CN106019240A - 雷达装置 - Google Patents

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Abstract

公开了一种雷达装置。Nt个的发送天线包含：通过第1间隔配置在第1直线上的Nt1个(Nt>Nt1)的发送天线、和在与Nt1个的发送天线正交的方向通过第2间隔配置在第2直线上的(Nt+1-Nt1)个的发送天线，Nt1是Nt1×(Nt+1-Nt1)成为最大的值。Na个的接收天线包含：通过第3间隔配置在第1直线上的Na1个(Na>Na1)的接收天线、以及在与Na1个的接收天线正交的方向通过第4间隔配置在第2的直线上的(Na+1-Na1)个的接收天线，Na1是Na1×(Na+1-Na1)成为最大的值。

Description

雷达装置
技术领域
本发明涉及雷达装置。
背景技术
近年来，正在推进能够得到高分辨率的使用了包含微波或毫米波的波长短的雷达发送信号的雷达装置的研究。另外，为了提高在户外的安全性，在寻求开发除了车辆以外还在广角范围探测包含行人在内的物体(目标)的雷达装置(广角雷达装置)。
例如，作为雷达装置，已知反复发送脉冲波的脉冲雷达装置。在广角范围中探测车辆/行人的广角脉冲雷达的接收信号，成为混合了来自在近距离存在的目标(例如车辆)、和在远距离存在的目标(例如行人)的多个反射波的信号。因此，(1)雷达发送单元中，要求发送具有成为低距离旁瓣的自相关特性(以下称为低距离旁瓣特性)的脉冲波或脉冲调制波的结构，(2)雷达接收单元中，寻求具有宽的接收动态范围的结构。
作为广角雷达装置的结构，举出以下2个结构。
第1结构是如下结构，即对脉冲波或调制波使用狭角(数度左右的波束宽度)的指向性波束机械式或电子式地扫描，发送雷达波，使用狭角的指向性波束接收反射波。在该结构，由于为了得到高分辨率需要较多的扫描，因此对高速移动的目标的追踪性恶化。
第2结构是使用如下方法的结构，即通过由多个天线(天线元件)构成的阵列天线接收反射波，通过基于对于天线间隔的接收相位差的信号处理算法，估计反射波的到来角的方法(Direction of Arrival(DOA)estimation，到达方向(DOA)估计)。在该结构中，即便是稀疏了发送侧的发送波束的扫描间隔，在接收侧也能估计到来角，因此实现了扫描时间的缩短，与第1结构相比较，追踪性提高。例如，在到来方向估计方法中，举出基于矩阵运算的傅立叶变换、基于逆矩阵运算的Capon法以及LP(Linear Prediction，线性预测)法、或基于固有值运算的MUSIC(Multiple Signal Classification，多信号分类)以及ESPRIT(Estimation of Signal Parameters via Rotational InvarianceTechniques，旋转不变信号参数估计技术)。
另外，作为雷达装置，提出了如下结构，即除了接收侧，在发送侧也具备多个天线(阵列天线)，通过使用了发送接收阵列天线的信号处理，进行波束扫描(有时也称为MIMO雷达)(例如，参照非专利文献1)。
在MIMO雷达中，通过巧妙设置发送接收阵列天线中的天线元件的配置，能够构成最大与发送天线元件数和接收天线元件数之积相等的虚拟的接收阵列天线(以下称为虚拟接收阵列)。由此，具有通过较少的元件数使阵列天线的实际有效的开口长度增大的效果。
另外，在除了垂直方向或水平方向的一维扫描以外，还进行垂直方向以及水平方向的二维的波束扫描的情况下，也能够适用MIMO雷达。
【现有技术文献】
【非专利文献】
【非专利文献1】Jian Li，Stoica，Petre，"MIMO Radar with ColocatedAntennas，"Signal Processing Magazine，IEEE Vol.24，Issue：5，pp.106-114，2007
但是，为了对MIMO雷达实现小型化且低成本，在有发送接收侧的天线数的制约(例如，发送4天线左右/接收4天线左右)的情况下，在基于MIMO雷达的面状的虚拟接收阵列中，垂直方向以及水平方向的开口长度受限。
发明内容
本发明的非限定性的实施例在于，提供能够最大限度扩大虚拟接收阵列中的开口长度的雷达装置。
本发明的一方式是雷达装置，其具备：雷达发送单元，按每个规定的发送周期，使用Nt个(Nt为3以上的整数)的发送天线，发送Nt个的雷达信号；以及雷达接收单元，使用Na个(Na为3以上的整数)的接收天线，接收被目标反射了所述发送的Nt个的雷达信号的1个以上的反射波信号，并进行多普勒频率分析处理，所述Nt个的发送天线包含：在第1直线上按每个第1间隔配置的Nt1个(满足Nt>Nt1的整数)的发送天线、和在与所述第1直线正交的第2直线上按每个第2间隔配置的(Nt+1-Nt1)个的发送天线，所述Nt1是Nt1×(Nt+1-Nt1)成为最大的值，所述Na个的接收天线包含：在所述第1直线上按每个第3间隔配置的Na1个(满足Na>Na1的整数)的接收天线；以及在所述第2直线上按每个第4间隔配置的(Na+1-Na1)个的接收天线，所述Na1是Na1×(Na+1-Na1)成为最大的值。
再有，这些包括性的或者具体的方式可以通过系统、方法、集成电路、计算机程序、或者记录介质实现，也可以通过系统、装置、方法、集成电路、计算机程序以及记录介质的任意组合来实现。
根据本发明的一方式，能够最大限度扩大虚拟接收阵列中的开口长度。
本发明的一方式中的进一步的优点以及效果，从说明书以及附图会明确。该优点以及/或者效果通过几个实施方式以及说明书以及附图记载的特征来分别提供，但是为了得到1个或者1个以上的同一特征未必需要提供全部。
附图说明
图1A是表示发送天线的配置例的图。
图1B是表示接收天线的配置例的图。
图1C是表示虚拟接收阵列的配置例的图。
图2A是表示基于虚拟接收阵列的指向性模式(d＝0.5λ)的图。
图2B是表示基于虚拟接收阵列的指向性模式(d＝1.3λ)的图。
图3是表示本发明的实施方式1的雷达装置的结构的方框图。
图4是表示本发明的实施方式1的雷达发送信号的一例的图。
图5是表示本发明的实施方式1的雷达发送信号生成单元的其他结构的方框图。
图6是表示本发明的实施方式1的雷达发送信号的发送定时、以及测量范围的一例的图。
图7A是表示本发明的实施方式1的发送天线的配置例的图。
图7B是表示本发明的实施方式1的接收天线的配置例的图。
图7C是表示本发明的实施方式1的虚拟接收阵列的配置例的图。
图8A是表示基于本发明的实施方式1的虚拟接收阵列的水平方向的指向性模式(pattern)的图。
图8B是表示基于本发明的实施方式1的虚拟接收阵列的垂直方向的指向性模式的图。
图9A是表示本发明的实施方式1的变形1的发送天线的配置例的图。
图9B是表示本发明的实施方式1的变形1的接收天线的配置例的图。
图9C是表示本发明的实施方式1的变形1的虚拟接收阵列的配置例的图。
图10A是表示本发明的实施方式1的变形2的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图10B是表示本发明的实施方式1的变形2的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图10C是表示本发明的实施方式1的变形2的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图10D是表示本发明的实施方式1的变形2的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图10E是表示本发明的实施方式1的变形2的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图10F是表示本发明的实施方式1的变形2的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图10G是表示本发明的实施方式1的变形2的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图10H是表示本发明的实施方式1的变形2的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图11A是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图11B是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图11C是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图11D是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图12A是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图12B是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图12C是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图12D是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图12E是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图12F是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图12G是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图12H是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图12I是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图12J是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图12K是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图12L是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图12N是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图12M是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图12O是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图12P是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图13A是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图13B是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图13C是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图13D是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图14A是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图14B是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图14C是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图14D是表示本发明的实施方式1的变形3的发送天线以及接收天线的配置的一例的图。
图15是表示本发明的实施方式2的方向估计单元的内部结构的方框图
图16是表示水平方向中的阵列天线配置和到来角度之间的关系的图。
图17是表示本发明的实施方式2的水平方向中的到来波方向的估计结果的一例的图。
图18是表示水平方向中的阵列天线配置和到来角度之间的关系的图。
图19是表示本发明的实施方式2的垂直方向中的到来波方向的估计结果的一例的图。
图20是表示本发明的实施方式2的水平方向以及垂直方向中的到来波方向的估计结果的一例的图。
【标号说明】
10 雷达装置
100 雷达发送单元
200 雷达接收单元
300 基准信号生成单元
101 雷达发送信号生成单元
102 码生成单元
103 调制单元
104 LPF
105 无线发送单元
106 发送天线
111 码存储单元
112 DA变换单元
201 天线系统处理单元
202 接收天线
203 无线接收单元
204 放大器
205 变频器
206 正交检波器
207 信号处理单元
208，209 AD变换单元
210 分离单元
211 相关运算单元
212 加法运算单元
213 多普勒频率分析单元
214，214a 方向估计单元
具体实施方式
[实现本发明的一方式的经过]
图1A表示由4个发送天线(Tx#1～Tx#4)构成的发送阵列天线的天线配置，图1B表示由4个接收天线(Rx#1～Rx#4)构成的接收阵列天线的天线配置。
在图1A以及图1B中，dH表示接收天线的水平方向的元件间隔，dV表示接收天线的垂直方向的元件间隔。另外，在图1A中，发送天线的水平方向以及垂直方向的元件间隔分别设为2dH、2dV。
图1C表示由图1A以及图1B所示的天线配置的发送接收阵列天线构成的虚拟接收阵列。
如图1C所示，虚拟接收阵列由在水平方向面状地配置了4天线、在垂直方向面状地配置了4天线的16个虚拟接收天线(VA#1～VA#16)构成。
在图1C中，虚拟接收天线的水平方向以及垂直方向的元件间隔分别为dH、dV。即，虚拟接收阵列的水平方向以及垂直方向的开口长度DH、DV为3dH、3dV。
作为一例，设d＝dH＝dV，作为使用了开口长度D＝DH＝DV的虚拟接收阵列时的等振幅权重、即基于傅立叶波束的波束宽度(傅立叶波束宽度)BW用下式表示。再有，λ表示从发送侧发送的无线信号(RF信号)的载波频率的波长。
BW≒0.7λ/D[rad]
在图1C所示的虚拟接收阵列(D＝3d)中，成为傅立叶波束宽度BW≒0.7λ/3d[rad]。
例如，在d＝0.5λ的情况下，傅立叶波束宽度BW≒0.7/1.5[rad]≒30°，在d＝0.7λ的情况下，傅立叶波束宽度BW≒0.7/2.1[rad]≒19°。
通过进一步加宽元件间隔d，能够使傅立叶波束宽度BW变得更窄。但是，越是加宽元件间隔d，在距主波束比较近的角度中越是会产生栅瓣，误检测增大。
例如，图2A表示元件间隔d＝0.5λ的情况下的指向性模式，图2B表示元件间隔d＝1.3λ的情况下的指向性模式。再有，在图2A以及图2B中，假设主波束在0°方向形成。
如图2A所示，在元件间隔d＝0.5λ的情况下，尽管主波束的傅立叶波束宽度BW为30°左右比较宽。另外，图2A中不发生栅瓣(grating lobes)。
另一方面，如图2B所示，在元件间隔d＝1.3λ的情况下，主波束的傅立叶波束宽度BW为10°左右这样比较窄，但是在离开主波束(0°方向)±50°左右的角度会产生栅瓣。
例如，在图2B中，在广角雷达的探测角宽至±25°左右以上的情况下，在探测角度范围内会产生栅瓣，误检测增大。
这样，在为了缩窄傅立叶波束宽度BW而加宽元件间隔d上有制约。另外，还考虑取代加宽元件间隔d，通过增加天线元件数而加宽开口长度D，但是若考虑小型化以及低成本，则在虚拟接收阵列的开口长度D上也产生制约。
在上述制约之下为了使傅立叶波束宽度BW变窄(例如BW＝10°左右)，需要使用实现高分辨率的DOA估计算法(例如，MUSIC、Capon法等)。但是，在该情况下，用于进行固有值分解或逆矩阵运算的运算量会增大。
本发明的一方式，在使用MIMO雷达进行垂直方向以及水平方向的二维下的波束扫描的情况下，最大限度扩大垂直方向以及水平方向的虚拟接收阵列的开口长度。通过使用这样的虚拟接收阵列，可提高基于较少的天线数的角度分辨率，并实现雷达装置的小型化、低成本。
以下，参照附图详细地说明本发明的一方式的实施方式。再有，在实施方式中，对于同一结构要素附加同一标号，由于其说明重复，因此省略。
再有，在以下说明如下结构，即在雷达装置中，在发送侧从多个发送天线发送码分复用后的不同的发送信号，在接收侧将各发送信号分离进行接收处理。但是，雷达装置的结构不限于此，也可以是在发送侧从多个发送天线发送频分复用后的不同的发送信号，在接收侧，将各发送信号分离进行接收处理的结构。另外，同样地，雷达装置的结构也可以是在发送侧从多个发送天线发送时分复用后的发送信号，在接收侧进行接收处理的结构。
[实施方式1]
[雷达装置的结构]
图3是表示本实施方式的雷达装置10的结构的方框图。
雷达装置10具有雷达发送单元100、雷达接收单元200、基准信号生成单元300。
雷达发送单元100基于从基准信号生成单元300接受的参考信号，生成高频(无线频率)的雷达信号(雷达发送信号)。并且，雷达发送单元100使用由多个发送天线106-1～106-Nt构成的发送阵列天线，将雷达发送信号以规定的发送周期发送。
雷达接收单元200将由目标(未图示)反射的雷达发送信号、即反射波信号，使用由多个多个接收天线202-1～202-Na构成的接收阵列天线来接收。雷达接收单元200使用从基准信号生成单元300接受的参考信号，对在各天线202中接收的反射波信号进行信号处理，进行目标的有无检测、方向估计等。再有，目标是雷达装置10进行检测的对象的物体，例如包含车辆或人。
基准信号生成单元300分别连接到雷达发送单元100以及雷达接收单元200。基准信号生成单元300将作为基准信号的参考信号共同地提供给雷达发送单元100以及雷达接收单元200，使雷达发送单元100以及雷达接收单元200的处理同步。
[雷达发送单元100的结构]
雷达发送单元100具有：雷达发送信号生成单元101-1～101-Nt、无线发送单元105-1～105-Nt、发送天线106-1～106-Nt。即，雷达发送单元100具有Nt个的发送天线106，各发送天线106分别连接到单独的雷达发送信号生成单元101以及无线发送单元105。
雷达发送信号生成单元101生成成为从基准信号生成单元300接受的参考信号的规定数倍的定时时钟，基于生成的定时时钟，生成雷达发送信号。并且，雷达发送信号生成单元101以规定的雷达发送周期(Tr)反复输出雷达发送信号。雷达发送信号用rz(k，M)＝Iz(k，M)+jQz(k，M)表示。这里，z表示与各发送天线106对应的号码，z＝1，…，Nt。另外，j表示虚数单位，k表示离散时刻，M表示雷达发送周期的序数。
各雷达发送信号生成单元101由码生成单元102、调制单元103、LPF(LowPass Filter，低通滤波器)104构成。以下，说明与第z号(z＝1，…，Nt)的发送天线106对应的雷达发送信号生成单元101-z中的各结构单元。
具体而言，码生成单元102按每个雷达发送周期Tr，生成码长L的码序列的码a(z)n(n＝1，…，L)(脉冲码)。在各码生成单元102-1～102-Nt中生成的码a(z)n(z＝1，…，Nt)中，使用相互为低相关或无相关的码。作为码序列，例如举出沃尔什-哈达玛(Walsh-Hadamard)码、M序列码、Gold码等。
调制单元103对于从码生成单元102接受的码a(z)n，进行脉冲调制(振幅调制、ASK(Amplitude Shift Keying，幅移键控)、脉冲移动键控(pulse ShiftKeying))或相位调制(Phase Shift Keying，移相键控)，将调制信号输出到LPF104。
LPF104将从调制单元103接受的调制信号之中的、规定的限制频带以下的信号分量作为基带的雷达发送信号输出到无线发送单元105。
第z(z＝1，…，Nt)号的无线发送单元105对从第z号的雷达发送信号生成单元101输出的基带的雷达发送信号实施变频，生成载波频率(RadioFrequency：RF)段的雷达发送信号，通过发送放大器放大到规定的发送功率P[dB]，输出到第z号的发送天线106。
第z(z＝1，…，Nt)号的发送天线106将从第z号的无线发送单元105输出的雷达发送信号发射到空间。
图4表示从雷达发送单元100的Nt个的发送天线106发送的雷达发送信号。在码发送区间Tw内包含码长L的脉冲码序列。脉冲码序列在各雷达发送周期Tr之中的、在码发送区间Tw的期间被发送，其余的区间(Tr-Tw)为无信号区间。通过每1个脉冲码(a(z)n)的、实施使用了No个的样本的脉冲调制，从而在各码发送区间Tw内包含Nr(＝No×L)个的样本的信号。即，调制单元103中的采样率为(No×L)/Tw。另外，假设在无信号区间(Tr-Tw)包含Nu个样本。
再有，取代雷达发送信号生成单元101，雷达发送单元100也可以具备图5所示的雷达发送信号生成单元101a。雷达发送信号生成单元101a不具有图3所示的码生成单元102、调制单元103以及LPF104，取而代之具备码存储单元111以及DA变换单元112。码存储单元111预先存储在码生成单元102(图3)中生成的码序列，并循环地读出所存储的码序列。DA变换单元112将从码存储单元111输出的码序列(数字信号)变换为模拟信号。
[雷达接收单元200的结构]
在图3中，雷达接收单元200具备Na个的接收天线202，构成阵列天线。另外，雷达接收单元200具有Na个的天线系统处理单元201-1～201-Na、方向估计单元214。
各接收天线202接收由目标(物体)反射的雷达发送信号即反射波信号，并将接收到的反射波信号输出到对应的天线系统处理单元201作为接收信号。
各天线系统处理单元201具有无线接收单元203和信号处理单元207。
无线接收单元203具有放大单元204、变频器205、正交检波器206。无线接收单元203生成成为从基准信号生成单元300接受的参考信号的规定数倍的定时时钟，基于生成的定时时钟进行动作。具体而言，放大器204将从接收天线202接受的接收信号放大至规定电平，变频器205将高频频带(无线频率频带)的接收信号变频为基带频带，正交检波器206将基带频带的接收信号变换为包含I信号以及Q信号的基带频带的接收信号。
信号处理单元207具有AD变换单元208、209、分离单元210-1～210-Nt。
AD变换单元208中，从正交检波器206输入I信号，AD变换单元209中，从正交检波器206输入Q信号。对于包含I信号的基带信号，AD变换单元208通过进行离散时间下的采样，将I信号变换为数字数据。对于包含Q信号的基带信号，AD变换单元209通过进行离散时间下的采样，将Q信号变换为数字数据。
这里，在AD变换单元208，209的采样中，雷达发送信号中的每1个子脉冲的时间Tp(＝Tw/L)，进行Ns个的离散采样(サンプル)。即，每1子脉冲的过采样数为Ns。
在以下的说明中，使用I信号Ir(k，M)以及Q信号Qr(k，M)，将作为AD变换单元208，209的输出的第M号的雷达发送周期Tr[M]的离散时间k中的基带的接收信号，表示为复数信号x(k，M)＝Ir(k，M)+jQr(k，M)。另外，以下，离散时刻k，将雷达发送周期(Tr)开始的定时设为基准(k＝1)，信号处理单元207直至雷达发送周期Tr结束之前为止的样本点、即直至k＝(Nr+Nu)Ns/No为止，周期性地进行动作。即，为k＝1，…，(Nr+Nu)Ns/No。这里，j是虚数单位。
信号处理单元207包含与发送天线106的个数的系统数相等的Nt个的分离单元210。各分离单元210具有：相关运算单元211、加法运算单元212、多普勒频率分析单元213。以下，说明第z(z＝1，…，Nt)号的分离单元210的结构。
按每个雷达发送周期Tr，相关运算单元211进行包含从AD变换单元208，209接受的离散样本值Ir(k，M)以及Qr(k，M)的离散样本值x(k，M)、和在雷达发送单元100中所发送的码长L的脉冲码a(z)n(其中，z＝1，…，Nt、n＝1，…，L)之间的相关运算。例如，相关运算单元211进行离散样本值x(k，M)、和脉冲码a(z)n之间的滑动相关运算。例如，第M号的雷达发送周期Tr[M]中的离散时刻k的滑动相关运算的相关运算值AC(z)(k，M)基于下式计算。
AC ( z ) ( k , M ) = Σ n = 1 L x ( k + N s ( n - 1 ) , M ) a ( z ) n * - - - ( 1 )
在上式中，星号(*)表示复数共轭运算符。
相关运算单元211，例如按照式(1)，在k＝1，…，(Nr+Nu)Ns/No的整个期间进行相关运算。
再有，相关运算单元211不限于对于k＝1，…，(Nr+Nu)Ns/No进行相关运算的情况，也可以根据成为雷达装置10的测量对象的目标的存在范围，限定测量范围(即，k的范围)。由此，在雷达装置10中，可降低相关运算单元211的运算处理量。例如，相关运算单元211也可以将测量范围限定在k＝Ns(L+1)，…，(Nr+Nu)Ns/No-NsL。在该情况下，如图6所示，雷达装置10变成在与码发送区间Tw相当的时间区间中不进行测量。
由此，即使是雷达发送信号直接地绕入(回り込む)到雷达接收单元200的情况下，雷达装置10在雷达发送信号绕入的期间(至少小于τ1的期间)，不进行相关运算单元211的处理，因此能够进行排除绕入的影响的测量。另外，在限定测量范围(k的范围)的情况下，对以下说明的加法运算单元212、多普勒频率分析单元213以及方向估计单元214的处理，也同样地适用限定了测量范围(k的范围)的处理即可。由此，能够削减在各结构单元中的处理量，并能够降低雷达接收单元200中的功耗。
加法运算单元212对第M号的雷达发送周期Tr的每个离散时刻k，使用从相关运算单元211接受的相关运算值AC(z)(k，M)，在整个规定次数(Np次)的雷达发送周期Tr的期间(Tr×Np)，将相关运算值AC(z)(k，M)进行加法运算(相干积分)。整个期间(Tr×Np)的加法运算数Np的加法运算(相干积分)处理用下式表示。
CI ( z ) ( k , m ) = Σ g = 1 N p AC ( z ) ( k , N p ( m - 1 ) + g ) - - - ( 2 )
其中，CI(z)(k，m)表示相关运算值的加法运算值(以下有时也称为相关加法运算值)，Np是1以上的整数值，m是表示以加法运算单元212中的加法运算次数Np为1个单位的情况中的加法运算次数的序数的1以上的整数。另外，z＝1，…，Nt。
加法运算单元212将以雷达发送周期Tr为单位得到的相关运算单元211的输出作为一个单位，进行Np次的加法运算。也就是说，加法运算单元212将相关运算值AC(z)(k，Np(m-1)+1)～AC(z)(k，Np×m)作为一单位，按每个离散时刻k计算对准离散时刻k的定时进行加法运算的相关值CI(z)(k，m)。由此，通过相关运算值的整个Np次的加法运算的效果，在来自目标的反射波信号具有高的相关的范围中，加法运算单元212能够提高反射波信号的SNR。由此，能够提高与目标的到来距离的估计有关的测量性能。
再有，为了得到理想的加法运算增益，在相关运算值的加法运算次数Np的加法运算区间中，需要相关运算值的相位分量在某个程度的范围中一致的条件。也就是说，优选基于成为测量对象的目标的设想最大移动速度来设定加法运算次数Np。这是因为，目标的设想最大速度越大，在来自目标的反射波中包含的多普勒频率的变动量越大，具有强的相关的时间期间越短。在该情况下，由于加法运算次数Np成为较小的值，因此，加法运算单元212中的加法运算带来的增益提高效果变小。
多普勒频率分析单元213将按每个离散时刻k得到的加法运算单元212的Nc个的输出即CI(z)(k，Nc(w-1)+1)～CI(z)(k，Nc×w)作为一单位，将离散时刻k的定时对准进行相干积分。例如，如下式所示，多普勒频率分析单元213在对与2Nf个的不同的多普勒频率fsΔΦ对应的相位变动Φ(fs)＝2πfs(Tr×Np)ΔΦ进行了校正之后，进行相干积分。
F T _ CI ( z ) N a n t ( k , f s , w ) = Σ q = 0 N c - 1 CI ( z ) ( k , N c ( w - 1 ) + q + 1 ) exp [ - j φ ( f s ) q ] = Σ q = 0 N c - 1 CI ( z ) ( k , N c ( w - 1 ) + q + 1 ) exp [ - j 2 πf s T r N p q Δ φ ] - - - ( 3 )
其中，FT_CI(z) Nant(k，fs，w)是多普勒频率分析单元213中的第w号的输出，表示第Nant号的天线系统处理单元201中的离散时刻k中的多普勒频率fsΔΦ的相干积分结果。其中，Nant＝1～Na，fs＝-Nf+1，…，0，…，Nf，k＝1，…，(Nr+Nu)Ns/No，w为1以上的整数，ΔΦ为相位旋转单位。
由此，按每个雷达发送周期间Tr的多次Np×Nc的期间(Tr×Np×Nc)，各天线系统处理单元201得到每个离散时刻k的2Nf个的与多普勒频率分量对应的相干积分结果即FT_CI(z) Nant(k，-Nf+1，w)，…，FT_CI(z) Nant(k，Nf-1，w)。再有，j是虚数单位，z＝1，…，Nt。
在设为ΔΦ＝1/Nc的情况下，上述的多普勒频率分析单元213的处理与以采样间隔Tm＝(Tr×Np)、采样频率fm＝1/Tm对加法运算单元212的输出进行离散傅立叶变换(DFT)处理等效。
另外，通过将Nf设定为2的乘方的数，在多普勒频率分析单元213中能够适用快速傅立叶变换(FFT)处理，并能够极大地削减运算处理量。此时，在为Nf>Nc的情况下，在q>Nc的区域，通过进行设为CI(z)(k、Nc(w-1)+q)＝0的零填充处理，从而同样地能够适用FFT处理，能够极大地削减运算处理量。
另外，在多普勒频率分析单元213中，也可以不进行FFT处理，而进行对上式(3)所示的积和运算逐次地进行运算的处理。也就是说，多普勒频率分析单元213也可以对于按每个离散时刻k得到的加法运算单元212的Nc个的输出即CI(z)(k，Nc(w-1)+q+1)，生成与fs＝-Nf+1，…，0，…，Nf-1对应的系数逐次地进行积和运算处理。这里，q＝0～Nc-1。
再有，在以下的说明中，将在Na个的天线系统处理单元201的各自中实施同样的处理所得到的第w号的输出FT_CI(z) 1(k，fs，w)，FT_CI(z) 2(k，fs，w)，…，FT_CI(z) Na(k，fs，w)集中后的输出，如下式那样标记为虚拟接收阵列相关矢量h(k，fs，w)。虚拟接收阵列相关矢量h(k，fs，w)包含发送天线数Nt和接收天线数Na之积即Nt×Na个的要素。虚拟接收阵列相关矢量h(k，fs，w)用于后述的、对来自目标的反射波信号进行基于接收天线202间的相位差的方向估计的处理的说明。这里，z＝1，…，Nt，b＝1，…，Na。
h ( k , f s , w ) = F T _ CI ( 1 ) 1 ( k , f s , w ) F T _ CI ( 2 ) 1 ( k , f s , w ) . . . F T _ CI ( N t ) 1 ( k , f s , w ) F T _ CI ( 1 ) 2 ( k , f s , w ) F T _ CI ( 2 ) 2 ( k , f s , w ) . . . F T _ CI ( N t ) 2 ( k , f s , w ) . . . F T _ CI ( 1 ) N a ( k , f s , w ) F T _ CI ( 2 ) N a ( k , f s , w ) . . . F T _ CI ( N t ) N a ( k , f s , w ) = h 1 ( k , f s , w ) h 2 ( k , f s , w ) . . . h N a ( k , f s , w ) - - - ( 4 )
h b ( k , f s , w ) = F T _ CI ( 1 ) b ( k , f s , w ) F T _ CI ( 2 ) b ( k , f s , w ) . . . F T _ CI ( N t ) b ( k , f s , w ) - - - ( 5 )
以上说明了信号处理单元207的各结构单元中的处理。
方向估计单元214对于从天线系统处理单元201-1～201-Na输出的w号的多普勒频率分析单元213的虚拟接收阵列相关矢量h(k，fs，w)，计算对天线系统处理单元201间的相位偏差以及振幅偏差使用阵列校正值h_cal[y]进行校正后的虚拟接收阵列相关矢量h_after_cal(k，fs，w)。虚拟接收阵列相关矢量h_after_cal(k，fs，w)用下式表示。再有，y＝1，…，(Nt×Na)。
h_after_cal(k,fs,w)＝CA h(k,fs,w)
并且，方向估计单元214使用虚拟接收阵列相关矢量h_after_cal(k，fs，w)，基于接收天线202间的反射波信号的相位差，进行水平方向以及垂直方向的方向估计处理。方位估计单元214将方向估计评价函数值P(θ，k，fs，w)中的方位方向θ以及仰角方向Φ在规定的角度范围内设为可变来计算空间分布，将计算出的空间分布的极大峰值按照由大到小的顺序提取规定数，将极大峰值的方位方向以及仰角方向设为到来方向估计值。
再有，评价函数值P(θ，k，fs，w)根据到来方向估计算法而有各种。例如也可以采用参考非专利文献1所公开的使用了阵列天线的估计方法。
(参考非专利文献1)Direction-of-arrival estimation using signal subspacemodeling Cadzow，J.A.；Aerospace and Electronic Systems，IEEETransactions on Volume：28，Issue：1 Publication Year：1992，Page(s)：64-79
例如波束成形法能够如下式这样表示。此外，Capon，MUSIC这样的方法也同样能够适用。
P(θu,φvk,fs,w)＝|a(θu,φv)Hh_after_cal(k,fs,w)|2 (7)
这里，上标字符H是厄米特转置运算符。另外，a(θu，)表示对方位方向θu、仰角方向的到来波的虚拟接收阵列的方向矢量。
如以上那样，方向估计单元214将计算出的第w号的到来方向估计值、离散时刻k、多普勒频率fsΔΦ以及角度θu作为雷达定位结果输出。
这里，方向矢量a(θu，)，是将从方位θu方向以及仰角方向对雷达发送信号的反射波到来时的虚拟接收阵列的复数响应作为要素的(Nt×Na)阶的列矢量。虚拟接收阵列的复数响应a(θu，)表示根据天线间的元件间隔，几何光学地计算的相位差。
另外，θu在进行到来方向估计的方位范围内以规定的方位间隔β1变化。例如，θu如以下这样设定。
θu＝θmin+uβ1、u＝0，…，NU
NU＝floor[(θmax-θmin)/β1]+1
这里，floor(x)是返回不超过实数x的最大的整数值的函数。
另外，在进行到来方向估计的仰角范围内以规定的仰角间隔β2变化。例如，如以下这样设定。
再有，在本实施方式中，假设基于后述的虚拟接收阵列配置VA#1，…，VA#(Nt×Na)预先计算虚拟接收阵列的方向矢量。虚拟接收阵列的方向矢量的要素，表示按照后述的虚拟接收阵列配置号码的顺序VA#1，…，VA#(Nt×Na)，以天线间的元件间隔，几何光学地计算的相位差。
另外，上述的时刻信息k也可以变换为距离信息输出。在将时刻信息k变换为距离信息R(k)时，使用下式即可。这里，Tw表示码发送区间，L表示脉冲码长，C0表示光速。
R ( k ) = k T W C 0 2 L - - - ( 8 )
另外，多普勒频率信息(fsΔΦ)也可以变换为相对速度分量输出。在将多普勒频率fsΔΦ变换为相对速度分量vd(fs)时，可使用下式进行变换。这里，λ是从无线发送单元105输出的RF信号的载波频率的波长。
v d ( f s ) = λ 2 f s Δ θ - - - ( 9 )
[雷达装置10中的天线配置]
说明具有以上的结构的雷达装置10中的Nt个的发送天线106以及Na个的接收天线202的配置。
图7A表示发送天线106的配置例，图7B表示接收天线202的配置例。另外，图7C表示通过图7A以及图7B所示的天线配置得到的虚拟接收阵列的配置。
这里，设发送天线106的个数Nt＝5个，设接收天线202的个数Na＝4个。另外，将5个发送天线106用Tx#1～Tx#5表示，将4个接收天线202用Rx#1～Rx#4表示。
另外，在图7A～图7C中，dH表示接收天线202的水平方向的元件间隔，dV表示接收天线202的垂直方向的元件间隔。另外，在图7A中，发送天线106的水平方向以及垂直方向的元件间隔分别设为3dH、2dV。
在图7A中，发送天线Tx#1～Tx#5的配置是使L字符旋转了180°后的配置，在图7B中，接收天线Rx#1～Rx#4的配置是将T字符旋转了180°后的配置。
通过图7A以及图7B所示的天线配置，图7C所示的虚拟接收阵列的配置具有以下特征。
(1)根据在水平方向上以元件间隔dH排列的3个接收天线Rx#1、Rx#2、Rx3、与在水平方向以元件间隔3dH排列的3个发送天线Tx#1、Tx#2、Tx#3之间的水平位置关系，虚拟接收阵列包含在水平方向以元件间隔dH排列在直线上的9个虚拟接收天线(用图7C所示的直线包围的VA#1、VA#6、VA#11、VA#2、VA#7、VA#12、VA#3、VA#8、VA#13)。
(2)根据在垂直方向以元件间隔dv排列的2个接收天线Rx#2、Rx#4、与在垂直方向以元件间隔2dv排列的3个发送天线Tx#3、Tx#4、Tx#5之间的垂直位置关系，虚拟接收阵列包含在垂直方向以元件间隔dv排列在直线上的6个虚拟接收天线(用图7C所示的虚线包围的VA#18、VA#8、VA#19、VA#9、VA#20、VA#10)。
即，在Nt个的发送天线106、以及Na个的接收天线202的各自中，各天线元件被配置为，在水平方向以及垂直方向双方中配置在直线上的天线元件数成为最大。
换而言之，Nt个的发送天线106以及Na个的接收天线202的各个天线，被配置为在水平方向以规定间隔(3dH、或dH)配置在直线上的天线的最大数、和在垂直方向以规定间隔(2dV、或dV)配置在直线上的天线的最大数之积(也就是说，相当于虚拟接收阵列的开口面的面积)成为最大。
例如，在5个发送天线106中，在水平方向以及垂直方向的双方中配置在直线上的天线元件数成为最大的是，在水平方向以及垂直方向分别在直线上各排列3个的情况(在图7A为L字型)。
换而言之，Nt个(在图7A中Nt＝5)的发送天线106包含：通过第1间隔(在图7A为间隔3dH)配置在直线上的Nt1个(满足Nt>Nt1的整数。在图7A中Nt1＝3个)的发送天线106、在与Nt1个的发送天线106正交的方向(在图7A中为垂直方向)通过第2间隔(在图7A中为间隔2dV)配置在直线上的(Nt+1-Nt1)个(在图7A中为3个)的发送天线106。这里，Nt1是Nt1×(Nt+1-Nt1)成为最大的值。
同样地，例如在4个接收天线202中，在水平方向以及垂直方向的双方中配置在直线上的天线元件数成为最大的，是水平方向以及垂直方向的其中一方沿直线排列3个，另一方沿直线排列2个的情况(在图7B中，在水平方向为3个、在垂直方向为2个的T字型)。
Na个(在图7B中为Na＝4)的接收天线202包括：通过第3间隔(在图7B中为间隔dH)配置在直线上的Na1个(满足Na>Na1的整数。在图7B中为Na1＝3个)的接收天线202、在与Na1个的接收天线202正交的方向通过第4间隔(在图7B中为间隔dV)配置在直线上的(Na+1-Na1)个(在图7B中为2个)的接收天线202。这里，Na1是Na1×(Na+1-Na1)成为最大的值。
由此，图7C所示的虚拟接收阵列的水平方向以及垂直方向的开口长度DH、DV成为8dH、5dV。
这样，在虚拟接收阵列中，根据水平方向中的发送天线106和接收天线202之间的关系，可成为使配置在直线上的虚拟接收天线VA的数(直线阵列的元件数)、以及根据垂直方向中的发送天线106和接收天线202的关系配置在直线上的虚拟接收天线(VA)的数(直线阵列的元件数)为最大化的配置。由此，具有使由虚拟接收阵列的水平方向的开口长度DH(在图7C中为8dH)以及垂直方向的开口长度DV(在图7C中为5dV)构成的开口面为最大化的效果。
这里，说明在图7C所示的虚拟接收阵列中，通过等振幅权重即傅立叶波束扫描来实现波束宽度BWH＝10°的情况。
例如，使用了开口长度D的虚拟接收阵列时的等振幅权重、即基于傅立叶波束的波束宽度(傅立叶波束宽度)BW≒0.7λ/D[rad]。即，为了得到波束宽度BWH＝10°(＝10π/180[rad])，如式(10)所示这样，开口长度D＝4λ即可。
BWH≒0.7λ/D＝10π/180∴D＝4λ (10)
由此，如式(11)所示，水平方向的开口长度DH成为满足8dH＝4λ的元件间隔dH＝0.5λ。另外，如式(12)所示，垂直方向的开口长度DV成为满足5dH＝4λ的元件间隔dV＝0.8λ。
dH＝4λ/(9-1)＝0.5λ (11)
dV＝4λ/(6-1)＝0.8λ (12)
如式(11)以及式(12)所示，水平方向的元件间隔dH以及垂直方向的元件间隔dv可设定得比波长λ更小。由此，栅瓣的发生成为距主波束为比较远的角度方向(±75°左右)，在广角雷达的探测角度外发生栅瓣，能够防止误检测的增大。
图8A表示水平方向的元件间隔dH＝0.5λ的情况下的水平方向中的指向性模式，图8B表示垂直方向的元件间隔dV＝0.8λ的情况下的垂直方向中的指向性模式。再有，在图8A以及图8B中，假设主波束被形成在0°方向。
如图8A以及图8B所示，可知在水平方向以及垂直方向的任何一个中主波束的傅立叶波束宽度BW为比较窄得10°左右，且不发生栅瓣。
如以上这样，在发送天线数为5个、接收天线数为4个这样的比较少的天线元件数中，通过使用图7A以及图7B所示的阵列配置，能够将由虚拟接收阵列的水平方向以及垂直方向构成的开口面最大化。
也就是说，根据本实施方式，在使用MIMO雷达进行垂直方向以及水平方向的二维下的波束扫描的情况下，能够将垂直方向以及水平方向的虚拟接收阵列的开口长度最大限度扩大。
另外，将接收天线106中的水平方向以及垂直方向的双方的元件间隔(dH、dV)设为1λ以下，能够以等振幅权重即傅立叶波束扫描来实现傅立叶波束宽度BW＝10°左右的高分辨率。即，能够以低运算量实现水平方向以及垂直方向的高分辨率化，而不应用能够实现高分辨率的到来方向估计算法。
这样，根据本实施方式，通过使用这样的虚拟接收阵列，能够提高基于较少的天线数的角度分辨率，并能够实现雷达装置10的小型化、低成本。
另外，在图7C所示的虚拟接收阵列中，水平方向中的直线阵列的天线数为9天线，另一方面，垂直方向中的直线阵列的天线数为6天线。相对于此，在式(11)以及式(12)所示的一例中，水平方向的元件dH为0.5λ，垂直方向的元件dV为0.8λ。
也就是说，在虚拟接收阵列的垂直方向的直线阵列的天线数(也就是说，在垂直方向中配置在直线上的发送天线106的最大数(在图7A中为3个)、与在垂直方向配置在直线上的接收天线202的最大数(在图7B中为2个)之积(在图7A以及图7B中为6个)，比虚拟接收阵列的水平方向的直线阵列的天线数(也就是说，在水平方向配置在直线上的发送天线106的最大数(在图7A中为3个)、与在水平方向中配置在直线上的接收天线202的最大数(在图7B中为3个)之积(在图7A以及图7B中为9个)少的情况下，垂直方向的元件间隔dV被设定得比水平方向的元件间隔dV宽。
通过将垂直方向的元件间隔dV设得比水平方向的元件间隔dH宽，能够减少水平方向的开口长度DH(＝4λ)以及垂直方向的开口长度DV(＝4λ)的差(在图7C中为0)，吸收垂直方向以及水平方向的角度分辨率的差异。
再有，在图7A以及图7B中，发送天线Tx#1～Tx#5、和接收天线Rx#1～Rx#4之间的间隔，不影响虚拟接收阵列的配置。但是，通过发送天线和接收天线靠近，发送接收天线间的耦合度提高，因此，优选发送天线和接收天线在容许的天线尺寸内尽可能分开的配置。这在后述的其他的天线配置中也是同样。
另外，在图7A以及图7B中，作为一例示出了将发送天线为设为5元件、将接收天线设为4元件的情况的天线配置。但是，将图7A所示的发送天线配置设为接收天线配置，将图7B所示的接收天线配置设为发送天线配置的情况下，也能够得到与图7C所示的虚拟接收阵列的配置同样的结构，能够得到同样的效果。这在后述的其他的天线配置中也同样。
(变形1)
将发送天线设为5元件、将接收天线设为4元件的情况下的天线配置，不限于图7A以及图7B所示的天线配置，例如也可以是图9A以及图9B所示的天线配置。
在图9A中，与图7A同样，发送天线Tx#1～Tx#5的配置是使L字符旋转了180°后的配置。另一方面，在图9B中，接收天线Rx#1～Rx#4的配置是L字符配置。
通过图9A以及图9B所示的天线配置，图9C所示的虚拟接收阵列的配置具有以下的特征。
(1)根据水平方向上以元件间隔dH排列的3个接收天线Rx#1、Rx#2、Rx3、和水平方向上以元件间隔3dH排列的3个发送天线Tx#1、Tx#2、Tx#3之间的水平位置关系，虚拟接收阵列包含水平方向上以元件间隔dH排列在直线上的9个虚拟接收天线(用图9C所示的直线包围的VA#1、VA#6、VA#11、VA#2、VA#7、VA#12、VA#3、VA#8、VA#13)。
(2)根据垂直方向上以元件间隔dv排列的2个接收天线Rx#1、Rx#4、和在垂直方向以元件间隔2dv排列的3个发送天线Tx#3、Tx#4、Tx#5的垂直位置关系，虚拟接收阵列包含垂直方向上以元件间隔dv排列在直线上的6个虚拟接收天线(用图9C所示的虚线包围的VA#18、VA#3、VA#19、VA#4、VA#20、VA#5)。
这样，在图9A中，与图7A同样，在5个发送天线106中，在水平方向以及垂直方向的双方配置在直线上的天线元件数成为最大的，是在水平方向以及垂直方向上分别3个地排列在直线的情况(在图9A中为L字型)。
另外，在图9B中，在4个接收天线202中，在水平方向以及垂直方向的双方配置在直线上的天线元件数成为最大的，是水平方向以及垂直方向的其中一方排列3个在直线上，另一方排列2个在直线上(在图9B中，是在水平方向为3个、在垂直方向为2个的L字型)。
这样，在虚拟接收阵列中，可进行将水平方向的直线阵列的虚拟接收天线数、以及垂直方向的直线阵列的虚拟接收天线数最大化的配置。由此，具有将由虚拟接收阵列的水平方向的开口长度DH(在图7C中为8dH)以及垂直方向的开口长度DV(在图7C中为5dV)构成的开口面最大化的效果。
(变形2)
在将发送天线106设为5元件、将接收天线202设为4元件的情况下的天线配置，不限于图7A、图7B以及图9A、图9B所示的天线配置。
例如，如图10A～图10H所示，也可以是将发送天线106的配置设为L字型(图10A、图10E)/T字型(图10B、图10F)/横T字型(图10C、图10G)/十字型(图10D、图10H)的其中一个配置，将接收天线202的配置设为T字型(图10A～图10D)/L字型(图10E～图10H)的其中一个配置的组合。
即使在图10A～图10H所示的天线配置中，在虚拟接收阵列中，也可以进行将水平方向的直线阵列的虚拟接收天线数、以及垂直方向的直线阵列的虚拟接收天线数最大化的配置。由此，具有将由虚拟接收阵列的水平方向的开口长度DH(8dH)以及垂直方向的开口长度DV(5dV)构成的开口面最大化的效果。
另外，在图10A～图10H所示的天线配置中，也可以是将L字型/T字型的配置上下反转后的配置、或将横T字型的配置左右反转后的配置(未图示)。
例如，为了雷达装置10的小型化，在发送接收天线面积有制约的情况下，优选发送天线106间、以及接收天线202间的分离度为更高的配置、即发送天线106为L字型的配置(例如为图10A、图10E)。
(变形3)
发送天线106的个数Nt也可以为5元件以外的值，接收天线202的个数Na也可以为4元件以外的值。
作为一例，图11A～图11D表示将发送天线106设为4元件、将接收天线202设为4元件的情况下的天线配置。发送天线106的配置是L字型/T字型/横T字型的其中一个配置，接收天线202的配置是T字型/L字型的其中一个的配置。
作为其他的例子，图12A～图12P表示将发送天线106设为5元件、将接收天线202设为5元件的情况下的天线配置。发送天线106的配置是L字型/T字型/横T字型/十字型的其中一个配置，接收天线202的配置是L字型/T字型/横T字型/十字型的其中一个配置。
作为其他的例子，图13A～图13D表示将发送天线106设为5元件、将接收天线202设为3元件的情况下的天线配置。发送天线106的配置是L字型/T字型/横T字型/十字型的其中一个配置，接收天线202的配置是L字型配置。
作为其他的例子，图14A～图14D表示将发送天线106设为3元件、将接收天线202设为5元件的情况下的天线配置。发送天线106的配置是L字型配置，接收天线202的配置是L字型/T字型/横T字型/十字型的其中一个配置。
即使在图11～图14的各图所示的天线配置，在虚拟接收阵列中，也可以进行水平方向的直线阵列的虚拟接收天线数、以及垂直方向的直线阵列的虚拟接收天线数最大化的配置。由此，具有将由虚拟接收阵列的水平方向的开口长度DH以及垂直方向的开口长度DV构成的开口面最大化的效果。
再有，在图11～图14的各图所示的天线配置中，也可以是将L字型/T字型的配置上下反转后的配置、或将横T字型的配置左右反转后的配置(未图示)。
[实施方式2]
在实施方式1的雷达装置10(图3)中，方向估计单元214需要在规定的角度范围内，以规定的角度间隔使方位方向θu以及仰角方向可变来计算方向估计评价函数P(θu、k、fs、w)。
例如，在方位方向θu包含NU+1个的角度刻度、仰角方向Φv包含NV+1个的角度刻度的情况下，方位估计单元214需要将方向估计评价函数值P(θu、k、fs、w)计算(NU+1)×(NV+1)次。角度范围越宽，方位估计评价函数P(θu、k、fs、w)的计算所需要的运算量越庞大。
因此，在本实施方式中，说明削减水平方向以及垂直方向的二维的到来角估计处理所需要的运算量的方法。
再有，本实施方式的雷达装置的基本结构与实施方式1的雷达装置10是共同的，因此援引图3进行说明。其中，本实施方式的雷达装置10中的方向估计处理与实施方式1的方向估计单元214的处理不同，因此以下将方向估计单元的标号设为“214a”。
图15是表示本实施方式的雷达装置10的方向估计单元214a的内部结构的方框图。
方向估计单元214a由天线间偏差校正单元251、水平方向分量提取单元252、垂直方向分量提取单元253、方位估计单元254、仰角估计单元255以及综合处理单元256构成。
天线间偏差校正单元251通过对于从天线系统处理单元201-1～201-Na输出的w(w＝1，…，Nt)号的多普勒频率分析单元213的虚拟接收阵列相关矢量h(k、fs，w)，乘以对发送阵列天线间以及接收阵列天线间的相位偏差以及振幅偏差进行校正的阵列校正值h_cal[y]，计算校正了天线间偏差的虚拟接收阵列相关矢量h_after_cal(k、fs，w)。虚拟接收阵列相关矢量h_after_cal(k，fs，w)用下式表示。再有，y＝1，…，(Nt×Na)。
h_after_cal(k,fs,w)＝CA h(k,fs,w)
水平方向分量提取单元252基于在天线间偏差校正单元251中校正了天线间偏差的虚拟接收阵列相关矢量h_after_cal(k、fs，w)，进行以下的处理。
即，水平方向分量提取单元252从在校正了天线间偏差的虚拟接收阵列相关矢量h_after_cal(k、fs，w)中包含的、发送天线106的个数Nt和接收天线202的个数Na的积即Nt×Na个的要素(VA#1，…，VA#(Nt×Na))中，提取构成在虚拟接收阵列上水平方向成为最长的直线阵列(例如，用图7C以及图9C所示的直线包围的部分)的虚拟水平方向直线阵列的要素。水平方向分量提取单元252将由提取出的虚拟水平方向直线阵列的要素构成的虚拟水平方向直线阵列相关矢量hLH(k、fs，w)输出到方位估计单元254。
这里，假设在Nt个的发送天线106的天线配置中，在Nth个(其中，Nt>Nth)的水平方向排列配置在直线上的天线的号码，从左起为Tx#P1，Tx#P2，…，Tx#PNth。另外，假设在Na个的接收天线202的天线配置中，在Nah个(其中，Na>Nah)的水平方向排列配置在直线上的天线的号码，从左起为Rx#Q1，Rx#Q2，…，Rx#QNah。
在该情况下，虚拟水平方向直线阵列相关矢量hLH(k、fs，w)中包含下式所示的Nth×Nah个的要素。
VA#((Q1-1)Nt+P1)，VA#((Q2-1)Nt+P1)，…，VA#((QNah-1)Nt+P1)，
VA#((Q1-1)Nt+P2)，VA#((Q2-1)Nt+P2)，…，VA#((QNah-1)Nt+P2)，…，
VA#((Q1-1)Nt+PNth)，VA#((Q2-1)Nt+PNth)，…，VA#((QNah-1)Nt+PNth)
((14)
例如，在图7A、图7B或图9A、图9B所示的天线配置中，P1、P2、P3分别为1、2、3，Q1、Q2、Q3分别为1、2、3，因此，在虚拟水平方向直线阵列相关矢量hLH(k、fs，w)中包含VA#1、VA#6、VA#11、VA#2、VA#7、VA#12、VA#3、VA#8、VA#13的要素。
这样，水平方向分量提取单元252，从相对于由多个接收天线202-1～202-Na的各个天线接收的反射波信号的、关于从多个发送天线106-1～106-Nt的各个天线发送的雷达发送信号的多普勒频率分析处理的输出(h_after_cal(k、fs，w))中，提取与虚拟接收阵列(元件数：Nt×Na)中的、在水平方向配置在直线上的发送天线106的最大数Nth和水平方向配置在直线上的接收天线202的最大数Nah之积相同数的、水平方向配置在直线上的虚拟天线元件的分量。
垂直方向分量提取单元253基于在天线间偏差校正单元251中校正了天线间偏差的虚拟接收阵列相关矢量h_after_cal(k、fs，w)，进行以下的处理。
即，垂直方向分量提取单元253从在校正了天线间偏差的虚拟接收阵列相关矢量h_after_cal(k、fs，w)中包含的、发送天线106的个数数Nt和接收天线202的个数Na之积即Nt×Na个的要素(VA#1，…，VA#(Nt×Na))中，提取构成在虚拟接收阵列上垂直方向成为最长的直线阵列(例如，用图7C以及图9C所示的虚线包围的部分)的虚拟垂直方向直线阵列的要素。垂直方向分量提取单元253将由提取出的虚拟垂直方向直线阵列的要素构成的虚拟垂直方向直线阵列相关矢量hLV(k、fs，w)输出到仰角估计单元255。
这里，假设在Nt个的发送天线106的天线配置中，在Ntv个(其中，Nt>Ntv)的垂直方向上排列配置在直线上的天线的号码从上起为Tx#R1，Tx#R2，…，Tx#RNtv。另外，假设在Na个的接收天线202的天线配置中，Nav个(其中，Na>Nav)的垂直方向排列配置在直线上的天线的号码从上起为Rx#S1、Rx#S2、…、Rx#SNav。
在该情况下，在虚拟垂直方向直线阵列相关矢量hLV(k、fs，w)中包含下式所示的Ntv×Navv个的要素。
VA#((S1-1)Nt+R1)，VA#((S2-1)Nt+R1)，…，VA#((SNav-1)Nt+R1)，
VA#((S1-1)Nt+R2)，VA#((S2-1)Nt+R2)，…，VA#((SNav-1)Nt+R2)，…，
VA#((S1-1)Nt+RNtv)，VA#((S2-1)Nt+RNtv)，…，VA#((SNav-1)Nt+RNtv)
(15)
例如，在图7A以及图7B所示的天线配置中，R1、R2、R3分别为3、4、5，S1、S2分别为4、2，因此在虚拟垂直方向直线阵列相关矢量hLV(k、fs，w)中包含VA#18、VA#8、VA#19、VA#9、VA#20、VA#10的要素。
同样地，在图9A以及图9B所示的天线配置中，R1、R2、R3分别为3、4、5，S1、S2分别为4、1，因此在虚拟垂直方向直线阵列相关矢量hLV(k、fs，w)中包含VA#18，VA#3，VA#19，VA#4，VA#20，VA#5的要素。
这样，垂直方向分量提取单元253，从相对于由多个接收天线202-1～202-Na的各个天线接收的反射波信号的、关于从多个发送天线106-1～106-Nt的各个天线发送的雷达发送信号的多普勒频率分析处理的输出(h_after_cal(k、fs，w))中，提取与虚拟接收阵列(元件数：Nt×Na)中的、垂直方向配置在直线上的发送天线106的最大数Ntv和垂直方向配置在直线上的接收天线202的最大数Nav之积相同数的、垂直方向配置在直线上的虚拟天线元件的分量。
方位估计单元254使用从水平方向分量提取单元252输出的虚拟水平方向直线阵列相关矢量hLH(k、fs，w)，使方位估计评价函数值PH(θ、k、fs、w)中的方位方向θ在规定的角度范围内可变来计算空间分布，将空间分布的极大峰值按照由大到小的顺序提取规定数Nph个。
并且，方位估计单元254将规定数Nph个的极大峰值的方位方向θpeak(1)(k、fs，w)，θpeak(2)(k、fs，w)，…，θpeak(Nph)(k、fs，w)作为方位方向的到来方向估计值(到来方向的候选)输出到综合处理单元256。
再有，方位估计评价函数值PH(θu、k、fs、w)根据到来方向估计算法有各种。例如，也可以使用采用了上述的参考非专利文献1所公开的阵列天线的估计方法。例如，傅立叶波束成形法(フーリエ·ビームフォーム法)能够如下式这样表示。此外，Capon，MUSIC这样的方法也同样能够适用。
PH(θu,k,fs,w)＝|a_LH(θu)HhLH(k,fs,w)|2 (16)
这里，上标字符H是厄米特转置运算符。另外，a_LH(θu)表示对于方位方向θu的到来波的虚拟接收阵列的方向矢量。
虚拟水平方向直线阵列的方向矢量a_LH(θu)，是将对雷达发送信号的反射波从θu方向到来的情况下的虚拟接收阵列的复数响应作为要素的(Nth×Nah)阶的列矢量。虚拟接收阵列的复数响应a_LH(θu)表示通过天线间的元件间隔几何光学地计算的相位差。
例如，在阵列天线的元件间隔如图16那样以等间隔dH配置在直线上的情况下，方向矢量a_LH(θu)能够如下式这样表示。
a _ L H ( θ u ) = 1 exp { j 2 πd H sinθ u / λ } . . . exp { j 2 π ( N a - 1 ) d H sinθ u / λ } - - - ( 17 )
这里，θu是在进行到来方向估计的方位范围内以规定的方位间隔βH变化的值。例如，θu如以下这样被设定。
θu＝θmin+uβH。u＝0，…，NU
NU＝floor[(θmax-θmin)/βH]+1
这里，floor(x)是返回不超过实数x的最大的整数值的函数。
再有，在本实施方式中，假设基于虚拟水平方向直线阵列配置预先计算方向矢量a_LH(θu)。
图17表示方位估计单元254中的方位估计结果的一例。在图17中，表示出了在方位估计单元254中使用的傅立叶波束成形法(Fourier)之外，还使用了Capon、MUSIC的例子。
如图17所示，方位估计单元254，在傅立叶波束成形法(Fourier)的方位估计结果中，将几个极大峰值中、按照由大到小顺序的2个(Nph＝2)的峰值方向(0°以及-10°)，作为方位方向的到来方向估计值θpeak(1)(k、fs，w)，θpeak(2)(k、fs，w)输出。
另外，在图17中，作为上述方位方向的到来方向估计值θpeak(1)(k、fs，w)，θpeak(2)(k、fs，w)输出的峰值方向(0°以及-10°)，与使用了Capon、MUSIC的情况下的峰值方向一致。
仰角估计单元255使用从垂直方向分量提取单元253输出的虚拟垂直方向直线阵列相关矢量hLV(k、fs，w)，将仰角估计评价函数值PV(k、fs、w)中的仰角方向在规定的角度范围内可变来计算空间分布，将空间分布的极大峰值按照由大到小的顺序提取规定数Npv个。
并且，仰角估计单元255将规定数Npv个的极大峰值的仰角方向Φpeak(1)(k、fs，w)，Φpeak(2)(k、fs，w)，…，Φpeak(Npv)(k、fs，w)，作为仰角方向的到来方向估计值(到来方向的候选)，输出到综合处理单元256。
再有，仰角估计评价函数值PV(k、fs、w)根据到来方向估计算法有各种。例如也可以使用使用了上述的参考非专利文献1所公开的阵列天线的估计方法。例如，傅立叶波束成形法能够如下式这样表示。此外，Capon，MUSIC这样的方法也同样能够适用。
PV(φv,k,fs,w)＝|a_LV(φv)HhLV(k,fs,w)|2 (18)
这里，上标字符H是厄米特转置运算符。另外，a_LV 表示对于仰角方向的到来波的虚拟接收阵列的方向矢量。
虚拟垂直方向直线阵列的方向矢量a_LV 是将对雷达发送信号的反射波从方向到来的情况下的虚拟接收阵列的复数响应作为要素的(Ntv×Nav)阶的列矢量。虚拟接收阵列的复数响应a_LV 表示以天线间的元件间隔几何光学地计算的相位差。
例如，阵列天线的元件间隔如图18所示以等间隔dV配置在直线上的情况下，方向矢量a_LV 能够如下式这样表示。
a _ L V ( φ v ) = 1 exp { - j 2 πd V sinφ v / λ } . . . exp { - j 2 π ( N a - 1 ) d V sinφ v / λ } - - - ( 19 )
这里，在进行到来方向估计的仰角范围内以规定的仰角间隔βV变化。例如、如以下这样被设定。
这里，floor(x)是返回不超过实数x的最大的整数值的函数。
再有，在本实施方式中，假设基于虚拟垂直方向直线阵列配置，预先计算方向矢量a_LV
图19表示仰角估计单元255中的仰角估计结果的一例。在图19中，表示除了在仰角估计单元255中使用的傅立叶波束成形法(Fourier)之外，还使用了Capon、MUSIC的例子。
如图19所示，在傅立叶波束成形法(Fourier)的仰角估计结果中，仰角估计单元255将在几个极大峰值中、按照由大到小顺序的2个(Npv＝2)的峰值方向(5°以及-5°)，作为仰角方向的到来方向估计值Φpeak(1)(k、fs，w)，Φpeak(2)(k、fs，w)输出。
另外，在图19中，作为上述仰角方向的到来方向估计值Φpeak(1)(k、fs，w)，Φpeak(2)(k、fs，w)输出的峰值方向(5°以及-5°)，与使用了Capon、MUSIC的情况下的峰值方向一致。
综合处理单元256使用从方位估计单元254输出的极大峰值的方位方向θpeak(1)(k、fs，w)、θpeak(2)(k、fs，w)、…、θpeak(Nph)(k、fs，w)、以及从仰角估计单元255输出的极大峰值的仰角方向Φpeak(1)(k、fs，w)、Φpeak(2)(k、fs，w)、…、Φpeak(Npv)(k、fs，w)，进行以下的处理。
具体而言，综合处理单元256，对由方位估计单元254估计出的Nph个的方位方向(方位方向中的到来方向的候选)、和由仰角估计单元255估计出的Npv个的仰角方向(仰角方向中的到来方向的候选)的对的所有的组合(θpeak (xh)(k、fs，w)，Φpeak(xv)(k、fs，w))的每一个，计算似然值。即，综合处理单元256对于(Npv×Nph)的组合的对计算似然值。这里，xh＝1，…，Nph，xv＝1，…，Npv。
综合处理单元256，将(Npv×Nph)的组合的对之中的、计算出的似然值高的规定数的对作为测量结果(反射波信号的方位方向以及仰角方向中的到来方向估计值)输出。
综合处理单元256，将计算出的到来方向估计值(上述组合)、作为计算定时的离散时刻k、以及多普勒频率fsΔΦ作为雷达定位结果输出。
再有，在综合处理单元256中，在由方位方向的到来方向估计值和仰角方向的到来方向估计值构成的对的似然值中，如下式所示，使用(θpeak(xh)(k、fs，w)，Φpeak(xv)(k、fs，w))方向的虚拟接收阵列下的傅立叶波束接收功率。
P(θpeak(xh),φpeak(xv)k,fs,w)＝|a(θpeak(xh),φpeak(xv))Hh_after_cal(k,fs,w)|2 (20)
这里，a(θu，)表示对方位方向θu以及仰角方向的到来波的虚拟接收阵列的方向矢量。
图20表示综合处理单元256中的处理结果的一例。
在图20中，表示在方位估计单元254以及仰角估计单元255中，输出在方位方向以及仰角方向下分别各2个的估计结果(到来方向估计值)的情况。具体而言，如图17所示，方位估计单元254将方位角0°以及-10°作为估计结果输出，如图19所示，仰角估计单元255将仰角5°以及-5°作为估计结果输出。再有，在图20中，为了参考而绘制了用等高线表示了在方位方向以及垂直方向的±20°范围计算时的似然值的图，但在综合处理单元256中是不需要这样的运算处理的。
综合处理单元256对估计出的各方位/仰角方向的对的所有的组合(θpeak (xh)(k、fs，w)，Φpeak(xv)(k、fs，w))的每一个计算似然值。在图20中，综合处理单元256计算(方位角，仰角)为(0°，5°)、(0°，-5°)、(-10°，5°)、(-10°，-5°)的共计4(＝2×2)个对的组合的似然。
其结果，如图20所示，综合处理单元256输出似然值高的2个对(方位角，仰角)＝(0°，5°)、(-10°，-5°)的估计结果。
这样，在方向估计单元214a中，估计水平方向以及垂直方向的各个方向中的到来方向估计值的处理，分别成为一维方向的估计处理。另外，在综合处理单元256中，进行Nph个的水平方向的估计结果和Npv个的垂直方向的估计结果的所有的组合、即(Npv×Nph)次的似然值的计算次数即可。
由此，根据本实施方式，与对于方位角范围以及仰角范围的所有的方位角和仰角的对求似然的情况相比较，能够大幅地削减二维方向的到来方向估计中的运算量。
以上，说明了本发明的一方式的实施方式。
再有，也可以将上述实施方式、以及各个变形的动作适当组合来实施。
另外，在上述实施方式中，说明了使用编码脉冲雷达的情况，但是本发明也能够适用于使用了线性调频(Chirp)脉冲雷达这样的进行频率调制的脉冲波的雷达方式。
另外，在图3所示的雷达装置10中，雷达发送单元100以及雷达接收单元200也可以单独地配置在物理上分开的地方。
另外，虽然未图示，雷达装置10，例如具有CPU(Central Processing Unit，中央处理单元)、保存了控制程序的ROM(Read Only Memory，只读存储器)等的存储介质、以及RAM(Random Access Memory，随机存取存储器)等的作业用存储器。在该情况下，上述的各部分的功能通过CPU执行控制程序来实现。但是，雷达装置10的硬件结构不限定于该例。例如，雷达装置10的各功能部分也可以作为集成电路的IC(Integrated Circuit，)来实现。各功能部分既可以单独地被集成为单芯片，也可以包含其一部分或者全部地被集成为单芯片。
<本发明的小结>
本发明的雷达装置具备：雷达发送单元，按每个规定的发送周期，使用Nt个(Nt为3以上的整数)的发送天线发送Nt个的雷达信号；以及雷达接收单元，使用Na个(Na为3以上的整数)的接收天线，接收被目标反射了所述发送的Nt个的雷达信号的1个以上的反射波信号，并进行多普勒频率分析处理，所述Nt个的发送天线包含：在第1直线上按每个第1间隔配置的Nt1个(满足Nt>Nt1的整数)的发送天线；以及在与所述第1直线正交的第2直线上按每个第2间隔配置的(Nt+1-Nt1)个的发送天线，所述Nt1是Nt1×(Nt+1-Nt1)成为最大的值，所述Na个的接收天线，包含：在所述第1直线上按每个第3间隔配置的Na1个(满足Na>Na1的整数)的接收天线；以及在所述第2直线上按每个第4间隔配置的(Na+1-Na1)个的接收天线，所述Na1是Na1×(Na+1-Na1)成为最大的值。
另外，在本发明的雷达装置中，在满足(Nt1×Na1)<(Nt+1-Nt1)×(Na+1-Na1)的情况下，所述第3间隔比所述第4间隔更宽，在满足(Nt1×Na1)>(Nt+1-Nt1)×(Na+1-Na1)的情况下，所述第3间隔比所述第4间隔窄。
另外，在本发明的雷达装置中，所述第3间隔以及所述第4间隔比所述雷达信号的波长短。
另外，在本发明的雷达装置中，所述雷达接收单元，具备：第1方向分量提取单元，从所述多普勒频率分析处理的输出中，提取在由Nt×Na个的虚拟天线元件构成的虚拟接收阵列之中的、配置在所述第1直线上的Nt1×Na1个的虚拟天线元件的分量；第2方向分量提取单元，从所述多普勒频率分析处理的输出中，提取在由所述Nt×Na个的虚拟天线元件构成的虚拟接收阵列中、在所述第2的直线上配置的(Nt+1-Nt1)×(Na+1-Na1)个的虚拟天线元件的分量；方位估计单元，使用所述Nt1×Na1个的虚拟天线元件的分量，估计方位方向中的规定数的到来方向的候选；仰角估计单元，使用所述(Nt+1-Nt1)×(Na+1-Na1)个的虚拟天线元件的分量，估计仰角方向中的规定数的到来方向的候选；以及综合处理单元，对于所述方位方向中的到来方向的候选和所述仰角方向中的到来方向的候选的对的组合计算似然值，基于所述似然值，作为所述反射波信号的方位方向以及仰角方向中的到来方向估计值输出。
以上，一边参照附图一边说明了各种实施方式，但是当然不用说，本发明不限于这样的例子。作为本领域技术人员，很明显在权利要求书记载的范畴内，能够想到各种变更例或者修正例，会明白对于这些当然也属于本发明的技术范围。另外，在不脱离公开的宗旨的范围中，也可以将上述实施方式中的各构成要素任意地组合。
在上述各实施方式中，以使用硬件构成为例说明了本发明，但是在与硬件的协同中通过软件也能够实现本发明。
另外，用于上述各实施方式的说明的各功能块通常作为集成电路的LSI来实现。集成电路也可以对在上述实施方式的说明中使用的各功能块进行控制，具有输入和输出。这些既可以被单独地集成为单芯片也可以包含一部分或者全部地被集成为单芯片。虽然这里称为LSI，但是根据集成程度的差异，有时也被称为IC、系统LSI、超大LSI、特大LSI。
另外，集成电路化的方法并不限于LSI，也可以使用专用电路或者通用处理器来实现。也可以使用在LSI制造后可编程的FPGA(Field ProgrammableGate Array，现场可编程门阵列)、可对LSI内部的电路单元的连接或设定进行重构的可重构处理器(Reconfigurable Processor)。
进而，随着半导体的技术进步或随之派生的其它技术的发生，如果出现能够替代LSI的集成电路化的技术，当然也可以使用该技术进行功能块的集成化。还存在着适用生物技术等的可能性。
工业实用性
本发明适合作为探测广角范围的雷达装置。

Claims (4)

1.雷达装置，具备：
雷达发送单元，按每个规定的发送周期，使用Nt个的发送天线，发送Nt个的雷达信号，Nt为3以上的整数；以及
雷达接收单元，使用Na个的接收天线，接收被目标反射了所述发送的Nt个的雷达信号的1个以上的反射波信号，并进行多普勒频率分析处理，Na为3以上的整数，
所述Nt个的发送天线包含：
在第1直线上按每个第1间隔配置的Nt1个的发送天线、和在与所述第1直线正交的第2直线上按每个第2间隔配置的(Nt+1-Nt1)个的发送天线，Nt1是满足Nt>Nt1的整数，
所述Nt1是Nt1×(Nt+1-Nt1)成为最大的值，
所述Na个的接收天线包含：
在所述第1直线上按每个第3间隔配置的Na1个的接收天线，Na1是满足Na>Na1的整数；以及
在所述第2直线上按每个第4间隔配置的(Na+1-Na1)个的接收天线，
所述Na1是Na1×(Na+1-Na1)成为最大的值。
2.如权利要求1所述雷达装置，
在满足(Nt1×Na1)<(Nt+1-Nt1)×(Na+1-Na1)的情况下，所述第3间隔比所述第4间隔宽，
在满足(Nt1×Na1)>(Nt+1-Nt1)×(Na+1-Na1)的情况下，所述第3间隔比所述第4间隔窄。
3.如权利要求1所述的雷达装置，
所述第3间隔以及所述第4间隔比所述雷达信号的波长短。
4.如权利要求1所述的雷达装置，
所述雷达接收单元具备：
第1方向分量提取单元，从所述多普勒频率分析处理的输出中，提取在由Nt×Na个的虚拟天线元件构成的虚拟接收阵列之中的、配置在所述第1直线上的Nt1×Na1个的虚拟天线元件的分量；
第2方向分量提取单元，从所述多普勒频率分析处理的输出中，提取在由所述Nt×Na个的虚拟天线元件构成的虚拟接收阵列之中的、配置在所述第2直线上的(Nt+1-Nt1)×(Na+1-Na1)个的虚拟天线元件的分量；
方位估计单元，使用所述Nt1×Na1个的虚拟天线元件的分量，估计方位方向中的规定数的到来方向的候选；
仰角估计单元，使用所述(Nt+1-Nt1)×(Na+1-Na1)个的虚拟天线元件的分量，估计仰角方向中的规定数的到来方向的候选；以及
综合处理单元，对于所述方位方向中的到来方向的候选和所述仰角方向中的到来方向的候选的对的组合计算似然值，基于所述似然值，作为所述反射波信号的方位方向以及仰角方向中的到来方向估计值进行输出。
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