JP6377000B2 - レーダ装置 - Google Patents

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Description

本開示は、レーダ装置に関する。
近年、高分解能が得られるマイクロ波又はミリ波を含む波長の短いレーダ送信信号を用いたレーダ装置の検討が進められている。また、屋外での安全性を向上させるために、車両以外にも、歩行者を含む物体（ターゲット）を広角範囲で検知するレーダ装置（広角レーダ装置）の開発が求められている。
例えば、レーダ装置として、パルス波を繰り返し発信するパルスレーダ装置が知られている。広角範囲において車両／歩行者を検知する広角パルスレーダの受信信号は、近距離に存在するターゲット（例えば車両）と、遠距離に存在するターゲット（例えば歩行者）とからの複数の反射波が混合された信号となる。このため、（１）レーダ送信部では、低いレンジサイドローブとなる自己相関特性（以下、低レンジサイドローブ特性と呼ぶ）を有するパルス波又はパルス変調波を送信する構成が要求され、（２）レーダ受信部では、広い受信ダイナミックレンジを有する構成が要求される。
広角レーダ装置の構成として、以下の２つの構成が挙げられる。
一つ目は、パルス波又は変調波を狭角（数度程度のビーム幅）の指向性ビームを用いて、機械的又は電子的に走査してレーダ波を送信し、狭角の指向性ビームを用いて反射波を受信する構成である。この構成では、高分解能を得るためには多くの走査が必要となるので、高速移動するターゲットに対する追従性が劣化する。
二つ目は、複数のアンテナ（アンテナ素子）で構成されるアレーアンテナによって反射波を受信し、アンテナ間隔に対する受信位相差に基づく信号処理アルゴリズムによって反射波の到来角を推定する手法（Direction of Arrival (DOA) estimation）を用いる構成である。この構成では、送信側での送信ビームの走査間隔を間引いたとしても、受信側において到来角を推定できるので、走査時間の短縮化が図れ、１つ目の構成と比較して追従性が向上する。例えば、到来方向推定方法には、行列演算に基づくフーリエ変換、逆行列演算に基づくＣａｐｏｎ法及びＬＰ（Linear Prediction）法、又は、固有値演算に基づくＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classification）及びＥＳＰＲＩＴ（Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques）が挙げられる。
また、レーダ装置として、受信側に加え、送信側にも複数のアンテナ（アレーアンテナ）を備え、送受信アレーアンテナを用いた信号処理によりビーム走査を行う構成（ＭＩＭＯレーダと呼ぶこともある）が提案されている（例えば、非特許文献１を参照）。
ＭＩＭＯレーダでは、送受信アレーアンテナにおけるアンテナ素子の配置を工夫することにより、最大で送信アンテナ素子数と受信アンテナ素子数との積に等しい仮想的な受信アレーアンテナ（以下、仮想受信アレーと呼ぶ）を構成することができる。これにより、少ない素子数によってアレーアンテナの実効的な開口長を増大させる効果がある。
また、垂直方向又は水平方向の一次元走査以外にも、垂直方向及び水平方向の２次元におけるビーム走査を行う場合にもＭＩＭＯレーダが適用可能である。
Jian Li, Stoica, Petre, "MIMO Radar with Colocated Antennas," Signal Processing Magazine, IEEE Vol. 24, Issue: 5, pp. 106-114, 2007
しかしながら、ＭＩＭＯレーダに対して小型化かつ低コスト化を図るために送受信側のアンテナ数の制約（例えば、送信４アンテナ程度／受信４アンテナ程度）がある場合、ＭＩＭＯレーダによる面的な仮想受信アレーにおいて垂直方向及び水平方向の開口長が制約される。
本開示の一態様は、仮想受信アレーにおける開口長を最大限拡大することができるレーダ装置を提供する。
本開示の一態様に係るレーダ装置は、所定の送信周期にてレーダ信号をＮｔ個（Ｎｔは１以上の整数）の送信アンテナを用いて送信するレーダ送信部と、前記レーダ信号がターゲットに反射された反射波信号をＮａ個（Ｎａは１以上の整数）の受信アンテナを用いて受信し、ドップラー周波数解析処理を行うレーダ受信部と、を具備し、前記Ｎｔ個の送信アンテナは、第１の間隔によって直線上に配置されるＮｔ１個（Ｎｔ＞Ｎｔ１を満たす整数）の送信アンテナと、前記Ｎｔ１個の送信アンテナと直交する方向に第２の間隔によって直線上に配置される（Ｎｔ＋１−Ｎｔ１）個の送信アンテナと、を含み、前記Ｎｔ１は、Ｎｔ１×（Ｎｔ＋１−Ｎｔ１）が最大となる値であり、前記Ｎａ個の受信アンテナは、第３の間隔によって直線上に配置されるＮａ１個（Ｎａ＞Ｎａ１を満たす整数）の受信アンテナと、前記Ｎａ１個の受信アンテナと直交する方向に第４の間隔によって直線上に配置される（Ｎａ＋１−Ｎａ１）個の受信アンテナと、を含み、前記Ｎａ１は、Ｎａ１×（Ｎａ＋１−Ｎａ１）が最大となる値である構成を採る。
なお、これらの包括的または具体的な態様は、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または、記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。
本開示の一態様によれば、仮想受信アレーにおける開口長を最大限拡大することができる。
本開示の一態様における更なる利点および効果は、明細書および図面から明らかにされる。かかる利点および／または効果は、いくつかの実施形態並びに明細書および図面に記載された特徴によってそれぞれ提供されるが、１つまたはそれ以上の同一の特徴を得るために必ずしも全てが提供される必要はない。
送信アンテナの配置例を示す図 受信アンテナの配置例を示す図 仮想受信アレーの配置例を示す図 仮想受信アレーによる指向性パターンを示す図（ｄ＝０．５λ） 仮想受信アレーによる指向性パターンを示す図（ｄ＝１．３λ） 本開示の実施の形態１に係るレーダ装置の構成を示すブロック図 本開示の実施の形態１に係るレーダ送信信号の一例を示す図 本開示の実施の形態１に係るレーダ送信信号生成部の他の構成を示すブロック図 本開示の実施の形態１に係るレーダ送信信号の送信タイミング、及び、測定範囲の一例を示す図 本開示の実施の形態１に係る送信アンテナの配置例を示す図 本開示の実施の形態１に係る受信アンテナの配置例を示す図 本開示の実施の形態１に係る仮想受信アレーの配置例を示す図 本開示の実施の形態１に係る仮想受信アレーによる水平方向の指向性パターンを示す図 本開示の実施の形態１に係る仮想受信アレーによる垂直方向の指向性パターンを示す図 本開示の実施の形態１のバリエーション１に係る送信アンテナの配置例を示す図 本開示の実施の形態１のバリエーション１に係る受信アンテナの配置例を示す図 本開示の実施の形態１のバリエーション１に係る仮想受信アレーの配置例を示す図 図１０Ａ〜図１０Ｈ：本開示の実施の形態１のバリエーション２に係る送信アンテナ及び受信アンテナの配置例を示す図 図１１Ａ〜図１１Ｄ：本開示の実施の形態１のバリエーション３に係る送信アンテナ及び受信アンテナの配置例を示す図 図１２Ａ〜図１２Ｐ：本開示の実施の形態１のバリエーション３に係る送信アンテナ及び受信アンテナの配置例を示す図 図１３Ａ〜図１３Ｄ：本開示の実施の形態１のバリエーション３に係る送信アンテナ及び受信アンテナの配置例を示す図 図１４Ａ〜図１４Ｄ：本開示の実施の形態１のバリエーション３に係る送信アンテナ及び受信アンテナの配置例を示す図 本開示の実施の形態２に係る方向推定部の内部構成を示すブロック図 水平方向におけるアレーアンテナ配置と到来角度との関係を示す図 本開示の実施の形態２に係る水平方向における到来波方向の推定結果の一例を示す図 水平方向におけるアレーアンテナ配置と到来角度との関係を示す図 本開示の実施の形態２に係る垂直方向における到来波方向の推定結果の一例を示す図 本開示の実施の形態２に係る水平方向及び垂直方向における到来波方向の推定結果の一例を示す図
［本開示の一態様をするに至った経緯］
図１Ａは、４個の送信アンテナ（Tx#1〜Tx#4）から構成される送信アレーアンテナのアンテナ配置を示し、図１Ｂは、４個の受信アンテナ（Rx#1〜Rx#4）から構成される受信アレーアンテナのアンテナ配置を示す。
図１Ａ及び図１Ｂにおいて、ｄＨは受信アンテナの水平方向の素子間隔を示し、ｄＶは受信アンテナの垂直方向の素子間隔を示す。また、図１Ａでは、送信アンテナの水平方向及び垂直方向の素子間隔は、それぞれ、２ｄＨ、２ｄＶとする。
図１Ｃは、図１Ａ及び図１Ｂに示すアンテナ配置の送受信アレーアンテナから構成される仮想受信アレーを示す。
図１Ｃに示すように、仮想受信アレーは、水平方向に４アンテナ、垂直方向に４アンテナが面的に配置された１６個の仮想受信アンテナ（VA#1〜VA#16）から構成される。
図１Ｃでは、仮想受信アンテナの水平方向及び垂直方向の素子間隔は、それぞれ、ｄＨ、ｄＶとなる。すなわち、仮想受信アレーの水平方向及び垂直方向の開口長ＤＨ、ＤＶは、３ｄＨ、３ｄＶとなる。
一例として、ｄ＝ｄＨ＝ｄＶとし、開口長Ｄ＝ＤＨ＝ＤＶの仮想受信アレーを用いた際の等振幅ウェイトである、フーリエビームによるビーム幅（フーリエビーム幅）ＢＷは、次式で表される。なお、λは送信側から送信される無線信号（ＲＦ信号）のキャリア周波数の波長を示す。
ＢＷ≒０．７λ／Ｄ［ｒａｄ］
図１Ｃに示す仮想受信アレー（Ｄ＝３ｄ）では、フーリエビーム幅ＢＷ≒０．７λ／３ｄ［ｒａｄ］となる。
例えば、ｄ＝０．５λの場合にはフーリエビーム幅ＢＷ≒０．７／１．５［ｒａｄ］≒３０°であり、ｄ＝０．７λの場合にはフーリエビーム幅ＢＷ≒０．７／２．１［ｒａｄ］≒１９°である。
素子間隔ｄを更に広くすることにより、フーリエビーム幅ＢＷをより狭くすることができる。しかし、素子間隔ｄを広くするほど、メインビームに比較的近い角度においてグレーティングローブが発生し、誤検出が増大してしまう。
例えば、図２Ａは素子間隔ｄ＝０．５λの場合の指向性パターンを示し、図２Ｂは、素子間隔ｄ＝１．３λの場合の指向性パターンを示す。なお、図２Ａ及び図２Ｂでは、メインビームが０°方向に形成されるものとする。
図２Ａに示すように、素子間隔ｄ＝０．５λの場合には、メインビームのフーリエビーム幅ＢＷが３０°程度と比較的広くなる。また、図２Ａでは、グレーティングローブは発生しない。
一方、図２Ｂに示すように、素子間隔ｄ＝１．３λの場合には、メインビームのフーリエビーム幅ＢＷが１０°程度と比較的狭くなるものの、メインビーム（０°方向）から±５０°程度離れた角度にグレーティングローブが発生してしまう。
例えば、図２Ｂにおいて、広角レーダの検知角が±２５°程度以上に広い場合には検知角度範囲内にグレーティングローブが発生することになり、誤検出が増大してしまう。
このように、フーリエビーム幅ＢＷを狭めるために素子間隔ｄを広くすることには制約がある。また、素子間隔ｄを広くする代わりに、アンテナ素子数を増やすことにより開口長Ｄを広くすることも考えられるが、小型化及び低コスト化を考慮すると、仮想受信アレーの開口長Ｄにも制約が生じる。
上記制約の下でフーリエビーム幅ＢＷを狭くするためには（例えば、ＢＷ＝１０°程度）、高分解能を実現するＤＯＡ推定アルゴリズム（例えば、ＭＵＳＩＣ、Ｃａｐｏｎ法等）を用いる必要がある。しかし、この場合、固有値分解又は逆行列演算を行うための演算量が増大してしまう。
本開示に係る一態様は、ＭＩＭＯレーダを用いて垂直方向及び水平方向の２次元でのビーム走査を行う場合に、垂直方向及び水平方向の仮想受信アレーの開口長を最大限拡大する。このような仮想受信アレーを用いることで、少ないアンテナ数による角度分解能の向上を可能とし、レーダ装置の小型化、低コスト化を図る。
以下、本開示の一態様に係る実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。
なお、以下では、レーダ装置において、送信側で、複数の送信アンテナから符号分割多重された異なる送信信号を送出し、受信側で、各送信信号を分離して受信処理を行う構成について説明する。しかし、レーダ装置の構成は、これに限定されず、送信側で、複数の送信アンテナから周波数分割多重された異なる送信信号を送出し、受信側で、各送信信号を分離して受信処理を行う構成でもよい。また、同様に、レーダ装置の構成は、送信側で複数の送信アンテナから時分割多重された送信信号を送出し、受信側で、受信処理を行う構成でもよい。
［実施の形態１］
［レーダ装置の構成］
図３は、本実施の形態に係るレーダ装置１０の構成を示すブロック図である。
レーダ装置１０は、レーダ送信部１００と、レーダ受信部２００と、基準信号生成部３００と、を有する。
レーダ送信部１００は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号に基づいて高周波のレーダ信号（レーダ送信信号）を生成する。そして、レーダ送信部１００は、複数の送信アンテナ１０６−１〜１０６−Ｎｔによって構成される送信アレーアンテナを用いて、レーダ送信信号を所定の送信周期にて送信する。
レーダ受信部２００は、ターゲット（図示せず）により反射したレーダ送信信号である反射波信号を、複数の受信アンテナ２０２−１〜２０２−Ｎａから成る受信アレーアンテナを用いて受信する。レーダ受信部２００は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号を用いて、各アンテナ２０２において受信した反射波信号を信号処理し、ターゲットの有無検出、方向推定などを行う。なお、ターゲットはレーダ装置１０が検出する対象の物体であり、例えば、車両又は人を含む。
基準信号生成部３００は、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００のそれぞれに接続されている。基準信号生成部３００は、基準信号としてのリファレンス信号をレーダ送信部１００及びレーダ受信部２００に共通に供給し、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００の処理を同期させる。
［レーダ送信部１００の構成］
レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１−１〜１０１−Ｎｔと、送信無線部１０５−１〜１０５−Ｎｔと、送信アンテナ１０６−１〜１０６−Ｎｔとを有する。すなわち、レーダ送信部１００は、Ｎｔ個の送信アンテナ１０６を有し、各送信アンテナ１０６は、それぞれ個別のレーダ送信信号生成部１０１及び送信無線部１０５に接続されている。
レーダ送信信号生成部１０１は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、生成したタイミングクロックに基づいてレーダ送信信号を生成する。そして、レーダ送信信号生成部１０１は、所定のレーダ送信周期（Tr）にてレーダ送信信号を繰り返し出力する。レーダ送信信号は、rｚ(k, M)=Iｚ(k, M)+jQｚ(k, M)で表される。ここで、ｚは各送信アンテナ１０６に対応する番号を表し、ｚ＝１，…，Ｎｔである。また、jは虚数単位を表し、kは離散時刻を表し、Mはレーダ送信周期の序数を表す。
各レーダ送信信号生成部１０１は、符号生成部１０２と、変調部１０３と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１０４とから構成される。以下、第ｚ番目（z=1，…，Nt）の送信アンテナ１０６に対応するレーダ送信信号生成部１０１−ｚにおける各構成部について説明する。
具体的には、符号生成部１０２は、レーダ送信周期Tr毎に、符号長Lの符号系列の符号a(z)n（n=1，…，L）（パルス符号）を生成する。各符号生成部１０２−１〜１０２−Ntにおいて生成される符号a(z)n（z=1，…，Nt）には、互いに低相関又は無相関となる符号が用いられる。符号系列としては、例えば、Walsh-Hadamard符号、Ｍ系列符号、Gold符号などが挙げられる。
変調部１０３は、符号生成部１０２から受け取る符号a(z)nに対してパルス変調（振幅変調、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）、パルスシフトキーイング）又は位相変調（Phase Shift Keying）を行い、変調信号をＬＰＦ１０４へ出力する。
ＬＰＦ１０４は、変調部１０３から受け取る変調信号のうち、所定の制限帯域以下の信号成分を、ベースバンドのレーダ送信信号として送信無線部１０５へ出力する。
第ｚ（z=1，…，Nt）番目の送信無線部１０５は、第ｚ番目のレーダ送信信号生成部１０１から出力されるベースバンドのレーダ送信信号に対して周波数変換を施してキャリア周波数（Radio Frequency：RF）帯のレーダ送信信号を生成し、送信増幅器により所定の送信電力Ｐ［ｄＢ］に増幅して第ｚ番目の送信アンテナ１０６へ出力する。
第ｚ（z=1，…，Nt）番目の送信アンテナ１０６は、第ｚ番目の送信無線部１０５から出力されるレーダ送信信号を空間に放射する。
図４は、レーダ送信部１００のＮｔ個の送信アンテナ１０６から送信されるレーダ送信信号を示す。符号送信区間Tw内には符号長Lのパルス符号系列が含まれる。各レーダ送信周期Trのうち、符号送信区間Twの間にパルス符号系列が送信され、残りの区間（Tr-Tw）は無信号区間となる。１つのパルス符号（a(z)n）あたり、No個のサンプルを用いたパルス変調が施されることにより、各符号送信区間Tw内には、Nr（=No×L）個のサンプルの信号が含まれる。すなわち、変調部１０３におけるサンプリングレートは、（No×L）/Twである。また、無信号区間（Tr-Tw）には、Nu個のサンプルが含まれるものとする。
なお、レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１の代わりに、図５に示すレーダ送信信号生成部１０１ａを備えてもよい。レーダ送信信号生成部１０１ａは、図３に示す符号生成部１０２、変調部１０３及びＬＰＦ１０４を有さず、代わりに符号記憶部１１１及びＤＡ変換部１１２を備える。符号記憶部１１１は、符号生成部１０２（図３）において生成される符号系列を予め記憶し、記憶している符号系列を巡回的に順次読み出す。ＤＡ変換部１１２は、符号記憶部１１１から出力される符号系列（デジタル信号）をアナログ信号に変換する。
［レーダ受信部２００の構成］
図３において、レーダ受信部２００は、Na個の受信アンテナ２０２を備え、アレーアンテナを構成する。また、レーダ受信部２００は、Na個のアンテナ系統処理部２０１−１〜２０１−Ｎａと、方向推定部２１４と、を有する。
各受信アンテナ２０２は、ターゲット（物体）に反射したレーダ送信信号である反射波信号を受信し、受信した反射波信号を、対応するアンテナ系統処理部２０１へ受信信号として出力する。
各アンテナ系統処理部２０１は、受信無線部２０３と、信号処理部２０７とを有する。
受信無線部２０３は、増幅部２０４と、周波数変換器２０５と、直交検波器２０６と、を有する。受信無線部２０３は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、生成したタイミングクロックに基づいて動作する。具体的には、増幅器２０４は、受信アンテナ２０２から受け取る受信信号を所定レベルに増幅し、周波数変換器２０５は、高周波帯域の受信信号をベースバンド帯域に周波数変換し、直交検波器２０６は、ベースバンド帯域の受信信号を、I信号及びQ信号を含むベースバンド帯域の受信信号に変換する。
信号処理部２０７は、ＡＤ変換部２０８、２０９と、分離部２１０−１〜２１０−Ｎｔと、を有する。
ＡＤ変換部２０８には、直交検波器２０６からI信号が入力され、ＡＤ変換部２０９には、直交検波器２０６からQ信号が入力される。ＡＤ変換部２０８は、I信号を含むベースバンド信号に対して、離散時間でのサンプリングを行うことにより、I信号をデジタルデータに変換する。ＡＤ変換部２０９は、Q信号を含むベースバンド信号に対して、離散時間でのサンプリングを行うことにより、Q信号をデジタルデータに変換する。
ここで、ＡＤ変換部２０８，２０９のサンプリングでは、レーダ送信信号における１つのサブパルスの時間Tp（=Tw/L）あたり、Ns個の離散サンプルが行われる。すなわち、１サブパルスあたりのオーバーサンプル数はNsとなる。
以下の説明では、I信号Ir(k, M)及びQ信号Qr(k, M)を用いて、ＡＤ変換部２０８，２０９の出力としての第M番目のレーダ送信周期Tr[M]の離散時間kにおけるベースバンドの受信信号を複素数信号x(k, M)＝Ir(k, M)+jQr(k, M)と表す。また、以下では、離散時刻ｋは、レーダ送信周期（Tr）の開始するタイミングを基準（k=1）とし、信号処理部２０７は、レーダ送信周期Tｒが終了する前までのサンプル点であるk=（Nr＋Nu）Ns/Noまで周期的に動作する。すなわち、k＝1,…,（Nr＋Nu）Ns/Noとなる。ここで、ｊは虚数単位である。
信号処理部２０７は、送信アンテナ１０６の個数分の系統数に等しいＮｔ個の分離部２１０を含む。各分離部２１０は、相関演算部２１１と、加算部２１２と、ドップラー周波数解析部２１３と、を有する。以下、第ｚ（z=1,…,Nt）番目の分離部２１０の構成について説明する。
相関演算部２１１は、レーダ送信周期Tr毎に、ＡＤ変換部２０８，２０９から受け取る離散サンプル値Ir(k, M)及びQr(k, M)を含む離散サンプル値x(k, M)と、レーダ送信部１００において送信される符号長Ｌのパルス符号a(z)n（ただし、z=1,…,Nt、n＝1，…，L）との相関演算を行う。例えば、相関演算部２１１は、離散サンプル値x(k, M)と、パルス符号a(z)nとのスライディング相関演算を行う。例えば、第Ｍ番目のレーダ送信周期Tr[M]における離散時刻kのスライディング相関演算の相関演算値AC(z)(k, M)は、次式に基づき算出される。
上式において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子を表す。
相関演算部２１１は、例えば、式（１）に従って、k＝1，…,（Nr＋Nu）Ns/Noの期間に渡って相関演算を行う。
なお、相関演算部２１１は、k＝1，…,（Nr＋Nu）Ns/Noに対して相関演算を行う場合に限定されず、レーダ装置１０の測定対象となるターゲットの存在範囲に応じて、測定レンジ（すなわち、kの範囲）を限定してもよい。これにより、レーダ装置１０では、相関演算部２１１の演算処理量の低減が可能となる。例えば、相関演算部２１１は、k=Ns（L+1），…,（Nr＋Nu）Ns /No-NsLに測定レンジを限定してもよい。この場合、図６に示すように、レーダ装置１０は、符号送信区間Twに相当する時間区間では測定を行わないこととなる。
これにより、レーダ装置１０は、レーダ送信信号がレーダ受信部２００に直接的に回り込むような場合でも、レーダ送信信号が回り込む期間（少なくともτ１未満の期間）では相関演算部２１１による処理が行われないので、回り込みの影響を排除した測定が可能となる。また、測定レンジ（ｋの範囲）を限定する場合、以下で説明する加算部２１２、ドップラー周波数解析部２１３及び方向推定部２１４の処理に対しても、同様に測定レンジ（ｋの範囲）を限定した処理を適用すればよい。これにより、各構成部での処理量を削減でき、レーダ受信部２００における消費電力を低減できる。
加算部２１２は、第M番目のレーダ送信周期Trの離散時刻k毎に相関演算部２１１から受け取る相関演算値AC(z)(k, M)を用いて、所定回数（Np回）のレーダ送信周期Trの期間（Tr×Np）に渡って、相関演算値AC(z)(k, M)を加算（コヒーレント積分）する。期間（Tr×Np）に渡る加算数Npの加算（コヒーレント積分）処理は次式で表される。
ここで、CI(z)(k, m)は相関演算値の加算値（以下、相関加算値と呼ぶこともある）を表し、Npは１以上の整数値であり、ｍは加算部２１２における加算回数Npを１個の単位とした場合における加算回数の序数を示す１以上の整数である。また、z=1,…,Ntである。
加算部２１２は、レーダ送信周期Trを単位として得られた相関演算部２１１の出力を一つの単位として、Np回の加算を行う。つまり、加算部２１２は、相関演算値AC(z)(k, Np(m-1)+1)〜AC(z)（k, Np×m）を一単位として、離散時刻ｋのタイミングをそろえて加算した相関値CI(z)（k, m）を離散時刻ｋ毎に算出する。これにより、加算部２１２は、相関演算値のNp回に渡る加算の効果により、ターゲットからの反射波信号が高い相関を有する範囲において、反射波信号のSNRを向上させることができる。よって、ターゲットの到来距離の推定に関する測定性能を向上させることができる。
なお、理想的な加算利得を得るためには、相関演算値の加算回数Npの加算区間において、相関演算値の位相成分がある程度の範囲で揃う条件が必要である。つまり、加算回数Npは、測定対象となるターゲットの想定最大移動速度に基づいて設定されることが好ましい。これはターゲットの想定最大速度が大きいほど、ターゲットからの反射波に含まれるドップラー周波数の変動量が大きく、高い相関を有する時間期間が短くなるためである。この場合、加算回数Npは小さい値となるため、加算部２１２での加算による利得向上効果が小さくなる。
ドップラー周波数解析部２１３は、離散時刻ｋ毎に得られた加算部２１２のNc個の出力であるCI(z)(k, Nc(w-1)+1)〜CI(z)（k，Nc×w）を一単位として、離散時刻ｋのタイミングをそろえてコヒーレント積分を行う。例えば、ドップラー周波数解析部２１３は、次式に示すように、2Nf個の異なるドップラー周波数fsΔΦに応じた位相変動Φ(fs)＝2πfs（Tr×Np）ΔΦを補正した上で、コヒーレント積分を行う。
ここで、FT_CI(z) Nant(k, fs, w)は、ドップラー周波数解析部２１３における第ｗ番目の出力であり、第Nant番目のアンテナ系統処理部２０１における離散時刻ｋでのドップラー周波数fsΔΦのコヒーレント積分結果を示す。ただし、Nant=1〜Naであり、fs=-Nf+1,…,0,…,Nfであり、k＝１，…, （Nr＋Nu）Ns/Noであり、wは１以上の整数であり、ΔΦは位相回転単位である。
これにより、各アンテナ系統処理部２０１は、離散時刻ｋ毎の2Nf個のドップラー周波数成分に応じたコヒーレント積分結果であるFT_CI(z) Nant(k, -Nf+1,w),…, FT_CI(z) Nant(k, Nf-1, w)を、レーダ送信周期間Tｒの複数回Np×Ncの期間（Tr×Np×Nc）毎に得る。なお、ｊは虚数単位であり、z=1,…,Ntである。
ΔΦ＝1/Ncとした場合、上述したドップラー周波数解析部２１３の処理は、サンプリング間隔Tm＝（Tr×Np）、サンプリング周波数ｆm=1/Tmで加算部２１２の出力を離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理していることと等価である。
また、Nfを２のべき乗の数に設定することで、ドップラー周波数解析部２１３では、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を適用でき、演算処理量を大きく削減できる。この際、Nf>Ncとなる場合には、q＞Ncとなる領域においてCI(z)（k、Nc(w-1)+q）=0とするゼロ埋め処理を行うことで、同様にＦＦＴ処理を適用でき、演算処理量を大きく削減できる。
また、ドップラー周波数解析部２１３において、ＦＦＴ処理を行わずに、上式（３）に示す積和演算を逐次的に演算する処理を行ってもよい。つまり、ドップラー周波数解析部２１３は、離散時刻ｋ毎に得られた加算部２１２のNc個の出力であるCI(z)(k, Nc(w-1)+q+1)に対して、fs=-Nf+1,…,0,…,Nf-1に対応する係数exp[-j2πfsTrNpqΔφ]を生成し、逐次的に積和演算処理してもよい。ここで、q＝0〜Nc−１である。
なお、以下の説明では、Na個のアンテナ系統処理部２０１の各々において同様の処理を施して得られた第ｗ番目の出力FT_CI(z) 1(k, fs, w), FT_CI(z) 2(k, fs, w),…, FT_CI(z) Na(k, fs, w)をまとめたものを、次式のように仮想受信アレー相関ベクトルｈ（k, fs, w）として表記する。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（k, fs, w）は、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積であるNt×Na個の要素を含む。仮想受信アレー相関ベクトルh（k, fs, w）は、後述する、ターゲットからの反射波信号に対して受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定を行う処理の説明に用いる。ここで、z=1,…,Ntであり、b＝１, …, Naである。
以上、信号処理部２０７の各構成部における処理について説明した。
方向推定部２１４は、アンテナ系統処理部２０１−１〜２０１−Ｎａから出力されるｗ番目のドップラー周波数解析部２１３の仮想受信アレー相関ベクトルh（k, fs, w）に対してアレー補正値h_cal[y]を用いてアンテナ系統処理部２０１間の位相偏差及び振幅偏差を補正した仮想受信アレー相関ベクトルh_after_cal（k, fs, w）を算出する。仮想受信アレー相関ベクトルh_after_cal（k, fs, w）は次式で表される。なお、y＝1,…,(Nt×Na)である。
そして、方向推定部２１４は、仮想受信アレー相関ベクトルh_after_cal（k, fs, w）を用いて、受信アンテナ２０２間の反射波信号の位相差に基づいて、水平方向及び垂直方向の方向推定処理を行う。方位推定部２１４は、方向推定評価関数値P(θ, φ，k, fs, w）における方位方向θ及び仰角方向Φを所定の角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出し、算出した空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向及び仰角方向を到来方向推定値とする。
なお、評価関数値P(θ, φ，k, fs, w）は、到来方向推定アルゴリズムによって各種のものがある。例えば参考非特許文献１に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。
（参考非特許文献１）Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28 , Issue: 1 Publication Year: 1992 , Page(s): 64 - 79
例えばビームフォーマ法は次式のように表すことができる。他にも、Capon, MUSICといった手法も同様に適用可能である。
ここで、上付き添え字Ｈはエルミート転置演算子である。また、a(θu, φv)は、方位方向θu、仰角方向φvの到来波に対する仮想受信アレーの方向ベクトルを示す。
以上のように、方向推定部２１４は、算出された第ｗ番目の到来方向推定値、離散時刻ｋ、ドップラー周波数fsΔΦ及び角度θuを、レーダ測位結果として出力する。
ここで、方向ベクトルa(θu, φv)は、方位θu方向及び仰角方向φvからレーダ送信信号に対する反射波が到来した場合の仮想受信アレーの複素応答を要素とした（Nt×Na）次の列ベクトルである。仮想受信アレーの複素応答a（θu, φv）は、アンテナ間の素子間隔によって幾何光学的に算出される位相差を表す。
また、θuは到来方向推定を行う方位範囲内を所定の方位間隔β1で変化させたものである。例えば、θuは以下のように設定される。
θu＝θmin + uβ1、u=0,…, NU
NU=floor[(θmax-θmin)/β1]+1
ここでfloor（ｘ）は、実数ｘを超えない最大の整数値を返す関数である。
また、φvは到来方向推定を行う仰角範囲内を所定の仰角間隔β2で変化させたものである。例えば、φvは以下のように設定される。
φv＝φmin + vβ2、v=0,…, NV
NV=floor[(φmax-φmin)/β2]+1
なお、本実施の形態では、後述する仮想受信アレー配置VA#1,…, VA#(Nt×Na)に基づいて仮想受信アレーの方向ベクトルが予め算出されているものとする。仮想受信アレーの方向ベクトルの要素は、後述する仮想受信アレー配置番号順VA#1,…, VA#(Nt×Na)にアンテナ間の素子間隔で幾何光学的に算出される位相差を表す。
また、上述した時刻情報ｋは、距離情報に変換して出力されてもよい。時刻情報ｋを距離情報R(k)に変換する際には次式を用いればよい。ここで、Twは符号送信区間を表し、Lはパルス符号長を表し、C0は光速度を表す。
また、ドップラー周波数情報（fsΔΦ）は相対速度成分に変換して出力されてもよい。ドップラー周波数fsΔΦを相対速度成分vd(fs)に変換する際には次式を用いて変換することができる。ここで、λは送信無線部１０５から出力されるRF信号のキャリア周波数の波長である。
［レーダ装置１０におけるアンテナ配置］
以上の構成を有するレーダ装置１０におけるＮｔ個の送信アンテナ１０６及びＮａ個の受信アンテナ２０２の配置について説明する。
図７Ａは、送信アンテナ１０６の配置例を示し、図７Ｂは、受信アンテナ２０２の配置例を示す。また、図７Ｃは、図７Ａ及び図７Ｂに示すアンテナ配置によって得られる仮想受信アレーの配置を示す。
ここでは、送信アンテナ１０６の個数Ｎｔ＝５個とし、受信アンテナ２０２の個数Ｎａ＝４個とする。また、５個の送信アンテナ１０６をTx#1〜Tx#5で表し、４個の受信アンテナ２０２をRx#1〜Rx#4で表す。
また、図７Ａ〜図７Ｃにおいて、ｄＨは受信アンテナ２０２の水平方向の素子間隔を示し、ｄＶは受信アンテナ２０２の垂直方向の素子間隔を示す。また、図７Ａでは、送信アンテナ１０６の水平方向及び垂直方向の素子間隔は、それぞれ、３ｄＨ、２ｄＶとする。
図７Ａにおいて、送信アンテナTx#1〜Tx#5の配置はＬ字を１８０°回転させた配置であり、図７Ｂにおいて、受信アンテナRx#1〜Rx#4の配置はＴ字を１８０°回転させた配置である。
図７Ａ及び図７Ｂに示すアンテナ配置によって、図７Ｃに示す仮想受信アレーの配置は以下のような特徴を有する。
（１）水平方向に素子間隔ｄＨで並んだ３つの受信アンテナRx#1，Rx#2，Rx3と、水平方向に素子間隔３ｄＨで並んだ３つの送信アンテナTx#1, Tx#2, Tx#3との水平位置関係から、仮想受信アレーは、水平方向に素子間隔ｄＨで直線上に並んだ９個の仮想受信アンテナを含む（図７Ｃに示す直線で囲まれた、VA#1, VA#6, VA#11, VA#2, VA#7, VA#12, VA#3, VA#8, VA#13）。
（２）垂直方向に素子間隔ｄｖで並んだ２つの受信アンテナRx#2, Rx#4と、垂直方向に素子間隔２ｄｖで並んだ３つの送信アンテナTx#3, Tx#4, Tx#5との垂直位置関係から、仮想受信アレーは、垂直方向に素子間隔ｄｖで直線上に並んだ６個の仮想受信アンテナを含む（図７Ｃに示す破線で囲まれた、VA#18, VA#8, VA#19, VA#9, VA#20, VA#10）。
すなわち、Ｎｔ個の送信アンテナ１０６、及び、Ｎａ個の受信アンテナ２０２の各々において、水平方向及び垂直方向の双方において直線上に配置されるアンテナ素子数が最大となるように各アンテナ素子が配置される。
換言すると、Ｎｔ個の送信アンテナ１０６及びＮａ個の受信アンテナ２０２の各々は、水平方向において所定間隔（３ｄＨ、又はｄＨ）で直線上に配置されるアンテナの最大数と、垂直方向において所定間隔（２ｄＶ、又はｄＶ）で直線上に配置されるアンテナの最大数との積（つまり、仮想受信アレーの開口面の面積に相当）が最大となるように配置される。
例えば、５個の送信アンテナ１０６において、水平方向及び垂直方向の双方において直線上に配置されるアンテナ素子数が最大となるのは、水平方向及び垂直方向にそれぞれ直線に３個ずつ並べられる場合である（図７ＡではＬ字型）。
換言すると、Ｎｔ個（図７ＡではＮｔ＝５）の送信アンテナ１０６は、第１の間隔（図７Ａでは間隔３ｄＨ）によって直線上に配置されるＮｔ１個（Ｎｔ＞Ｎｔ１を満たす整数。図７ＡではＮｔ１＝３個）の送信アンテナ１０６と、Ｎｔ１個の送信アンテナ１０６と直交する方向（図７Ａでは垂直方向）に第２の間隔（図７Ａでは間隔２ｄＶ）によって直線上に配置される（Ｎｔ＋１−Ｎｔ１）個（図７Ａでは３個）の送信アンテナ１０６と、を含む。ここで、Ｎｔ１は、Ｎｔ１×（Ｎｔ＋１−Ｎｔ１）が最大となる値である。
同様に、例えば、４個の受信アンテナ２０２において、水平方向及び垂直方向の双方において直線上に配置されるアンテナ素子数が最大となるのは、水平方向及び垂直方向の何れか一方が直線に３個並べられ、他方が直線に２個並べられる場合である（図７Ｂでは水平方向に３個、垂直方向に２個のＴ字型）。
Ｎａ個（図７ＢではＮａ＝４）の受信アンテナ２０２は、第３の間隔（図７Ｂでは間隔ｄＨ）によって直線上に配置されるＮａ１個（Ｎａ＞Ｎａ１を満たす整数。図７ＢではＮａ１＝３個）の受信アンテナ２０２と、Ｎａ１個の受信アンテナ２０２と直交する方向に第４の間隔（図７Ｂでは間隔ｄＶ）によって直線上に配置される（Ｎａ＋１−Ｎａ１）個（図７Ｂでは２個）の受信アンテナ２０２と、を含む。ここで、Ｎａ１は、Ｎａ１×（Ｎａ＋１−Ｎａ１）が最大となる値である。
これにより、図７Ｃに示す仮想受信アレーの水平方向及び垂直方向の開口長ＤＨ、ＤＶは、８ｄＨ、５ｄＶとなる。
このように、仮想受信アレーにおいて、水平方向における送信アンテナ１０６と受信アンテナ２０２との関係から直線上に配置される仮想受信アンテナVAの数（直線アレーの素子数）、及び、垂直方向における送信アンテナ１０６と受信アンテナ２０２との関係から直線上に配置される仮想受信アンテナ（VA）の数（直線アレーの素子数）を最大化した配置が可能となる。これにより、仮想受信アレーの水平方向の開口長ＤＨ（図７Ｃでは８ｄＨ）及び垂直方向の開口長ＤＶ（図７Ｃでは５ｄＶ）によって構成される開口面を最大化する効果を有する。
ここで、図７Ｃに示す仮想受信アレーにおいて、等振幅ウェイトであるフーリエビーム走査によってビーム幅ＢＷＨ＝10°を実現する場合について説明する。
例えば、開口長Ｄの仮想受信アレーを用いた際の等振幅ウェイトである、フーリエビームによるビーム幅（フーリエビーム幅）ＢＷ≒０．７λ／Ｄ［ｒａｄ］となる。すなわち、ビーム幅ＢＷＨ＝10°（＝10π/180[rad]）を得るためには、式（１０）に示すように開口長Ｄ＝４λとなればよい。
ＢＷＨ≒0.7λ/D =10π/180 ∴D=4λ （１０）
よって、式（１１）に示すように、水平方向の開口長ＤＨは、８ｄＨ＝４λを満たす素子間隔ｄＨ＝０．５λとなる。また、式（１２）に示すように、垂直方向の開口長ＤＶは、５ｄＨ＝４λを満たす素子間隔ｄＶ＝０．８λとなる。
dH=4λ/(9-1)=0.5λ （１１）
dV=4λ/(6-1)=0.8λ （１２）
式（１１）及び式（１２）に示すように、水平方向の素子間隔dH及び垂直方向の素子間隔dvは、波長λよりも小さく設定可能となる。よって、グレーティングローブの発生は、メインビームから比較的離れた角度方向（±75°程度）となり、広角レーダの検知角度外にグレーティングローブが発生することになり、誤検出の増大を防ぐことができる。
図８Ａは水平方向の素子間隔ｄＨ＝０．５λの場合の水平方向における指向性パターンを示し、図８Ｂは、垂直方向の素子間隔ｄＶ＝０．８λの場合の垂直方向における指向性パターンを示す。なお、図８Ａ及び図８Ｂでは、メインビームが０°方向に形成されるものとする。
図８Ａ及び図８Ｂに示すように、水平方向及び垂直方向の何れにおいてもメインビームのフーリエビーム幅ＢＷが１０°程度と比較的狭くなり、かつ、グレーティングローブが発生していないことが分かる。
以上のように、送信アンテナ数５個、受信アンテナ数４個という比較的少ないアンテナ素子数において、図７Ａ及び図７Ｂに示すアレー配置を用いることで、仮想受信アレーの水平方向及び垂直方向によって構成される開口面を最大化することができる。
つまり、本実施の形態によれば、ＭＩＭＯレーダを用いて垂直方向及び水平方向の２次元でのビーム走査を行う場合に、垂直方向及び水平方向の仮想受信アレーの開口長を最大限拡大することができる。
また、受信アンテナ１０６における水平方向及び垂直方向の双方の素子間隔（ｄＨ、ｄＶ）を１λ以下とし、フーリエビーム幅ＢＷ＝10°程度の高分解能を、等振幅ウェイトであるフーリエビーム走査で実現することができる。すなわち、高分解能を実現可能な到来方向推定アルゴリズムを適用することなく、水平方向及び垂直方向の高分解能化を低演算量で実現することができる。
このようにして、本実施の形態によれば、このような仮想受信アレーを用いることで、少ないアンテナ数による角度分解能の向上を可能とし、レーダ装置１０の小型化、低コスト化を図ることができる。
また、図７Ｃに示す仮想受信アレーでは、水平方向における直線アレーのアンテナ数は９アンテナである一方、垂直方向における直線アレーのアンテナ数は６アンテナである。これに対して、式（１１）及び式（１２）に示す一例では、水平方向の素子ｄＨは０．５λであり、垂直方向の素子ｄＶは０．８λである。
つまり、仮想受信アレーの垂直方向の直線アレーのアンテナ数（つまり、垂直方向において直線上に配置される送信アンテナ１０６の最大数（図７Ａでは３個）と、垂直方向において直線上に配置される受信アンテナ２０２の最大数（図７Ｂでは２個）との積（図７Ａ及び図７Ｂでは６個）が、仮想受信アレーの水平方向の直線アレーのアンテナ数（つまり、水平方向において直線上に配置される送信アンテナ１０６の最大数（図７Ａでは３個）と、水平方向において直線上に配置される受信アンテナ２０２の最大数（図７Ｂでは３個）との積（図７Ａ及び図７Ｂでは９個）よりも少ない場合、垂直方向の素子間隔ｄＶは、水平方向の素子間隔ｄＶよりも広く設定される。
垂直方向の素子間隔dVを水平方向の素子間隔dHよりも広くすることにより、水平方向の開口長ＤＨ（＝４λ）及び垂直方向の開口長ＤＶ（＝４λ）の差を少なくし（図７Ｃでは０）、垂直方向及び水平方向の角度分解能の違いを吸収することができる。
なお、図７Ａ及び図７Ｂにおいて、送信アンテナTx#1〜Tx#5と、受信アンテナRx#1〜Rx#4との間隔は、仮想受信アレーの配置には影響しない。ただし、送信アンテナと受信アンテナとが近接することにより送受信アンテナ間の結合度が高まるので、送信アンテナと受信アンテナとは、許容されるアンテナサイズ内においてできるだけ離す配置の方がより好適である。このことは、後述する他のアンテナ配置においても同様である。
また、図７Ａ及び図７Ｂでは、一例として、送信アンテナを５素子、受信アンテナを４素子とした場合のアンテナ配置を示した。しかし、図７Ａに示す送信アンテナ配置を受信アンテナ配置とし、図７Ｂに示す受信アンテナ配置を、送信アンテナ配置とした場合でも、図７Ｃに示す仮想受信アレーの配置と同様な構成が得られ、同様な効果を得ることができる。このことは、後述する他のアンテナ配置においても同様である。
（バリエーション１）
送信アンテナを５素子、受信アンテナを４素子とした場合のアンテナ配置は、図７Ａ及び図７Ｂに示すアンテナ配置に限らず、例えば、図９Ａ及び図９Ｂに示すアンテナ配置でもよい。
図９Ａにおいて、送信アンテナTx#1〜Tx#5の配置は図７Ａと同様、Ｌ字を１８０°回転させた配置である。一方、図９Ｂにおいて、受信アンテナRx#1〜Rx#4の配置はＬ字配置である。
図９Ａ及び図９Ｂに示すアンテナ配置によって、図９Ｃに示す仮想受信アレーの配置は以下のような特徴を有する。
（１）水平方向に素子間隔ｄＨで並んだ３つの受信アンテナRx#1，Rx#2，Rx3と、水平方向に素子間隔３ｄＨで並んだ３つの送信アンテナTx#1, Tx#2, Tx#3との水平位置関係から、仮想受信アレーは、水平方向に素子間隔ｄＨで直線上に並んだ９個の仮想受信アンテナを含む（図９Ｃに示す直線で囲まれた、VA#1, VA#6, VA#11, VA#2, VA#7, VA#12, VA#3, VA#8, VA#13）。
（２）垂直方向に素子間隔ｄｖで並んだ２つの受信アンテナRx#1, Rx#4と、垂直方向に素子間隔２ｄｖで並んだ３つの送信アンテナTx#3, Tx#4, Tx#5との垂直位置関係から、仮想受信アレーは、垂直方向に素子間隔ｄｖで直線上に並んだ６個の仮想受信アンテナを含む（図９Ｃに示す破線で囲まれた、VA#18, VA#3, VA#19, VA#4, VA#20, VA#5）。
このように、図９Ａでは、図７Ａと同様、５個の送信アンテナ１０６において、水平方向及び垂直方向の双方において直線上に配置されるアンテナ素子数が最大となるのは、水平方向及び垂直方向にそれぞれ直線に３個ずつ並べられる場合である（図９ＡではＬ字型）。
また、図９Ｂでは、４個の受信アンテナ２０２において、水平方向及び垂直方向の双方において直線上に配置されるアンテナ素子数が最大となるのは、水平方向及び垂直方向の何れか一方が直線に３個並べられ、他方が直線に２個並べられる（図９Ｂでは水平方向に３個、垂直方向に２個のＬ字型）。
こうすることで、仮想受信アレーにおいて、水平方向の直線アレーの仮想受信アンテナ数、及び、垂直方向の直線アレーの仮想受信アンテナ数を最大化した配置が可能となる。よって、仮想受信アレーの水平方向の開口長ＤＨ（図７Ｃでは８ｄＨ）及び垂直方向の開口長ＤＶ（図７Ｃでは５ｄＶ）によって構成される開口面を最大化する効果を有する。
（バリエーション２）
送信アンテナ１０６を５素子、受信アンテナ２０２を４素子とした場合のアンテナ配置は、図７Ａ、図７Ｂ及び図９Ａ、図９Ｂに示すアンテナ配置に限らない。
例えば、図１０Ａ〜図１０Ｈに示すように、送信アンテナ１０６の配置をＬ字型（図１０Ａ、図１０Ｅ）／Ｔ字型（図１０Ｂ、図１０Ｆ）／横Ｔ字型（図１０Ｃ、図１０Ｇ）／十字型（図１０Ｄ、図１０Ｈ）の何れかの配置とし、受信アンテナ２０２の配置をＴ字型（図１０Ａ〜図１０Ｄ）／Ｌ字型（図１０Ｅ〜図１０Ｈ）の何れかの配置とした組み合わせでもよい。
図１０Ａ〜図１０Ｈに示すアンテナ配置でも、仮想受信アレーにおいて、水平方向の直線アレーの仮想受信アンテナ数、及び、垂直方向の直線アレーの仮想受信アンテナ数を最大化した配置が可能となる。よって、仮想受信アレーの水平方向の開口長ＤＨ（８ｄＨ）及び垂直方向の開口長ＤＶ（５ｄＶ）によって構成される開口面を最大化する効果を有する。
また、図１０Ａ〜図１０Ｈに示すアンテナ配置において、Ｌ字型／Ｔ字型の配置を上下反転させた配置、又は、横Ｔ字型の配置を左右反転させた配置でもよい（図示せず）。
例えば、レーダ装置１０の小型化のために送受信アンテナ面積に制約がある場合には、送信アンテナ１０６間、及び、受信アンテナ２０２間の分離度がより高い配置である、送信アンテナ１０６がＬ字型の配置（例えば、図１０Ａ、図１０Ｅ）がより好適である。
（バリエーション３）
送信アンテナ１０６の個数Ｎｔは５素子以外の値でもよく、受信アンテナ２０２の個数Ｎａは４素子以外の値でもよい。
一例として、図１１Ａ〜図１１Ｄは、送信アンテナ１０６を４素子、受信アンテナ２０２を４素子とした場合のアンテナ配置を示す。送信アンテナ１０６の配置は、Ｌ字型／Ｔ字型／横Ｔ字型の何れかの配置であり、受信アンテナ２０２の配置は、Ｔ字型／Ｌ字型の何れかの配置である。
他の例として、図１２Ａ〜図１２Ｐは、送信アンテナ１０６を５素子、受信アンテナ２０２を５素子とした場合のアンテナ配置を示す。送信アンテナ１０６の配置は、Ｌ字型／Ｔ字型／横Ｔ字型／十字型の何れかの配置であり、受信アンテナ２０２の配置は、Ｌ字型／Ｔ字型／横Ｔ字型／十字型の何れかの配置である。
他の例として、図１３Ａ〜図１３Ｄは、送信アンテナ１０６を５素子、受信アンテナ２０２を３素子とした場合のアンテナ配置を示す。送信アンテナ１０６の配置は、Ｌ字型／Ｔ字型／横Ｔ字型／十字型の何れかの配置であり、受信アンテナ２０２の配置は、Ｌ字型配置である。
他の例として、図１４Ａ〜図１４Ｄは、送信アンテナ１０６を３素子、受信アンテナ２０２を５素子とした場合のアンテナ配置を示す。送信アンテナ１０６の配置は、Ｌ字型配置であり、受信アンテナ２０２の配置は、Ｌ字型／Ｔ字型／横Ｔ字型／十字型の何れかの配置である。
図１１〜図１４の各図に示すアンテナ配置でも、仮想受信アレーにおいて、水平方向の直線アレーの仮想受信アンテナ数、及び、垂直方向の直線アレーの仮想受信アンテナ数を最大化した配置が可能となる。よって、仮想受信アレーの水平方向の開口長ＤＨ及び垂直方向の開口長ＤＶによって構成される開口面を最大化する効果を有する。
なお、図１１〜図１４の各図に示すアンテナ配置において、Ｌ字型／Ｔ字型の配置を上下反転させた配置、又は、横Ｔ字型の配置を左右反転させた配置でもよい（図示せず）。
［実施の形態２］
実施の形態１に係るレーダ装置１０（図３）において、方向推定部２１４は、所定の角度範囲内において、所定の角度間隔で方位方向θu及び仰角方向φvを可変にして方向推定評価関数Ｐ（θu、φv、ｋ、ｆｓ、ｗ）を算出する必要がある。
例えば、方位方向θuがNU＋１個の角度刻みを含み、仰角方向ΦvがNV＋１個の角度刻みを含む場合、方位推定部２１４は、方向推定評価関数値Ｐ（θu、φv、ｋ、ｆｓ、ｗ）を、（NU＋１）×（NV＋１）回算出する必要がある。方位推定評価関数Ｐ（θu、φv、ｋ、ｆｓ、ｗ）の算出に要する演算量は、角度範囲が広くなるほど膨大となる。
そこで、本実施の形態では、水平方向及び垂直方向の２次元の到来角推定処理に要する演算量を削減させる方法について説明する。
なお、本実施の形態に係るレーダ装置は、実施の形態１に係るレーダ装置１０と基本構成が共通するので、図３を援用して説明する。ただし、本実施の形態に係るレーダ装置１０における方向推定処理が、実施の形態１の方向推定部２１４の処理と異なるので、以下では、方向推定部の符号を「２１４ａ」とする。
図１５は、本実施の形態に係るレーダ装置１０の方向推定部２１４ａの内部構成を示すブロック図である。
方向推定部２１４ａは、アンテナ間偏差補正部２５１、水平方向成分抽出部２５２、垂直方向成分抽出部２５３、方位推定部２５４、仰角推定部２５５及び統合処理部２５６から構成される。
アンテナ間偏差補正部２５１は、アンテナ系統処理部２０１−１〜２０１−Ｎａから出力されるｗ（w=1,…,Nt）番目のドップラー周波数解析部２１３の仮想受信アレー相関ベクトルh（ｋ、fs, w）に対して、送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値h_cal[y]を乗算することにより、アンテナ間偏差を補正した仮想受信アレー相関ベクトルｈ_after_cal（ｋ、fs, w）を算出する。仮想受信アレー相関ベクトルh_after_cal（k, fs, w）は次式で表される。なお、y＝1,…,(Nt×Na)である。
水平方向成分抽出部２５２は、アンテナ間偏差補正部２５１においてアンテナ間偏差を補正した仮想受信アレー相関ベクトルｈ_after_cal（ｋ、fs, w）に基づいて、以下の処理を行う。
すなわち、水平方向成分抽出部２５２は、アンテナ間偏差を補正した仮想受信アレー相関ベクトルｈ_after_cal（ｋ、fs, w）に含まれる、送信アンテナ１０６の個数Ntと受信アンテナ２０２の個数Naとの積であるNt×Na個の要素（VA#1,…, VA#(Nt×Na)）から、仮想受信アレー上で水平方向に最長となる直線アレー（例えば、図７Ｃ及び図９Ｃに示す直線で囲まれた部分）を構成する仮想水平方向直線アレーの要素を抽出する。水平方向成分抽出部２５２は、抽出した仮想水平方向直線アレーの要素から成る仮想水平方向直線アレー相関ベクトルｈLH（ｋ、fs, w）を方位推定部２５４へ出力する。
ここで、Ｎｔ個の送信アンテナ１０６のアンテナ配置において、Nth個（ただし、Nt>Nth）の水平方向に直線上に並んで配置されたアンテナの番号が、左からTx#P1, Tx#P2, …, Tx#PNthであるとする。また、Ｎａ個の受信アンテナ２０２のアンテナ配置において、Nah個（ただし、Na>Nah）の水平方向に直線上に並んで配置されたアンテナの番号が左から、Rx#Q1,Rx#Q2, …, Rx#QNahであるとする。
この場合、仮想水平方向直線アレー相関ベクトルｈLH（ｋ、fs, w）には、次式に示すNth×Nah個の要素が含まれる。
VA#((Q1-1)Nt+P1), VA#((Q2-1)Nt+P1),…, VA#((QNah-1)Nt+ P1),
VA#((Q1-1)Nt+P2), VA#((Q2-1)Nt+P2), …,VA#((QNah-1)Nt+ P2),…,
VA#((Q1-1)Nt+PNth), VA#((Q2 -1)Nt+ PNth), …,VA#((QNah -1)Nt+ PNth)
(（１４）
例えば、図７Ａ、図７Ｂ又は図９Ａ、図９Ｂに示すアンテナ配置では、P1, P2, P3がそれぞれ1, 2, 3であり、Q1, Q2, Q3がそれぞれ1, 2, 3であるので、仮想水平方向直線アレー相関ベクトルｈLH（ｋ、fs, w）には、VA#1，VA#6，VA#11，VA#2，VA#7，VA#12，VA#3，VA#8，VA#13の要素が含まれる。
このように、水平方向成分抽出部２５２は、複数の受信アンテナ２０２−１〜２０２−Ｎａの各々で受信された反射波信号に対する、複数の送信アンテナ１０６−１〜１０６−Ｎｔの各々から送信されたレーダ送信信号についてのドップラー周波数解析処理の出力（ｈ_after_cal（ｋ、fs, w））から、仮想受信アレー（素子数：Ｎｔ×Ｎａ）における、水平方向に直線上に配置される送信アンテナ１０６の最大数Nthと水平方向に直線上に配置される受信アンテナ２０２の最大数Nahとの積と同数の、水平方向に直線上に配置される仮想アンテナ素子の成分を抽出する。
垂直方向成分抽出部２５３は、アンテナ間偏差補正部２５１においてアンテナ間偏差を補正した仮想受信アレー相関ベクトルｈ_after_cal（ｋ、fs, w）に基づいて以下の処理を行う。
すなわち、垂直方向成分抽出部２５３は、アンテナ間偏差を補正した仮想受信アレー相関ベクトルｈ_after_cal（ｋ、fs, w）に含まれる、送信アンテナ１０６の個数数Ntと受信アンテナ２０２の個数Naとの積であるNt×Na個の要素（VA#1,…, VA#(Nt×Na)）から、仮想受信アレー上で垂直方向に最長となる直線アレー（例えば、図７Ｃ及び図９Ｃに示す破線で囲まれた部分）を構成する仮想垂直方向直線アレーの要素を抽出する。垂直方向成分抽出部２５３は、抽出した仮想垂直方向直線アレーの要素から成る仮想垂直方向直線アレー相関ベクトルｈLV（ｋ、fs, w）を仰角推定部２５５へ出力する。
ここで、Ｎｔ個の送信アンテナ１０６のアンテナ配置において、Ntv個（ただし、Nt>Ntv）の垂直方向に直線上に並んで配置されたアンテナの番号が、上からTx#R1, Tx#R2, …, Tx#RNｔｖであるとする。また、Ｎａ個の受信アンテナ２０２のアンテナ配置において、Nav個（ただし、Na>Nav）の垂直方向に直線上に並んで配置されたアンテナの番号が、上からRx#S1,Rx#S2, …, Rx#SNavであるとする。
この場合、仮想垂直方向直線アレー相関ベクトルｈLV（ｋ、fs, w）には、次式に示すNtv×Navv個の要素が含まれる。
VA#((S1-1)Nt+R1), VA#((S2-1)Nt+R1),…, VA#((SNav-1)Nt+ R1),
VA#((S1-1)Nt+R2), VA#((S2-1)Nt+R2), …,VA#((SNav-1)Nt+ R2),…,
VA#((S1 -1)Nt+RNtv), VA#((S2 -1)Nt+ RNtv), …,VA#((SNav -1)Nt+ RNtv)
（１５）
例えば、図７Ａ及び図７Ｂに示すアンテナ配置では、R1, R2, R3がそれぞれ3, 4, 5であり、S1, S2がそれぞれ4, 2であるので、仮想垂直方向直線アレー相関ベクトルｈLV（ｋ、fs, w）には、VA#18，VA#8，VA#19，VA#9，VA#20，VA#10の要素が含まれる。
同様に、図９Ａ及び図９Ｂに示すアンテナ配置では、R1, R2, R3がそれぞれ3, 4, 5であり、S1, S2がそれぞれ4, 1であるので、仮想垂直方向直線アレー相関ベクトルｈLV（ｋ、fs, w）には、VA#18，VA#3，VA#19，VA#4，VA#20，VA#5の要素が含まれる。
このように、垂直方向成分抽出部２５３は、複数の受信アンテナ２０２−１〜２０２−Ｎａの各々で受信された反射波信号に対する、複数の送信アンテナ１０６−１〜１０６−Ｎｔの各々から送信されたレーダ送信信号についてのドップラー周波数解析処理の出力（ｈ_after_cal（ｋ、fs, w））から、仮想受信アレー（素子数：Ｎｔ×Ｎａ）における、垂直方向に直線上に配置される送信アンテナ１０６の最大数Ntvと垂直方向に直線上に配置される受信アンテナ２０２の最大数Navとの積と同数の、垂直方向に直線上に配置される仮想アンテナ素子の成分を抽出する。
方位推定部２５４は、水平方向成分抽出部２５２から出力される仮想水平方向直線アレー相関ベクトルｈLH（ｋ、fs, w）を用いて、方位推定評価関数値ＰH（θ、ｋ、ｆｓ、ｗ）における方位方向θを所定の角度範囲内で可変して空間プロファイルを算出し、空間プロファイルの極大ピークを大きい順に、所定数Nph個抽出する。
そして、方位推定部２５４は、所定数Nph個の極大ピークの方位方向θpeak(1) （ｋ、fs, w）, θpeak(2) （ｋ、fs, w）,…,θpeak(Nph) （ｋ、fs, w）を、方位方向の到来方向推定値（到来方向の候補）として統合処理部２５６へ出力する。
なお、方位推定評価関数値ＰH（θu、ｋ、ｆｓ、ｗ）は、到来方向推定アルゴリズムによって各種のものがある。例えば上述した参考非特許文献１に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。例えばフーリエ・ビームフォーマ法は次式のように表すことができる。他にも、Capon, MUSICといった手法も同様に適用可能である。
ここで上付き添え字Ｈはエルミート転置演算子である。また、a_LH（θu）は方位方向θuの到来波に対する仮想受信アレーの方向ベクトルを示す。
仮想水平方向直線アレーの方向ベクトルa_LH（θu）は、θu方向からレーダ送信信号に対する反射波が到来した場合の仮想受信アレーの複素応答を要素とした（Nth×Nah）次の列ベクトルである。仮想受信アレーの複素応答a_LH（θu）は、アンテナ間の素子間隔によって幾何光学的に算出される位相差を表す。
例えば、アレーアンテナの素子間隔が図１６に示すように直線上に等間隔ｄHで配置されている場合、方向ベクトルa_LH（θu）は次式のように表すことができる。
ここで、θuは到来方向推定を行う方位範囲内を所定の方位間隔βHで変化させたものである。例えば、θuは以下のように設定される。
θu＝θmin + uβH。u=0,…, NU
NU=floor[(θmax-θmin)/ βH ] +1
ここでflooｒ（ｘ）は、実数ｘを超えない最大の整数値を返す関数である。
なお、本実施の形態では、仮想水平方向直線アレー配置に基づいて方向ベクトルa_LH（θu）が予め算出されているものとする。
図１７は、方位推定部２５４における方位推定結果の一例を示す。図１７では、方位推定部２５４において使用するフーリエ・ビームフォーマ法（Fourier）の他に、Capon、MUSICを用いた例を示す。
図１７に示すように、方位推定部２５４は、フーリエ・ビームフォーマ法（Fourier）の方位推定結果において、いくつかの極大ピークのうち、大きい順に２つ（Nph＝２）のピーク方向（０°及び−１０°）を、方位方向の到来方向推定値θpeak(1)（ｋ、fs, w）, θpeak(2)（ｋ、fs, w）として出力している。
また、図１７において、上記方位方向の到来方向推定値θpeak(1)（ｋ、fs, w）, θpeak(2)（ｋ、fs, w）として出力されたピーク方向（０°及び−１０°）は、Capon、MUSICを用いた場合のピーク方向と一致している。
仰角推定部２５５は、垂直方向成分抽出部２５３から出力される仮想垂直方向直線アレー相関ベクトルｈLV（ｋ、fs, w）を用いて、仰角推定評価関数値ＰV（φ、ｋ、ｆｓ、ｗ）における仰角方向φを所定の角度範囲内で可変して空間プロファイルを算出し、空間プロファイルの極大ピークを大きい順に、所定数Npv個抽出する。
そして、仰角推定部２５５は、所定数Npv個の極大ピークの仰角方向Φpeak(1)（ｋ、fs, w）, Φpeak(2)（ｋ、fs, w）,…,Φpeak(Npv)（ｋ、fs, w）を、仰角方向の到来方向推定値（到来方向の候補）として統合処理部２５６へ出力する。
なお、仰角推定評価関数値ＰV（φｖ、ｋ、ｆｓ、ｗ）は、到来方向推定アルゴリズムによって各種のものがある。例えば上述した参考非特許文献１に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。例えばフーリエ・ビームフォーマ法は次式のように表すことができる。他にも、Capon, MUSICといった手法も同様に適用可能である。
ここで上付き添え字Ｈはエルミート転置演算子である。また、a_LV（φｖ）は仰角方向φｖの到来波に対する仮想受信アレーの方向ベクトルを示す。
仮想垂直方向直線アレーの方向ベクトルa_LV（φｖ）は、φｖ方向からレーダ送信信号に対する反射波が到来した場合の仮想受信アレーの複素応答を要素とした（Ntv×Nav）次の列ベクトルである。仮想受信アレーの複素応答a_LV（φｖ）は、アンテナ間の素子間隔で幾何光学的に算出される位相差を表す。
例えば、アレーアンテナの素子間隔が図１８に示すように直線上に等間隔ｄVで配置されている場合、方向ベクトルa_LV（φｖ）は次式のように表すことができる。
ここで、φｖは到来方向推定を行う仰角範囲内を所定の仰角間隔βVで変化させたものである。例えば、φｖは以下のように設定される。
φｖ＝φmin + ｖβV。ｖ=0,…, NV
NV=floor[(φmax-φmin)/ βV ] +1
ここでflooｒ（ｘ）は、実数ｘを超えない最大の整数値を返す関数である。
なお、本実施の形態では、仮想垂直方向直線アレー配置に基づいて方向ベクトルa_LV（φｖ）が予め算出されているものとする。
図１９は、仰角推定部２５５における仰角推定結果の一例を示す。図１９では、仰角推定部２５５において使用するフーリエ・ビームフォーマ法（Fourier）の他に、Capon、MUSICを用いた例を示す。
図１９に示すように、仰角推定部２５５は、フーリエ・ビームフォーマ法（Fourier）の仰角推定結果において、いくつかの極大ピークのうち、大きい順に２つ（Npv＝２）のピーク方向（５°及び−５°）を、仰角方向の到来方向推定値Φpeak(1)（ｋ、fs, w）, Φpeak(2)（ｋ、fs, w）として出力している。
また、図１９において、上記仰角方向の到来方向推定値Φpeak(1)（ｋ、fs, w）, Φpeak(2)（ｋ、fs, w）として出力されたピーク方向（５°及び−５°）は、Capon、MUSICを用いた場合のピーク方向と一致している。
統合処理部２５６は、方位推定部２５４から出力される極大ピークの方位方向θpeak(1) （ｋ、fs, w）, θpeak(2) （ｋ、fs, w）,…,θpeak(Nph) （ｋ、fs, w）、及び、仰角推定部２５５から出力される極大ピークの仰角方向Φpeak(1)（ｋ、fs, w）, Φpeak(2)（ｋ、fs, w）,…,Φpeak(Npv)（ｋ、fs, w）を用いて、以下の処理を行う。
具体的には、統合処理部２５６は、方位推定部２５４で推定されたNph個の方位方向（方位方向における到来方向の候補）と、仰角推定部２５５で推定されたNpv個の仰角方向（仰角方向における到来方向の候補）とのペアの全ての組み合わせ（θpeak(xh) （ｋ、fs, w）, Φpeak(xv)（ｋ、fs, w））毎に尤度値を算出する。すなわち、統合処理部２５６は、（Npv×Nph）の組み合わせのペアに対して尤度値を算出する。ここで、xh=1,…,Nphであり、xv=1,…,Npvである。
統合処理部２５６は、（Npv×Nph）の組み合わせのペアのうち、算出した尤度値の高い所定数のペアを測定結果（反射波信号の方位方向及び仰角方向における到来方向推定値）として出力する。
統合処理部２５６は、算出された到来方向推定値（上記組み合わせ）、算出タイミングである離散時刻ｋ、及び、ドップラー周波数ｆｓΔΦを、レーダ測位結果として出力する。
なお、統合処理部２５６において、方位方向の到来方向推定値と仰角方向の到来方向推定値とから成るペアの尤度値には、次式に示すように、（θpeak(xh)（ｋ、fs, w）, Φpeak(xv)（ｋ、fs, w））方向の仮想受信アレーでのフーリエビーム受信電力を用いる。
ここで、a(θu，φv)は方位方向θu及び仰角方向φvの到来波に対する仮想受信アレーの方向ベクトルを示す。
図２０は、統合処理部２５６における処理結果の一例を示す。
図２０では、方位推定部２５４及び仰角推定部２５５において、方位方向及び仰角方向でそれぞれ２個ずつの推定結果（到来方向推定値）を出力した場合を示す。具体的には、方位推定部２５４は、図１７に示すように方位角０°及び−１０°を推定結果として出力し、仰角推定部２５５は、図１９に示すように、仰角５°及び−５°を推定結果として出力する。なお、図２０では、方位方向及び垂直方向の±２０°範囲で算出した際の尤度値を等高線表示したものを参考のためプロットしているが、統合処理部２５６ではこのような演算処理は不要なものである。
統合処理部２５６は、推定された各方位/仰角方向のペアの全ての組み合わせ（θpeak(xh) （ｋ、fs, w）, Φpeak(xv)（ｋ、fs, w））毎に尤度値を算出している。図２０では、統合処理部２５６は、（方位角，仰角）が（０°，５°）、（０°，−５°）、（−１０°，５°）、（−１０°，−５°）である合計４（＝２×２）個のペアの組み合わせの尤度を算出する。
その結果、図２０に示すように、統合処理部２５６は、尤度値の高い２つのペア（方位角，仰角）＝（０°，５°）、（−１０°，−５°）の推定結果を出力する。
このように、方向推定部２１４ａでは、水平方向及び垂直方向の各々における到来方向推定値を推定する処理は、それぞれ１次元方向の推定処理となる。また、統合処理部２５６では、Nph個の水平方向の推定結果とNpv個の垂直方向の推定結果との全ての組み合わせ、つまり、（Npv×Nph）回の尤度値の算出回数ですむ。
よって、本実施の形態によれば、方位角範囲及び仰角範囲の全ての方位角と仰角とのペアに対して尤度を求める場合と比較して、２次元方向の到来方向推定における演算量を大幅に削減することができる。
以上、本開示の一態様に係る実施の形態について説明した。
なお、上記実施の形態、及び、各バリエーションに係る動作を適宜組み合わせて実施してもよい。
また、上記実施の形態では、符号化パルスレーダを用いる場合について説明したが、本開示は、チャープ（Chirp）パルスレーダのような周波数変調したパルス波を用いたレーダ方式についても適用可能である。
また、図３に示すレーダ装置１０において、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００は、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。
また、レーダ装置１０は、図示しないが、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、制御プログラムを格納したＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶媒体、およびＲＡＭ（Random Access Memory）等の作業用メモリを有する。この場合、上記した各部の機能は、ＣＰＵが制御プログラムを実行することにより実現される。但し、レーダ装置１０のハードウェア構成は、かかる例に限定されない。例えば、レーダ装置１０の各機能部は、集積回路であるＩＣ（Integrated Circuit）として実現されてもよい。各機能部は、個別に１チップ化されてもよいし、その一部または全部を含むように１チップ化されてもよい。
＜本開示のまとめ＞
本開示のレーダ装置は、所定の送信周期にてレーダ信号をＮｔ個（Ｎｔは１以上の整数）の送信アンテナを用いて送信するレーダ送信部と、前記レーダ信号がターゲットに反射された反射波信号をＮａ個（Ｎａは１以上の整数）の受信アンテナを用いて受信し、ドップラー周波数解析処理を行うレーダ受信部と、を具備し、前記Ｎｔ個の送信アンテナは、第１の間隔によって直線上に配置されるＮｔ１個（Ｎｔ＞Ｎｔ１を満たす整数）の送信アンテナと、前記Ｎｔ１個の送信アンテナと直交する方向に第２の間隔によって直線上に配置される（Ｎｔ＋１−Ｎｔ１）個の送信アンテナと、を含み、前記Ｎｔ１は、Ｎｔ１×（Ｎｔ＋１−Ｎｔ１）が最大となる値であり、前記Ｎａ個の受信アンテナは、第３の間隔によって直線上に配置されるＮａ１個（Ｎａ＞Ｎａ１を満たす整数）の受信アンテナと、前記Ｎａ１個の受信アンテナと直交する方向に第４の間隔によって直線上に配置される（Ｎａ＋１−Ｎａ１）個の受信アンテナと、を含み、前記Ｎａ１は、Ｎａ１×（Ｎａ＋１−Ｎａ１）が最大となる値である構成を採る。
また、本開示のレーダ装置において、（Ｎｔ１×Ｎａ１）＜（Ｎｔ＋１−Ｎｔ１）×（Ｎａ＋１−Ｎａ１）を満たす場合、前記第３の間隔は前記第４の間隔よりも広く、（Ｎｔ１×Ｎａ１）＞（Ｎｔ＋１−Ｎｔ１）×（Ｎａ＋１−Ｎａ１）を満たす場合、前記第３の間隔は前記第４の間隔よりも狭い。
また、本開示のレーダ装置において、前記第３の間隔及び前記第４の間隔は、前記レーダ信号の波長よりも短い。
また、本開示のレーダ装置において、前記レーダ受信部は、前記Ｎａ個の受信アンテナの各々で受信された前記反射波信号に対する、前記Ｎｔ個の送信アンテナの各々から送信された前記レーダ信号についての前記ドップラー周波数解析処理の出力から、Ｎｔ×Ｎａ個の仮想アンテナ素子によって構成される仮想受信アレーのうち、第１の直線上に配置されるＮｔ１×Ｎａ１個の仮想アンテナ素子の成分を抽出する第１方向成分抽出部と、前記ドップラー周波数解析処理の出力から、前記Ｎｔ×Ｎａ個の仮想アンテナ素子によって構成される仮想受信アレーのうち、前記第１直線と直交する第２の直線上に配置される（Ｎｔ＋１−Ｎｔ１）×（Ｎａ＋１−Ｎａ１）個の仮想アンテナ素子の成分を抽出する第２方向成分抽出部と、前記Ｎｔ１×Ｎａ１個の仮想アンテナ素子の成分を用いて、方位方向における所定数の到来方向の候補を推定する方位推定部と、前記（Ｎｔ＋１−Ｎｔ１）×（Ｎａ＋１−Ｎａ１）個の仮想アンテナ素子の成分を用いて、仰角方向における所定数の到来方向の候補を推定する仰角推定部と、前記方位方向における到来方向の候補と前記仰角方向における到来方向の候補とのペアの全ての組み合わせについて尤度値を算出し、前記尤度値が最も大きい順に所定数のペアを、前記反射波信号の方位方向及び仰角方向における到来方向推定値として出力する統合処理部と、を具備する。
以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。また、開示の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。
上記各実施形態では、本開示はハードウェアを用いて構成する例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。
また、上記各実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。集積回路は、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックを制御し、入力と出力を備えてもよい。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサを用いて実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続又は設定を再構成可能なリコンフィギュラブル プロセッサ（Reconfigurable Processor）を利用してもよい。
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により,ＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。
本開示は、広角範囲を検知するレーダ装置として好適である。
１０ レーダ装置
１００ レーダ送信部
２００ レーダ受信部
３００ 基準信号生成部
１０１ レーダ送信信号生成部
１０２ 符号生成部
１０３ 変調部
１０４ ＬＰＦ
１０５ 送信無線部
１０６ 送信アンテナ
１１１ 符号記憶部
１１２ ＤＡ変換部
２０１ アンテナ系統処理部
２０２ 受信アンテナ
２０３ 受信無線部
２０４ 増幅器
２０５ 周波数変換器
２０６ 直交検波器
２０７ 信号処理部
２０８，２０９ ＡＤ変換部
２１０ 分離部
２１１ 相関演算部
２１２ 加算部
２１３ ドップラー周波数解析部
２１４，２１４ａ 方向推定部

Claims (4)

  1. 所定の送信周期にてレーダ信号をＮｔ個（Ｎｔは１以上の整数）の送信アンテナを用いて送信するレーダ送信部と、
    前記レーダ信号がターゲットに反射された反射波信号をＮａ個（Ｎａは１以上の整数）の受信アンテナを用いて受信し、ドップラー周波数解析処理を行うレーダ受信部と、
    を具備し、
    前記Ｎｔ個の送信アンテナは、
    第１の間隔によって直線上に配置されるＮｔ１個（Ｎｔ＞Ｎｔ１を満たす整数）の送信アンテナと、前記Ｎｔ１個の送信アンテナと直交する方向に第２の間隔によって直線上に配置される（Ｎｔ＋１−Ｎｔ１）個の送信アンテナと、を含み、
    前記Ｎｔ１は、Ｎｔ１×（Ｎｔ＋１−Ｎｔ１）が最大となる値であり、
    前記Ｎａ個の受信アンテナは、
    第３の間隔によって直線上に配置されるＮａ１個（Ｎａ＞Ｎａ１を満たす整数）の受信アンテナと、
    前記Ｎａ１個の受信アンテナと直交する方向に第４の間隔によって直線上に配置される（Ｎａ＋１−Ｎａ１）個の受信アンテナと、を含み、
    前記Ｎａ１は、Ｎａ１×（Ｎａ＋１−Ｎａ１）が最大となる値である、
    レーダ装置。
  2. （Ｎｔ１×Ｎａ１）＜（Ｎｔ＋１−Ｎｔ１）×（Ｎａ＋１−Ｎａ１）を満たす場合、前記第３の間隔は前記第４の間隔よりも広く、
    （Ｎｔ１×Ｎａ１）＞（Ｎｔ＋１−Ｎｔ１）×（Ｎａ＋１−Ｎａ１）を満たす場合、前記第３の間隔は前記第４の間隔よりも狭い、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  3. 前記第３の間隔及び前記第４の間隔は、前記レーダ信号の波長よりも短い、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  4. 前記レーダ受信部は、
    前記Ｎａ個の受信アンテナの各々で受信された前記反射波信号に対する、前記Ｎｔ個の送信アンテナの各々から送信された前記レーダ信号についての前記ドップラー周波数解析処理の出力から、Ｎｔ×Ｎａ個の仮想アンテナ素子によって構成される仮想受信アレーのうち、第１の直線上に配置されるＮｔ１×Ｎａ１個の仮想アンテナ素子の成分を抽出する第１方向成分抽出部と、
    前記ドップラー周波数解析処理の出力から、前記Ｎｔ×Ｎａ個の仮想アンテナ素子によって構成される仮想受信アレーのうち、前記第１直線と直交する第２の直線上に配置される（Ｎｔ＋１−Ｎｔ１）×（Ｎａ＋１−Ｎａ１）個の仮想アンテナ素子の成分を抽出する第２方向成分抽出部と、
    前記Ｎｔ１×Ｎａ１個の仮想アンテナ素子の成分を用いて、方位方向における所定数の到来方向の候補を推定する方位推定部と、
    前記（Ｎｔ＋１−Ｎｔ１）×（Ｎａ＋１−Ｎａ１）個の仮想アンテナ素子の成分を用いて、仰角方向における所定数の到来方向の候補を推定する仰角推定部と、
    前記方位方向における到来方向の候補と前記仰角方向における到来方向の候補とのペアの全ての組み合わせについて尤度値を算出し、前記尤度値が最も大きい順に所定数のペアを、前記反射波信号の方位方向及び仰角方向における到来方向推定値として出力する統合処理部と、を具備する、
    請求項１に記載のレーダ装置。
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