JP3021160B2 - パルスドップラーレーダの送受信部 - Google Patents
パルスドップラーレーダの送受信部Info
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- G—PHYSICS
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- Physics & Mathematics (AREA)
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- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はある持続時間のレーダパ
ルスをあるパルス繰り返し周波数で発生する送信発振器
と、この送信発振器に結合されるアンテナと、を有する
パルスドップラーレーダの送受信部に関するものであ
る。受信混合器がアンテナに結合され、中間周波数を発
生する。Ｉ信号を発生する同相混合器と、Ｑ信号を発生
する直角位相混合器も備えられている。
ルスをあるパルス繰り返し周波数で発生する送信発振器
と、この送信発振器に結合されるアンテナと、を有する
パルスドップラーレーダの送受信部に関するものであ
る。受信混合器がアンテナに結合され、中間周波数を発
生する。Ｉ信号を発生する同相混合器と、Ｑ信号を発生
する直角位相混合器も備えられている。
【０００２】
【従来の技術】ドップラー信号を発生するのに適当なパ
ルスレーダ装置は検出器を必要とする。その検出器では
送られる信号の位相と周波数が基準として用いられる。
ルスレーダ装置は検出器を必要とする。その検出器では
送られる信号の位相と周波数が基準として用いられる。
【０００３】高い感度および高いダイナミックスの標準
的なレーダは中間周波増幅器の出力端子に位相検出器を
用いる。位相が安定している中間周波基準信号を発生す
るためには多額の費用を要する（M.I.スコルニク（M.I.
Scolnik ）著「レーダシステム入門（Introduction To
Radar System）」マグロウヒル出版社（McGraw Hill Pu
blishing Company））。
的なレーダは中間周波増幅器の出力端子に位相検出器を
用いる。位相が安定している中間周波基準信号を発生す
るためには多額の費用を要する（M.I.スコルニク（M.I.
Scolnik ）著「レーダシステム入門（Introduction To
Radar System）」マグロウヒル出版社（McGraw Hill Pu
blishing Company））。
【０００４】そのようなレーダ装置には、同じ周波数チ
ャネルで動作する他の無線サービスに対する妨害および
他の無線サービスによる妨害を極小にしたいという要求
もある。この目的のために一般に使用される拡散スペク
トラムプロセスはかなり費用のかかる付加回路を必要と
する。
ャネルで動作する他の無線サービスに対する妨害および
他の無線サービスによる妨害を極小にしたいという要求
もある。この目的のために一般に使用される拡散スペク
トラムプロセスはかなり費用のかかる付加回路を必要と
する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、最低
ドップラー周波数から最高周波数の間で発生し、かつ高
分解能の距離ゲート（メートルレンジにおける）を生ず
るパルスドップラーレーダのコヒーレントに動作する送
受信部を得ることである。
ドップラー周波数から最高周波数の間で発生し、かつ高
分解能の距離ゲート（メートルレンジにおける）を生ず
るパルスドップラーレーダのコヒーレントに動作する送
受信部を得ることである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】この目的は、ある持続時
間のレーダパルスをあるパルス繰り返し周波数で発生す
る送信発振器と、この送信発振器に結合されるアンテナ
と、このアンテナに結合され、中間周波数を発生する受
信混合器と、中間周波基準周波数を発生する手段と、Ｉ
信号を発生する同相混合器、およびＱ信号を発生する直
角位相混合器と、送信発振器に結合されて、パルス繰り
返し周波数に関して中間周波基準周波数をコヒーレント
に発生するように送信発振器を局部受信発振器としても
動作させる周波数推移手段とを備え、局部受信発振器と
して動作する時、送信発振器の信号が受信混合器に供給
されることを特徴とするパルスドップラーレーダの送受
信部によって達成される。
間のレーダパルスをあるパルス繰り返し周波数で発生す
る送信発振器と、この送信発振器に結合されるアンテナ
と、このアンテナに結合され、中間周波数を発生する受
信混合器と、中間周波基準周波数を発生する手段と、Ｉ
信号を発生する同相混合器、およびＱ信号を発生する直
角位相混合器と、送信発振器に結合されて、パルス繰り
返し周波数に関して中間周波基準周波数をコヒーレント
に発生するように送信発振器を局部受信発振器としても
動作させる周波数推移手段とを備え、局部受信発振器と
して動作する時、送信発振器の信号が受信混合器に供給
されることを特徴とするパルスドップラーレーダの送受
信部によって達成される。
【０００７】本発明に従って、周波数推移により、送信
発振器が局部発振器と同時に用いられる。パルス繰り返
し周波数ｆpに関してコヒーレントに中間周波基準周波
数ｆrが発生される。
発振器が局部発振器と同時に用いられる。パルス繰り返
し周波数ｆpに関してコヒーレントに中間周波基準周波
数ｆrが発生される。
【０００８】
【作用】本発明のレーダは優れた構造を有し、高周波送
信発振器を１つしか必要としない。この高周波送信発振
器のスペクトルの純度と周波数を一定に保つことについ
てはわずかな要求だけが行われる。したがって、低Ｑの
共振器を有する発振器を使用することが可能である。反
射ボックスを持つ高価な発振器は不要である。したがっ
て、完全なモノリシック集積化（ＭＭＩＣ）のためにこ
の送受信回路が適当である。この理由から、ミサイルや
航空機または自動車のように非常に狭い空間しか利用で
きないような用途において、または自動車で距離測定あ
るいは後方の交通状況を調べるための用途において本発
明の送受信部をレーダのフロントエンドとして使用する
ことができる。
信発振器を１つしか必要としない。この高周波送信発振
器のスペクトルの純度と周波数を一定に保つことについ
てはわずかな要求だけが行われる。したがって、低Ｑの
共振器を有する発振器を使用することが可能である。反
射ボックスを持つ高価な発振器は不要である。したがっ
て、完全なモノリシック集積化（ＭＭＩＣ）のためにこ
の送受信回路が適当である。この理由から、ミサイルや
航空機または自動車のように非常に狭い空間しか利用で
きないような用途において、または自動車で距離測定あ
るいは後方の交通状況を調べるための用途において本発
明の送受信部をレーダのフロントエンドとして使用する
ことができる。
【０００９】本発明のある実施例では、共通チャネル無
線サービス（特に、類似のレーダ）の混乱させる妨害信
号で相関外しを達成することができる。
線サービス（特に、類似のレーダ）の混乱させる妨害信
号で相関外しを達成することができる。
【００１０】
【実施例】図１は、電圧制御発振器により構成された送
信発振器ＶＣＯを含む送受信部を示すものである。送信
発振器ＶＣＯの出力パルスはアンテナ／混合器切り替え
スイッチＡＭＵ及び送信／受信切り替えスイッチＳＥＵ
を介してアンテナに供給される。アンテナにより受けら
れた反射信号は送信／受信切り替えスイッチＳＥＵによ
り受信混合器ＥＭＩに導かれる。その受信混合器におい
て反射信号は、局部発振器の基準周波数ＬＯ（受信発振
器により通常発生される）と混合されて中間周波数を形
成する。中間周波増幅器ＺＦＶにより、それらの信号は
同相混合器ＩＭＩと直角位相混合器ＱＭＩに加えられ
る。それらの混合器から出力される信号はデジタルまた
はアナログの分析器に導かれる。その分析器は本発明の
装置の構成部分ではないので省略する。
信発振器ＶＣＯを含む送受信部を示すものである。送信
発振器ＶＣＯの出力パルスはアンテナ／混合器切り替え
スイッチＡＭＵ及び送信／受信切り替えスイッチＳＥＵ
を介してアンテナに供給される。アンテナにより受けら
れた反射信号は送信／受信切り替えスイッチＳＥＵによ
り受信混合器ＥＭＩに導かれる。その受信混合器におい
て反射信号は、局部発振器の基準周波数ＬＯ（受信発振
器により通常発生される）と混合されて中間周波数を形
成する。中間周波増幅器ＺＦＶにより、それらの信号は
同相混合器ＩＭＩと直角位相混合器ＱＭＩに加えられ
る。それらの混合器から出力される信号はデジタルまた
はアナログの分析器に導かれる。その分析器は本発明の
装置の構成部分ではないので省略する。
【００１１】中間周波基準周波数ｆrとパルス繰り返し
周波数ｆpの間で本発明に従ってコヒーレンスを達成す
るために、図示の実施例においては共通のタイミング発
振器ＴＯＳが設けられる。そのタイミング発振器からそ
れらの信号が取り出される。変調信号処理器ＭＳＡとバ
イアス電圧処理器ＶＳＡにより送信発振器ＶＣＯのシフ
トが行われる。アンテナ／混合器切り替えスイッチＡＭ
Ｕ及び送信／受信切り替えスイッチＳＥＵの制御はスイ
ッチングタイミング処理器ＳＴＡにより行われる。中間
周波基準周波数ｆrはタイミング発振器ＴＯＳから周波
数逓倍器ＦＶＶを介して得られる。位相出力分割器ＰＬ
Ｔが同相基準信号ｆr／０°と直角位相基準信号ｆp／９
０°を混合機ＩＭＩとＱＭＩへ送る。
周波数ｆpの間で本発明に従ってコヒーレンスを達成す
るために、図示の実施例においては共通のタイミング発
振器ＴＯＳが設けられる。そのタイミング発振器からそ
れらの信号が取り出される。変調信号処理器ＭＳＡとバ
イアス電圧処理器ＶＳＡにより送信発振器ＶＣＯのシフ
トが行われる。アンテナ／混合器切り替えスイッチＡＭ
Ｕ及び送信／受信切り替えスイッチＳＥＵの制御はスイ
ッチングタイミング処理器ＳＴＡにより行われる。中間
周波基準周波数ｆrはタイミング発振器ＴＯＳから周波
数逓倍器ＦＶＶを介して得られる。位相出力分割器ＰＬ
Ｔが同相基準信号ｆr／０°と直角位相基準信号ｆp／９
０°を混合機ＩＭＩとＱＭＩへ送る。
【００１２】送信発振器ＶＣＯは、たとえば、ガンダイ
オード発振器で構成でき、その周波数はバラクタダイオ
ードにより変調することができる。繰り返し周波数がｆ
p ′である矩形波のシフト信号Ｐ1 がバイアス電圧処理
器ＶＳＡによりバラクタダイオードに加えられ、送信パ
ルスの持続時間ｔs の間に発振器信号の周波数ジャンプ
Ｄを行う。シフト信号のピーク電圧が式 Ｄ＝ｆs −ｆLO に従って周波数ジャンプの範囲を決定する。ここに、Ｄ
（周波数ジャンプ）は受信混合器ＥＭＩで受けた受信タ
ーゲット反射信号の中間周波周波数ｆi に等しく、ｆs
は持続時間ｔs が比較的短いビーム状送信パルスの送信
周波数、ｆLOは、比較的長い反射受信時間ｔe の間に受
信混合器ＥＭＩへ供給されるうなり周波数である。
オード発振器で構成でき、その周波数はバラクタダイオ
ードにより変調することができる。繰り返し周波数がｆ
p ′である矩形波のシフト信号Ｐ1 がバイアス電圧処理
器ＶＳＡによりバラクタダイオードに加えられ、送信パ
ルスの持続時間ｔs の間に発振器信号の周波数ジャンプ
Ｄを行う。シフト信号のピーク電圧が式 Ｄ＝ｆs −ｆLO に従って周波数ジャンプの範囲を決定する。ここに、Ｄ
（周波数ジャンプ）は受信混合器ＥＭＩで受けた受信タ
ーゲット反射信号の中間周波周波数ｆi に等しく、ｆs
は持続時間ｔs が比較的短いビーム状送信パルスの送信
周波数、ｆLOは、比較的長い反射受信時間ｔe の間に受
信混合器ＥＭＩへ供給されるうなり周波数である。
【００１３】送信機からアンテナへ、アンテナから受信
混合器ＥＭＩの低周波入力端子へ、アンテナから受信混
合器ＥＭＩの高周波入力端子へ、の求められている信号
路は繰り返し周波数ｆp と同期して切り替えスイッチＡ
ＭＵとＳＥＵにより切り替えられる。切り替えスイッチ
ＡＭＵとＳＥＵは、高速スイッチングを行い、かつ十分
に高い絶縁性を有するように、半導体スイッチ（ガリウ
ムひ素（ＧａＡｓ）ＦＥＴが好ましい）とすることがで
きる。その半導体スイッチとしてはＭＭＩＣ技術を用い
て製造されたものを使用することができる。
混合器ＥＭＩの低周波入力端子へ、アンテナから受信混
合器ＥＭＩの高周波入力端子へ、の求められている信号
路は繰り返し周波数ｆp と同期して切り替えスイッチＡ
ＭＵとＳＥＵにより切り替えられる。切り替えスイッチ
ＡＭＵとＳＥＵは、高速スイッチングを行い、かつ十分
に高い絶縁性を有するように、半導体スイッチ（ガリウ
ムひ素（ＧａＡｓ）ＦＥＴが好ましい）とすることがで
きる。その半導体スイッチとしてはＭＭＩＣ技術を用い
て製造されたものを使用することができる。
【００１４】図示されていない別の実施例は、１つの結
合器と１つのサーキュレータ、２つの結合器、または１
つの結合器と１つの切り替えスイッチを用いるものであ
る。したがって、ＶＣＯとＥＭＩの間では切り替えスイ
ッチＡＭＵとＳＥＵの代りに（アンテナの前に）１つの
結合器と１つのサーキュレータ、または２つの結合器を
用いることができる。そうすると第１の結合器は各場合
に受信混合器ＥＭＩに供給周波数ｆLOを供給し、アンテ
ナにおいて結合器またはサーキュレータへ周波数ｆs を
供給する。それらの実施例は完全に受動的な実施例であ
り、スイッチング信号を必要としないことが利点であ
る。欠点は信号の損失が大きく、望ましくない信号路の
絶縁が低いことである。
合器と１つのサーキュレータ、２つの結合器、または１
つの結合器と１つの切り替えスイッチを用いるものであ
る。したがって、ＶＣＯとＥＭＩの間では切り替えスイ
ッチＡＭＵとＳＥＵの代りに（アンテナの前に）１つの
結合器と１つのサーキュレータ、または２つの結合器を
用いることができる。そうすると第１の結合器は各場合
に受信混合器ＥＭＩに供給周波数ｆLOを供給し、アンテ
ナにおいて結合器またはサーキュレータへ周波数ｆs を
供給する。それらの実施例は完全に受動的な実施例であ
り、スイッチング信号を必要としないことが利点であ
る。欠点は信号の損失が大きく、望ましくない信号路の
絶縁が低いことである。
【００１５】図１の実施例においては、スイッチング信
号Ｓ1 とＳ2 およびシフト信号Ｐ1 が、スイッチングタ
イミング処理器ＳＴＡにより、中央タイミング発振器Ｔ
ＯＳから取り出される。
号Ｓ1 とＳ2 およびシフト信号Ｐ1 が、スイッチングタ
イミング処理器ＳＴＡにより、中央タイミング発振器Ｔ
ＯＳから取り出される。
【００１６】本発明のレーダ装置は、点状であると仮定
されている固定目標からの中間周波反射パルス信号を受
ける。その反射パルス信号は、送られてくるパルスの持
続時間ｔsが中間周波数の持続時間より非常に僅かに長
い時に、数個の持続時間で構成される。この中間周波反
射パルス信号は、シフトの時点において送信発振器ＶＣ
Ｏの搬送波の位相とは無関係に、パルス繰返し周波数ｆ
pに対してコヒーレン スを有する、という本発明の特性
を有する。本発明に従って、動いている目標からベース
バンドのパルスドップラー信号を得るために利用される
のはそのコヒーレンスである。
されている固定目標からの中間周波反射パルス信号を受
ける。その反射パルス信号は、送られてくるパルスの持
続時間ｔsが中間周波数の持続時間より非常に僅かに長
い時に、数個の持続時間で構成される。この中間周波反
射パルス信号は、シフトの時点において送信発振器ＶＣ
Ｏの搬送波の位相とは無関係に、パルス繰返し周波数ｆ
pに対してコヒーレン スを有する、という本発明の特性
を有する。本発明に従って、動いている目標からベース
バンドのパルスドップラー信号を得るために利用される
のはそのコヒーレンスである。
【００１７】この目的のために、中間周波基準周波数ｆ
r／０°とｆp／９０°が、ホモダインうなりに対してＩ
混合器ＩＭＩとＱ混合器ＱＭＩに供給される。本発明に
従って、その基準信号はパルス繰返し周波数ｆpに対し
てコヒーレンスを有する。記憶装置のやり方で、共通の
タイミング発振器（ＴＯＳ）からパルス繰返し周波数ｆ
pと基準周波数ｆrが得られるというようにして、そのコ
ヒーレンスを達成することができる。
r／０°とｆp／９０°が、ホモダインうなりに対してＩ
混合器ＩＭＩとＱ混合器ＱＭＩに供給される。本発明に
従って、その基準信号はパルス繰返し周波数ｆpに対し
てコヒーレンスを有する。記憶装置のやり方で、共通の
タイミング発振器（ＴＯＳ）からパルス繰返し周波数ｆ
pと基準周波数ｆrが得られるというようにして、そのコ
ヒーレンスを達成することができる。
【００１８】図１に示すブロック図において、タイミン
グ発振器の周波数を中間周波基準周波数ｆr へと逓倍す
る周波数逓倍器ＦＶＶが可能な解決法として示されてい
る。位相出力分割器を介して、中間周波基準周波数ｆr
はＩ混合器ＩＭＩとＱ混合器ＱＭＩに供給される。
グ発振器の周波数を中間周波基準周波数ｆr へと逓倍す
る周波数逓倍器ＦＶＶが可能な解決法として示されてい
る。位相出力分割器を介して、中間周波基準周波数ｆr
はＩ混合器ＩＭＩとＱ混合器ＱＭＩに供給される。
【００１９】あるいは、反射受信時間ｔe の初めに受信
混合器ＥＭＩのＩＦ出力端子で受けられる送信されたパ
ルスの遅延された信号部分からも中間周波基準周波数ｆ
r を得ることができる。送信されたパルスの遅延された
信号部分として、ほぼ常に存在するアンテナ反射信号を
使用でき、またはある信号部分が送信回路から２つの結
合器と１つの遅延線により受信回路へ定められたやり方
で転送される。
混合器ＥＭＩのＩＦ出力端子で受けられる送信されたパ
ルスの遅延された信号部分からも中間周波基準周波数ｆ
r を得ることができる。送信されたパルスの遅延された
信号部分として、ほぼ常に存在するアンテナ反射信号を
使用でき、またはある信号部分が送信回路から２つの結
合器と１つの遅延線により受信回路へ定められたやり方
で転送される。
【００２０】混合器の出力信号ＩとＱは、パルス幅がｔ
s で、パルス繰返し周波数がｆp である両極性ビデオパ
ルスを含む。それらのビデオパルスはドップラービデオ
信号としてアナログまたはデジタル的に既知のやり方で
処理される。
s で、パルス繰返し周波数がｆp である両極性ビデオパ
ルスを含む。それらのビデオパルスはドップラービデオ
信号としてアナログまたはデジタル的に既知のやり方で
処理される。
【００２１】図２はいくつかの信号のタイミング波形図
を示す。この図の一番上はスイッチング信号Ｓ1 、
Ｓ２、Ｐ３を示す。信号Ｓ1、Ｓ２により切り替えスイ
ッチＡＭＵとＳＥＵがそれぞれ制御されるとともに、送
信発振器ＶＣＯが信号Ｐ３によりバイアス電圧処理器Ｖ
ＳＡを介して制御される。それらのスイッチング信号の
パルス持続時間ｔs は例えば３０ナノ秒（nsec）であっ
て、それは送信されたパルスの持続時間に一致する。そ
れらのパルスの繰り返し周波数はｆp である。次のパル
スまでのパルス間隔ｔp は約１マイクロ秒（μsec)であ
る。この場合にはパルス繰り返し周波数は１MHz であ
る。
を示す。この図の一番上はスイッチング信号Ｓ1 、
Ｓ２、Ｐ３を示す。信号Ｓ1、Ｓ２により切り替えスイ
ッチＡＭＵとＳＥＵがそれぞれ制御されるとともに、送
信発振器ＶＣＯが信号Ｐ３によりバイアス電圧処理器Ｖ
ＳＡを介して制御される。それらのスイッチング信号の
パルス持続時間ｔs は例えば３０ナノ秒（nsec）であっ
て、それは送信されたパルスの持続時間に一致する。そ
れらのパルスの繰り返し周波数はｆp である。次のパル
スまでのパルス間隔ｔp は約１マイクロ秒（μsec)であ
る。この場合にはパルス繰り返し周波数は１MHz であ
る。
【００２２】図２の上から２番目の波形はアンテナに送
られるパルスｆsの周波数と、うなり周波数ｆＬＯを示
す。送信は、例えば５０Ｈｚで３０ｎｓｅｃの間行われ
る。受信はうなり周波数ｆＬＯが４９．７ＧＨｚに変化
された後で、次のパルスまでの時間ｔeの間行われる。
したがって、送信発振器ＶＣＯの発振周波数が４９．７
Ｇ Ｈｚに再び変化された時に、周波数が５０ＧＨｚで
ある反射パルスがアンテナから来る。そうすると、その
反射パルスは受信混合器ＥＭＩにおいて４９．７５ＧＨ
ｚのＬＯ周波数と混合される。この場合はＺＦと混合さ
れた約３００ＭＨｚの信号が濾波され、中間周波増幅器
で更に増幅されてからＩ混合器ＩＭＩとＱ混合器ＱＭＩ
に並列に加えられる。そこで、位相出力分割器ＰＬＴか
らの対応するコヒーレントな基準信号ＺＦとともに両極
性ビデオ信号Ｉ，Ｑと混合される。コヒーレンスは基準
信号が取り出されることと、タイミング発振器ＴＯＳか
ら得られることから達成される。タイミング発振器ＴＯ
Ｓがたとえば２５ＭＨｚで動作し、周波数逓倍器ＦＶＶ
がその周波数を１２倍すると３００ＭＨｚが得られる。
この周波数は中間周波数に対応する。
られるパルスｆsの周波数と、うなり周波数ｆＬＯを示
す。送信は、例えば５０Ｈｚで３０ｎｓｅｃの間行われ
る。受信はうなり周波数ｆＬＯが４９．７ＧＨｚに変化
された後で、次のパルスまでの時間ｔeの間行われる。
したがって、送信発振器ＶＣＯの発振周波数が４９．７
Ｇ Ｈｚに再び変化された時に、周波数が５０ＧＨｚで
ある反射パルスがアンテナから来る。そうすると、その
反射パルスは受信混合器ＥＭＩにおいて４９．７５ＧＨ
ｚのＬＯ周波数と混合される。この場合はＺＦと混合さ
れた約３００ＭＨｚの信号が濾波され、中間周波増幅器
で更に増幅されてからＩ混合器ＩＭＩとＱ混合器ＱＭＩ
に並列に加えられる。そこで、位相出力分割器ＰＬＴか
らの対応するコヒーレントな基準信号ＺＦとともに両極
性ビデオ信号Ｉ，Ｑと混合される。コヒーレンスは基準
信号が取り出されることと、タイミング発振器ＴＯＳか
ら得られることから達成される。タイミング発振器ＴＯ
Ｓがたとえば２５ＭＨｚで動作し、周波数逓倍器ＦＶＶ
がその周波数を１２倍すると３００ＭＨｚが得られる。
この周波数は中間周波数に対応する。
【００２３】周波数逓倍器ＦＶＶと位相出力分割器ＰＬ
Ｔおよび他の素子は任意な一定の位相角を有する。最低
ドップラー周波数に対して小さい時間に関連する位相変
化は妨害しない。
Ｔおよび他の素子は任意な一定の位相角を有する。最低
ドップラー周波数に対して小さい時間に関連する位相変
化は妨害しない。
【００２４】共通チャネル妨害源に対して妨害耐性を与
えるレーダプロセスの前記要求は、個々に適用でき、ま
たは同時に適用できる３つのやり方で満たすことができ
る。第１のやり方は、送信発振器ＶＣＯの周波数または
位相をノイズ変調または擬似ノイズ変調することであ
る。第２のやり方はパルス繰り返し周波数ｆp の擬似ノ
イズ変調である。第３のやり方は、それら２つのやり方
とは異なって、統計的に分布されたやり方で個々に生ず
ることがある個々の妨害パルスの振幅を制限することで
ある。
えるレーダプロセスの前記要求は、個々に適用でき、ま
たは同時に適用できる３つのやり方で満たすことができ
る。第１のやり方は、送信発振器ＶＣＯの周波数または
位相をノイズ変調または擬似ノイズ変調することであ
る。第２のやり方はパルス繰り返し周波数ｆp の擬似ノ
イズ変調である。第３のやり方は、それら２つのやり方
とは異なって、統計的に分布されたやり方で個々に生ず
ることがある個々の妨害パルスの振幅を制限することで
ある。
【００２５】第１のやり方では、受けた妨害信号は受信
混合器ＥＭＩにおいて既に相関関係を外されており、残
りの妨害エネルギーがドップラー信号瀘波により抑制さ
れる。第１のやり方を具体化するために、送信発振器Ｖ
ＣＯの周波数変調により追加の位相変調器を使用する必
要がないという利点が得られる。
混合器ＥＭＩにおいて既に相関関係を外されており、残
りの妨害エネルギーがドップラー信号瀘波により抑制さ
れる。第１のやり方を具体化するために、送信発振器Ｖ
ＣＯの周波数変調により追加の位相変調器を使用する必
要がないという利点が得られる。
【００２６】図２の下部の２つの波形図は２進変調信号
ｍ1 による可能な周波数変調を示す。この２進変調信号
は変調電圧処理器ＭＳＡにおいて、パルス繰り返し周波
数ｆｐと同期されている（擬似）乱数発生器により発生
される。それは周波数推移信号にＰ1 に同期させられ、
バイアス電圧処理器ＶＳＡにおいてそれにより引き起こ
される周波数推移ｆs ′−ｆs −ｆLO′−ｆLOは、論理
「１」の場合には、関連する位相の推移は、持続時間ｔ
p の後で、１８０度の値に達する。論理「０」の場合に
は、周波数の掃引（および位相推移）は零である。
ｍ1 による可能な周波数変調を示す。この２進変調信号
は変調電圧処理器ＭＳＡにおいて、パルス繰り返し周波
数ｆｐと同期されている（擬似）乱数発生器により発生
される。それは周波数推移信号にＰ1 に同期させられ、
バイアス電圧処理器ＶＳＡにおいてそれにより引き起こ
される周波数推移ｆs ′−ｆs −ｆLO′−ｆLOは、論理
「１」の場合には、関連する位相の推移は、持続時間ｔ
p の後で、１８０度の値に達する。論理「０」の場合に
は、周波数の掃引（および位相推移）は零である。
【００２７】２進変調信号ｍ1 の代りに、（擬似）ノイ
ズ信号も使用できる。そのノイズ信号の振幅は（周波数
の掃引に対応して）何回か段階的に増大することがで
き、またはそれぞれの振幅段階が持続時間ｔp の間一定
で、位相の最大推移が約３６０度であるならば、連続的
である。
ズ信号も使用できる。そのノイズ信号の振幅は（周波数
の掃引に対応して）何回か段階的に増大することがで
き、またはそれぞれの振幅段階が持続時間ｔp の間一定
で、位相の最大推移が約３６０度であるならば、連続的
である。
【００２８】第２のやり方は、「ふらつかされたパルス
繰り返し周波数」と呼ばれ、次のようにして行われる。
スイッチングタイミング処理器ＳＴＡの拡張として、ふ
らつかされたパルスの持続時間がいくつか供給される。
それらのパルス持続時間は擬似乱数発生器により制御さ
れ、１つのパルスから次のパルスまで呼ばれる。パラメ
ータの選択は、平均パルス繰り返し周波数が維持される
こと、パルス繰り返し周波数の段階的変化の大きさが距
離ゲートの幅に対応すること、および妨害信号エネルギ
ーの全てのレンジへの分布ができるだけ一様に起こるこ
と、という条件で行われる。
繰り返し周波数」と呼ばれ、次のようにして行われる。
スイッチングタイミング処理器ＳＴＡの拡張として、ふ
らつかされたパルスの持続時間がいくつか供給される。
それらのパルス持続時間は擬似乱数発生器により制御さ
れ、１つのパルスから次のパルスまで呼ばれる。パラメ
ータの選択は、平均パルス繰り返し周波数が維持される
こと、パルス繰り返し周波数の段階的変化の大きさが距
離ゲートの幅に対応すること、および妨害信号エネルギ
ーの全てのレンジへの分布ができるだけ一様に起こるこ
と、という条件で行われる。
【００２９】第３のやり方は、有用な信号パルスのレベ
ルを明らかに超える妨害信号パルスを、ＺＦ増幅器列で
振幅制限をすることにより除去するものである。
ルを明らかに超える妨害信号パルスを、ＺＦ増幅器列で
振幅制限をすることにより除去するものである。
【００３０】第１のやり方および第２のやり方により、
妨害パルスが比較的まれに分離されて、非常に大きい振
幅で生ずることがある。したがって、振幅制限は、有用
な信号の損失が少なくて、妨害信号を抑制するために適
当な手段である。
妨害パルスが比較的まれに分離されて、非常に大きい振
幅で生ずることがある。したがって、振幅制限は、有用
な信号の損失が少なくて、妨害信号を抑制するために適
当な手段である。
【００３１】図３は、図１のタイミング発信器ＴＯＳの
クロック信号から中間周波基準周波数ｆr を生ずるフェ
ーズロックドループ回路を示すものである。このフェー
ズロックドループ回路は、図１の周波数逓倍器ＦＶＶの
代りに使用することができ、タイミング発信器ＴＯＳに
結合されるサンプリングパルス発生器を含む。このサン
プリングパルス発生器にサンプリング位相検出器が結合
され、このサンプリング位相検出器にループフィルタが
結合され、このサンプリングフィルタに電圧制御発振器
が結合される。この電圧制御発振器の出力が位相出力分
割器ＰＲＴに供給される。
クロック信号から中間周波基準周波数ｆr を生ずるフェ
ーズロックドループ回路を示すものである。このフェー
ズロックドループ回路は、図１の周波数逓倍器ＦＶＶの
代りに使用することができ、タイミング発信器ＴＯＳに
結合されるサンプリングパルス発生器を含む。このサン
プリングパルス発生器にサンプリング位相検出器が結合
され、このサンプリング位相検出器にループフィルタが
結合され、このサンプリングフィルタに電圧制御発振器
が結合される。この電圧制御発振器の出力が位相出力分
割器ＰＲＴに供給される。
【００３２】図４は、中間周波基準信号パルスを得るた
めに、送られたパルスの遅延させられた信号部分を受信
回路に結合する装置のブロック図を示す。この装置は、
アンテナ／混合器切り替えスイッチＡＮＵおよびスイッ
チＳＥＵと受信混合器ＥＭＩの間に結合される第２の結
合器と、第１の結合器と第２の結合器の間に接続される
遅延線とを含む。
めに、送られたパルスの遅延させられた信号部分を受信
回路に結合する装置のブロック図を示す。この装置は、
アンテナ／混合器切り替えスイッチＡＮＵおよびスイッ
チＳＥＵと受信混合器ＥＭＩの間に結合される第２の結
合器と、第１の結合器と第２の結合器の間に接続される
遅延線とを含む。
【００３３】図５は、高いＱのＩＦ共振器をアンテナ線
に結合し、かつ図１に示す実施例で使用できる装置のブ
ロック図を示す。この装置はスイッチＳＥＵとアンテナ
の間に接続される結合器を含む。この結合器はＲＦ共振
器にも接続される。
に結合し、かつ図１に示す実施例で使用できる装置のブ
ロック図を示す。この装置はスイッチＳＥＵとアンテナ
の間に接続される結合器を含む。この結合器はＲＦ共振
器にも接続される。
【００３４】図６は、中間周波パルス基準信号を連続中
間周波基準信号に変換する装置のブロック図を示す。こ
の装置は、スイッチングタイミング処理器ＳＴＡに接続
されるゲートと、中間周波増幅器ＺＦＵの出力端子とゲ
ートに接続される結合器とを含む。このゲートの出力は
高ＱのＩＦ共振器に供給される。そのＩＦ共振器は増幅
器兼リミッタに接続される。位相出力分割器ＰＬＴは中
間周波基準信号ｆr を増幅器兼リミッタから受ける。
間周波基準信号に変換する装置のブロック図を示す。こ
の装置は、スイッチングタイミング処理器ＳＴＡに接続
されるゲートと、中間周波増幅器ＺＦＵの出力端子とゲ
ートに接続される結合器とを含む。このゲートの出力は
高ＱのＩＦ共振器に供給される。そのＩＦ共振器は増幅
器兼リミッタに接続される。位相出力分割器ＰＬＴは中
間周波基準信号ｆr を増幅器兼リミッタから受ける。
【００３５】図７は連続中間周波基準信号を発生する装
置の別の実施例を示すものである。この装置において
は、ゲートがゲート制御パルスｆp をスイッチングタイ
ミング処理器ＳＴＡから受ける。そのゲートの入力端子
は結合器を介して中間周波増幅器ＺＦＶに結合され、そ
のゲートの出力端子はパルス制御される位相検出器に接
続される。この位相検出器は、サンプルおよびホールド
フィルタとともに、パルス制御されるフェーズロックド
ループ回路を形成する。このフェーズロックドループ回
路は中間周波基準信号を位相分割回路ＰＬＴに供給す
る。
置の別の実施例を示すものである。この装置において
は、ゲートがゲート制御パルスｆp をスイッチングタイ
ミング処理器ＳＴＡから受ける。そのゲートの入力端子
は結合器を介して中間周波増幅器ＺＦＶに結合され、そ
のゲートの出力端子はパルス制御される位相検出器に接
続される。この位相検出器は、サンプルおよびホールド
フィルタとともに、パルス制御されるフェーズロックド
ループ回路を形成する。このフェーズロックドループ回
路は中間周波基準信号を位相分割回路ＰＬＴに供給す
る。
【００３６】図８は、周波数分割器ＦＶＶによりタイミ
ング発振器ＴＯＳから取り出される中間周波基準信号ｆ
r に周波数推移掃引Ｄをロックすることにより、その周
波数推移掃引Ｄを安定させる信号制御器のブロック図で
ある。この周波数制御器は、図６と図７に示す中間周波
基準信号発生器のような中間周波基準信号発生器を含
む。この中間周波基準信号発生器は信号ｆr を位相検出
器に供給する周波数推移掃引Ｄと、タイミング発振機か
ら分周器ＦＶＶを介して得られる基準周波数信号との間
の周波数差または位相差が、位相検出器の出力端子に適
切な制御電圧を生ずる。制御電圧はＰＬＬフィルタとバ
イアス電圧処理器ＶＳＡを介して電圧制御発振器ＶＣＯ
に加えられ、その電圧制御発振器ＶＣＤにおいて周波数
推移掃引Ｄを調整する。
ング発振器ＴＯＳから取り出される中間周波基準信号ｆ
r に周波数推移掃引Ｄをロックすることにより、その周
波数推移掃引Ｄを安定させる信号制御器のブロック図で
ある。この周波数制御器は、図６と図７に示す中間周波
基準信号発生器のような中間周波基準信号発生器を含
む。この中間周波基準信号発生器は信号ｆr を位相検出
器に供給する周波数推移掃引Ｄと、タイミング発振機か
ら分周器ＦＶＶを介して得られる基準周波数信号との間
の周波数差または位相差が、位相検出器の出力端子に適
切な制御電圧を生ずる。制御電圧はＰＬＬフィルタとバ
イアス電圧処理器ＶＳＡを介して電圧制御発振器ＶＣＯ
に加えられ、その電圧制御発振器ＶＣＤにおいて周波数
推移掃引Ｄを調整する。
【００３７】図９は、図２に示すように送信発振器ＶＣ
Ｄを周波数変調するための擬似ノイズ（ＰＮ）発生器の
ブロック図である。
Ｄを周波数変調するための擬似ノイズ（ＰＮ）発生器の
ブロック図である。
【００３８】図１０は、与えられた振幅しきい値を超え
るＩＦパルスを制限する回路を示す。この回路は直線中
間周波増幅器列ＺＦＶと混合器ＩＭＩ、ＱＭＩとの間に
設けられる。
るＩＦパルスを制限する回路を示す。この回路は直線中
間周波増幅器列ＺＦＶと混合器ＩＭＩ、ＱＭＩとの間に
設けられる。
【００３９】図１１は図９に示されているような擬似ノ
イズ発生器（ＰＮ）およびプログラム可能な分周器によ
り、ふらつかされるパルス繰り返し周波数を発生する装
置のブロック図である。図１１を図１と比較することに
より、この実施例においては、プログラム可能な擬似ノ
イズ発生器がタイミング発振器ＴＯＳとスイッチングタ
イミング処理器ＳＴＡおよび変調信号処理器ＭＳＡとの
間に結合されていることが分かる。
イズ発生器（ＰＮ）およびプログラム可能な分周器によ
り、ふらつかされるパルス繰り返し周波数を発生する装
置のブロック図である。図１１を図１と比較することに
より、この実施例においては、プログラム可能な擬似ノ
イズ発生器がタイミング発振器ＴＯＳとスイッチングタ
イミング処理器ＳＴＡおよび変調信号処理器ＭＳＡとの
間に結合されていることが分かる。
【図１】本発明の送受信部の一実施例のブロック図。
【図２】本発明の作用を説明するための信号のタイミン
グ波形図。
グ波形図。
【図３】本発明の実施例で用いられるクロック信号から
中間周波基準周波数を生ずるフェーズロックドループ回
路のブロック図。
中間周波基準周波数を生ずるフェーズロックドループ回
路のブロック図。
【図４】中間周波基準信号パルスを発生するために遅延
させられた信号を結合するための、本発明の実施例に従
って構成される装置のブロック図。
させられた信号を結合するための、本発明の実施例に従
って構成される装置のブロック図。
【図５】アンテナ線に高ＱのＲＦ共振器を結合するため
に、本発明に従って構成された装置のブロック図。
に、本発明に従って構成された装置のブロック図。
【図６】中間周波パルス基準信号を連続中間周波基準信
号に変換するための、本発明に従って構成される装置の
ブロック図。
号に変換するための、本発明に従って構成される装置の
ブロック図。
【図７】パルス制御されるフェーズロックドループ回路
により連続中間周波基準信号を発生するためのブロック
図。
により連続中間周波基準信号を発生するためのブロック
図。
【図８】周波数推移掃引を安定させるための本発明に従
って構成された周波数制御器のブロック図。
って構成された周波数制御器のブロック図。
【図９】周波数制御器の擬似ノイズ（ＰＮ）発生器のブ
ロック図。
ロック図。
【図１０】周波数制御器回路の回路図。
【図１１】ふらつかされるパルス繰り返し周波数を発生
するためのブロック図。
するためのブロック図。
ＡＮＵ アンテナ／混合器切り替えスイッチ ＦＶＶ 受信器混合器 ＩＭＩ 同相混合器 ＳＥＵ 送信／受信切り替えスイッチ ＶＣＯ 送信発振器（電圧制御発振器） ＶＳＡ バイアス電圧処理器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ラルフ、スペック ドイツ連邦共和国フリードリッヒスハー フェン、オーベルホーフシュトラーセ、 19 (56)参考文献 特開 平２−281174（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−229085（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−77238（ＪＰ，Ａ) 特開 昭52−155996（ＪＰ，Ａ) 米国特許4079378（ＵＳ，Ａ) 米国特許4160248（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01S 7/00 - 7/42 G01S 13/00 - 13/95
Claims (14)
- 【請求項１】ある持続時間のレーダパルスをあるパルス
繰り返し周波数で発生する送信発振器と、 この送信発振器に結合されるアンテナと、 このアンテナに結合され、中間周波数を発生する受信混
合器と、 中間周波基準周波数を発生する手段と、 Ｉ信号を発生する同相混合器、およびＱ信号を発生する
直角位相混合器と、 前記送信発振器に結合されて、パルス繰り返し周波数に
関して中間周波基準周波数をコヒーレントに発生するよ
うに送信発振器を局部受信発振器としても動作させる周
波数推移手段と、を備え、局部受信発振器として動作する時、前記送信発
振器の信号が前記受信混合器に供給される ことを特徴と
するパルスドップラーレーダの送受信部。 - 【請求項２】請求項１記載の送受信部において、周波数
推移手段は、パルス繰り返し周波数と中間周波基準周波
数を構成するタイミング発振器信号を発生するタイミン
グ発振器を含んでいることを特徴とする送受信部。 - 【請求項３】請求項２記載の送受信部において、タイミ
ング発振器に結合されてタイミング発振器信号から中間
周波基準周波数を発生する周波数逓倍手段を更に備えて
いることを特徴とする送受信部。 - 【請求項４】請求項２記載の送受信部において、タイミ
ング発振器に結合されてタイミング発振器信号から中間
周波基準周波数を発生するフェーズロックドループ手段
を更に備えていることを特徴とする送受信部。 - 【請求項５】請求項１記載の送受信部において、中間周
波基準周波数は、送信されたパルスの遅延させられた信
号部分から、送信回路中の結合外し部材と、遅延線と、
受信回路中の結合加入部材とを介して得られ、定められ
た基準信号が受信回路に結合されていることを特徴とす
る送受信部。 - 【請求項６】請求項５記載の送受信部において、アンテ
ナ線に疎結合されて、遅延された信号部分を供給する高
ＱのＲＦ共振器を更に備えていることを特徴とする送受
信部。 - 【請求項７】請求項５記載の送受信部において、遅延さ
せられた信号は完全には整合されていないアンテナの反
射信号であることを特徴とする送受信部。 - 【請求項８】請求項５記載の送受信部において、中間周
波パルス基準信号を連続中間周波基準信号に変換するた
めの高ＱのＩＦ共振器を更に備えていることを特徴とす
る送受信部。 - 【請求項９】請求項５記載の送受信部において、中間周
波パルス基準信号を連続中間周波基準信号に変換するた
めのフェーズロックドループ手段を更に備えていること
を特徴とする送受信部。 - 【請求項１０】請求項５記載の送受信部において、得た
連続中間周波基準信号をパルス繰り返し周波数から得た
中間周波基準周波数と比較する手段と、この比較手段に
より決定された誤差の大きさを用いて周波数推移掃引を
安定にするための手段とを更に備えていることを特徴と
する送受信部。 - 【請求項１１】請求項５記載の送受信部において、遅延
された信号が組み込み試験装置のための振幅および周波
数のモニタ信号として用いられることを特徴とする送受
信部。 - 【請求項１２】請求項１記載の送受信部において、外部
送信送受信部の妨害信号が最適に相関関係を外され、反
射信号が質を低下させられないようにして、送信発振器
を位相変調または周波数変調により適当に変調するため
の手段を更に備えていることを特徴とする送受信部。 - 【請求項１３】請求項１記載の送受信部において、有用
な信号パルスのレベルを著しく超える妨害振幅を有す
る、中間周波増幅器列中の妨害パルスを制限するための
手段を更に備えていることを特徴とする送受信部。 - 【請求項１４】請求項１記載の送受信部において、より
早いパルスからの反射の解析を避け、妨害パルスを抑制
するためにパルス繰り返し周波数をふらつかせるための
手段を更に備え、全てのレンジゲートへの妨害信号のエ
ネルギーの分布ができるだけ一様に起きるように、ふら
つきのパラメータが選択されていることを特徴とする送
受信部。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE4104907A DE4104907C1 (ja) | 1991-02-18 | 1991-02-18 | |
| DE4104907.1 | 1991-02-18 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04323583A JPH04323583A (ja) | 1992-11-12 |
| JP3021160B2 true JP3021160B2 (ja) | 2000-03-15 |
Family
ID=6425253
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4003109A Expired - Fee Related JP3021160B2 (ja) | 1991-02-18 | 1992-01-10 | パルスドップラーレーダの送受信部 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5150126A (ja) |
| EP (1) | EP0499706B1 (ja) |
| JP (1) | JP3021160B2 (ja) |
| DE (2) | DE4104907C1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4420432C2 (de) * | 1994-06-10 | 1996-05-15 | Siemens Ag | Anordnung zur ortsselektiven Geschwindigkeitsmessung nach dem Doppler-Prinzip |
| US5481268A (en) * | 1994-07-20 | 1996-01-02 | Rockwell International Corporation | Doppler radar system for automotive vehicles |
| DE19512904C2 (de) * | 1995-04-06 | 1998-07-16 | Dornier Gmbh | Verfahren zur Bestimmung der Zwischenfrequenzenabweichung bei Frequenz-Puls-Radarsystemen |
| US5699068A (en) * | 1996-05-28 | 1997-12-16 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Doppler video signal conditioning circuit |
| US6250601B1 (en) | 1997-07-18 | 2001-06-26 | Kohler Company | Advanced touchless plumbing systems |
| AU8500298A (en) * | 1997-07-18 | 1999-02-10 | Kohler Company | Bathroom fixture using radar detector having leaky transmission line to control fluid flow |
| WO1999004285A1 (en) | 1997-07-18 | 1999-01-28 | Kohler Company | Radar devices for low power applications and bathroom fixtures |
| JPH11352219A (ja) * | 1998-06-05 | 1999-12-24 | Mitsubishi Electric Corp | 車載用レーダ装置 |
| DE19829762A1 (de) * | 1998-07-03 | 2000-01-13 | Adc Automotive Dist Control | Verfahren zum Betrieb eines Radarsystems |
| DE19920887C2 (de) | 1999-05-06 | 2002-12-05 | Dornier Gmbh | Verfahren zur Bestimmung des Eindeutigkeitsbereichs bei einem frequenzgeregeltem Pulsradarsystem |
| JP3759333B2 (ja) * | 1999-05-28 | 2006-03-22 | 三菱電機株式会社 | パルスドップラレーダ装置 |
| DE102005020246B4 (de) * | 2004-05-06 | 2016-06-16 | Adc Automotive Distance Control Systems Gmbh | Verfahren zur Bestimmung und Einstellung der Zwischenfrequenz bei Frequenz-Puls-Radarsystemen und Frequenz-Puls-Radarsystem |
| JP4624195B2 (ja) * | 2004-06-29 | 2011-02-02 | 京セラ株式会社 | 高周波送受信器およびレーダ装置 |
| KR100612206B1 (ko) * | 2004-07-13 | 2006-08-16 | 삼성전자주식회사 | 쿼드러처 신호를 이용한 레이더 시스템 |
| JP4712826B2 (ja) * | 2008-05-15 | 2011-06-29 | 古河電気工業株式会社 | パルスドップラレーダ装置 |
| KR101612052B1 (ko) | 2009-07-01 | 2016-04-12 | 사브 에이비 | 스위칭 모드 전력 변환기를 포함하는 레이더 시스템 |
| US9032565B2 (en) | 2009-12-16 | 2015-05-19 | Kohler Co. | Touchless faucet assembly and method of operation |
| KR102628228B1 (ko) * | 2021-06-15 | 2024-01-23 | 현대모비스 주식회사 | 레이더 신호 처리 시스템 및 처리 방법 |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3631489A (en) * | 1969-10-02 | 1971-12-28 | North American Rockwell | Mti system having improved discrimination of targets displaying ambiguous doppler shifts |
| US3987442A (en) * | 1974-06-24 | 1976-10-19 | Raytheon Company | Digital MTI radar system |
| US4042925A (en) * | 1975-11-24 | 1977-08-16 | International Telephone And Telegraph Corporation | Pseudo-random code (PRC) surveilance radar |
| US4079378A (en) * | 1977-02-28 | 1978-03-14 | General Dynamics Corporation | Coherent pulse radar system with time-shared frequency source |
| US4160248A (en) * | 1977-11-25 | 1979-07-03 | The Singer Company | Solid state pulsed coherent doppler radar |
| FR2411418A1 (fr) * | 1977-12-08 | 1979-07-06 | Labo Cent Telecommunicat | Procede et dispositif d'elimination des echos de retours multiples pour radars doppler a impulsions |
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| IT1197641B (it) * | 1983-05-04 | 1988-12-06 | Selenia Ind Elettroniche | Dispositivo per l'identificazione e la soppressione di echi indesiderati di seconda traccia in sistemi radar |
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