JPWO2007122873A1 - 短パルスレーダ及びその制御方法 - Google Patents

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Abstract

短パルスレーダの送信部は、第１パルス発生部と、第２パルス発生部と、発振器と、スイッチとを有し、ＵＷＢの短パルスレーダとして規定されているスペクトラムマスクを遵守しながら、ＲＲ電波発射禁止帯、ＳＤＲ帯への妨害を起こさない所定の短パルス波を空間に放射する。前記第１パルス発生部は、前記短パルス波の幅より長い幅を有する第１パルスを所定周期で出力する。前記第２パルス発生部は、前記第１パルス発生部が前記第１パルスを出力している期間中に前記短パルス波の幅に対応した幅の第２パルスを出力する。前記発振器は、前記第１パルス発生部が前記第１パルスを出力している期間だけ発振動作し、前記スイッチは、前記第２パルス発生部が前記第２パルスを出力している期間だけオンして前記発振器からの出力信号を通過させることにより、該スイッチからの出力信号を前記所定の短パルス波として前記空間に放射させる。

Description

本発明は、短パルスレーダ（ｓｈｏｒｔ−ｒａｎｇｅ ｒａｄａｒ）及びその制御方法に係り、特に、２２乃至２９ＧＨｚのＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅｂａｎｄ）で使用する短パルスレーダにおいて、国際無線通信規則（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｒａｄｉｏ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎｓ：ＲＲ）の規定を正しく遵守することができるようにするための技術を採用した短パルスレーダ及びその制御方法に関する。
近時、車載用の近距離レーダや視覚障害者のためのレーダとして、ＵＷＢを用いた短パルスレーダが実用化されようとしている。
この種のＵＷＢを用いる短パルスレーダは、通常のレーダと同様に、送信部のアンテナから短パルス波を空間に放射し、その空間に存在する対象物による反射波を受信部で受信して、当該対象物の解析処理を行うようになされている。
図２４は、従来技術によるこの種の短パルスレーダの送信部の概略構成を示すブロック図である。
すなわち、この短パルスレーダの送信部では、キャリア信号発生器１から連続的に出力されているＵＷＢ内の所定周波数のキャリア信号Ｓがスイッチ回路２に入力される。
このスイッチ回路２がパルス発生器３から所定周期で出力されたパルス信号Ｐａで断続的にオンオフされることにより、短パルス波（バーストキャリア）Ｐｂが生成される。
この短パルス波（バーストキャリア）Ｐｂは、増幅器４で増幅された後、アンテナ５から空間に放射される。
しかしながら、上記のようにキャリア信号Ｓの経路に挿入されたスイッチ回路２を断続的にオンオフさせて短パルス波Ｐｂを生成する構成によると、スイッチ回路２がターンオフされている期間ではキャリア信号の出力を完全に停止させることが理想的でもあるにかかわらず、実際には、スイッチ回路２のリークにより、キャリア信号の出力を完全に停止させることができないという問題がある。
この場合、通常、スイッチ回路２がターンオフされている期間（例えば、１μｓ）は、スイッチ回路２がターンオンされている期間（例えば、１ｎｓ）に比べて極めて長い期間であるので、平均化するとキャリアリークの電力は無視し得ないものとなる。
特に、前記したように周波数の高いＵＷＢでこのキャリア信号のリークを防止することは困難である。
このため、短パルス波Ｐｂのスペクトラム密度Ｓｘは、例えば、図２５に示すように、キャリア周波数ｆｃの位置にリーク成分Ｓ′が大きく突出したものになる。
このリーク成分Ｓ′は、正規の送信タイミングに出力された短パルス波Ｐｂに対する反射波の実質的な受信感度を制限することになるので、レーダ探査範囲が狭められることにより、空間に存在する対象物としての低反射率の障害物の検出が困難になる。
また、前記ＵＷＢレーダシステムに関して、ＦＣＣ（Ｆｅｄｅｒａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎ ｏｆ ＵＳＡ）は、次の非特許文献１において、図２６に示すようなスペクトラムマスクを規定している。
このスペクトラムマスクは、２００４年１２月１６日付けで改定発行されたもので、下記の非特許文献２に示される２００２年２月１４日付けで開示された最初の規格より一段と厳しい規格となっている。
この改定スペクトラムマスクにおいて、ＵＷＢのうち、２２．０乃至２３．１２ＧＨｚの範囲及び２９．０ＧＨｚ以上の範囲の電力密度は−６１．３ｄＢｍ／ＭＨｚ以下に規定されていると共に、２３．１２乃至２３．６ＧＨｚ及び２４．０乃至２９．０ＧＨｚの範囲の電力密度は−４１．３ｄＢｍ／ＭＨｚ以下に規定されている。
また、いわゆるＲＲ電波発射禁止帯（ｒａｄｉｏｗａｖｅ ｅｍｉｓｓｉｏｎ ｐｒｏｈｉｂｉｔｅｄ ｂａｎｄ）あるいはＲＲ電波発射制限帯域（ｒａｄｉｏｗａｖｅ ｅｍｉｓｓｉｏｎ ｒｅｓｔｒｉｃｔｅｄ ｂａｎｄ）とも呼ばれ、電波天文（ｒａｄｉｏ ａｓｔｒｏｎｏｍｙ）や地球探査衛星（Ｅａｒｔｈ Ｅｘｐｌｏｒａｔｉｏｎ Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ ｓｅｒｖｉｃｅ：ＥＥＳＳ）のパッシブセンサを保護するため、国際無線通信規則（ＲＲ）で意図的に電波発射を禁止している２３．６乃至２４．０ＧＨｚでは、従来の放射電力密度より２０ｄＢ低い−６１．３ｄＢｍ／ＭＨｚに抑えられている。
上記スペクトラムマスクによると、所定の各帯域内におけるエネルギーの総量がそれぞれの値以下となるように規制されているので、上記のようなリーク成分Ｓ′が大きいと、その分だけ正規の送信タイミングにおける短パルス波Ｐｂの出力レベルを低く設定しなければならず、レーダとしての探査距離等が大きく制限されてしまう。
そこで、図２６に示しているように、ＵＷＢのうち、−４１．３ｄＢｍ／ＭＨｚより高いレベルの電力放射が許されているドップラレーダ用の２４．０５乃至２４．２５ＧＨｚの帯域（Ｓｈｏｒｔ Ｒａｎｇｅ Ｄｅｖｉｃｅ：ＳＲＤ）に、短パルス波Ｐｂのキャリア周波数を一致させることにより、そのリーク成分Ｓ′による問題を避けることも考えられている。
しかし、このＳＲＤ帯の近傍には、前述のＲＲ電波発射禁止帯が存在し、しかも、上記のようにパルス信号でキャリア信号を断続したパルス変調信号である短パルス波Ｐｂは、数１００ＭＨｚ乃至２ＧＨｚのスペクトラム幅を有している。
このため、上記のようにＲＲ電波発射禁止帯の近傍のＳＲＤ帯にキャリア周波数を設定した場合、その短パルス波Ｐｂのスペクトラムのかなり高いレベルの部分がＲＲ電波発射禁止帯に重なってしまうので、実際上、その放射電力密度を上記最新のスペクトラムマスクで規制されている−６１．３ｄＢｍ以下に抑えることは極めて困難である。
また、ＲＲ電波発射禁止帯の放射レベルを−４１．３ｄＢｍ／ＭＨｚまで認めるとしたＦＣＣの最初の規格では、上記ＥＥＳＳに妨害を与えないように、地球上で他の目的に使用する電波の垂直面の放射方向（仰角方向）について、３０°を超える範囲の放射強度が、放射角０°乃至３０°までの放射強度に対して−２５ｄＢ以下（２００５年１月以降）となるよう規定され、その規格は数年毎に厳しくなっている。
したがって、上記のようにＳＲＤ帯にキャリア周波数を設定した場合には、その送信電波の放射方向が高くならないように、アンテナの垂直面のサイドローブを抑える必要がある。
しかし、アンテナの垂直面のサイドローブを抑えるためには、多数のアンテナ素子を高さ方向に並べてアレー化しなければならず、高さ寸法が大きくなり、車載用レーダとして適用することが困難となる。
また、リーク成分Ｓ′による問題を避けるために、スイッチ回路２自体のアイソレーションを改善する方法も種々考案されている。
しかるに、上記した非常に高い周波数帯で高いアイソレーションが得られるスイッチは実現できたとしても極めて高価であるので、そのような極めて高価なスイッチは普通の人が使用する自動車のための車載レーダや視覚障害者用のレーダには採用することは極めて困難である。
ＦＣＣ ０４−２８５，"ＳＥＣＯＮＤ ＲＥＰＯＲＴ ＡＮＤ ＯＲＤＥＲ ＡＮＤ ＳＥＣＯＮＤ ＭＥＭＯＲＡＮＤＡＭ ＯＰＩＮＩＯＮ ＡＮＤ ＯＲＤＥＲ" ＦＣＣ ０２−４８， "ＦＩＲＳＴ ＲＥＰＯＲＴ ＡＮＤ ＯＲＤＥＲ"
本発明の目的は、以上のような事情に鑑みてなされたもので、安価な構成で、規定されているスペクトラムマスクを遵守しながら、ＲＲ電波発射禁止帯、ＳＲＤ帯への妨害を起こさないようにした短パルスレーダ及びその制御方法を提供することである。
本発明の第１の態様によれば、上記目的を達成するために、
送信アンテナ（２２）から所定の短パルス波（Ｐｔ）を空間（１）に放射する送信部（２１）と、
前記空間（１）に存在する対象物（１ａ）による反射波（Ｐｒ）を受信処理する受信部（４０）と、
前記受信部（４０）からの出力信号に基づいて前記対象物（１ａ）についての解析処理を行う信号処理部（６１）とを具備し、
前記送信部（２１）は、
前記短パルス波（Ｐｔ）の幅より長い幅（Ｔｃ）を有する第１パルス（Ｐ１）を所定周期（Ｔｇ）で出力する第１パルス発生部（２３）と、
前記第１パルス発生部（２３）が前記第１パルス（Ｐ１）を出力している期間中で且つ該出力を開始してから所定時間（Ｔｓ）が経過したタイミングに前記短パルス波（Ｐｔ）の幅に対応した幅の第２パルス（Ｐ２）を出力する第２パルス発生部（２４）と、
前記第１パルス発生部（２３）が前記第１パルス（Ｐ１）を出力している期間だけ発振動作して前記短パルス波（Ｐｔ）の周波数帯の信号を出力する発振器（２５）と、
前記発振器（２５）からの出力信号（Ｕ）を受け、前記第２パルス発生部（２４）が前記第２パルス（Ｐ２）を出力している期間だけオンして前記発振器（２５）からの出力信号（Ｕ）を通過させるスイッチ（２６）とを有し、該スイッチ（２６）からの出力信号（Ｖ）を前記所定の短パルス波（Ｐｔ）として前記空間（１）に放射することを特徴とする短パルスレーダが提供される。
また、本発明の第２の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記第１パルス（Ｐ１）の幅Ｔｃ、前記第２パルス（Ｐ２）の幅Ｔｐおよび前記スイッチ（２６）のアイソレーションＩが、次の関係、
（Ｔｃ／Ｔｐ）２≦Ｉ
を満たすように設定されていることを特徴とする第１の態様に従う短パルスレーダが提供される。
また、本発明の第３の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記空間（１）に放射される短パルス波（Ｐｔ）のスペクトラムのメインローブのほぼ全体が、２４．０乃至２９．０ＧＨｚの範囲に入るように、前記発振器（２５）の発振周波数及び前記第２パルス（Ｐ２）の幅Ｔｐが設定されていることを特徴とする第１の態様に従う短パルスレーダが提供される。
また、本発明の第４の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記送信部（２１）の送信アンテナ（２２）は、アンテナ素子（１２３）をキャビティ（１３０）で囲んだ構造を有し、該キャビティ（１３０）の共振周波数が２３．６乃至２４．０ＧＨｚの帯域に入るようにして、該帯域の利得を低下させていることを特徴とする第３の態様に従う短パルスレーダが提供される。
また、本発明の第５の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記受信部（４０）は、
前記空間（１）に存在する対象物（１ａ）による反射波（Ｐｒ）を受信する受信アンテナ（４１）と、
前記受信アンテナ（４１）で受信された前記反射波（Ｐｒ）の受信信号（Ｒ′）を検波する検波回路（４４）と、
前記検波回路（４４）によって検波された信号（Ｗ＝Ｉ，Ｑ）を積分すると共に、その積分結果を保持するサンプルホールド回路（４８）とを有し、
前記検波回路（４４）が、
前記受信アンテナ（４１）で受信された前記反射波（Ｐｒ）の受信信号（Ｒ′）を同相で２分岐して一対の信号（Ｖ１，Ｖ２）を出力する分岐回路（４５）と、
前記分岐回路（４５）からの前記一対の信号（Ｖ１，Ｖ２）を線形乗算する線形乗算器（４６）と、
前記線形乗算器（４６）によって線形乗算された出力信号からベースバンド成分（Ｉ，Ｑ）を抽出する低域通過フィルタ（４７）とによって構成されていることを特徴とする第１の態様に従う短パルスレーダが提供される。
また、本発明の第６の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記受信部（４０）は、
前記空間（１）に存在する対象物（１ａ）による反射波（Ｐｒ）を受信する受信アンテナ（４１）と、
前記受信アンテナ（４１）で受信された前記反射波（Ｐｒ）の受信信号（Ｒ′）を検波する検波回路（４４）と、
前記検波回路（４４）によって検波された信号（Ｗ＝Ｉ，Ｑ）を積分すると共に、その積分結果を保持するサンプルホールド回路（４８）とを有し、
前記検波回路（４４）が、
前記発振器（２５）からの出力信号（Ｕ）をローカル信号として、前記受信信号（Ｒ′）を直交検波する直交復調器（５１）と、
前記直交復調器（５１）によって直交検波された出力信号からベースバンド成分（Ｉ，Ｑ）を抽出する低域通過フィルタ（４７）とによって構成されていることを特徴とする第１の態様に従う短パルスレーダが提供される。
また、本発明の第７の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記受信部（４０）は、
前記空間（１）に存在する対象物（１ａ）による反射波（Ｐｒ）を受信する受信アンテナ（４１）と、
前記受信アンテナ（４１）で受信された前記反射波（Ｐｒ）の受信信号（Ｒ′）を検波する検波回路（４４）と、
前記検波回路（４４）によって検波された信号（Ｗ＝Ｉ，Ｑ）を積分すると共に、その積分結果を保持するサンプルホールド回路（４８）とを有し、
前記検波回路（４４）が、
前記発振器（２５）からの出力信号（Ｕ）を遅延する可変遅延器（５０）と、
前記可変遅延器（５０）からの出力信号（Ｕｒ）をローカル信号として、前記受信信号（Ｒ′）を直交検波する直交復調器（５１）と、
前記直交復調器（５１）によって直交検波された出力信号からベースバンド成分（Ｉ，Ｑ）を抽出する低域通過フィルタ（４７）とによって構成されていることを特徴とする第１の態様に従う短パルスレーダが提供される。
また、本発明の第８の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記受信部（４０）は、
前記空間（１）に存在する対象物（１ａ）による反射波（Ｐｒ）を受信する受信アンテナ（４１）と、
前記受信アンテナ（４１）で受信された前記反射波（Ｐｒ）の受信信号（Ｒ′）を検波する検波回路（４４）と、
前記検波回路（４４）によって検波された信号（Ｗ＝Ｉ，Ｑ）を積分すると共に、その積分結果を保持するサンプルホールド回路（４８）とを有し、
前記検波回路（４４）が、
前記発振器（２５）からの出力信号を参照信号として受け、該参照信号の周波数が安定している期間には該参照信号に周波数同期した信号（Ｖｖｃｏ）を出力する電圧制御発振器（５６）を含み、前記参照信号の周波数が安定している期間が経過した後には、前記電圧制御発振器（５６）の状態を前記参照信号の周波数が安定している期間の終了直前の状態に保持する位相同期ループ回路（５４，５５，５６，５７，５８）と、
前記位相同期ループ回路（５４，５５，５６，５７，５８）の前記電圧制御発振器（５６）が出力する前記信号（Ｖｖｃｏ）をローカル信号として、前記受信信号（Ｒ′）を直交検波する直交復調器（５１）と、
前記直交復調器（５１）によって直交検波された出力信号からベースバンド成分（Ｉ，Ｑ）を抽出する低域通過フィルタ（４７）とによって構成されていることを特徴とする第１の態様に従う短パルスレーダが提供される。
また、本発明の第９の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記線形乗算器（４６）は、
前記一対の信号（Ｖ１，Ｖ２）のうちの第１信号（Ｖ１）が差動入力される第１の差動増幅器（４６ａ）と、
前記第１の差動増幅器（４６ａ）の負荷側に接続され、前記一対の信号（Ｖ１，Ｖ２）のうちの第２信号（Ｖ２）が差動入力される第２及び第３の差動増幅器（４６ｂ、４６ｃ）と、
前記第２及び第３の差動増幅器（４６ｂ、４６ｃ）の負荷側に接続され、前記第１信号（Ｖ１）と第２信号（Ｖ２）の積に等しい信号成分（Ｖ１×Ｖ２）または−（Ｖ１×Ｖ２）のみを出力する第１及び第２の負荷抵抗（Ｒ３、Ｒ４）とを有するモノリシックマイクロ波集積回路からなるギルバートミキサで構成されることを特徴とする第５の態様に従う短パルスレーダが提供される。
また、本発明の第１０の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記受信部（４０）からの出力信号（Ｈ）をデジタル信号に変換して前記信号処理部（６１）に入力させるアナログ／デジタル変換器（６０）をさらに具備することを特徴とする第１の態様に従う短パルスレーダが提供される。
また、本発明の第１１の態様によれば、上記目的を達成するために、
予め決められたスケジュールにしたがって、あるいは、前記信号処理部（６１）からの処理結果に応じて、前記送信部（２１）及び前記受信部（４０）の少なくとも一方を制御する制御部（６２）をさらに具備することを特徴とする第１の態様に従う短パルスレーダが提供される。
また、本発明の第１２の態様によれば、上記目的を達成するために、
送信アンテナ（２２）を有する送信部（２１）と、受信部（４０）と、信号処理部（６１）とを準備するステップと、
前記送信部（２１）を用いて、前記送信アンテナ（２２）から所定の短パルス波（Ｐｔ）を空間（１）に放射するステップと、
前記受信部（４０）を用いて、前記空間（１）に存在する対象物（１ａ）による反射波（Ｐｒ）を受信処理するステップと、
前記信号処理部（６１）を用いて、前記受信部（４０）からの出力信号に基づいて前記対象物（１ａ）についての解析処理を行うステップとを具備し、
前記所定の短パルス波（Ｐｔ）を空間（１）に放射するステップは、
第１パルス発生部（２３）と、第２パルス発生部（２４）と、発振器（２５）と、スイッチ（２６）とを準備するステップと、
前記第１パルス発生部（２３）を用いて、前記短パルス波（Ｐｔ）の幅より長い幅（Ｔｃ）を有する第１パルス（Ｐ１）を所定周期（Ｔｇ）で出力するステップと、
前記第２パルス発生部（２４）を用いて、前記第１パルス発生部（２３）が前記第１パルス（Ｐ１）を出力している期間中で且つ該出力を開始してから所定時間（Ｔｓ）が経過したタイミングに前記短パルス波（Ｐｔ）の幅に対応した幅の第２パルス（Ｐ２）を出力するステップと、
前記発振器（２５）を用いて、前記第１パルス発生部（２３）が前記第１パルス（Ｐ１）を出力している期間だけ発振動作させて前記短パルス波（Ｐｔ）の周波数帯の信号を出力させるステップと、
前記スイッチ（２６）を用いて、前記発振器（２５）からの出力信号（Ｕ）を受け、前記第２パルス発生部（２４）が前記第２パルス（Ｐ２）を出力している期間だけオンさせて前記発振器（２５）からの出力信号（Ｕ）を通過させるステップと、
前記スイッチ（２６）からの出力信号（Ｖ）を前記所定の短パルス波（Ｐｔ）として前記空間（１）に放射させるステップとを有することを特徴とする短パルスレーダの制御方法が提供される。
また、本発明の第１３の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記第１パルス（Ｐ１）の幅Ｔｃ、前記第２パルス（Ｐ２）の幅Ｔｐ及び前記スイッチ（２６）のアイソレーションＩが、次の関係、
（Ｔｃ／Ｔｐ）２≦Ｉ
を満たすように設定されていることを特徴とする第１２の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
また、本発明の第１４の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記空間（１）に放射される短パルス波（Ｐｔ）のスペクトラムのメインローブのほぼ全体が、２４．０乃至２９．０ＧＨｚの範囲に入るように、前記発振器（２５）の発振周波数及び前記第２パルス（Ｐ２）の幅Ｔｐが設定されていることを特徴とする第１２の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
また、本発明の第１５の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記送信部（２１）の送信アンテナ（２２）は、アンテナ素子（１２３）をキャビティ（１３０）で囲んだ構造を有し、該キャビティ（１３０）の共振周波数が２３．６乃至２４．０ＧＨｚの帯域に入るようにして、該帯域の利得を低下させていることを特徴とする第１４の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
また、本発明の第１６の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記反射波（Ｐｒ）を受信処理するステップは、
受信アンテナ（４１）と、検波回路（４４）と、サンプルホールド回路（４８）とを準備するステップと、
前記受信アンテナ（４１）を用いて、前記空間（１）に存在する対象物（１ａ）による反射波（Ｐｒ）を受信するステップと、
前記検波回路（４４）を用いて、前記受信アンテナ（４１）で受信された前記反射波（Ｐｒ）の受信信号（Ｒ′）を検波するステップと、
前記サンプルホールド回路（４８）を用いて、前記検波回路（４４）によって検波された信号（Ｗ）を積分すると共に、その積分結果を保持するステップとを有し、
前記受信信号（Ｒ′）を検波するステップは、
分岐回路（４５）と、線形乗算器（４６）と、低域通過フィルタ（４７）とを準備するステップと、
前記分岐回路（４５）を用いて、前記受信アンテナ（４１）で受信された前記反射波（Ｐｒ）の受信信号（Ｒ′）を同相で２分岐して一対の信号（Ｖ１，Ｖ２）を出力するステップと、
前記線形乗算器（４６）を用いて、前記分岐回路（４５）からの前記一対の信号（Ｖ１，Ｖ２）を線形乗算するステップと、
前記低域通過フィルタ（４７）を用いて、前記線形乗算器（４６）によって線形乗算された出力信号からベースバンド成分を抽出するステップとによって構成されていることを特徴とする第１２の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
また、本発明の第１７の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記反射波（Ｐｒ）を受信処理するステップは、
受信アンテナ（４１）と、検波回路（４４）、とサンプルホールド回路（４８）とを準備するステップと、
前記受信アンテナ（４１）を用いて、前記空間（１）に存在する対象物（１ａ）による反射波（Ｐｒ）を受信するステップと、
前記検波回路（４４）を用いて、前記受信アンテナ（４１）で受信された前記反射波（Ｐｒ）の受信信号（Ｒ′）を検波するステップと、
前記サンプルホールド回路（４８）を用いて、前記検波回路（４４）によって検波された信号（Ｗ）を積分すると共に、その積分結果を保持するステップとを有し、
前記受信信号（Ｒ′）を検波するステップは、
直交復調器（５１）と、低域通過フィルタ（４７）とを準備するステップと、
前記直交復調器（５１）を用いて、前記発振器（２５）からの出力信号（Ｕ）をローカル信号として、前記受信信号（Ｒ）を直交検波するステップと、
前記低域通過フィルタ（４７）を用いて、前記直交復調器（５１）によって直交検波された出力信号からベースバンド成分を抽出するステップとによって構成されていることを特徴とする第１２の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
また、本発明の第１８の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記反射波（Ｐｒ）を受信処理するステップは、
受信アンテナ（４１）と、検波回路（４４）と、サンプルホールド回路（４８）とを準備するステップと、
前記受信アンテナ（４１）を用いて、前記空間（１）に存在する対象物（１ａ）による反射波（Ｐｒ）を受信するステップと、
前記検波回路（４４）を用いて、前記受信アンテナ（４１）で受信された前記反射波（Ｐｒ）の受信信号（Ｒ′）を検波するステップと、
前記サンプルホールド回路（４８）を用いて、前記検波回路（４４）によって検波された信号（Ｗ）を積分すると共に、その積分結果を保持するステップとを有し、
前記受信信号（Ｒ′）を検波するステップは、
可変遅延器（５０）と、直交復調器（５１）と、低域通過フィルタ（４７）とを準備するステップと、
前記可変遅延器（５０）を用いて、前記発振器（２５）からの出力信号（Ｕ）を遅延するステップと、
前記直交復調器（５１）を用いて、前記可変遅延器（５０）からの出力信号（Ｕｒ）をローカル信号として、前記受信信号（Ｒ）を直交検波するステップと、
前記低域通過フィルタ（４７）を用いて、前記直交復調器（５１）によって直交検波された出力信号からベースバンド成分を抽出するステップとによって構成されていることを特徴とする第１２の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
また、本発明の第１９の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記反射波（Ｐｒ）を受信処理するステップは、
受信アンテナ（４１）と、検波回路（４４）と、サンプルホールド回路（４８）とを準備するステップと、
前記受信アンテナ（４１）を用いて、前記空間（１）に存在する対象物（１ａ）による反射波（Ｐｒ）を受信するステップと、
前記検波回路（４４）を用いて、前記受信アンテナ（４１）で受信された前記反射波（Ｐｒ）の受信信号（Ｒ′）を検波するステップと、
前記サンプルホールド回路（４８）を用いて、前記検波回路（４４）によって検波された信号（Ｗ）を積分すると共に、その積分結果を保持するステップとを有し、
前記受信信号（Ｒ′）を検波するステップは、
電圧制御発振器（５６）を含む位相同期ループ回路（５４，５５，５６，５７，５８）と、直交復調器（５１）と、低域通過フィルタ（４７）とを準備するステップと、
前記電圧制御発振器（５６）を用いて、前記発振器（２５）からの出力信号（Ｕ）を参照信号として受け、該参照信号の周波数が安定している期間には該参照信号に周波数同期した信号（Ｌｖｃｏ）を出力するステップと、
前記位相同期ループ回路（５４，５５，５６，５７，５８）を用いて、前記参照信号の周波数が安定している期間が経過した後には、前記電圧制御発振器（５６）の状態を前記参照信号の周波数が安定している期間の終了直前の状態に保持するステップと、
前記直交復調器（５１）を用いて、前記位相同期ループ回路（５４，５５，５６，５７，５８）の前記電圧制御発振器（５６）が出力する前記信号（Ｌｖｃｏ）をローカル信号として、前記受信アンテナ（４１）で受信された前記反射波（Ｐｒ）の受信信号（Ｒ′）を直交検波するステップと、
前記低域通過フィルタ（４７）を用いて、前記直交復調器（５１）によって直交検波された出力信号からベースバンド成分（Ｉ，Ｑ）を抽出するステップとによって構成されていることを特徴とする第１２の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
また、本発明の第２０の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記線形乗算器（４６）を用いて、前記分岐回路（４５）からの前記一対の信号（Ｖ１，Ｖ２）を線形乗算するステップは、
第１の差動増幅器（４６ａ）と、第２及び第３の差動増幅器（４６ｂ、４６ｃ）と、第１及び第２の負荷抵抗（Ｒ３、Ｒ４）とを含むモノリシックマイクロ波集積回路からなるギルバートミキサを準備するステップと、
前記第１の差動増幅器（４６ａ）を用いて、前記一対の信号（Ｖ１，Ｖ２）のうちの第１信号（Ｖ１）を差動入力させるステップと、
前記第１の差動増幅器（４６ａ）の負荷側に接続される前記第２及び第３の差動増幅器（４６ｂ、４６ｃ）を用いて、前記一対の信号（Ｖ１，Ｖ２）のうちの第２信号（Ｖ２）を差動入力させるステップと、
前記第２及び第３の差動増幅器（４６ｂ、４６ｃ）の負荷側に接続される前記第１及び第２の負荷抵抗（Ｒ３、Ｒ４）を用いて、前記第１信号（Ｖ１）と第２信号（Ｖ２）の積に等しい信号成分（Ｖ１×Ｖ２）または−（Ｖ１×Ｖ２）のみを出力させるステップとを有することを特徴とする第１６の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
また、本発明の第２１の態様によれば、上記目的を達成するために、
アナログ／デジタル変換器（６０）を準備するステップと、
前記アナログ／デジタル変換器（６０）を用いて、前記受信部（４０）からの出力信号（Ｈ）をデジタル信号に変換して前記信号処理部（６１）に入力させるステップとをさらに具備することを特徴とする第１２の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
また、本発明の第２２の態様によれば、上記目的を達成するために、
制御部（６２）を準備するステップと、
前記制御部（６２）を用いて、予め決められたスケジュールにしたがって、あるいは、前記信号処理部（６１）からの処理結果に応じて、前記送信部（２１）及び前記受信部（４０）の少なくとも一方を制御するステップとをさらに具備することを特徴とする第１２の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
以上のように、本発明の短パルスレーダの送信部は、第１パルスを受けて発振動作状態となり所定時間が経過して安定した段階で、第２パルスによりスイッチを短時間閉じて短パルス波を出力させるようにしている。
このため、第１パルスの非出力期間におけるスイッチからのリークをゼロとすることができるので、短パルス波の周期に対して第１パルスの出力期間が十分小さければ、アイソレーションが格別高くない安価なスイッチを用いたとしても平均リーク量を少なくすることができ、短パルスレーダ全体としての放射電力密度を規定のスペクトラムマスクの範囲内に抑えることが可能となる。
また、第１パルスの幅Ｔｃ、第２パルス信号の幅Ｔｐ及びスイッチのアイソレーションＩが、（Ｔｃ／Ｔｐ）２≦Ｉの関係を満たすように設定されている短パルスレーダの場合、には、平均リーク量を第２パルスに同期して出力される短パルス波のパワー以下に抑圧することができる。
また、空間に放射される短パルス波のスペクトラムのメインローブのほぼ全体が、２４．０乃至２９．０ＧＨｚの範囲に入るように、発振器の発振周波数及び第２パルスの幅が設定されている短パルスレーダの場合、ＲＲ電波発射禁止帯、ＳＲＤ帯等への電波の放射をより確実に防止することができる。
また、送信アンテナとして、アンテナ素子をキャビティで囲んだ構造を有し、そのキャビティの共振周波数が２３．６乃至２４．０ＧＨｚの範囲に入るようにして、この帯域の利得を低下させることにより、ＲＲ電波発射禁止帯、ＳＲＤ帯等への電波の放射をより確実に防止可能なＵＷＢの短パルスレーダ及びその制御方法を実現することができる。
図１は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態の全体構成を示すブロック図である。 図２は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態の要部の動作を説明するために示すタイミングチャートである。 図３Ａは、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態の要部の概略構成を示す回路図である。 図３Ｂは、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態の要部の概略構成を示す回路図である。 図４Ａは、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態の要部の動作を説明するために示すパルス変調波の信号波形と図である。 図４Ｂは、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態の要部の動作を説明するために示すパルス変調波のスペクトラムを示す図である。 図５Ａは、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態の要部の動作を説明するために示すパルス変調波の電力波形図である。 図５Ｂは、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態の要部の動作を説明するために示すパルス変調波の電力スペクトラムを示す図である。 図６Ａは、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態の要部の動作を説明するために示す短パルス波の電力波形図である。 図６Ｂは、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態の要部の動作を説明するために示す短パルス波の電力スペクトラムを示す図である。 図７は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態の要部の動作を説明するためにスィッチのアイソレーション、第１パルスの時間幅及びキャリアリークによる増分との関係を図表化して示す図である。 図８は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態の要部の動作を説明するために短パルス波のスペクトラムをＵＷＢに適用される規定のスペクトラムマスクとの関係において示す図である。 図９は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態の要部の動作を説明するために示すバンドレギュレーションフィルタ（ＢＲＦ）の特性図である。 図１０は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態の要部の構成を説明するために示す送信アンテナの斜視図である。 図１１は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態の要部の構成を説明するために示す送信アンテナの正面図である。 図１２は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態の要部の構成を説明するために示す送信アンテナの背面図である。 図１３は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態の要部の構成を説明するために示す図１１の１３−１３線断面図である。 図１４は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態の要部の構成を説明するために示す図１１の１４−１４線断面図である。 図１５は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態の要部の構成を説明するために示すアレー型の送信アンテナの平面図である。 図１６は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態の要部の構成を説明するために示す送信アンテナに設けたキャビティの共振による利得低下領域を有する場合の特性図である。 図１７は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態の要部の構成を説明するために示す回路図である。 図１８は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態の要部の動作を説明するために示す波形図である。 図１９は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態の要部の構成を説明するために示す回路図である。 図２０Ａは、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第２の実施形態の全体構成を示すブロック図である。 図２０Ｂは、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第３の実施形態の全体構成を示すブロック図である。 図２０Ｃは、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第３の実施形態の要部の構成を示すブロック図である。 図２１は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第３の実施形態の要部の動作を説明するために示すタイミングチャートである。 図２２は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第４の実施形態の全体構成を示すブロック図である。 図２３は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第４の実施形態の要部の動作を説明するために示すタイミングチャートである。 図２４は、従来技術による短パルスレーダの概略構成を示すブロック図である。 図２５は、従来技術による短パルスレーダの動作を説明するために示す短パルス波のスペクトラム図である。 図２６は、従来技術による短パルスレーダの動作を説明するために示すＵＷＢの短パルスレーダに対するＦＣＣ勧告によるスペクトラムマスク図である。
以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態の全体構成を示すブロック図である。
本発明に係る短パルスレーダ２０は、基本的には、送信アンテナ２２から所定の短パルス波Ｐｔを空間１に放射する送信部２１と、前記空間１に存在する対象物１ａによる反射波Ｐｒを受信処理する受信部４０と、前記受信部４０からの出力信号に基づいて前記対象物１ａについての解析処理を行う信号処理部６１とを具備し、前記送信部２１は、前記短パルス波Ｐｔの幅より長い幅Ｔｃを有する第１パルスＰ１を所定周期Ｔｇで出力する第１パルス発生部２３と、前記第１パルス発生部２３が前記第１パルスＰ１を出力している期間中で且つ該出力を開始してから所定時間Ｔｓが経過したタイミングに前記短パルス波Ｐｔの幅に対応した幅の第２パルスＰ２を出力する第２パルス発生部２４と、前記第１パルス発生部２３が前記第１パルスＰ１を出力している期間だけ発振動作して前記短パルス波Ｐｔの周波数帯の信号を出力する発振器２５と、前記発振器２５からの出力信号Ｕを受け、前記第２パルス発生部２４が前記第２パルスＰ２を出力している期間だけオンして前記発振器２５からの出力信号Ｕを通過させるスイッチ２６とを有し、該スイッチ２６からの出力信号Ｖ（Ｕ′を含むＶ）を前記所定の短パルス波Ｐｔとして前記空間１に放射することを特徴としている。
また、本発明に係る短パルスレーダの制御方法は、基本的には、送信アンテナ２２を有する送信部２１と、受信部４０と、信号処理部６１とを準備するステップと、前記送信部２１を用いて、前記アンテナ２２から所定の短パルス波Ｐｔを空間１に放射するステップと、前記受信部４０を用いて、前記空間１に存在する対象物１ａによる反射波Ｐｒを受信処理するステップと、前記信号処理部６１を用いて、前記受信部４０からの出力信号に基づいて前記対象物１ａについての解析処理を行うステップとを具備し、前記所定の短パルス波Ｐｔを空間１に放射するステップは、第１パルス発生部２３と、第２パルス発生部２４と、発振器２５と、スイッチ２６とを準備するステップと、前記第１パルス発生部２３を用いて、前記短パルス波Ｐｔの幅より長い幅Ｔｃを有する第１パルスＰ１を所定周期Ｔｇで出力するステップと、前記第２パルス発生部２４を用いて、前記第１パルス発生部２３が前記第１パルスＰ１を出力している期間中で且つ該出力を開始してから所定時間Ｔｓが経過したタイミングに前記短パルス波Ｐｔの幅に対応した幅の第２パルスＰ２を出力するステップと、前記発振器２５を用いて、前記第１パルス発生部２３が前記第１パルスＰ１を出力している期間だけ発振動作させて前記短パルス波Ｐｔの周波数帯の信号を出力させるステップと、前記スイッチ２６を用いて、前記発振器２５からの出力信号Ｕを受け、前記第２パルス発生部２４が前記第２パルスＰ２を出力している期間だけオンさせて前記発振器２５からの出力信号Ｕを通過させるステップと、前記スイッチ２６からの出力信号Ｖ（Ｕ′を含むＶ）を前記所定の短パルス波Ｐｔとして前記空間１に放射させるステップとを有することを特徴としている。
具体的には、図１に示すように、この短パルスレーダ２０は、送信部２１と、受信部４０と、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器６０と、信号処理部６１及び制御部６２とによって構成されている。
送信部２１は、後述する制御部６２から図２の（ａ）に示すように、所定周期Ｔｇ（例えば、１μｓ）で出力される送信トリガ信号Ｇを受ける毎（立ち上がりタイミング）に、所定幅Ｔｐ（例えば、１ｎｓ）で所定周波数ｆｃ（例えば、２６ＧＨｚ）の短パルス波（バースト波）Ｐｔを生成して送信アンテナ２２から空間１へ放射する。
この送信部２１は、図１に示しているように、送信アンテナ２２の他に、第１パルス発生部２３と、第２パルス発生部２４と、発振器２５と、スイッチ２６と、電力増幅器３０と、帯域除去フィルタとして機能するバンドレギュレーションフィルタ（ＢＲＦ）３１とを有している。
第１パルス発生部２３は、図２の（ｂ）に示すように、空間１に放射しようとする短パルス波Ｐｔの幅Ｔｐより長い幅Ｔｃ（ハイレベル時間幅とする）を有する第１パルスＰ１を周期Ｔｇで生成して出力する。
この時間幅Ｔｃは、発振器２５の出力信号の振幅と周波数が安定するのに必要な時間Ｔｓと幅Ｔｐとの和以上で、且つ周期Ｔｇに対して十分短くなる値（例えば、数ｎｓ乃至数１０ｎｓ）に設定されている。
また、第２パルス発生部２４は、図２の（ｃ）に示すように、第１パルス発生部２３が第１パルスＰ１を出力している期間中で且つその出力を開始してから所定時間（発振安定時間）Ｔｓが経過したタイミングに幅Ｔｐ（ハイレベル時間幅とする）の第２パルスＰ２を生成して出力する。
なお、ここでは、各パルスＰ１，Ｐ２がハイレベルパルスの場合で説明するが、ローレベルパルスであってもよい。
発振器２５は、図２の（ｄ）に示すように、第１パルス発生部２３が第１パルスＰ１を出力している期間だけ発振動作して、空間１に放射しようとする短パルス波Ｐｔの周波数ｆｃのバーストキャリア信号Ｕを出力する。
この発振器２５の構成としては種々考えられるが、前記したＵＷＢの周波数割り当て状態を考慮すると周波数安定度が高いことが要求されるので、Ｑが大きい共振器を有していることが必要となる。
例えば、図３Ａに示す発振器２５のように、増幅器２５ａと、共振器２５ｂと、帰還回路２５ｃ及び発振制御用のスイッチ２５ｄとで構成し、信号ラインとアース間に挿入されたスイッチ２５ｄを第１パルスＰ１の入力期間だけオフさせることにより、発振状態にすることができる。
また、図３Ｂに示す発振器２５のように、増幅器２５ａの電源ラインに挿入されたスイッチ２５ｄを第１パルスＰ１の入力期間だけオンさせることにより、発振状態にすることができる。
上記構成の発振器２５の周波数安定度は共振器２５ｂのＱの大きさで決まり、共振器２５ｂのＱが大きい程、図２の（ｄ）に示しているように、立ち上がり時間、即ち、発振動作を開始してから信号Ｕの振幅および周波数が安定するまでの時間Ｔｓが長くなる。
しかるに、前記したように時間Ｔｃが周期Ｔｇより十分短ければ、アイソレーションの格別高くないスイッチ２６を用いてもリークによる影響を無視することができるので、安価な回路構成で前記したＵＷＢの短パルスレーダに要求される規定のスペクトラムマスクを遵守することができる。
スイッチ２６は、発振器２５から出力されるバーストキャリア信号Ｕを受け、第２パルス発生部２４が第２パルス信号Ｐ２を出力している期間だけ信号通過状態（オン状態）となり、それ以外の期間は信号非通過状態（オフ状態）となる。
したがって、スイッチ２６から出力される信号Ｖには、図２の（ｅ）に示すように、発振器２５が発振動作している期間Ｔｃに出力されるバーストキャリア信号Ｕに対して、スイッチ２６がオフ状態の間のリーク成分Ｌｃと、スイッチ２６がオン状態の間に通過してきた信号Ｕ′とが含まれることになり、発振器２５が発振動作していない期間の出力信号成分は、理論上ゼロである。
スイッチ２６からの出力信号Ｖは、電力増幅器３０で増幅され、ＢＲＦ３１により不要帯域成分が除去されて送信アンテナ２２に供給され、該送信アンテナ２２から短パルス波Ｐｔとして空間１へ放射される。
この送信部２１は、上記のように第１パルスＰ１で発振器２５を発振状態にし、その出力信号Ｕの振幅と周波数が安定した後に、スイッチ２６をＴｐ時間だけオンにして、短パルス波Ｐｔを出力するようにしている。
したがって、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態によれば、従来技術の短パルスレーダのように連続波をスイッチでオンオフして短パルス波Ｐｔを出力する構成に比べて、リーク成分の平均電力を等価的にＴｃ／Ｔｇに低減することができるので、アイソレーションが格段に高いスイッチを用いなくても、ＵＷＢの短パルスレーダに要求される規定のスペクトラムマスクを遵守することができる。
次に、第１パルスの時間幅Ｔｃ、第２パルスの時間幅Ｔｐ及びスイッチ２６のアイソレーションＩとの関係について考察する。
図４Ａに示すように、周波数ｆｃの連続波を時間幅Ｔでパルス変調したときの信号波形ｓ（ｔ）をフーリェ変換すると、図４Ｂに示すようなｓｉｎｃ関数（ｓｉｎ ｘ／ｘ）のスペクトラムＳ（ｆ）が得られる。
これを式で表すと以下のようになる。
Ｓ（ｆ）＝√（Ｓｐ）
・｛ｓｉｎ［πＴ（ｆ−ｆｃ）］｝／［πＴ（ｆ−ｆｃ）］
ここで、Ｓｐはスペクトラムのピーク電力を表すものとする。
また、図５Ａは時間領域の電力波形ｐ（ｔ）を示しており、図５Ｂはその電力スペクトラムを示している。
Ｐａｒｓｅｖａｌの定理により、時間領域の全電力と周波数領域の全電力とは等しいので、次式が成立する。
∫｜ｓ（ｔ）｜２ｄｔ＝∫｜Ｓ（ｆ）｜２ｄｆ
ただし、記号∫は時間ｔあるいは周波数ｆについての−∞乃至＋∞の積分を表す。
上式の左辺は電圧の２乗の積分であり、図５Ａにより、電力はＰｐ・Ｔであるから、
∫｜ｓ（ｔ）｜２ｄｔ＝Ｐｐ・Ｔ
となる。
また、右辺のｓｉｎｃ関数の２乗の定積分は、次の公式、
∫［ｓｉｎ２ｘ／ｘ２］＝π
を使うことにより、
∫｜Ｓ（ｆ）｜２ｄｆ＝Ｓｐ／Ｔ
と表すことができる。
以上により、次の関係、
Ｓｐ＝Ｐｐ・Ｔ２
が得られ、この結果から、パルス幅Ｔの２乗に比例してスペクトラムのピークが増加することが判る。
次に、図６Ａに示すように時間幅Ｔｃの間だけ存在する電力Ｐｃのキャリアリーク上に、時間幅Ｔｐの電力Ｐｐのキャリア信号Ｕ′が重畳されている信号Ｖを考える。
ここで、電力比Ｐｐ／Ｐｃがスイッチ２６のアイソレーションＩである。
キャリア信号Ｕ′及びキャリアリークＬｃの全電力は、それぞれＰｐ・Ｔｐ及びＰｃ・Ｔｃであるから、それぞれの等価スペクトラムピークＳｐ及びＳｃは、前式を用いて以下のように表すことができる。
Ｓｐ＝Ｐｐ・Ｔｐ２
Ｓｃ＝Ｐｃ・Ｔｃ２
上記考察では、等価スペクトラムピークＳｐ及びＳｃが別々に求められている。
しかるに、実際には、図６Ｂに示すように等価スペクトラムピークＳｐ及びＳｃを合計した全体のスペクトラムピークＳｐからの増分ΔＳが重要になる。
図７は、パルス幅Ｔｐ＝１ｎｓとしたときの、キャリアリーク時間Ｔｃとスイッチ２６のアイソレーションＩを変えたときの増分ΔＳを求めた結果を図表化して示している。
増分ΔＳの上限を３ｄＢとすると、アイソレーションＩ＝２０ｄＢ（電力比１００倍）のスイッチ２６を用いた場合、図７からＴｃ＝１０ｎｓ以下で増分ΔＳを３ｄＢ以下にできることが判る。
また、パルス幅Ｔｐ＝１ｎｓで発振動作を起動して安定させるのに比べ、その１０倍の１０ｎｓで発振動作を起動して１ｎｓ以上の安定時間を設けることは、技術的に格段に容易であるので、発振器２５を安価な構成で実現することができる。
上記増分ΔＳの上限の３ｄＢは、等価スペクトラムピークＳｐ、Ｓｃが等しくなる場合である。
したがって、
Ｐｃ・Ｔｃ２≦Ｐｐ・Ｔｐ２
（Ｔｃ／Ｔｐ）２≦Ｐｐ／Ｐｃ＝Ｉ
が成立するように第２パルスＰ２の時間幅Ｔｃを決定すれば、リーク成分による増分ΔＳを３ｄＢ以下に抑えることができる。
なお、リーク成分を最小にするには、第１パルスＰ１の時間幅Ｔｃを必要最小限のＴｓ＋Ｔｐに等しくなるように設定するとともに、第１パルスＰ１の立ち下がりタイミング（発振動作終了タイミング）と第２パルスＰ２の立ち下がりタイミング（スイッチ２６をオフ状態にするタイミング）とを一致させればよい。
このように第１の実施形態による短パルスレーダの送信部２１は、第１パルスＰ１を受けて発振動作状態となった発振器２５から振幅及び周波数が安定な信号が出力されているときに、第２パルスＰ２によりスイッチ２６をＴｐ時間オンさせて短パルス波を出力させるようにしている。
このため、第１の実施形態による短パルスレーダの送信部２１によれば、第１パルスＰ１の非出力期間におけるスイッチ２６からのキャリアリークを完全にゼロとすることができるので、短パルス波Ｐｔの周期Ｔｇに対して第１パルスＰ１の出力期間Ｔｃが十分小さければ、アイソレーションの低い安価なスイッチ２６を用いたとしてもキャリアリークの平均電力を少なくすることができる。
これにより、本発明の第１の実施形態によれば、例えば、図８に示すように、スイッチ２６からの出力信号ＶのスペクトラムＳｘを前記したＵＷＢの短パルスレーダに要求される規定のスペクトラムマスクの範囲内に抑えることが可能となるので、規定されているスペクトラムマスクを遵守しながら、ＲＲ電波発射禁止帯、ＳＲＤ帯への妨害を起こさないようにした短パルスレーダ及びその制御方法を実現することができる。
したがって、第１の実施形態による短パルスレーダの送信部２１は、リーク電力によって大きく制限されていた短パルス波Ｐｔの放射電力レベルを規定電力範囲で最大限有効に使用することができる。
また、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第１の実施形態によれば、キャリアリークの平均電力を少なくできるので、ＵＷＢの任意の帯域に短パルス波Ｐｔのメインローブを配置できるので、そのメインローブのほぼ全体がＲＲ電波発射禁止帯と重ならないようにすることができる。
ここで、短パルス波Ｐｔのメインローブのほぼ全体としては、例えば、スペクトラムＳｘのピークから−２０ｄＢまでの範囲を一つの基準とすることができる。
そして、このときピークが−４１．３ｄＢｍ／ＭＨｚであれば、短パルス波Ｐｔのメインローブの下側のレベルは、常にＲＲ電波発射禁止帯の規定レベル−６１．３ｄＢ／ＭＨｚ以下となって前記した規定のスペクトラムマスクを満たすことになる。
ただし、短パルス波ＰｔのサイドローブのレベルがＲＲ電波発射禁止帯において−６１．３ｄＢ／ＭＨｚを超える場合には、後述するＢＲＦ３１または送信アンテナ２２のノッチ作用により、短パルス波ＰｔのサイドローブのレベルがＲＲ電波発射禁止帯において−６１．３ｄＢ／ＭＨｚを超えないように減衰させればよい。
上記スイッチ２６からの出力信号Ｖは、電力増幅器３０により規定電力に増幅された後、ＢＲＦ３１を介して送信アンテナ２２に供給され、この送信アンテナ２２から短パルス波Ｐｔとして探査対象の空間１へ放射される。
ＢＲＦ３１は、例えば、図９に示すように、２３．６乃至２４ＧＨｚのＲＲ電波発射禁止帯に対して大きな減衰特性をもつノッチフィルタであり、このＢＲＦ３１により、ＲＲ電波発射禁止帯への放射レベルはさらに低減する。
なお、電力増幅器３０の利得は、後述の制御部６２によって可変できるようになされている。
短パルス波Ｐｔを空間１に放射する送信アンテナ２２は、ＵＷＢの短パルス波Ｐｔを効率よく空間へ放射するために、広帯域な特性を有していることが要求される。
この第１の実施形態による短パルスレーダでは、ＵＷＢで広帯域に使用できるアンテナとして、スパイラル素子を用いた円偏波型のアンテナを用いている。
勿論、このスパイラル素子を用いた円偏波型のアンテナに代えて、ボウタイアンテナ等を素子とした直線偏波アンテナを用いることもできる。
図１０乃至図１４は、送信アンテナ２２の基本構造を示している。
この送信アンテナ２２は、例えば、低誘電率（３．５前後）の基板で厚さ１．２ｍｍの誘電体基板１２１と、その誘電体基板１２１の一面側（図１０、図１１で背面側）に設けられた地板導体１２２と、誘電体基板１２１の反対面側（図１０、図１１で前面側）にパターン形成された右巻き矩形スパイラルの不平衡型のアンテナ素子１２３と、このアンテナ素子１２３のスパイラル中心側の端部（給電点）に一端が接続され、誘電体基板１２１をその厚さ方向に貫通して地板導体１２２の穴１２２ａを通過する給電ピン１２５とを有している。
不平衡型の給電線、例えば、同軸ケーブルや、地板導体１２２をアースラインとするコプレーナ線路あるいは後述するマイクロストリップ線路等により給電ピン１２５の他端側から給電することにより、アンテナ素子１２３から左回り円偏波の電波を放射することができる。
ただし、このような構造のアンテナでは、誘電体基板１２１の表面に沿った表面波が励振され、その表面波の影響により所望特性が得られない場合がある。
そこで、この第１の実施形態の送信アンテナ２２では、図１３、図１４に示しているように、一端側が地板導体１２２に接続され、誘電体基板１２１を貫通して、他端側が誘電体基板１２１の反対面まで延びたピン状の複数の金属ポスト１３０を、アンテナ素子１２３を囲むように所定間隔で設けてキャビティ構造とし、さらに、誘電体基板１２１の反対面側に、各金属ポスト１３０の他端側をその並び方向に沿って順次短絡し、且つ各金属ポスト１３０との接続位置からアンテナ素子１２３方向に所定距離延びた枠状導体１３２を設けて、表面波を抑圧している。
ここで、枠状導体１３２のキャビティ内壁から内側に延びる距離（以下リム幅と記す）をＬＲとする。
このリム幅ＬＲは、キャビティ内の電波の伝搬波長の数分の１に相当している。
なお、この場合、複数の金属ポスト１３０は、例えば、誘電体基板１２１に貫通して形成される複数の穴の内壁にそれぞれメッキ加工（スルーホールメッキ）することで実現されている。
このような枠状導体１３２を備えたキャビティをスパイラルで励振することによって、表面波が抑圧され、広帯域にわたり対称性のよい指向性を有する円偏波アンテナを得ることができる。
また、このキャビティをボウタイアンテナ等の直線偏波アンテナ素子で励振しても、やはり表面波が抑圧され円偏波と同様な広帯域特性を有する直線偏波アンテナを得ることができる。
上記図１０に示す送信アンテナ２２は、単独でＵＷＢの各種通信システムに用いることができる。
しかるに、図１０に示す送信アンテナ２２単独では、ＵＷＢの短パルスレーダとして必要とされる利得が不足する場合や、ビームを絞る必要がある場合には、上記送信アンテナ２２をアレー化すればよい。
また、円偏波型のアンテナをアレー化する場合、交差偏波分を抑圧して、アンテナ全体としての偏波特性を改善できるシーケンシャル回転アレーを採用することができる。
シーケンシャル回転アレーとは、次の非特許文献３で発表されているように、同一平面上に複数Ｎの同一のアンテナ素子を配置したアレーアンテナにおいて、各アンテナ素子を放射方向の軸回りに順次ｐ・π／Ｎラジアンずつ回転して配置するとともに、各アンテナ素子への給電位相をその配置角に応じてｐ・π／Ｎラジアンずつ偏移させるようにしたアンテナである。
ここで、ｐは、１以上Ｎ−１以下の整数である。
Ｔ．Ｔｅｓｈｉｒｏｇｉ ｅｔ ａｌ．，"Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｉｒｃｕｌａｒｌｙ Ｐｏｌａｒｉｚｅｄ Ａｒｒａｙ Ａｎｔｅｎｎａ ｗｉｔｈ Ｓｅｑｕｅｎｔｉａｌ Ｒｏｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ ｏｆ Ｅｌｅｍｅｎｔｓ，"ＩＳＡＰ−８５，０２４−３，ｐｐ．１１７−１２０，１９８５ このような構造にすることで、各アンテナ素子の偏波特性が不完全な円偏波（つまり楕円偏波）の場合であっても、アンテナ全体としては交差偏波成分が相殺されてほぼ完全な円偏波特性を得ることができる。
図１５は、上記原理を用いてアレー化した送信アンテナ２２の構成を示している。
この送信アンテナ２２は、縦長矩形の共通の誘電体基板１２１′及び図示しない地板導体に、前記アンテナ素子１２３を、２列４段にアレー化して構成したものである。
また、このアンテナ２２の地板導体側には、複数のアンテナ素子に励振信号を分配給電するための給電部（図示せず）が形成されている。
誘電体基板１２１′の表面には、図１０の場合と同様に右巻き矩形スパイラルに形成された８つのアンテナ素子１２３（１）〜１２３（８）が２列４段に設けられている。
また、各アンテナ素子１２３（１）〜１２３（８）は、一端側が地板導体に接続されている複数の金属ポスト１３０を並べて形成したキャビティにより囲まれていると共に、各金属ポスト１３０との接続位置から各アンテナ素子１２３方向に所定距離（前記したリム幅ＬＲ分）延びた枠状導体１３２′により、複数の金属ポスト１３０の他端側をその並び方向に沿って連結して形成されていることにより、各アンテナ素子毎に表面波の発生を抑圧するようにしている。
上記した送信アンテナ２２は、誘電体基板１２１′に、金属ポスト１３０によるキャビティと枠状導体１３２′を設けることによって共振器を構成し、これを円偏波のアンテナ素子で励振していると考えることができる。
共振器であるから共振周波数が存在し、その周波数ではアンテナの入力インピーダンスが非常に大きくなるので、送信アンテナ２２は放射をしなくなる。
この場合、共振周波数は、前記共振器と円偏波のアンテナ素子の構造パラメータとで決まる。
したがって、上記した構成の送信アンテナ２２は、そのアンテナ利得の周波数特性が、前記共振周波数付近で急激に深い落ち込み（ノッチ）を生じることになる。
この共振周波数を、例えば、前記したＲＲ電波発射禁止帯（２３．６乃至２４．０ＧＨｚ）に合わせれば、当該送信アンテナ２２を用いる短パルスレーダから放射される短パルス波Ｐｔによる地球探査衛星（ＥＥＳＳ）への干渉を大幅に低減させることができる。
図１６は、この点を考慮して、前記図１５に示した構成の送信アンテナ２２を試作し、該送信アンテナ２２の主偏波の右旋円偏波成分（ＲＨＣＰ）と、交差偏波の左旋円偏波成分（ＬＨＣＰ）との利得の周波数特性を測定した結果を示している。
この図１６に示す例では、主偏波成分は、２４．５乃至３１ＧＨｚにわたって１３ｄＢｉ以上の利得を有しており、且つＲＲ電波発射禁止帯で、ピークレベルから約２０ｄＢ低下した鋭いノッチが生じていることが判る。
このノッチが生じる周波数は、共振器またはスパイラル型のアンテナ素子のいずれか一方、あるいは両方の構造パラメータを適切に選択することにより、前記したＲＲ電波発射禁止帯に容易に一致させることができる。
したがって、このノッチ周波数をＲＲ電波発射禁止帯に合わせることにより、前記したキャリアリークの低減技術と併せて、ＲＲ電波発射禁止帯への電波の放射レベルを容易に２０ｄＢ以上低減させることができ、前記ＦＣＣ勧告による新たなスペクトラムマスクを満たすことができる。
これはＢＲＦ３１無しでも実現できるので、当該ＢＲＦ３１を設置するためのスペースが不要となり、且つＢＲＦ３１による挿入損失も生じないという効果をもたらす。
このように構成された送信アンテナ２２から空間１へ放射された短パルス波Ｐｔは、空間１内の対象物２で反射され、その反射波Ｐｒが受信部４０の受信アンテナ４１で受信される。
この受信アンテナ４１の構成は、送信アンテナ２２と同一構成とすることができる。
ただし、円偏波の電波は、反射によって偏波回転方向が逆転する性質を有しているので、受信アンテナ４１の偏波回転方向を送信アンテナの偏波回転方向と逆に設定することにより、受信アンテナ４１での２次反射成分（より厳密には偶数次反射成分）を抑圧して、１次反射成分（より厳密には奇数次反射成分）に対する選択性を高くすることができるので、受信アンテナ４１での２次反射によって生じる偽像を低減させることができる。
反射波Ｐｒを受信した受信アンテナ４１から出力される受信信号Ｒは、低雑音増幅器（ＬＮＡ）４２により増幅された後、帯域幅２ＧＨｚ程度のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４３により帯域制限される。
なお、ＬＮＡ４２の利得は、制御部６２によって可変できるようになっている。
そして、帯域制限された受信信号Ｒ′は、検波回路４４に入力されて検波される。
検波回路４４の方式は、直交復調方式等を含めて種々考えられるが、ここでは自乗検波方式の構成例を説明する。
すなわち、自乗検波方式の検波回路４４は、ＢＰＦ４３から出力される受信信号Ｒ′を同相（０°）で２分岐して一対の信号Ｖ１，Ｖ２に分岐する分岐回路４５と、この受信信号Ｒ′が同相で２分岐された一対の信号Ｖ１，Ｖ２を線形乗算する線形乗算器４６と、線形乗算器４６の出力信号からベースバンド成分Ｗ（＝Ｉ，Ｑ）を抽出する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）４７とによって構成されている。
線形乗算器４６には、二重平衡ミキサを用いる等いくつかの方式があるが、高速動作をするものとして、ギルバートミキサを用いて構成する方法が考えられる。
ギルバートミキサは、図１７に示すように、３組の差動増幅器４６ａ、４６ｂ、４６ｃからなる。
そして、トランジスタＱ１，Ｑ２、エミッタ抵抗Ｒ１，Ｒ２及び定電流源Ｉからなる第１の差動増幅器４６ａに前記一対の信号Ｖ１，Ｖ２のうちの第１信号Ｖ１が差動入力される。
また、この第１の差動増幅器４６ａの負荷側に接続されたトランジスタＱ３，Ｑ４及びトランジスタＱ５，Ｑ６からなる第２及び第３の差動増幅器４６ｂ、４６ｃに前記一対の信号Ｖ１，Ｖ２のうちの第２信号Ｖ２が差動入力される。
これにより、この第２及び第３の差動増幅器４６ｂ、４６ｃの各負荷側に接続された負荷抵抗Ｒ３、Ｒ４から第１信号Ｖ１と第２信号Ｖ２の積Ｖ１×Ｖ２または−（Ｖ１×Ｖ２）に等しい信号成分のみが出力される。
なお、図１７において、Ｖｂ１，Ｖｂ２及びＶｂ３は、それぞれ第１の差動増幅器４６ａ及び第２、第３の差動増幅器４６ｂ、４６ｃのバイアス用の電源である。
この構成の線形乗算器４６に、前記一対の信号Ｖ１，Ｖとして、例えば、図１８の（ａ）に示すような正弦状の信号Ｒ′（ｔ）を同相でバースト状に入力すると、その出力信号は、図１８の（ｂ）に示すように、入力信号Ｒ′（ｔ）を２乗した波形Ｒ′（ｔ）２となり、その包絡線（ベースバンド）Ｗは、入力信号Ｒ′（ｔ）の電力に比例している。
このように複数の差動増幅器からなるギルバートミキサによる線形乗算器４６は、モノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）で極めて小型に構成することができ、しかも、ローカル信号を供給する必要がないので、電力消費が少なくて済むという利点がある。
そして、検波回路４４で得られたベースバンド信号Ｗは、サンプルホールド回路４８に入力される。
このサンプルホールド回路４８は、図１９にその原理図を示すように、抵抗４８ａとコンデンサ４８ｂによる積分回路にスイッチ４８ｃを介してベースバンド信号Ｗが入力される構成を有しており、パルス発生器４９からのパルス信号Ｐ３がハイレベル（ローレベルでもよい）の間、スイッチ４８ｃを閉じてベースバンド信号Ｗを積分し、パルス信号Ｐ３がローレベルになると、スイッチ４８ｃを開いて積分結果を保持する。
パルス発生器４９は、制御部６２から、前記送信トリガ信号ＧよりＴｓ時間以上遅れて出力される受信トリガ信号Ｇ′を受ける毎に所定幅Ｔｄのパルス信号Ｐ３を生成して、サンプルホールド回路４８に出力する。
したがって、この受信部４０は、受信トリガ信号Ｇ′を受けてから所定時間Ｔ３が経過するまでの間に受信された反射波Ｐｒに対する検波処理を含む受信処理を行っている。
なお、図示していないが、パルス信号Ｐ３の幅Ｔｄは制御部６２によって可変できるようになっている。
サンプルホールド回路４８で積分されて保持された信号Ｈは、その保持直後にＡ／Ｄ変換器６０によってデジタル信号に変換された後、信号処理部６１に入力される。
信号処理部６１は、受信部４０で得られた信号Ｈに基づいて、空間１に存在する対象物１ａについての解析を行い、その解析結果を図示しない出力機器（例えば、表示器、音声発生器）によって報知すると共に、制御に必要な情報を制御部６２に通知する。
制御部６２は、この短パルスレーダ２０について予め決められたスケジュールにしたがって、あるいは、信号処理部６１の処理結果に応じて、送信部２１および受信部４０の少なくとも一方に対する各種制御（トリガ信号Ｇ、Ｇ′の間の遅延時間の可変制御等）を行うことにより、短パルスレーダとして所望の距離領域の探査を行わせる。
なお、前記送信部２１の発振器２５では、図３に示したように増幅器２５ａの入力側とアースラインの間をスイッチ回路２５ｄで閉じて、正帰還がかからない状態（発振停止状態）にしている。
これに代えて、増幅器２５ａの出力側とアースラインの間、すなわち、共振器２５ｂの両端をスイッチ回路２５ｄで閉じて発振停止状態にするようにしてもよい。
また、発振器２５に用いる共振器２５ｂはＬＣ型のものだけでなく、伝送路型（例えば、λ／４型）で構成するようにしてもよい。
（第２の実施形態）
図２０Ａは、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第２の実施形態の全体構成を示すブロック図である。
なお、図２０Ａにおいて前述した図１に示す第１の実施形態による短パルスレーダと同様に構成される部分については、それらと同一の参照符号を付してその説明を省略するものとする。
前記第１の実施形態では、受信部４０の検波回路４４としてローカル信号が不要な自乗検波方式による線形乗算器４６を採用していたのに対し、この第２の実施形態では、受信部４０の検波回路４としてローカル信号が必要となる直交復調方式による直交復調器５１を採用している。
この直交復調方式による直交復調器５１を用いる場合、受信信号の周波数と等しいローカル信号が必要となり、このローカル信号として、送信部２１の発振器２５から出力されるバーストキャリアＵを用いることが考えられる。
ただし、前記したように、バーストキャリアＵの出力期間Ｔｃは、キャリアリークの平均電力を抑圧するためにあまり長くすることができない。
しかるに、短パルスレーダとしての探査距離があまり長くなければ、ローカル信号として、送信部２１の発振器２５から出力されるバーストキャリアＵを用いる直交復調方式による検波方式を使うことができる。
したがって、この第２の実施形態では、短パルスレーダとしての探査距離があまり長くない場合に適用するものであって、簡易な構成で実現できるのが特徴である。
なお、この第２の実施形態の構成については、後述する第３の実施形態で示される図２０Ｂ、図２０Ｃの可変遅延器５０を省略して送信部２１の発振器２５から出力されるバーストキャリアＵを直交変調器５１にローカル信号として、直接入力することにより実現できるので、ここではその説明を省略するものとする。
（第３の実施形態）
図２０Ｂは、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第３の実施形態の全体構成を示すブロック図である。
なお、図２０Ｂにおいて前述した図１に示す第１の実施形態による短パルスレーダと同様に構成される部分については、それらと同一の参照符号を付してその説明を省略するものとする。
前述した第２の実施形態では、短パルスレーダとしての探査距離があまり長くない場合に適用されるのに対し、第３の実施形態では、短パルスレーダとしての探査距離が長い場合に適用される、
しかるに、短パルスレーダとしての探査距離が長い場合には、送信部２１の発振器２５から出力されるバーストキャリアＵの出力期間Ｔｃが長くなり、キャリアリークが大きくなるという問題が生じる。
これを解消するために、この第３の実施形態では、図２０Ｂに示す短パルスレーダ２０のように、送信部２１の発振器２５から出力されるパーストキャリアＵを可変遅延器５０で適宜遅延してローカル信号Ｕｒとして直交復調器５１に与えるようにする。
すなわち、この第３の実施形態による短パルスレーダは、可変遅延器５０の遅延量を制御することにより、短パルスレーダとしての探査範囲をシフトすることが可能となるように考えられている。
なお、図２０Ａ，Ｂでは、直交復調器５１からのベースバンド成分Ｉ、Ｑを含む２系統の出力を１系統にまとめて示している。
しかるに、実際には、図２０Ｃに示すように、直交復調器５１からのベースバンド成分Ｉ、Ｑを含む２系統の出力は、後続のＬＰＦ４７、サンプルホールド回路４８、Ａ／Ｄ変換器６０についてもそれぞれ２系統で処理されることになる。
この直交復調器５１は、いわゆる直交検波器であり、その内部構造は、図２０Ｃに示すような構成となっている。
すなわち、ＢＰＦ４３からの受信信号Ｒ′が９０°移相器５１ａにより９０°位相差をもつ２信号に分けられて２つのミキサ５１ｂ，５１ｃにそれぞれ入力される。
この２つのミキサ５１ｂ，５１ｃには、それぞれ、ローカル信号（この場合、可変遅延器５０により遅延したローカル信号Ｕｒ）が同相で与えられていることにより、両ミキサ５１ｂ，５１ｃからベースバンド成分Ｉ、Ｑをそれぞれ含む信号が出力される。
この２つのミキサ５１ｂ，５１ｃからの出力は、２つのＬＰＦ４７ａ，４７ｂに入力される。
そして、２つのＬＰＦ４７ａ，４７ｂは、ベースバンド成分Ｉ、Ｑを抽出して、２つのサンプルホールド回路４８ａ，４８ｂに出力させる。
このサンプルホールド回路４８ａ，４８ｂでそれぞれ積分されると共にホールドされたベースバンド成分Ｉ、Ｑは、それぞれ、２つのＡ／Ｄ変換器６０ａ，６０ｂによりデジタル信号に変換されて、信号処理部６１に供給される。
なお、図２０Ａ，Ｂ，Ｃにおいて、受信信号Ｒ′とローカル信号Ｕｒとを入れ替えた構成でも直交復調器５１を用いることができる。
この図２０Ｂに示す構成の短パルスレーダ２０の場合、送信側については、前記図２で示したのと同様の動作が図２１の（ａ）〜（ｅ）に示すように行われて、短パルス波Ｐｔが空間へ発射される。
そして、その空間に存在する対象物１ａからの反射波Ｐｒが受信されて、例えば、図２１の（ｆ）に示すようなタイミングで受信信号Ｒ′が直交復調器５１に入力される。
ここで、図２１の（ｇ）に示しているように、制御部６２の制御によりＴｒ時間遅延されたローカル信号Ｕｒが受信信号Ｒ′と重ならないタイミングで直交復調器５１に入力された場合には、検波回路４４の出力Ｗ（＝Ｉ、Ｑ）はほぼゼロである。
しかるに、ローカル信号Ｕｒの遅延時間Ｔｒがさらに大きくなって、ローカル信号Ｕｒが受信信号Ｒ′と重なるタイミングで直交復調器５１に入力された場合には、その重複期間に受信信号Ｒ′の振幅と位相に対応した信号Ｗ（＝Ｉ、Ｑ）が出力される。
そして、図２１の（ｈ）に示すように、ローカル信号Ｕｒの周波数と振幅が安定しているタイミングで且つ受信信号Ｒ′の入力期間に重なるようにしてパルスＰ３がサンプルホールド回路４８に与えられると、図２１の（ｉ）に示すように、受信信号Ｒ′に対応した保持出力Ｈ（＝Ｈｉ、Ｈｑ）が得られ、Ａ／Ｄ変換器６０（６０ａ，６０ｂ）でデジタル信号に変換される。
この、デジタル信号に基づいて、信号処理部６１により対象物１ａについての解析処理がなされる。
このように、送信側で用いているバーストキャリアＵを遅延して受信側の直交復調器５１のローカル信号として用いる第３の実施形態による短パルスレーダでは、送信の場合と同様に、受信に必要なタイミングのみキャリア信号が短時間だけ出力されるので、受信用のキャリア信号が連続的に出力されている場合と比べ、受信側から漏れるキャリア信号についてもその放射強度を十分低くすることができる。
また、第３の実施形態による短パルスレーダでは、装置構成上も直交変調器５１以外に可変遅延器５０のみを追加するだけでよく、高感度な検波処理を比較的簡易な構成で実現することができる。
（第４の実施形態）
図２２は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第４の実施形態の全体構成を示すブロック図である。
なお、図２２において前述した図１に示す第１の実施形態による短パルスレーダと同様に構成される部分については、それらと同一の参照符号を付してその説明を省略するものとする。
図２２に示す第４の実施形態による短パルスレーダ２０は、位相同期ループ（ＰＬＬ）構成、すなわち、同一分周比の分周器５４、５５と、電圧制御発信器（ＶＣＯ）５６と、位相比較器５７と、ホールド回路５８とを用い、ＶＣＯ５６から直交復調器５１に連続的に出力されるローカル信号Ｌｖｃｏの周波数をバーストキャリアＵにロックさせて安定化する構成を採用している。
なお、分周器５４、５５は省略することも可能である。
ここで、ホールド回路５８は、第２パルスＰ２を受け、バーストキャリアＵが入力している期間で且つその周波数が安定している所定期間（例えば、第２パルスＰ２の立ち上がりから立ち下がりまで）に、位相比較器５７の出力信号をＶＣＯ５６に与えてローカル信号Ｌｖｃｏの位相及び周波数をバーストキャリアＵにロックさせ、その所定期間が経過した後は、その所定期間の終了直前に保持した位相比較器５７の出力信号をＶＣＯ５６に与えることにより、自走状態におけるローカル信号Ｌｖｃｏの周波数ずれを最小限に抑えるようにしている。
この場合、ローカル信号Ｌｖｃｏ自体は連続波であるので、探査範囲の信号抽出は前記したサンプルホールド回路４８で行われる。
なお、図２２では、直交復調器５１からのベースバンド成分Ｉ、Ｑを含む２系統の出力を１系統にまとめて示している。
しかるに、実際には、前述した図２０Ｃに示すように、直交復調器５１からのベースバンド成分Ｉ、Ｑを含む２系統の出力は、後続のＬＰＦ４７ａ、４７ｂ、サンプルホールド回路４８ａ、４８ｂ、Ａ／Ｄ変換器６０ａ、６０ｂについてもそれぞれ２系統で処理されることになる。
すなわち、このように構成される第４の実施形態による短パルスレーダ２０の場合でも、送信側については、前記図２で示したのと同様の動作が図２３の（ａ）〜（ｅ）に示すように行われて、短パルス波Ｐｔが空間１へ発射され、その空間１に存在する対象物１ａからの反射波Ｐｒが受信されて、例えば、図２３の（ｆ）に示すようなタイミングで反射信号Ｒ′が直交復調器５１に入力されることになる。
そして、ＶＣＯ５６から直交変調器５１に入力されるローカル信号Ｌｖｃｏの周波数は、図２３の（ｇ）に示すように、第２パルスＰ２が入力している期間はロック状態となり、その期間が終了した後は、ＶＣＯ５６への制御信号が保持されたホールド状態となり、ローカル信号Ｌｖｃｏの周波数がほぼ安定に保持される。
この安定保持時間は、第１パルスＰ１の幅Ｔｃに対して十分長く且つ最長探査距離に対応した時間より長いものとする。
したがって、図２３の（ｈ）に示すように、サンプルホールド回路４８に対するパルス信号Ｐ３の入力タイミングが、受信信号Ｒ′の入力タイミングと重なった場合に、その受信信号Ｒ′の振幅と位相に応じたベースバンドの出力Ｗ（＝Ｉ、Ｑ）が得られ、図２３の（ｉ）に示すように、その保持出力Ｈ（＝Ｈｉ、Ｈｑ）がＡ／Ｄ変換器６０を介して信号処理部６１に出力されて、対象物１ａに対する解析処理等がなされる。
このように、バーストキャリアＵを参照信号とするＰＬＬにより周波数が安定化されたローカル信号を用いて直交検波する構成の場合、短パルス波Ｐｔの発射タイミングから長期間（すなわち、長距離）の探査が連続的に行える。
なお、ここでは、第２パルスＰ２の出力期間だけロック期間としているが、これは本発明を限定するものではなく、発振器２５の出力信号の周波数が安定している期間であれば第２パルスの出力期間とは無関係にロック期間を設定することもできる。
その場合には、ロック期間を特定するためのパルス信号を制御部６２から別途発生させればよい。
上記した図２０Ａ，Ｂ、Ｃ及び図２２の短パルスレーダ２０のように、検波回路４４として直交復調器５１を用いた場合、ローカル信号を必要とする不利がある。
しかるに、直交復調器５１を用いた場合、そのダイナミックレンジが自乗検波方式に比べてｄＢ値で２倍広く、入力信号のレベルが小さい場合でも検波可能であるので、高感度受信が必要とされる短パルスレーダには有効である。
したがって、以上のような本発明によれば、安価な構成で、規定されているスペクトラムマスクを遵守しながら、ＲＲ電波発射禁止帯、ＳＲＤ帯への妨害を起こさないようにした短パルスレーダ及びその制御方法を提供することが可能となる。

Claims (22)

  1. 送信アンテナから所定の短パルス波を空間に放射する送信部と、
    前記空間に存在する対象物による反射波を受信処理する受信部と、
    前記受信部からの出力信号に基づいて前記対象物についての解析処理を行う信号処理部とを具備し、
    前記送信部は、
    前記短パルス波の幅より長い幅を有する第１パルスを所定周期で出力する第１パルス発生部と、
    前記第１パルス発生部が前記第１パルスを出力している期間中で且つ該出力を開始してから所定時間が経過したタイミングに前記短パルス波の幅に対応した幅の第２パルスを出力する第２パルス発生部と、
    前記第１パルス発生部が前記第１パルスを出力している期間だけ発振動作して前記短パルス波の周波数帯の信号を出力する発振器と、
    前記発振器からの出力信号を受け、前記第２パルス発生部が前記第２パルスを出力している期間だけオンして前記発振器からの出力信号を通過させるスイッチとを有し、該スイッチからの出力信号を前記所定の短パルス波として前記空間に放射することを特徴とする短パルスレーダ。
  2. 前記第１パルスの幅Ｔｃ、第２パルスの幅Ｔｐおよび前記スイッチのアイソレーションＩが、次の関係、
    （Ｔｃ／Ｔｐ）２≦Ｉ
    を満たすように設定されていることを特徴とする請求項１に記載の短パルスレーダ。
  3. 前記空間に放射される短パルス波のスペクトラムのメインローブのほぼ全体が、２４．０乃至２９．０ＧＨｚの範囲に入るように、前記発振器の発振周波数及び前記第２パルスの幅Ｔｐが設定されていることを特徴とする請求項１に記載の短パルスレーダ。
  4. 前記送信アンテナは、アンテナ素子をキャビティで囲んだ構造を有し、該キャビティの共振周波数が２３．６乃至２４．０ＧＨｚの帯域に入るようにして、該帯域の利得を低下させていることを特徴とする請求項３に記載の短パルスレーダ。
  5. 前記受信部は、
    前記空間に存在する対象物による反射波を受信する受信アンテナと、
    前記受信アンテナで受信された前記反射波の受信信号を検波する検波回路と、
    前記検波回路によって検波された信号を積分すると共に、その積分結果を保持するサンプルホールド回路とを有し、
    前記検波回路が、
    前記受信信号を同相で２分岐して一対の信号を出力する分岐回路と、
    前記分岐回路からの前記一対の信号を線形乗算する線形乗算器と、
    前記線形乗算器によって線形乗算された出力信号からベースバンド成分を抽出する低域通過フィルタとによって構成されていることを特徴とする請求項１に記載の短パルスレーダ。
  6. 前記受信部は、
    前記空間に存在する対象物による反射波を受信する受信アンテナと、
    前記受信アンテナで受信された前記反射波の受信信号を検波する検波回路と、
    前記検波回路によって検波された信号を積分すると共に、その積分結果を保持するサンプルホールド回路とを有し、
    前記検波回路が、
    前記発振器からの出力信号をローカル信号として、前記受信信号を直交検波する直交復調器と、
    前記直交復調器によって直交検波された出力信号からベースバンド成分を抽出する低域通過フィルタとによって構成されていることを特徴とする請求項１に記載の短パルスレーダ。
  7. 前記受信部は、
    前記空間に存在する対象物による反射波を受信する受信アンテナと、
    前記受信アンテナで受信された前記反射波の受信信号を検波する検波回路と、
    前記検波回路によって検波された信号を積分すると共に、その積分結果を保持するサンプルホールド回路とを有し、
    前記検波回路が、
    前記発振器からの出力信号を遅延する可変遅延器と、
    前記可変遅延器からの出力信号をローカル信号として、前記受信信号を直交検波する直交復調器と、
    前記直交復調器によって直交検波された出力信号からベースバンド成分を抽出する低域通過フィルタとによって構成されていることを特徴とする請求項１に記載の短パルスレーダ。
  8. 前記受信部は、
    前記空間に存在する対象物による反射波を受信する受信アンテナと、
    前記受信アンテナで受信された前記反射波の受信信号を検波する検波回路と、
    前記検波回路によって検波された信号を積分すると共に、その積分結果を保持するサンプルホールド回路とを有し、
    前記検波回路が、
    前記発振器からの出力信号を参照信号として受け、該参照信号の周波数が安定している期間には該参照信号に周波数同期した信号を出力する電圧制御発振器を含み、前記参照信号の周波数が安定している期間が経過した後には、前記電圧制御発振器の状態を前記参照信号の周波数が安定している期間の終了直前の状態に保持する位相同期ループ回路と、
    前記位相同期ループ回路の前記電圧制御発振器が出力する前記信号をローカル信号として、前記受信信号を直交検波する直交復調器と、
    前記直交復調器によって直交検波された出力信号からベースバンド成分を抽出する低域通過フィルタとによって構成されていることを特徴とする請求項１に記載の短パルスレーダ。
  9. 前記線形乗算器は、
    前記一対の信号のうちの第１信号が差動入力される第１の差動増幅器と、
    前記第１の差動増幅器の負荷側に接続され、前記一対の信号のうちの第２信号が差動入力される第２及び第３の差動増幅器と、
    前記第２及び第３の差動増幅器の負荷側に接続され、前記第１信号と第２信号の積に等しい信号成分のみを出力する第１及び第２の負荷抵抗とを有するモノリシックマイクロ波集積回路からなるギルバートミキサで構成されることを特徴とする請求項５に記載の短パルスレーダ。
  10. 前記受信部からの出力信号をデジタル信号に変換して前記信号処理部に入力させるアナログ／デジタル変換器をさらに具備することを特徴とする請求項１に記載の短パルスレーダ。
  11. 予め決められたスケジュールにしたがって、あるいは、前記信号処理部からの処理結果に応じて、前記送信部及び前記受信部の少なくとも一方を制御する制御部をさらに具備することを特徴とする請求項１に記載の短パルスレーダ。
  12. 送信アンテナを有する送信部と、受信部と、信号処理部とを準備するステップと、
    前記送信部を用いて、前記送信アンテナから所定の短パルス波を空間に放射するステップと、
    前記受信部を用いて、前記空間に存在する対象物による反射波を受信処理するステップと、
    前記信号処理部を用いて、前記受信部からの出力信号に基づいて前記対象物についての解析処理を行うステップとを具備し、
    前記所定の短パルス波を空間に放射するステップは、
    第１パルス発生部と、第２パルス発生部と、発振器と、スイッチとを準備するステップと、
    前記第１パルス発生を用いて、前記短パルス波の幅より長い幅を有する第１パルスを所定周期で出力するステップと、
    前記第２パルス発生部を用いて、前記第１パルス発生部が前記第１パルスを出力している期間中で且つ該出力を開始してから所定時間が経過したタイミングに前記短パルス波の幅に対応した幅の第２パルスを出力するステップと、
    前記発振器を用いて、前記第１パルス発生部が前記第１パルスを出力している期間だけ発振動作させて前記短パルス波の周波数帯の信号を出力させるステップと、
    前記スイッチを用いて、前記発振器からの出力信号を受け、前記第２パルス発生部が前記第２パルスを出力している期間だけオンさせて前記発振器からの出力信号を通過させるステップと、
    前記スイッチからの出力信号を前記所定の短パルス波として前記空間に放射させるステップとを有することを特徴とする短パルスレーダの制御方法。
  13. 前記第１パルスの幅Ｔｃ、前記第２パルスの幅Ｔｐ及び前記スイッチのアイソレーションＩが、次の関係、
    （Ｔｃ／Ｔｐ）２≦Ｉ
    を満たすように設定されていることを特徴とする請求項１２に記載の短パルスレーダの制御方法。
  14. 前記空間に放射される短パルス波のスペクトラムのメインローブのほぼ全体が、２４．０乃至２９．０ＧＨｚの範囲に入るように、前記発振器の発振周波数及び前記第２パルスの幅Ｔｐが設定されていることを特徴とする請求項１２に記載の短パルスレーダの制御方法。
  15. 前記送信アンテナは、アンテナ素子をキャビティで囲んだ構造を有し、該キャビティの共振周波数が２３．６乃至２４．０ＧＨｚの帯域に入るようにして、該帯域の利得を低下させていることを特徴とする請求項１４に記載の短パルスレーダの制御方法。
  16. 前記反射波を受信処理するステップは、
    受信アンテナと、検波回路と、サンプルホールド回路とを準備するステップと、
    前記受信アンテナを用いて、前記空間に存在する対象物による反射波を受信するステップと、
    前記検波回路を用いて、前記受信アンテナで受信された前記反射波の受信信号を検波するステップと、
    前記サンプルホールド回路を用いて、前記検波回路によって検波された信号を積分すると共に、その積分結果を保持するステップとを有し、
    前記受信信号を検波するステップは、
    分岐回路と、線形乗算器と、低域通過フィルタとを準備するステップと、
    前記分岐回路を用いて、前記受信信号を同相で２分岐して一対の信号を出力するステップと、
    前記線形乗算器を用いて、前記分岐回路からの前記一対の信号を線形乗算するステップと、
    前記低域通過フィルタを用いて、前記線形乗算器によって線形乗算された出力信号からベースバンド成分を抽出するステップとによって構成されていることを特徴とする請求項１２に記載の短パルスレーダの制御方法。
  17. 前記反射波を受信処理するステップは、
    受信アンテナと、検波回路と、サンプルホールド回路とを準備するステップと、
    前記受信アンテナを用いて、前記空間に存在する対象物による反射波を受信するステップと、
    前記検波回路を用いて、前記受信アンテナで受信された前記反射波の受信信号を検波するステップと、
    前記サンプルホールド回路を用いて、前記検波回路によって検波された信号を積分すると共に、その積分結果を保持するステップとを有し、
    前記受信信号を検波するステップは、
    直交復調器と、低域通過フィルタとを準備するステップと、
    前記直交復調器を用いて、前記発振器からの出力信号をローカル信号として、前記受信信号を直交検波するステップと、
    前記低域通過フィルタを用いて、前記直交復調器によって直交検波された出力信号からベースバンド成分を抽出するステップとによって構成されていることを特徴とする請求項１２に記載の短パルスレーダの制御方法。
  18. 前記反射波を受信処理するステップは、
    受信アンテナと、検波回路と、サンプルホールド回路とを準備するステップと、
    前記受信アンテナを用いて、前記空間に存在する対象物による反射波を受信するステップと、
    前記検波回路を用いて、前記受信アンテナで受信された前記反射波の受信信号を検波するステップと、
    前記サンプルホールド回路を用いて、前記検波回路によって検波された信号を積分すると共に、その積分結果を保持するステップとを有し、
    前記受信信号を検波するステップは、
    可変遅延器と、直交復調器と、低域通過フィルタとを準備するステップと、
    前記可変遅延器を用いて、前記発振器からの出力信号を遅延するステップと、
    前記直交復調器を用いて、前記可変遅延器からの出力信号をローカル信号として、前記受信信号を直交検波するステップと、
    前記低域通過フィルタを用いて、前記直交復調器によって直交検波された出力信号からベースバンド成分を抽出するステップとによって構成されていることを特徴とする請求項１２に記載の短パルスレーダの制御方法。
  19. 前記反射波を受信処理するステップは、
    受信アンテナと、検波回路と、サンプルホールド回路とを準備するステップと、
    前記受信アンテナを用いて、前記空間に存在する対象物による反射波を受信するステップと、
    前記検波回路を用いて、前記受信アンテナで受信された前記反射波の受信信号を検波するステップと、
    前記サンプルホールド回路を用いて、前記検波回路によって検波された信号を積分すると共に、その積分結果を保持するステップとを有し、
    前記受信信号を検波するステップは、
    電圧制御発振器を含む位相同期ループ回路と、直交復調器と、低域通過フィルタとを準備するステップと、
    前記電圧制御発振器を用いて、前記発振器からの出力信号を参照信号として受け、該参照信号の周波数が安定している期間には該参照信号に周波数同期した信号を出力するステップと、
    前記位相同期ループ回路を用いて、前記参照信号の周波数が安定している期間が経過した後には、前記電圧制御発振器の状態を前記参照信号の周波数が安定している期間の終了直前の状態に保持するステップと、
    前記直交復調器を用いて、前記位相同期ループ回路の前記電圧制御発振器が出力する前記信号をローカル信号として、前記受信アンテナで受信された前記反射波の受信信号を直交検波するステップと、
    前記低域通過フィルタを用いて、前記直交復調器によって直交検波された出力信号からベースバンド成分を抽出するステップとによって構成されていることを特徴とする請求項１２に記載の短パルスレーダの制御方法。
  20. 前記線形乗算器を用いて、前記分岐回路からの前記一対の信号を線形乗算するステップは、
    第１の差動増幅器と、第２及び第３の差動増幅器と、第１及び第２の負荷抵抗とを含むモノリシックマイクロ波集積回路からなるギルバートミキサを準備するステップと、
    前記第１の差動増幅器を用いて、前記一対の信号のうちの第１信号を差動入力させるステップと、
    前記第１の差動増幅器の負荷側に接続される前記第２及び第３の差動増幅器を用いて、前記一対の信号のうちの第２信号を差動入力させるステップと、
    前記第２及び第３の差動増幅器の負荷側に接続される前記第１及び第２の負荷抵抗を用いて、前記第１信号と第２信号の積に等しい信号成分のみを出力させるステップとを有することを特徴とする請求項１６に記載の短パルスレーダの制御方法。
  21. アナログ／デジタル変換器を準備するステップと、
    前記アナログ／デジタル変換器を用いて、前記受信部からの出力信号をデジタル信号に変換して前記信号処理部に入力させるステップとをさらに具備することを特徴とする請求項１２に記載の短パルスレーダの制御方法。
  22. 制御部を準備するステップと、
    前記制御部を用いて、予め決められたスケジュールにしたがって、あるいは、前記信号処理部からの処理結果に応じて、前記送信部及び前記受信部の少なくとも一方を制御するステップとをさらに具備することを特徴とする請求項１２に記載の短パルスレーダの制御方法。
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