DE60114561T2

DE60114561T2 - Verfahren und Vorrichtung zur Detektion eines Zielsignals und Hindernisdetektionssystem

Info

Publication number: DE60114561T2
Application number: DE60114561T
Authority: DE
Inventors: Wieslaw Jerzy Szajnowski
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2001-04-03
Filing date: 2001-04-03
Publication date: 2006-08-10
Anticipated expiration: 2021-04-04
Also published as: EP1610150A2; EP1248119A1; EP1610150B1; EP1610150A3; EP1248119B1; US6753803B2; JP4249428B2; JP2003004842A; US20040151067A1; DE60114561D1; JP4448184B2; US7151477B2; JP2008292502A; US20020186161A1

Description

Diese Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Detektion von Signalen. Die Erfindung ist insbesondere, aber nicht ausschließlich, anwendbar auf Systeme, die einer unbekannten Dopplerfrequenzverschiebung ausgesetzt sind, die modulierte kohärente Signale beeinträchtigt, die zu Kommunikations- und Entfernungsmesszwecken verwendet werden, und insbesondere wesentlich stetige, durch zufällige oder chaotische Wellenformen modulierte Signale, die von Hindernisdetektions- oder Kollisionsvermeidungssystemen verwendet werden.
Solche Systeme sind dafür ausgelegt, in Mehrbenutzer- und häufig aggressiven Umgebungen zu arbeiten, und sind für eine breite Palette von Anwendungen, einschließlich von Automobilanwendungen, industrieller Robotertechnik und der Navigation unbemannter Fahrzeuge, vorgesehen.
1 ist ein Blockdiagramm eines typischen Mikrowellen-Hindernisdetektionssystems. Das System umfasst einen Signalgenerator 1, der eine wesentlich stetige Wellenform x(t) mit einer geeigneten Bandbreite erzeugt, um eine erforderliche Entfernungsauflösung zu gewährleisten. Die Wellenform x(t) kann deterministisch (periodisch oder aperiodisch), chaotisch oder rein zufällig sein.
Das System hat ebenfalls einen Mikrowellenoszillator 2, der ein sinusförmiges Signal mit einer erforderlichen Trägerfrequenz erzeugt, einen Modulator 3, der einen oder mehrere der Parameter (wie beispielsweise Amplitude, Phase oder Frequenz) des Trägersignals mit der modulierenden Wellenform x(t) moduliert, einen Leistungsverstärker (PA) 4, der das modulierte Trägersignal auf ein erforderliches Niveau verstärkt, eine Mikrowellensendeantenne (TA) 5, die eine elektromagnetische Welle, die das modulierte Trägersignal darstellt, zu einem Hindernis 6 hin abstrahlt, eine Mikrowellenempfangsantenne (RA) 7, die eine durch das Hindernis 6 zurück reflektierte elektromagnetische Welle empfängt, einen Eingangsverstärker (IA) 8, der ein durch die Empfangsantenne (RA) 7 bereitgestelltes Signal verstärkt, und einen Kohärenzdemodulator 9, der das durch den Oszillator 2 gelieferte Referenzträgersignal und ein durch den Eingangsverstärker (IA) 8 geliefertes Signal gemeinsam verarbeitet, um eine zeitverzögerte Kopie y(t) der modulierenden Wellenform x(t) zu rekonstruieren.
Die modulierende Wellenform x(t) und ihre zeitverzögerte Kopie y(t) werden danach während eines spezifizierten Zeitintervalls durch einen geeigneten Prozessor 10, wie beispielsweise einen Korrelator, gemeinsam verarbeitet, um eine Schätzung der unbekannten Zeitverzögerung zu erzeugen, die proportional zu dem Abstand (der Entfernung) zwischen dem System und dem Hindernis 6 ist.
2 zeigt ein Beispiel einer Korrelationsfunktion einer synchronen zufälligen binären Wellenform.
Wenn eine relative Bewegung zwischen einem Entfernungsmesssystem und einem Hindernis von Interesse auftritt, wird eine durch das Hindernis zurück reflektierte und von einem Kohärenzsystem empfangene elektromagnetische Welle eine Dopplerfrequenzverschiebung zeigen. Der Wert ω_D0 dieser (Winkel-) Frequenzverschiebung kann bestimmt werden aus:
wobei u₀ die Radialgeschwindigkeit (d.h., der Entfernungsunterschied) einer relativen Bewegung zwischen dem System und dem Hindernis ist und ω₀ die (Winkel-) Trägerfrequenz einer gesendeten elektromagnetischen Welle mit der Geschwindigkeit c ist.
Das durch ein sich bewegendes Hindernis zurück reflektierte Signal kann ausgedrückt werden als: zr(t) = γx(t – τ0)cos[(ω0 + ωD0)(t – t0) + θ],wobei γ die Umlaufdämpfung ist, τ₀ die Verzögerung entsprechend der Entfernung D ist, ω_D0 die Dopplerfrequenzverschiebung ist und θ eine unbekannte konstante Phasenverschiebung ist. Streng genommen, kann der Wert von τ₀ für eine Dopplerfrequenz ω_D0 ungleich Null nicht konstant sein. Jedoch wird in den meisten praktischen Fällen angenommen, dass die kleinen Veränderungen in der Entfernung D, in der Größenordnung der Wellenlänge der Trägerfrequenz, nicht zu erkennen sind, wenn eine Schätzung mit kurzzeitiger Zeitverzögerung bestimmt wird. Eine solche Annahme rechtfertigt das Entkoppeln der Messungen von Verzögerung und Dopplerfrequenz.
Ein Basisbandsignal, das dem empfangenen Signal z_r(t) entspricht, hat die Form y(t) = x(t – τ0)cos(ωD0t + φ),wobei φ eine unbekannte Phasenverschiebung ist.
Der Korrelator führt die folgende Operation aus:
wobei das Integral für eine Vielzahl von hypothetischen Zeitverzögerungen τ_min < τ < τ_max berechnet wird. Wenn das Beobachtungsintervall T₀ viel kürzer ist als eine Periode (2π/ω_D0) der Dopplerfrequenz, ist der Wert von cos(ω_D0t_m + φ) während T₀ beinahe konstant, so dass das Korrelationsintegral näherungsweise bestimmt werden kann durch:
wobei der Zeitmoment t_m in der Mitte des Beobachtungszeitintervalls T₀ genommen wird.
Wenn das Korrelationsintegral wiederholt für aufeinanderfolgende kurze Verarbeitungsintervalle, jeweils mit der Dauer T₀, berechnet wird, kann die Folge beobachteter Korrelationsfunktionen durch das Diagramm von 3 dargestellt werden. Die Veränderungsrate (in der Zeit) der Korrelationsfunktion R_xy(τ) wird der Dopplerfrequenz ω_D0 entsprechen. Der Wert dieser Frequenz kann durch Anwenden einer geeigneten Form der Spektralanalyse bestimmt werden.
4 ist ein Blockdiagramm eines herkömmlichen Korrelators, der eine variable Verzögerungsleitung 11, einen Multiplizierer 12 und einen Integrierer 13, gefolgt von einem Spektrumanalysator 14, umfasst. Wenn die Gesamtzahl von aufeinanderfolgenden kurzen Verarbeitungsintervallen ausreichend groß ist, wird das am Ausgang des Analysators beobachtete Frequenzspektrum S(ω) bei der Dopplerfrequenz ω_D0 eine ausgeprägte Spitze zeigen.
5 ist ein Blockdiagramm eines Mehrkanalkorrelators, der eine angezapfte Verzögerungsleitung 15 verwendet, um unter Verwendung von Verzögerungsschaltungen 16 das gesamte Intervall von hypothetischen Zeitverzögerungen, τ_min < τ < τ_max in J Schritten der Verzögerungseinheit Δ abzudecken. Multiplizierer 17 verarbeiten die verzögerten Signale mit y(t) und liefern die Ausgaben an Integrierer 18. Die erforderliche Spektralanalyse kann durch einen Digitalprozessor 19, der die diskrete Fourier-Transformation umsetzt, ausgeführt werden. Das Operationsprinzip ist ähnlich dem von 4.
Die in 4 und 5 gezeigten Systeme, und ebenso andere ähnliche bekannte Systeme, versuchen, durch Verknüpfen einer Zeitfolge von Korrelationsfunktionen, die über eine Zahl von verhältnismäßig kurzen Beobachtungsintervallen T₀ bestimmt werden, das Korrelationsintegral mit zwei Parametern von Interesse, der Verzögerungszeit τ und der Dopplerfrequenz ω_D0, näherungsweise zu bestimmen. Auf Grund dieser Näherung können solche Systeme für das Problem der gemeinsamen Schätzung der Zeitverzögerung und der Dopplerfrequenz nur suboptimale Lösungen bereitstellen.
Eine andere Technik des Standes der Technik schließt ein, Werte des folgenden Korrelationsintegrals:
für das gesamte Intervall von hypothetischen Zeitverzögerungen τmin < τ < τmax und ebenfalls für das gesamte Intervall von hypothetischen Dopplerfrequenzen ωDmin < ωD < ωDmax zu bestimmen; die unbekannte Phase φ sollte ebenfalls über das Intervall (0, 2π) verändert werden. In diesem Fall definieren Werte des Korrelationsintegrals, die für einen vorgeschriebenen Bereich von Argumentwerten (τ, ω_D) bestimmt werden, eine zweidimensionale Korrelationsfunktion. Die spezifischen Werte der Argumente τ und ω_D, etwa τ₀, ω_D0, welche die zweidimensionale Korrelationsfunktion maximieren, liefern Schätzungen der unbekannten Zeitverzögerung und der unbekannten Dopplerfrequenz.
6 ist ein Blockdiagramm eines geeigneten Systems, das in der Lage ist, Werte des Korrelationsintegrals für einige spezifizierte Zeitverzögerungen τ und Dopplerfrequenzen ω_D zu bestimmen. Das System wird durch einen Korrelator, wie den von 4, gebildet, der eine variable Verzögerungsleitung 11, einen Multiplizierer 12 und einen Integrierer 13 einschließt. Jedoch wird das Signal x(t) zuerst an einen Multiplizierer 20 angelegt, der es mit einem variablen Dopplersignal cos(ω_Dt + φ) multipliziert.
Der Vorgang des Einstellens des unbekannten Werts der Phase φ kann vermieden werden durch geeignetes Verknüpfen der Werte der folgenden zwei Integrale:
berechnet für das gesamte Intervall von hypothetischen Zeitverzögerungen τmin < τ < τmax und das gesamte Intervall von hypothetischen Dopplerfrequenzen ωDmin < ωD < ωDmax.
Bei vielen Industrie- und Automobilanwendungen werden Systeme, die in der Lage sind, sich bewegende Hindernisse zu erfassen, und wesentlich stetige modulierte Mikrowellen (oder andere kohärente Strahlung) einsetzen, die nach dem Stand der Technik entwickelt sind, zu kompliziert und ebenfalls zu teuer sein.
Außerdem werden für Mehrbenutzerumgebungen ausgelegte Hindernisdetektionssysteme vorzugsweise eine geeignete Form von zufälliger oder chaotischer Modulation nutzen, was die Verwendung von herkömmlichen, nach dem Stand der Technik aufgebauten, Dopplersignalprozessoren ausschließen kann.
US-A-5414428 offenbart ein Impulsradarsystem, bei dem ein empfangenes Signal jeweiligen Kanälen zugeführt wird. In jedem Kanal, außer einem, wird das empfangene Signal mit einem jeweils unterschiedlichen Exponentialsignal multipliziert, bevor es einer Impulskompression und einer Entfernungsnebenkeulenverringerung unterworfen wird. Danach werden die Signale jeweils Dopplerfiltern in einer Bank derselben zugeführt, wobei die Filter die Wirkungen von äußeren Impuls-Impuls-Phasenverschiebungen entfernen.
Aspekte der vorliegenden Erfindung werden in den beigefügten Ansprüchen dargelegt.
Bei einer unten zu beschreibenden Ausführungsform werden Darstellungen eines gesendeten Signals und eines empfangenen Signals auf eine Weise verarbeitet, um zu bestimmen, ob ein Zielsignal vorhanden ist (wobei dieses Zielsignal möglicherweise einen Gegenstand darstellt, der das gesendete Signal reflektiert). Eine Hilfsdarstellung, zum Beispiel gebildet aus einem oder mehreren Hilfssignalen, wird in das Verfahren eingeführt. Die Hilfsdarstellung schließt Frequenzen ein, die über einen gesamten Bereich verteilt sind, der zu erwartenden Frequenzmodifikationen (zum Beispiel Dopplerverschiebungen) in dem Zielsignal entspricht, wobei das System im Ergebnis dessen Ansprechcharakteristika hat derart, dass ein Zielsignal, das Frequenzmodifikationen innerhalb dieses Bereichs zeigt, eine signifikante Systemausgabe veranlasst, während Frequenzmodifikationen außerhalb dieses Bereichs dies nicht tun werden.
Eine solche Auslegung vermeidet die Notwendigkeit, den Wert der Frequenzmodifikation (z.B. der Dopplerverschiebung) zu bestimmen, ermöglicht aber unter Verwendung einer einfachen Struktur die rasche Detektion eines beliebigen Zielsignals, das eine Frequenzmodifikation von Interesse einschließt. Die oben erwähnte Auslegung ist folglich besonders nützlich bei Anwendungen, bei denen es ausreichend ist, zwischen feststehenden Hindernissen und Hindernissen, die sich mit spezifizierten Geschwindigkeiten bewegen, zu unterscheiden, und für Anwendungen, bei denen Hindernisse in einer Zahl von Klassen entsprechend der Hindernisgeschwindigkeit, zum Beispiel Null/niedrig, mäßig/durchschnittlich, hoch/sehr hoch, angeordnet werden.
Bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind auf die Beschaffenheit der Hilfsdarstellung gerichtet und geben, wie unten erläutert, Anlass zu einer Zahl von Vorteilen.
Vorzugsweise hat die Hilfsdarstellung die Form von Signalabschnitten mit endlicher Dauer, die mehrfache und vorzugsweise durch diesen gesamten Bereich verteilte Frequenzen innerhalb des Bereichs von Interesse umfassen. Die Dauer der Signalabschnitte ist so gewählt, dass die Orthogonalität der Bestandteile der jeweiligen Frequenzen aufrechterhalten bleibt. Durch Verwendung von Abschnitten mit endlicher Dauer und entsprechendes Auswählen der Formen dieser Abschnitte ist es möglich, die Systemansprechcharakteristika derart auszudehnen, dass eine signifikante Ausgabe nicht nur für Zielsignalfrequenzen, die denen der Signalbestandteile entsprechen, die zum Aufbau der Hilfsdarstellung verwendet werden, sondern ebenfalls für benachbarte Frequenzen, erzeugt wird.
Vorzugsweise wird jeder Signalabschnitt unter Verwendung einer Fensterfunktion erzeugt, die zu einem signifikanten Frequenzgang für alle Frequenzen innerhalb des Bereichs von Interesse führt. Es ist jedoch schwierig, es einzurichten, dass ein Signalabschnitt ein flaches Ansprechen durch den gesamten Frequenzbereich von Interesse erzeugt.
Aus diesem Grund umfasst die Hilfsdarstellung nach einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unterschiedliche Signalabschnitte mit endlicher Dauer, die jeweils Bestandteile enthalten, die einen entsprechenden Satz von Frequenzen haben und so angeordnet sind, dass sie komplementäre Frequenzgangcharakteristika veranlassen. Dementsprechend ist es durch Verknüpfen der unter Verwendung der jeweiligen unterschiedlichen Hilfssignalabschnitte erzielten Ergebnisse möglich, eine Gesamtfrequenzgangcharakteristik zu erhalten, die wesentlich flacher ist, als wenn nur eine Art von Signalabschnitten verwendet würde.
Vorzugsweise umfasst jeder Signalabschnitt Bestandteile mit Frequenzen, die mit denen des/der anderen Signalabschnitts oder -abschnitte verschachtelt sind.
Wie durch 3 angezeigt, kann die Korrelationsfunktion in Abhängigkeit von der Phase der Dopplerverschiebung in einem beliebigen gegebenen Moment ein niedriges Niveau haben. Um ungeachtet der unbekannten Phase eine signifikante Ausgabe zu haben, umfasst die Hilfsdarstellung vorzugsweise eine erste Darstellung und eine zweite Darstellung, wobei die Bestandteile jeweiliger Frequenzen in der ersten Darstellung eine Quadraturbeziehung mit den entsprechenden Frequenzbestandteilen in der zweiten Hilfsdarstellung haben. Durch Verknüpfen der im Ergebnis dieser zwei Hilfssignale erhaltenen Ansprachen ist die Ausgabe wesentlich unbeeinflusst durch die Dopplerverschiebung.
Dementsprechend gibt es bei der bevorzugten Ausführungsform wenigstens vier Arten von Hilfssignalabschnitten: Signalabschnitte, die sich darin unterscheiden, dass sie Frequenzen umfassen, die mit Frequenzen anderer Abschnitte verschachtelt sind, und Signalabschnitte, die sich darin unterscheiden, dass ihre Frequenzbestandteile in einer Quadraturbeziehung mit denen anderer Abschnitte stehen.
Die bevorzugte Ausführungsform verwendet vier Arten von Signalabschnitten, aber es wäre möglich, ein System herzustellen, das mehr Arten verwendet, während die oben angezeigten Vorteile aufrechterhalten bleiben. Zum Beispiel können die Frequenzbestandteile in drei oder mehr Untersätze aufgespalten sein.
Es wäre wünschenswert, die Hilfsdarstellung digital zu synthetisieren. Um dies zu erleichtern, zeigt die Hilfsdarstellung vorzugsweise kleine Werte des Spitzenfaktors, d.h., des Spitzenwerts, dividiert durch seinen quadratischen Mittelwert. Diesen auf ein Minimum zu verringern ermöglicht, dass die Wellenform für einen spezifizierten Rekonstruktionsfehler mit einer minimalen Zahl von Bits dargestellt wird.
Ein kleiner Spitzenfaktor kann durch passende Auswahl der Anfangsphasenwerte der Signalbestandteile für jeden Signalabschnitt erreicht werden.
Bei der unten beschriebenen bevorzugten Ausführungsform sind die gesendete und die empfangene Darstellung Signale, die durch Korrelation verknüpft werden. Es sind jedoch andere Auslegungen möglich. Zum Beispiel kann das empfangene Signal mit der Hilfsdarstellung modifiziert (z.B. multipliziert) und danach einem an die Charakteristika des gesendeten Signals angepassten Filter zugeführt werden. Diese Verwendung von angepassten Filtern, die an Stelle des Signals selbst eine Darstellung des gesendeten Signals verwenden, ist an sich auf dem Fachgebiet bekannt.
Bei anderen alternativen Ausführungsformen wird der Korrelator durch eine passend modifizierte Version des in WO-A-00/39643 beschriebenen Zeitverzögerungsdiskriminators ersetzt.
Obwohl die vorliegende Erfindung hauptsächlich im Kontext der Detektion von Hindernissen, die eine Dopplerverschiebung in einem reflektierten Signal erzeugen, beschrieben wird, ist die Erfindung ebenfalls in anderen Gebieten anwendbar. Zum Beispiel ist die Erfindung anwendbar auf Kommunikationssysteme, bei denen die Überlagerungsoszillatoren in dem Sender und dem Empfänger nicht genau abgestimmt werden können; eine Frequenzversetzung zwischen den Oszillatoren würde eine Frequenzverschiebung ähnlich einer Dopplerverschiebung veranlassen. Folglich ermöglicht die Erfindung die Verwendung von Ausrüstung, die weitere Toleranzen hat und folglich weniger teuer ist als Auslegungen des Standes der Technik.
Die Erfindung betrifft sowohl ein Verfahren zur Signalverarbeitung als auch eine Vorrichtung, die nach einem solchen Verfahren arbeitet.
Es werden nun als Beispiel, unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen, Auslegungen beschrieben, welche die Erfindung umsetzen.
1 ist ein Blockdiagramm eines typischen Mikrowellen-Hindernisdetektionssystems.
2 ist eine Korrelationsfunktion einer synchronen zufälligen binären Wellenform.
3 zeigt die Wirkungen unterschiedlicher Phasenwerte der Dopplerverschiebung in einem Zielsignal auf die Korrelationsfunktion einer synchronen zufälligen binären Wellenform.
4 ist ein Blockdiagramm eines herkömmlichen Korrelators, gefolgt von einem Spektrumanalysator.
5 ist ein Blockdiagramm eines Mehrkanalkorrelators, gefolgt von einem Digitalprozessor, der die diskrete Fourier-Transformation umsetzt.
6 ist ein Blockdiagramm eines Systems zum Bestimmen von Werten des Korrelationsintegrals für verschiedene Zeitverzögerungen und verschiedene Dopplerfrequenzen.
7 ist eine Darstellung der Zeit-Frequenz-Ebene, geteilt in Entfernung-Doppler-Auflösungszellen.
8 ist eine Darstellung der Zeit-Frequenz-Ebene, geteilt in Entfernungsauflösungszellen für ein spezifiziertes Intervall von Dopplerfrequenzen.
9 ist ein Blockdiagramm eines Dopplertoleranten Zweikanalsignalprozessors nach der vorliegenden Erfindung.
10 ist ein Blockdiagramm eines nach dem Stand der Technik aufgebauten Mehrkanalkorrelators.
11 ist ein Beispiel einer Hilfsdarstellung in der Form von Signalabschnitten zur Verwendung in dem Prozessor von 9.
12 illustriert schematisch ein Beispiel von Operationen, die durch einen Kanalverknüpfer des Prozessors von 9 ausgeführt werden.
13 zeigt eine alternative Konfiguration eines Dopplertoleranten Zweikanalsignalprozessors nach der vorliegenden Erfindung.
14 ist ein Blockdiagramm eines Dopplertoleranten Vierkanalsignalprozessors nach der vorliegenden Erfindung.
15 ist ein Blockdiagramm eines Quadratur-Dopplergenerators zur Verwendung in einem Dopplertoleranten Signalprozessor nach der vorliegenden Erfindung.
16(a) und (b) und 17(a) und (b) zeigen Beispiele von synthetisierten Signalabschnitten, die zum Aufbau der Hilfsdarstellung verwendet werden.
18 zeigt den teilweisen Frequenzgang eines Dopplertoleranten Zweikanalsignalprozessors, der die Signalabschnitte von 16(a) und (b) einsetzt.
19 zeigt den komplementären Frequenzgang eines Dopplertoleranten Zweikanalsignalprozessors, der die Signalabschnitte von 17(a) und (b) einsetzt.
20 zeigt den verknüpften Frequenzgang eines Dopplertoleranten Zweikanalsignalprozessors, der alle vier Signalabschnitte einsetzt.
21 zeigt Oberwellen des verknüpften Frequenzgangs von 20.
22 zeigt den verknüpften Frequenzgang eines Dopplertoleranten Zweikanalsignalprozessors, der ein Quadratkosinusfenster einsetzt.
23 zeigt Oberwellen des verknüpften Frequenzgangs von 22.
24 zeigt ein modifiziertes Kaiser-Fenster (durchgezogene Linie) und ein Quadratkosinusfenster (unterbrochene Linie).
25 zeigt zwei Sätze, A und B, von Hilfssignalen, die durch zwei Dopplertolerante Zweikanalsignalprozessoren eingesetzt werden, die in einer Tandemkonfiguration arbeiten.
7 zeigt eine Darstellung der Zeit-Frequenz-Ebene, geteilt in Entfernung-Doppler-Auflösungszellen, und ein hypothetisches Hindernis, das eine einzelne Zelle einnimmt. Auslegungen des Standes der Technik sind ausgelegt zum Bestimmen der Koordinaten τ₀, ω_D0 der Zelle.
Wenn Hindernisse in nur zwei alternative Klassen eingeteilt werden sollen, Hindernisse, die sich mit spezifizierten Geschwindigkeiten bewegen, und alle anderen Hindernisse, wird die Zeit-Frequenz-Ebene in eine Zahl von Auflösungszellen geteilt, die der Zahl von erforderlichen Entfernungszellen gleich ist. Ein in einer dieser Auflösungszellen detektiertes Hindernis wird die durch diese Zelle spezifizierte Entfernung haben, aber seine Geschwindigkeit kann eine von mehreren zulässigen Geschwindigkeiten sein, die einem Gesamtintervall von Dopplerfrequenzen ω_D, etwa ω_Dmin < ω_D < ω_Dmax entspricht.
8 ist eine Darstellung der Zeit-Frequenz-Ebene, geteilt in Entfernungsauflösungszellen für ein spezifiziertes Intervall von Dopplerfrequenzen. Ein an der Entfernungszelle τ₀n befindliches Hindernis kann eine Radialgeschwindigkeit innerhalb eines Intervalls von Geschwindigkeiten haben, das dem gesamten Dopplerintervall ω_Dmin < ω_D < ω_Dmax entspricht.
Um Hindernisse zu detektieren, die sich mit einer beliebigen der spezifizierten Geschwindigkeiten bewegen, können die zwei durch (1) und (2) angegebenen Korrelationsintegrale ersetzt werden durch:
wobei d_C(t) und d_S(t) speziell gestaltete Hilfssignale sind, die mehrere geeignete Frequenzbestandteile umfassen.
Die Hilfssignale d_C(t) und d_S(t) sollten auf eine solche Weise gestaltet sein, dass:

– sie alle wechselseitig orthogonalen Frequenzbestandteile innerhalb des Intervalls T₀ enthalten, die das gesamte Intervall von Dopplerfrequenzen von Interesse abdecken,
– sie an jeder Frequenz von Interesse zwei Quadraturbestandteile enthalten und folglich eine Unabhängigkeit von einer unbekannten Phasenverschiebung gewährleisten,
– sie kleine Werte des Spitzenfaktors (d.h., des Spitzenwerts, dividiert durch seinen quadratischen Mittelwert) zeigen, was erforderlich ist, um eine analoge Wellenform für einen spezifizierten Wert eines Rekonstruktionsfehlers mit einer minimalen Zahl von Bits digital darzustellen,
– sie einem Signalprozessor über das gesamte Intervall von Frequenzen von Interesse einen flachen Frequenzgang und ebenfalls eine erforderliche Dämpfung bei allen anderen Dopplerfrequenzen liefern.

Nach einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden die zwei Hilfssignale, d_C(t) und d_S(t), erzielt durch Verknüpfen von vier Chirps mit endlicher Dauer, d_CE(t), d_SE(t), d_CO(t) und d_SO(t), definiert durch:
wobei w_E(t) und w_O(t) geeignete Fenster- oder (Verjüngungs-) Funktionen sind, K die Zahl der geraden oder ungeraden Frequenzbestandteile ist, u die ganzzahlige Frequenzverschiebung ist und α_k und β_k Phasenwinkel sind, so gewählt, dass der minimale oder wenigstens ein niedriger Wert des Spitzenfaktors erreicht wird.
Das Chirp d_SE(t) ist eine Quadraturkopie des entsprechenden Chirps d_CE(t); ähnlich ist das Chirp d_SO(t) eine Quadraturkopie des entsprechenden Chirps d_CO(t). Alle Oberschwingungen der Grundfrequenz f_p werden (um u) verschoben und in zwei Sätze gespalten, die jeweils entweder gerade oder ungerade Oberschwingungen umfassen. Diese Sätze werden danach eingesetzt, um zwei orthogonale Gruppen von Chirps, {d_CE(t), d_SE(t)} und {d_CO(t), d_SO(t)}, zu synthetisieren.
Die Fensterfunktionen w_E(t) und w_O(t) gehören zu einer großen Klasse von bekannten und weithin verwendeten Fensterfunktionen, wie beispielsweise Blackman-Fenster, Kaiser-Bessel-Fenster oder Dolph-Chebyshev-Fenster. Die Dauer T_w eines Fensters wird so gewählt, dass die Orthogonalität der Frequenzbestandteile genutzt wird, und die Fensterart und -form werden hauptsächlich durch eine erforderliche Frequenzauflösung bei jeder Dopplerfrequenz von Interesse bestimmt.
Um den Optimierungsvorgang zu vereinfachen und ebenfalls, um symmetrische Chirps zu erzielen, können die Werte der Phasen α_k und β_k auf nur zwei Werte, 0 und π, beschränkt werden. In einem solchen Fall werden die vier Chirps d_CE(t), d_SE(t), d_CO(t), d_SO(t) wie folgt synthetisiert:

wobei die Koeffizienten a_k und b_k nur zwei Werte, +1 oder –1, annehmen können und so gewählt werden, dass der Wert des Spitzenfaktors auf ein Minimum verringert wird.
Ein Signalprozessor, der die Werte der zwei Korrelationsintegrale (3) und (4) bestimmt und verknüpft, wird als ein „Dopplertoleranter" Signalprozessor bezeichnet. Der sich ergebende Breitband-Dopplerausgleich wird alle Hindernisse von Interesse an der Ausgabe eines Dopplertoleranten Signalprozessors detektierbar („sichtbar") machen, während alle anderen Hindernisse stark gedämpft werden.
9 ist ein Blockdiagramm eines Dopplertoleranten Zweikanalsignalprozessors, der einen Quadratur-Dopplergenerator QDG einschließt, nach der vorliegenden Erfindung. Der Prozessor verwendet zwei identische Signalverarbeitungsblocks, CRI und CRQ, von denen jeder ein herkömmlicher Korrelator oder ein anderer geeigneter Signalprozessor sein kann. Im Folgenden wird angenommen, dass jeder der Blocks CRI und CRQ ein herkömmlicher Mehrkanalkorrelator ist.
10 ist ein Blockdiagramm eines nach dem Stand der Technik aufgebauten Mehrkanalkorrelators (siehe 5), der ein Beispiel einer geeigneten Struktur für jeden der Blocks CRI und CRQ ist. Der Korrelator liefert J diskrete Werte der an den Vielfachen der Verzögerungseinheit Δ bestimmten Korrelationsfunktion.
Bei dem Dopplertoleranten Zweikanalsignalprozessor von 9 wird die Funktion des Dopplerausgleichs gemeinsam durch einen Quadratur-Dopplergenerator QDG, zwei analoge Multi plizierer, AMI und AMQ, und einen Kanalverknüpfer IQC umgesetzt.
Während eines Grundverarbeitungsintervalls 2T_w, das in zwei gleiche Unterabschnitte T_w gespalten ist, die als gerader und ungerader Zyklus bezeichnet werden, wird durch den Zweikanalsignalprozessor ein vollständiger Satz von Operationen ausgeführt.
Ein Basisbandsignal y(t), geliefert durch den Kohärenzdemodulator 9 in 1 (hier gezeigt, umfassend eine Mischstufe AM zum Mischen des Eingangssignals mit einem Überlagerungsoszillatorsignal, gefolgt von einem Tiefpassfilter LPF), wird gleichzeitig an die Eingänge I1 und Q1 der Multiplizierer AMI bzw. AMQ angelegt. Die anderen zwei Eingänge, I2 und Q2, der Multiplizierer werden durch Hilfssignale angesteuert, die durch den Quadratur-Dopplergenerator QDG erzeugt werden.
Während eines geraden Zyklus' erzeugt der Generator QDG gleichzeitig zwei Chirps: d_CE(t) am Ausgang I2 und d_SE(t) am Ausgang Q2. Während eines ungeraden Zyklus' werden an den Ausgängen I2 bzw. Q2 gleichzeitig zwei andere Chirps, d_CO(t), und d_SO(t), erzeugt. Wenn das Verarbeitungsintervall 2T_w repliziert wird, enthalten die abwechselnden Zyklen die Chirps d_CE(t) und d_CO(t), die dann ein periodisches Hilfssignal d_C(t) bilden werden. Ähnlich wird ein periodisches Hilfssignal d_S(t) durch periodisches Ausdehnen der verknüpften Chirps d_SE(t) und d_SO(t) erhalten. Jedes dieser zwei sich ergebenden Quadratursignale d_C(t) und d_S(t) enthält die gleichen Frequenzbestandteile, die den gesamten hypothetischen Dopplerfrequenzbereich von Interesse abdecken.
Der Generator QDG erzeugt ebenfalls eine Impulsfolge EOC zum Anzeigen der Zeitmomente von Zyklusübergängen, aber nicht notwendigerweise eines geraden oder ungeraden Zyklus'.
11 zeigt ein Beispiel zweier Quadraturhilfssignale d_C(t) und d_S(t) und einer Impulsfolge EOC, die durch den Quadratur-Dopplergenerator erzeugt werden.
Jeder Korrelator, CRI oder CRQ, verarbeitet gemeinsam ein Bezugssignal x(t) und ein durch den entsprechenden Multiplizierer, AMI oder AMQ, während gerader und ungerader Zyklen zugeführtes Signal. Diese Zyklen, jeder mit der Dauer T_w, werden durch aufeinanderfolgende Impulse der Impulsfolge EOC eingeleitet. Ergebnisse, die nach dem Abschluss eines geraden Zyklus' und eines ungeraden Zyklus' am Ausgang des Korrelators CRI dargestellt werden, werden durch CE bzw. CO bezeichnet. Ähnlich bezeichnen SE und SE Ergebnisse, die nach dem Abschluss eines geraden Zyklus' bzw. eines ungeraden Zyklus' am Ausgang des Korrelators CRQ dargestellt werden.
Während eines geraden Zyklus' bestimmt der Kanalverknüpfer IQC eine Darstellung von: RE = √CE² + SE²,und während eines ungeraden Zyklus' bestimmt IQC eine Darstellung von: RO = √CO² + SO².
Die obigen Darstellungen können mit der Verwendung eines herkömmlichen „Pythagoras-Prozessors" oder eines anderen geeigneten Prozessors, der nach dem Stand der Technik aufgebaut ist, bestimmt werden.
Um die Struktur des Kanalverknüpfers IQC zu vereinfachen, können die Werte von RE und RO ebenfalls aus einigen geeigneten Näherungen bestimmt werden, zum Beispiel: RE ≈ max{|CE|, |SE|} + 0,5 min{|CE|, |SE|} RO ≈ max{|CO|, |SO|} + 0,5 min{|CO|, |SO|}
Andere Näherungen können, wie auf dem Fachgebiet bekannt, ebenfalls aufgebaut werden.
Darstellungen von RE und RO, bestimmt für eine vorgeschriebene Zahl L der Verarbeitungsintervalle 2T_w, werden auf geeignete Weise miteinander verknüpft, z.B. addiert oder gemittelt, und danach wird die sich ergebende verknüpfte Darstellung REO am Ausgang des Verknüpfers IQC bereitgestellt. Zum Beispiel gilt für ein einzelnes Beobachtungsintervall L = 1 und REO = RO + RO. Alle durch den Kanalverknüpfer ausgeführten Operationen können entweder durch einen digitalen Spezialprozessor oder durch einen standardmäßigen programmierbaren digitalen Signalprozessor umgesetzt werden.
Für Hindernisdetektionszwecke muss die verknüpfte Darstellung REO mit einer vorher festgelegten Entscheidungsschwelle verglichen werden. Eine Hindernisdetektion wird in jenen Verzögerungs- (Entfernungs-) Zellen erklärt, in denen die Schwelle durch den entsprechenden Wert der verknüpften Darstellung REO überschritten worden ist.
12 ist eine schematische Illustration eines Beispiels von Operationen, die durch den Kanalverknüpfer IQC ausgeführt werden, und der sich ergebenden Detektionsentscheidungen, die eine Entscheidungsschwelle DT einsetzen.
13 zeigt eine alternative Konfiguration eines Dopplertoleranten Zweikanalsignalprozessors mit Dopplerausgleich.
In diesem Fall ist es das Bezugssignal x(t) und nicht ein demoduliertes Signal y(t), das mit den durch den Quadratur-Dopplergenerator QDG erzeugten Chirps d_CE(t), d_SE(t), d_CO(t) und d_SO(t) multipliziert wird. Außer dieser Modifikation bleiben alle durch den Prozessor ausgeführten Operationen und Funktionen identisch mit denen, die durch die in 9 gezeigte Konfiguration ausgeführt werden.
14 ist ein Blockdiagramm noch einer anderen Konfiguration eines Dopplertoleranten Signalprozessors, der den Dopplerausgleich verwendet. Das System umfasst vier Kanäle: ein Paar von phasenrichtigen Kanälen und ein Paar von Quadraturkanälen, jeder mit einem eigenen Korrelator CRIE, CRQE, CRIO oder CRQO. In diesem Fall werden die Chirps d_CE(t), d_SE(t), d_CO(t) und d_SO(t) gleichzeitig während eines einzigen Zyklus' T_w geliefert. Demzufolge hat der Quadratur-Dopplergenerator nun vier Signalausgänge, zusätzlich zu einem Ausgang für ein Verarbeitungsintervallsignal PI, welches das Intervall anzeigt, über das die Korrelation stattfinden sollte. Die Verwendung gesonderter Kanäle für Geradzykluschirps und Ungeradzykluschirps verringert die Zeit, die zum Bestimmen der verknüpften Darstellung REO durch einen passend modifizierten Kanalverknüpfer IQC erforderlich ist, um die Hälfte.
Durch Nutzen der in 13 dargestellten Modifikation ist es ebenfalls möglich, eine andere Konfiguration des in 14 gezeigten Dopplertoleranten Vierkanalsignalprozessors zu ersinnen.
Bei einigen Anwendungen kann es zweckmäßig sein, einen Dopplertoleranten Einkanalsignalprozessor einzusetzen, bei dem die vier Chirps d_CE(t), d_SE(t), d_CO(t) und d_SO(t) nacheinander erzeugt und verwendet werden.
Alle obigen Konfigurationen eines Dopplertoleranten Signalprozessors, und andere ähnliche Strukturen ebenfalls, werden eine passende Form eines Quadratur-Dopplergenerators QDG benutzen, um geeignete Hilfssignale für einen Dopplerausgleich nach der vorliegenden Erfindung bereitzustellen.
15 ist ein Blockdiagramm eines geeigneten Quadratur-Dopplergenerators QDG. Der Generator umfasst einen N-Bit-Binärzähler BCT, angesteuert durch einen Taktimpulsgenerator CLK, zwei Speicher, CVM und SVM, zwei Pufferregister, CBR und SBR, zwei Digital-Analog-Wandler, CDA und SDA, und eine Impulsgeberschaltung TRG.
Die durch den Quadratur-Dopplergenerator ausgeführten Operationen können wie folgt zusammengefasst werden: Das höchstwertige Bit (MSB) der Ausgabe des Freilaufzählers BCT identifiziert gerade Zyklen, wenn MSB = 0, und ungerade Zyklen, wenn MSB = 1. Das MSB und die verbleibenden (N – 1) Bits werden gemeinsam verwendet, um Adressen von 2^N Zellen jedes Speichers CVM und SVM zu definieren. Der Speicher CVM enthält digitale Amplitudenabtastwerte eines Chirps d_CE(t) an Adressen mit MSB = 0, während Abtastwerte eines Chirps d_CO(t) an Adressen mit MSB = 1 gespeichert sind. Ähnlich enthält der Speicher SVM digitale Abtastwerte eines Chirps d_SE(t) an Adressen mit MSB = 0, während Abtastwerte eines Chirps d_SO(t) an Adressen mit MSB = 1 gespeichert sind. Demzufolge wird jedes der vier Chirps durch 2^N–1 binäre Worte dargestellt, die jedes M Bits umfassen, wobei die Zahl M so gewählt ist, dass eine spezifizierte Genauigkeit der sich ergebenden digitalen Darstellung von Chirpabtastwerten erzielt wird.
Aufeinanderfolgende digitale Worte, die an den Ausgaben der Speicher CVM und SVM erscheinen, werden zu den Zeitmomenten, die durch eine entsprechend verzögerte Impulsfolge, die am Ausgang 2 des Taktimpulsgenerators CLK verfügbar ist, bestimmt werden, zu den entsprechenden Pufferregistern CBR und SBR weitergeleitet. Danach werden die in den Pufferregistern CBR und SBR enthaltenen digitalen Worte jeweils durch zwei entsprechende Digital-Analog-Wandler CDA und SDA in analoge Abtastwerte umgewandelt. Im Ergebnis dessen erzeugt der Wandler CDA wiederholt 2^N–1 analoge Abtastwerte des Chirps d_CE(t), gefolgt von 2^N–1 analogen Abtastwerten des Chirps d_CO(t). Ähnlich erzeugt der Wandler SDA wiederholt 2^N–1 analoge Abtastwerte des Chirps d_SE(t), gefolgt von 2^N–1 analogen Abtastwerten des Chirps d_SO(t).
Eine Impulsgeberschaltung TRG erzeugt zu den Zeitmomenten, die mit jedem Übergang einer binären Wellenform, die Werte des höchstwertigen Bits (MSB) von aufeinanderfolgenden Zuständen des Zählers BCT darstellt, zusammenfallen, einen kurzen Impuls. Eine Folge solcher kurzen Impulse, bezeichnet durch EOC, wird verwendet, um den Beginn jedes (geraden oder ungeraden) Zyklus' anzuzeigen. Die Impulsfolge EOC wird in dem in 9 und 13 gezeigten Dopplertoleranten Signalprozessor benutzt, um Integrationsintervalle T_w der Korrelatoren CRI und CRQ zu definieren, und ebenfalls, um verschiedene durch den Kanalverknüpfer IQC ausgeführte Operationen einzuleiten.
Für einen Dopplertoleranten Vierkanalsignalprozessor wird der Quadratur-Dopplergenerator wie folgt modifiziert: Die Zahl der Bits des Binärzählers BCT wird auf (N – 1) verringert, und aufeinanderfolgende Zählerzustände werden Adressen von vier Speichern bestimmen, die digitale Abtastwerte von entsprechenden vier Chirps d_CE(t), d_SE(t), d_CO(t) und d_SO(t) enthalten. Die Ausgabe jedes der vier Speicher wird dann über ein geeignetes Pufferregister einen gesonderten Digital-Analog-Wandler ansteuern. Im Ergebnis dessen werden digitale Darstellungen der vier Chirps gleichzeitig an vier Ausgängen eines solchen modifizierten Quadratur-Dopplergenerators verfügbar sein.
Die für einen Einkanalbetrieb erforderlichen Modifikationen des Quadratur-Dopplergenerators werden Fachleuten auf dem Fachgebiet offensichtlich sein.
Um einige grundlegende Aspekte der vorliegenden Erfindung zu illustrieren und um außerdem deren möglichen Nutzen zu zeigen, ist das folgende Beispiel zu betrachten.
Möge die Zahl von Frequenzbestandteilen K = 31 sein und die ganzzahlige Frequenzverschiebung u = 4; also sind die Minimalfrequenz und die Maximalfrequenz gleich 6f_p bzw. 67f_p. Angenommen, dass jedes der vier Chirps durch 2048 diskrete Abtastwerte darzustellen ist und dass w_E(t) = w_O(t) = w(t); außerdem angenommen, dass a_k = b_k für k = 1, 2, ..., 31.
Es hat sich gezeigt, dass der Spitzenfaktor seinen Minimalwert erreicht, wenn:
a₁ = +1 a₂ = +1 a₃ = +1 a₄ = +1 a₅ = +1 a₆ = +1 a₇ = +1 a₈ = –1 a₉ = –1 a₁₀ = –1 a₁₁ = +1 a₁₂ = +1 a₁₃ = +1 a₁₄ = –1 a₁₅ = –1 a₁₆ = –1 a₁₇ = +1 a₁₈ = +1 a₁₉ = –1 a₂₀ = +1 a₂₁ = +1 a₂₂ = –1 a₂₃ = –1 a₂₄ = +1 a₂₅ = –1 a₂₆ = –1 a₂₇ = +1 a₂₈ = –1 a₂₉ = +1 a₃₀ = –1 a₃₁ = +1.
Die Anwendung der obigen Koeffizienten hat zur Verringerung des Spitzenfaktorwerts von 31/√(31·0,5) ≈ 7,9 (wenn alle Bestandteile einfach mit Koeffizienteneinheiten addiert werden) auf nur 1,9 geführt. Es ist wünschenswert, zu sichern, dass der Spitzenfaktorwert weniger als 2 beträgt.
Um einen flachen Frequenzgang über den ausgewählten Frequenzbereich zu erreichen und bei allen anderen Frequenzen eine erforderliche Dämpfung zu gewährleisten, ist die diskrete Fensterfunktion w(j) ein modifiziertes Kaiser-Fenster der Form:
wobei m = (j – 1024)/1024 für j = 0, 1, ..., 2047, I₀(•) die modifizierte Bessel-Funktion ist und der Formparameter ζ gleich 6,24 ist.
Abtastwerte der vier diskreten Chirps d_CE(j), d_SE(j), d_CO(j) und d_SO(j) werden bestimmt aus:
für j = 0, 1, ..., 2047.
Die oben synthetisierten Chirps d_CE(j), d_SE(j), d_CO(j) und d_SO(j) können durch einen Quadratur-Dopplergenerator QDG, mit den Parametern N = 12 und M = 12, erzeugt werden.
Die synthetisierten Chirps d_CE(j), d_SE(j), d_CO(j) und d_SO(j) werden in 16 und 17 gezeigt. Wie zu sehen ist, zeigen die Chirps verschiedene Formen von Symmetrie, die genutzt werden können, um, auf Kosten komplizierterer Timing- und Steuerungsfunktionen, den Speicher des Quadratur-Dopplergenerators QDG zu verringern.
Die Chirps d_CE(j) und d_SE(j) werden während eines geraden Zyklus' zum Korrelieren verwendet, um die Ergebnisse CE bzw. SE zu erzeugen. Diese Ergebnisse werden dann durch den Kanalverknüpfer IQC verknüpft wie folgt: RE = √CE² + SE².
Der sich ergebende teilweise Frequenzgang eines Dopplertoleranten Zweikanalsignalprozessors wird in 18 gezeigt.
Ähnlich werden die Chirps d_CO(j) und d_SO(j) während eines ungeraden Zyklus' zum Korrelieren verwendet, um die Ergebnisse CO bzw. SO zu erzeugen. Diese Ergebnisse werden durch den Kanalverknüpfer IQC verknüpft wie folgt: RO = √CO² + SO².
Der sich ergebende komplementäre Frequenzgang eines Dopplertoleranten Zweikanalsignalprozessors wird in 19 gezeigt.
Die zwei Frequenzgangcharakteristika werden überlagert (addiert), um den verknüpften Frequenzgang zu erzeugen, der in 20 gezeigt wird. Wie zu sehen ist, kann die relative Dämpfung bei Außerbandfrequenzen 50 dB überschreiten.
Das Diagramm des verknüpften Frequenzgangs in 21 gibt zu erkennen, dass die Oberwellen des Frequenzgangs bei allen Frequenzen von Interesse nicht ±0,25 dB überschreiten.
22 zeigt den verknüpften Frequenzgang, wenn das modifizierte Kaiser-Fenster ersetzt wird durch ein einfaches Kosinusfenster der folgenden Form:
für j = 0, 1, ..., 2047.
Das Kosinusfenster gewährleistet eine größere Dämpfung von feststehenden Hindernissen (wenn die Dopplerfrequenz Null ist); jedoch ist der Frequenzgang nicht so flach wie derjenige, der dem modifizierten Kaiser-Fenster entspricht. Die Form und die Position von Oberwellen werden in 23 gezeigt.
Bei allen obigen Konfigurationen eines Dopplertoleranten Signalprozessors wird das empfangene Signal y(t) multipliziert mit Chirps, mit ungleichförmigen Hüllkurven, bestimmt durch ein ausgewähltes Fenster. Auf Grund dieses Verlusts an Signalenergie kann die Detektionsleistung des Systems bedeutend verringert werden. Die Untersuchung verschiedener bei einem Dopplertoleranten Signalprozessor benutzten Fenster zeigt, dass deren Form nahe der einer Quadratkosinusfunktion ist. Zum Beispiel zeigt 24, dass ein modifiziertes Kaiser-Fenster und ein Quadratkosinusfenster einander beinahe überlappen. Diese Beobachtung und die trigonometrische Identität sin²φ + cos2φ = 1 legen nahe, dass der Verlust auf Grund der Verwendung eines Fensters beinahe beseitigt werden kann, wenn ein empfangenes Signal gleichzeitig durch zwei Dopplertolerante Signalprozessoren verarbeitet wird, die in einer Tandemkonfiguration arbeiten. Während jeder Prozessor den gleichen Satz von Chirps einsetzt, werden alle Chirps eines duplizierten Satzes in der Zeit um T_w/2 verschoben, wobei T_w die Fensterdauer ist.
25 zeigt zwei Sätze von Chirps, eingesetzt von einer Tandemanordnung, die zwei Dopplertolerante Zweikanalsignalprozessoren, jeder ausgelegt nach 9, umfasst.
Ein wirksameres System wird eine Tandemanordnung benutzen, die zwei Dopplertolerante Vierkanalsignalprozessoren, jeder entwickelt nach 14, umfasst.
Diese Technik, durch die Hilfssignale verwendet werden, um ein Primärsignal zu untersuchen, und bei der jedes Hilfssignal Abschnitte mit endlicher Dauer umfasst, die Abschnitte des anderen Hilfssignals überlappen, ist als unabhängig erfinderisch zu betrachten. Sie kann über die spezifischen hierin offenbarten Bereiche hinaus auf andere Bereiche der Signalverarbeitung angewendet werden, einschließlich von Anordnungen, bei denen die Hilfssignale Bestandteile unterschiedlicher Frequenzen enthalten, aber nicht darauf begrenzt. Sie kann ebenfalls ausgedehnt werden, so dass sie die Verwendung von mehr als zwei Folgen von Hilfssignalen abdeckt.
Die Korrelatoren der oben beschriebenen Ausführungsformen könnten durch andere Anordnungen, wie beispielsweise einen passend modifizierten Zeitverzögerungsdiskriminator, wie in WO-A-00/39643 beschrieben, ersetzt werden.

Claims

Verfahren zur Detektion eines Zielsignals, wobei das Verfahren einschließt, eine Primärdarstellung eines gesendeten Signals (x(t)) und eine Primärdarstellung eines empfangenen Signals (y(t)) nach dem Modifizieren einer der Primärdarstellungen unter Verwendung einer Hilfsdarstellung (d_CE(t)) zu verknüpfen und aus dem Ergebnis der Verknüpfung zu bestimmen, ob das Zielsignal vorhanden ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Hilfsdarstellung (d_CE(t)) gebildet wird durch Erzeugen mehrerer unterschiedlicher vorbestimmter Frequenzen innerhalb eines Frequenzbereichs, der möglichen Frequenzabweichungen zwischen dem gesendeten und dem empfangenen Signal entspricht, um ein Mehrfrequenzsignal zu erzeugen, das mehrere gleichzeitige Bestandteile der unterschiedlichen Frequenzen hat, wodurch ein empfangenes Signal, das eine Frequenzabweichung zeigt, die einer der Frequenzen entspricht, im Verknüpfungsergebnis ein signifikantes Ansprechen erzeugt.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das empfangene Signal eine Rückstrahlung des gesendeten Signals ist und die mehreren gleichzeitigen Bestandteile unterschiedliche Dopplerverschiebungsfrequenzen haben, die einen Frequenzbereich einnehmen, der möglichen Dopplerverschiebungen im Zielsignal entspricht.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei die Bestandteile der Hilfsdarstellung (d_CE(t)) durch den gesamten möglichen Bereich von möglichen Dopplerverschiebungen gestreute Frequenzen haben, wodurch ein empfangenes Signal, das eine beliebige Dopplerverschiebung innerhalb des vorbestimmten Bereichs zeigt, zu einem signifikanten Ansprechen im Verknüpfungsergebnis führt.
Verfahren nach Anspruch 2 oder Anspruch 3, wobei die unterschiedlichen Frequenzen jeweils verschobene Oberschwingungen einer gemeinsamen Grundfrequenz sind.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei eine Hilfsdarstellung (d_CE(t)) eine endliche Dauer hat, wobei die Primärdarstellungen während dieser gesamten Dauer verknüpft werden, um das Ergebnis zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei die Dauer wesentlich einer ganzen Zahl von Perioden des niedrigsten Frequenzbestandteils entspricht.
Verfahren nach Anspruch 5 oder Anspruch 6, wobei die Hilfsdarstellung (d_CE(t)) unter Verwendung einer vorbestimmten Fensterfunktion gebildet wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, das den Schritt einschließt, eine der Primärdarstellungen mit wenigstens einer weiteren Hilfsdarstellung (d_CO(t)) zu modifizieren, wobei die jeweiligen Hilfsdarstellungen Bestandteile mit unterschiedlichen Frequenzen haben.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei die Frequenzen der Bestandteile einer ersten der Hilfsdarstellungen (d_CE(t)) mit den Frequenzen der Bestandteile einer anderen Hilfsdarstellung (d_CO(t)) verschachtelt werden.
Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, wobei die jeweiligen Ergebnisse, die erzeugt werden, wenn die Hilfsdar stellungen (d_CE(t), d_CO(t)) mit einer Primärdarstellung modifiziert werden, verknüpft werden.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei die Hilfsdarstellungen (d_CE(t), d_CO(t)) komplementäre Frequenzgänge veranlassen, wodurch der Frequenzgang der verknüpften Ergebnisse durch den gesamten Frequenzbereich wesentlich flach ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, das den Schritt einschließt, erste und zweite Hilfsdarstellungen (d_CE(t), d_SE(t)) zu verwenden, wobei die Bestandteile der ersten Hilfsdarstellung (d_CE(t)) in einer Quadraturbeziehung mit entsprechenden Bestandteilen in der anderen Hilfsdarstellung (d_SE(t)) stehen, wobei das Verfahren den Schritt einschließt, gleichzeitig die erste und die zweite Hilfsdarstellung mit entsprechenden Versionen einer der zwei Primärdarstellungen (y(t)) zu modifizieren und die jeweiligen modifizierten Darstellungen mit der anderen Primärdarstellung (x(t)) zu verknüpfen, um ein Ergebnis zu erzeugen, welches das Vorhandensein des Zielsignals anzeigt.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, das den Schritt einschließt, einen ersten Satz von Hilfsdarstellungen (d_CE(t)) einer endlichen Dauer und einen zweiten Satz von Hilfsdarstellungen (d_CO(t)) einer endlichen Dauer bereitzustellen und die Hilfsdarstellungen des ersten Satzes mit den Hilfsdarstellungen des zweiten Satzes zu verschachteln.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Primärdarstellungen durch Korrelation verknüpft werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 13, wobei die eine der Primärdarstellungen ein Signal ist, das dadurch mit der anderen Primärdarstellung verknüpft wird, dass sie an einen an die andere Primärdarstellung angepassten Filter angelegt wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, das den Schritt der Detektion eines Gegenstands einschließt, der das Zielsignal durch Rückstrahlung des gesendeten Signals erzeugt.
Verfahren nach Anspruch 16, das den Schritt einschließt, aus dem Ergebnis der Verknüpfung die Entfernung des Gegenstands zu bestimmen.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, das den Schritt einschließt, die Hilfsdarstellung (d_CE(t)) unter Verwendung von gespeicherten Abtastwerten digital zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 18, wenn unmittelbar oder mittelbar abhängig von Anspruch 5, wobei die Bestandteile der Hilfsdarstellung (d_CE(t)) am Beginn der Darstellung Phasenwerte haben, die derart sind, dass für die Darstellung ein Spitzenfaktor von weniger als zwei erreicht wird.
Verfahren nach Anspruch 19, wobei die Phasenwerte der Bestandteile am Beginn der Darstellung aus einem ersten Wert und einem zweiten Wert gewählt werden, wobei sich der erste und der zweite Wert um π unterscheiden.
Vorrichtung zur Detektion eines Zielsignals, wobei die Vorrichtung dafür ausgelegt wird, gemäß einem Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche zu arbeiten.
Hindernisdetektionssystem, das modulierte Dauersignale einsetzt und dafür ausgelegt wird, gemäß einem Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 20 zu arbeiten.