으로 하는 방법.
항목 19. 항목 16에 있어서, 기울기들 및 초기 위상들을 검출하는 것은:
각각의 신호 샘플에 대해 상기 수신된 신호의 각각의 순시 신호 위상을 추정하는 것;
상기 수신된 신호의 각각의 심볼에 대한 기울기 계수를 추정하는 것; 및
상기 수신된 신호 내의 각각의 심볼에 대해 업 및 다운 처프들 각각에 대한 각각의 위상 계수를 추정하는 것;
을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
항목 20. 항목 19에 있어서, 추정된 위상 계수들의 쌍 및 추정된 기울기 계수를 기초로 하여 각각의 심볼을 식별시키는 3개의 인덱스들을 계산하는 것을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
이하에서 제시된 프로세스 청구항들은 청구항 문언이 단계들의 일부 또는 전부가 수행되는 특정한 순서를 나타내는 조건들을 명시적으로 특정하거나 언급하지 않으면 나열된 단계들이 알파벳 순서로(청구항들에서의 임의의 알파벳 순서는 이전에 나열된 단계들을 참조하는 목적으로만 이용됨) 또는 이들이 나열된 순서로 수행되는 것을 요하는 것으로 고려되지 않아야 한다. 또한 프로세스 청구항들은 청구항 문언이 그러한 해석을 못하게 하는 조건을 명시적으로 언급하지 않으면 둘 이상의 단계들의 임의의 부분들이 동시에 또는 교대로 수행되는 것을 배제하는 것으로 고려되지 않아야 한다.

Claims (15)

  1. 송신 안테나(110)를 갖는 공통 레이더/통신 송신기(common radar/communications transmitter)(131) 및 공통 수신 안테나(116)를 갖는 결합된 레이더 및 통신 수신기(combined radar and communications receiver)(133)를 포함하는 결합된 레이더/통신 시스템(130)으로서,
    상기 공통 레이더/통신 송신기(131)는 심볼(symbol)들을 포함하는 결합된 레이더/통신 파형-변조 신호(combined radar/communications waveform-modulated signal)들을 송신하도록 구성되고, 각각의 심볼은 업 처프(up chirp) 및 다운 처프(down chirp)로 이루어지고,
    상기 결합된 레이더 및 통신 수신기(133)는:
    송신된 상기 신호들과 상기 수신 안테나(116)로부터 수신된 신호들을 혼합해서, 제1 복조 신호들을 출력하는 제1 믹서(mixer)(120a);
    상기 제1 복조 신호들로부터 도출된 비트 주파수(beat frequency)들을 기초로 하여 레이더 오브젝트(radar object)의 범위(range) 및 범위율(range rate)을 추정하도록 구성된 기저대역 레이더 신호 처리 모듈(126);
    상기 공통 수신 안테나(116)로부터 거리를 두고 위치한 송신 통신 플랫폼(132)의 중심 주파수를 갖는 주파수-변조 신호와 상기 수신 안테나(116)로부터 수신된 신호들을 혼합해서, 제2 복조 신호들을 출력하는 제2 믹서(120b); 및
    상기 제2 복조 신호들 내의 각각의 심볼의 업 및 다운 처프들의 기울기(slope)들 및 초기 위상(initial phase)들을 검출하도록 구성된 기저대역 통신 신호 처리 모듈(138);
    을 포함하는 시스템(130).
  2. 청구항 1에 있어서,
    연속적인 심볼들로 이루어진 업 및 다운 처프들은 비균일한(non-uniform) 기울기들을 갖는 것을 특징으로 하는 시스템(130).
  3. 청구항 1 또는 2에 있어서,
    연속적인 심볼들로 이루어진 업 및 다운 처프들은 비균일한 초기 위상들을 갖는 것을 특징으로 하는 시스템(130).
  4. 청구항 1 내지 3 중의 어느 하나의 청구항에 있어서,
    상기 기저대역 통신 신호 처리 모듈(138)은:
    각각의 신호 샘플에 대해 상기 수신된 신호의 각각의 순시(instantaneous) 신호 위상을 추정하도록 구성된 하드웨어 또는 펌웨어를 포함하는 위상 추정기(phase estimator)(28); 및
    상기 수신된 신호의 각각의 심볼에 대한 기울기 계수를 추정하도록 구성된 하드웨어 또는 펌웨어를 포함하고 상기 위상 추정기(28)에 연결된 기울기 계수 추정기(slope coefficient estimator)(52);
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템(130).
  5. 청구항 1 내지 4 중의 어느 하나의 청구항에 있어서,
    상기 기울기 계수 추정기(52)는 FPGA(field-programmable gate array) 또는 ASIC(application-specific integrated circuit)인 것을 특징으로 하는 시스템(130).
  6. 청구항 1 내지 5 중의 어느 하나의 청구항에 있어서,
    상기 기저대역 통신 신호 처리 모듈(138)은 상기 수신된 신호 내의 각각의 심볼에 대해 업 및 다운 처프들 각각에 대한 각각의 위상 계수를 추정하도록 구성된 한 쌍의 위상 계수 추정기들(62, 64)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템(130).
  7. 청구항 1 내지 6 중의 어느 하나의 청구항에 있어서,
    상기 기저대역 통신 신호 처리 모듈(138)은
    추정된 위상 계수들의 쌍 및 추정된 기울기 계수를 기초로 하여 각각의 심볼을 식별시키는 3개의 인덱스들(indices)을 계산하도록 구성된 기울기/위상-대-심볼 맵핑 모듈(slope/phase-to-symbol mapping module)(70)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템(130).
  8. 청구항 1 내지 7 중의 어느 하나의 청구항에 있어서,
    상기 공통 레이더/통신 송신기(131)는 직렬로 연결되어 있는:
    송신될 데이터를 저장하는 통신 데이터 소스(communications data source)(134);
    통신 데이터를 심볼들로 변환하는 디지털 변조 심볼 생성기(136);
    디지털 심볼들을 아날로그 심볼들로 변환하는 디지털-투-아날로그 변환기(digital-to-analog converter)(105);
    상기 디지털-투-아날로그 변환기로부터 수신된 상기 아날로그 심볼들을 발진기 제어 전압(oscillator control voltage)들로 변환하는 결합된 레이더/통신 파형 생성기(combined radar/communications waveform generator)(106');
    상기 전압 제어 입력들을 기초로 하여 송신 주파수를 갖는 캐리어 신호(carrier signal)에 변조 신호를 인가해서, 결합된 레이더/통신 파형-변조 신호들을 출력하는 전압-제어 발진기(voltage-controlled oscillator)(107); 및
    결과적으로 얻어지는 결합된 레이더/통신 파형-변조 신호들을 증폭하는 송신 증폭기(108);
    를 더 포함하고,
    상기 송신 안테나(110)는 상기 결합된 레이더/통신 파형-변조 신호들을 브로드캐스팅하는(broadcast) 것을 특징으로 하는 시스템(130).
  9. 청구항 1 내지 8 중의 어느 하나의 청구항에 있어서,
    상기 디지털 변조 심볼 생성기는 송신될 통신 데이터를 나타내는 비트(bit)들을 송신될 심볼들을 특징짓는 디지털 값들로 변환하도록 구성된 것을 특징으로 하는 시스템(130).
  10. 청구항 1 내지 9 중의 어느 하나의 청구항에 있어서,
    상기 디지털 값들은 심볼의 제1 처프의 기울기, 상기 심볼의 제1 처프의 초기 위상, 및 상기 심볼의 제2 처프의 초기 위상인 것을 특징으로 하는 시스템(130).
  11. 결합된 레이더/통신 시스템(130)을 작동시키기 위한 방법으로서,
    송신 안테나(110)를 이용해서 심볼들을 포함하는 결합된 레이더/통신 파형-변조 신호들을 송신하는 단계 ― 각각의 심볼은 업 처프 및 다운 처프로 이루어짐 ―;
    수신 안테나(116)에서, 레이더 타겟(102)으로부터 되돌아오는 상기 결합된 레이더/통신 파형-변조 신호들의 일부분들을 수신하는 단계;
    송신된 상기 신호들과 상기 수신 안테나(116)로부터의 수신된 신호들을 혼합해서 제1 복조 신호들을 생성하는 단계;
    상기 제1 복조 신호들로부터 비트 주파수(beat frequency)들을 도출하는 단계;
    상기 비트 주파수들을 기초로 하여 레이더 오브젝트의 범위 및 범위율을 추정하는 단계;
    상기 공통 수신 안테나(116)로부터 거리를 두고 위치한 송신 통신 플랫폼의 중심 주파수를 갖는 주파수-변조 신호와 상기 수신 안테나(116)로부터 수신된 신호들을 혼합해서 제2 복조 신호들을 생성하는 단계; 및
    상기 제2 복조 신호들 내의 각각의 심볼의 업 및 다운 처프들의 기울기들 및 초기 위상들을 검출하는 단계;
    를 포함하는 방법.
  12. 청구항 11에 있어서,
    연속적인 심볼들로 이루어진 업 및 다운 처프들은 비균일한 기울기들을 갖는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 청구항 11 또는 청구항 12에 있어서,
    연속적인 심볼들로 이루어진 업 및 다운 처프들은 비균일한 초기 위상들을 갖는 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 청구항 11 내지 13 중의 어느 하나의 청구항에 있어서,
    기울기들 및 초기 위상들을 검출하는 것은:
    각각의 신호 샘플에 대해 상기 수신된 신호의 각각의 순시 신호 위상을 추정하는 것;
    상기 수신된 신호의 각각의 심볼에 대한 기울기 계수를 추정하는 것; 및
    상기 수신된 신호 내의 각각의 심볼에 대해 업 및 다운 처프들 각각에 대한 각각의 위상 계수를 추정하는 것;
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 청구항 11 내지 14 중의 어느 하나의 청구항에 있어서,
    추정된 위상 계수들의 쌍 및 추정된 기울기 계수를 기초로 하여 각각의 심볼을 식별시키는 3개의 인덱스들을 계산하는 것을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
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