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QUERVERWEIS AUF VERWANDTE
ANMELDUNGEN
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Diese
Erfindung basiert auf der japanischen Patentanmeldung Nr.
2007-2928856 , eingereicht
am 12. November 2007, und diese ist hierin durch Verweis eingeschlossen.
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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine elektronische Radarvorrichtung
eines abtastenden Typs und insbesondere eine in ein Fahrzeug eingebaute
elektronische FM-CW-(frequenzmodulierte Dauerstrich)- oder CW-(Dauerstrich)-Radarvorrichtung
eines abtastenden Typs, welche zulässt, dass eine Interferenzkomponente
unterdrückt wird, die in einem empfangenen Signal enthalten
ist.
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Beschreibung des Standes der
Technik
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Typen
einer Radarvorrichtung zum Fahrzeugeinbau sind bekannt, welche den
Abstand, die Geschwindigkeit und die Richtung (das heißt
einen Azimuteinfluss) eines Zielobjekts, wie zum Beispiel eines
vorausfahrenden Fahrzeugs, zur Verwendung bei einer Kollisionsvermeidung
und einem Fahrzeugsteuern erfassen. Ein Fahrzeug, das mit einer
derartigen Radarvorrichtung ausgestattet ist und für welche
die Vorrichtungsfunktionsweise beschrieben wird, wird im Folgenden
als das lokale Fahrzeug bezeichnet. Ein Verfahren zum Erzielen von
diesem besteht darin, ein FMCW-Radar zu verwenden. Dieses weist
Vorteile, wie zum Beispiel eine Einfachheit eines Schaltungsaufbaus,
der für eine Signalverarbeitung usw. erforderlich ist,
auf.
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Darstellungen
(a) und (b) in 1 sind Zeitablaufsdiagramme
zum Beschreiben der Grundlagen eines Mischens von gesendeten und
empfangenen Signalen mit einem FMCW-Radar. S1 bezeichnet ein Signal,
das als elektromagnetische Wellen von einer Antenne durch eine FMCW-Radarvorrichtung
des lokalen Fahrzeugs gesendet wird, und deren Frequenz sich zeitlich
linear ändert, in abwechselnden Intervallen einer Frequenzerhöhung
und Frequenzverringerung, wie es in der Darstellung (a) gezeigt
ist. Wenn das gesendete Signal S1 von einem Zielobjekt reflektiert
wird, wird ein entsprechendes empfangenes Signal S2 erzielt. Die
gesendeten und empfangenen Signale S1, S2 werden gemischt, um das
Ergebnis zu erzielen, das in der Darstellung (b) von 1 gezeigt
ist. Wie es gezeigt ist, wird während jedes Intervalls,
in welchem das Signal S2 gleichzeitig mit einem Senden des Signals
S1 empfangen wird, eine Überlagerungssignalkomponente,
die eine Frequenz (Überlagerungsfrequenz) fb aufweist,
als ein Ergebnis des Signalmischens erzielt, wobei fb die Differenz
zwischen den jeweiligen Frequenzen des gesendeten Signals S1 und
des empfangenen Signals S2 ist. Der Wert der Überlagerungsfrequenz ändert
sich proportional zu der Zeitverzögerung Δt, die
für das gesendete Signal erforderlich ist, um von der Radarvorrichtung
des lokalen Fahrzeugs zu einem Zielobjekt zu gehen und zu dieser
Radarvorrichtung zurück zu kehren. Daher kann der Abstand
zu dem Zielobjekt auf der Grundlage von fb berechnet werden.
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Ein
Verfahren eines Messens der Richtung eines Zielobjekts besteht darin,
ein elektronisches Abtasten zu verwenden. Dieses Verfahren lässt
zu, dass ein Abtasten in alle Richtungen in einer kurzen Zeit durchgeführt
wird. Radarwellen (gesendete elektromagnetische Wellen), die von
einem Zielobjekt zurück reflektiert werden, werden von
einer Mehrzahl von Antennenelementen einer Array-Antenne empfangen,
welche in einer bestimmten Positionsanordnung angeordnet ist. Differenzen
entstehen zwischen den jeweiligen Zeiten, zu welchen die reflektierten
Wellen von den Antennenelementen empfangen werden, was zu entsprechenden Phasendifferenzen
zwischen den empfangenen Signalen von den Antennenelementen führt.
Die Frequenz der Antennensignale wird abwärts gewandelt,
um jeweilige abwärts gewandelte Überlagerungssignale
von jeweiligen Kanälen (das heißt, die jeweiligen
Antennenelementen entsprechen) zu erzielen. Jedes der Überlagerungssignale
wird von einem A/D-Wandler periodisch abgetastet, um zu entsprechenden
Kanaldaten, das heißt als Kanalsignale, gewandelt zu werden.
Phasendifferenzen zwischen den Kanalsignalen (die sich aus Phasendifferenzen
zwischen den jeweiligen Antennenelementsignalen ergeben) können
verwendet werden, um die Richtung des Zielobjekts zu erfassen. Eine
Form dieses Verfahrens ist als DBF (digitale Strahlformung) bekannt.
Bei einer DBF wird nach einer A/D-(Analog/Digital)-Wandlung der
Kanalsignale die Richtung eines Zielobjekts auf der Grundlage eines
Korrelierens der Phasenbeziehungen der Kanalsignale mit einem Modusvektor
erzielt, der die Richtung eines Ankommens von empfangenen Radarwellen
ausdrückt, die von einem Zielobjekt reflektiert werden.
Dies ist zum Beispiel in „Adaptive Signal Processing
with Array Antennas", veröffentlicht in Japan von Science
Technology Publishing Co., geschrieben, auf die sich im
Folgenden als Bezugsdokument 1 bezogen wird.
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Bei
diesem elektronischen Abtastverfahren werden Daten (Abtastwerte)
gleichzeitig für jeden der Kanäle durch periodisches
Abtasten (A/D-Wandlungsvorgänge) erfasst. Jedoch macht
es dies erforderlich, getrennte A/D-Wandler für jeden der
Kanäle zu verwenden, so dass die Vorrichtung komplex und
teuer wird.
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Wie
es in 5 der Zeichnung (die hier im weiteren Verlauf
im Detail beschrieben wird) dargestellt ist, ist es bekannt, dass
ein Kanalauswahlschalter 7 verwendet werden kann, um eine
geschaltete Auswahl der jeweiligen Signale aus der Mehrzahl von
Antennenelementen, das heißt für einen TDM-(Zeitmultiplex)-Empfang
der Antennensignale, durchzuführen. Dies ist zum Beispiel
in dem Bezugsdokument 1 beschrieben.
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In
diesem Fall gibt es bei einem Bezeichnen der Anzahl eines Antennenelements
als k (das heißt wie es in der Schaltfolge von einem ersten
Antennenelement gezählt wird) eine Schaltverzögerung τ zwischen
den Signalen von angrenzenden Kanälen, das heißt
mit einem A/D-Abtasten, das mit dem Signalschalten synchronisiert
ist, gibt es eine Schaltverzögerung τ zwischen
abgetasteten jeweiligen Signalen von angrenzenden Kanälen.
Daher wird der Zeitpunkt eines Erfassens des Antennensignals des
k-ten Antennenelements um eine Höhe kτ bezüglich
des ersten Antennenelements verzögert. Wenn der Maximalwert
der Schaltverzögerung τ[k] durch Vergleich mit
der Periode des Überlagerungssignals vernachlässigbar
ist (das heißt τ[k]} << 1/fb),
kann eine Verarbeitung bezüglich der Annahme durchgeführt
werden, dass Antennensignale gleichzeitig von den jeweiligen Antennenelementen
empfangen werden. Jedoch ist es in der Praxis aus Kostengründen
usw. im Allgemeinen erforderlich, eine Schaltung für den
Kanalauswahlschalter 7 zu verwenden, die lediglich zu einem verhältnismäßig
langsamen Schalten eines Antennensignals im Stande ist, so dass
der Kanalauswahlschalter 7 lediglich mit einer verhältnismäßig
niedrigen Ansteuerfrequenz betätigt werden kann. Daher
kann im Allgemeinen die Verzögerungszeit τ[k]
nicht vernachlässigt werden. Genauer gesagt wird, wenn
die Phasenabweichungen zwischen Kanalsignalen aufgrund dieser Schaltverzögerung
groß werden, die Genauigkeit eines Erfassens der Richtung
eines Zielobjekts verringert werden. Daher ist es erforderlich,
eine Phasenkompensation an den Kanalsignalen mit einer Phasenhöhe Δφ[k]
anzuwenden, welche wie folgt ausgedrückt ist: Δϕ[k] = 2·π·fb·τ[k] (1)
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Ein
Anwenden einer derartigen Phasenkompensationsverarbeitung lässt
zu, dass eine genaue Richtungserfassung auch dann erzielt wird,
wenn ein Multiplexen von Antennensignalen verwendet wird. Jedoch ist
ein anderes Problem vorhanden, welches zuerst unter Bezugnahme auf 2 beschrieben
wird. Hierbei fahren Fahrzeuge, welche mit einer FMCW-Radarvorrichtung
ausgestattet sind, in entgegen gesetzte Richtungen zueinander. Hierbei
empfängt ein lokales Fahrzeug 50, welches elektromagnetische
Wellen (Radarwellen) Tx sendet, Radarwellen Rx2, die von einem Fahrzeug
gesendet werden, welches auf einer gegenüber liegenden
Fahrspur fährt. Das lokale Fahrzeug 50 erfasst
ebenso reflektierte Radarwellen Rx1, die sich aus einer Reflexion
der Radarwellen Tx von einem Zielobjekt (einem vorausfahrenden Fahrzeug 51)
ergeben.
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Da
die Radarwellen Rx2 direkt von dem lokalen Fahrzeug 50 aus
der Sendequelle empfangen werden, können sie mit einem
im Wesentlichen höheren Pegel einer Signalenergie als die
reflektierten Wellen Rx1 empfangen werden. Daher kann keine genaue
Phaseninformation für die erwünschten empfangenen
Signalkomponenten (die sich aus den reflektierten Radarwellen Rx1
ergeben) erzielt werden, so dass die Richtung des Zielobjekts nicht
geschätzt werden kann.
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Dieses
Problem kann durch Unterdrücken der Interferenzkomponenten überwunden
werden. Ein Verfahren, welches zum Erzielen von diesem vorgeschlagen
worden ist, verwendet ein Filter zum Unterdrücken von Frequenzkomponenten,
die empfangenen elektromagnetischen Wellen entsprechen, welche von
einer bestimmten Richtung ankommen. Ein derartiges Verfahren ist
zum Beispiel in einem Fachbeitrag „Adaptive Mainbeam Jamming
Suppression for Multi-Funktion Radars" von T. J. Nohara et al beschrieben,
das im Folgenden als Bezugsdokument 2 bezeichnet wird.
Jedoch kann es bei einer Zeitmultiplex-Radarvorrichtung nicht möglich sein,
genau die Ankunftsrichtung der Interferenzwellen zu bestimmen. Die
Gründe dafür werden im Folgenden beschrieben.
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Wenn
die Interferenzwellen Rx2 von einer FMCW-Radarvorrichtung erzeugt
werden, kann sich ihre Frequenz linear ändern, wie es die
gesendeten Wellen Tx aus dem lokalen Fahrzeug tun, wie es in der
Darstellung (a) von 3 dargestellt ist. Wie es in
der Darstellung (b) von 3 dargestellt ist, wird, wenn
ein Antennensignal, welches sich aus empfangenen Rx1 und Rx2 ergibt,
dem Signalmischer 10 zugeführt wird, das sich
ergebende abwärts gewandelte Signal (Überlagerungssignal)
S3, das von dem Mischer erzeugt wird, eine Interferenzkomponente
Ix enthalten, die sich aus den Interferenzwellen Rx2 ergibt. Während
jedes Intervalls, in welchem die Frequenz der Interferenzkomponente
Ix über der Nyquist-Frequenz des A/D-Wandlers ist, werden
Aliasing-Komponenten in den abgetasteten Kanalsignalen (das heißt
in den digitalen Daten, welche die Kanalsignale ausdrücken
sollten) auftreten. Die Aliasing-Komponenten ändern ihre
Frequenz, wie es in der Darstellung (c) von 3 dargestellt
ist.
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In
einem derartigen Fall kann es nicht möglich sein, Phasenbeziehungen
zwischen Kanalsignalen zum Erfassen der Richtung einer Interferenzquelle
zum Zwecke eines Unterdrückens eines Interferenzsignals
zu verwenden, das von dieser Quelle gesendet wird, oder eine Phasenkompensation
für Zeitverzögerungen zwischen den Signalen von
jeweiligen Kanälen durchzuführen. Dieses Problem
aufgrund von Aliasing entsteht sowohl für eine FMCW-Radarvorrichtung,
welche einen gleichzeitigen Empfang (mit getrennten A/D-Wandlern für
die jeweiligen Kanäle) verwendet, als auch für
eine FMCW-Radarvorrichtung, welche TDM von Antennensignalen (mit
einem einzigen A/D-Wandler) verwendet.
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Wenn
die Steigungen der jeweiligen FMCW-Modulationscharakteristiken (die
Frequenz/Zeitänderungscharakteristiken von Rx1, Rx2) annähernd
parallel sind, wird die Frequenz der sich ergebenden Interferenzkomponente
Ix entsprechend niedrig. Jedoch wird, wenn die Steigungen im Wesentlichen
verschieden sind, wie es in 3 gezeigt
ist, die Frequenz der Interferenzkomponente Ix die Nyquist-Frequenz
für eine A/D-Wandlung überschreiten, was verursacht,
dass Aliasing auftritt. In diesem Fall werden die Phasenbeziehungen
zwischen den Kanalsignalen vor einer A/D-Wandlung (das heißt
vor einem Aliasing) nicht denjenigen der abgetasteten Kanalsignale
entsprechen. Daher können Kanaldaten, die derart erzielt
worden sind, nicht verarbeitet werden, um die Richtung einer Interferenzquelle
zu erzielen, so dass das Interferenzsignal nicht unterdrückt
werden kann.
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Die
Gründe dafür werden im Folgenden unter Bezugnahme
auf 4 beschrieben, die Wellenformen von
Kanalsignalen vor und nach einem Abtasten zeigt, wenn eine Interferenzkomponente
einer großen Amplitude von jedem Kanalsignal (vor einem
Abtasten) eine Frequenz aufweist, die die Nyquist-Grenze für
ein Aliasing bei der A/D-Wandlung überschreitet. Signale
von drei Kanälen (Kanal 1, Kanal 2, Kanal 3)
sind gezeigt, wobei Kanal 2 dem mittleren Element einer Array-Antenne
entspricht. Die Darstellung (a) von 4 stellt
den Fall dar, in welchem die Kanalsignale gleichzeitig zu Datenzeitpunkten
0, 1, 2 usw. abgetastet werden. Jede Kurve AS einer durchgezogenen
Linie stellt die Wellenform (das heißt die Ortslinie von
aufeinander folgenden Datenwerten) eines abgetasteten Kanalsignals
dar, während jede Kurve BS einer gestrichelten Linie die
Wellenform eines Kanalsignals vor einem Abtasten zeigt. Dieses Beispiel
nimmt an, dass Interferenzwellen von einer sendenden Quelle empfangen
werden, die direkt vor dem lokalen Fahrzeug (der 0°-Richtung)
vorhanden ist, so dass alle der zuvor abgetasteten Kanalsignale
mit dem Signal des Kanals 2 in Phase sind.
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Es
versteht sich, dass in dem Fall der Darstellung (a), wenn die Richtung
der empfangenen Interferenzwellen eine andere als die 0°-Richtung
ist, so dass Phasendifferenzen zwischen den zuvor abgetasteten Kanalsignalen
BS zu jedem der Zeitpunkte 0, 1, 2 usw. entstehen, diese nicht sich
ergebenden Phasendifferenzen zwischen den abgetasteten Kanalsignalen
AS aufgrund des Aliasing entsprechen werden, so dass die Richtung
einer Interferenzquelle auf der Grundlage der abgetasteten Kanalsignale
AS nicht geschätzt werden kann.
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Die
Darstellung (b) von 4 stellt das Vorhergehende
für den Fall eines TDM-Empfangs dar, was die zuvor beschriebenen
Schaltverzögerung τk verursacht. In der Darstellung
(b) zeigen die Symbole „x" die Abtastzeitpunkte der TDM-Kanalsignale
an. In diesem Fall ist es, obgleich es angenommen wird, das Interferenzwellen
erneut entlang der 0°-Richtung empfangen werden, und obgleich
die Schaltverzögerungszeit τ vorbestimmt ist,
nicht möglich, eine Kompensation für die Schaltverzögerung
an den Kanalsignalen AS nach einem Abtasten aufgrund des Auftretens
von Aliasing anzuwenden. Aufgrund dessen und aus den Gründen,
die für die Darstellung (a) vorhergehend beschrieben worden
sind, kann die Richtung einer Interferenzquelle nicht geschätzt
werden, so dass Interferenzkomponenten in den Kanalsignalen AS nach
einem Abtasten auf der Grundlage dieser Richtung nicht unterdrückt
werden können.
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Aus
den vorhergehenden Gründen ist ein Verfahren zum Unterdrücken
von derartigen Interferenzkomponenten in den Kanalsignalen in der
US-Patentanmeldung Nr. 29008-0036645 vorgeschlagen worden, die im Folgenden
als Bezugsdokument 3 bezeichnet wird, wodurch, wenn ein
Zeitachsenintervall von jedem der abgetasteten Kanalsignale (A/D-gewandelten Überlagerungssignale)
zu einem entsprechenden Kanaldatensatz gewandelt worden ist, der
eine feste Anzahl von Datenwerten umfasst, eine Mehrzahl von Kurzdatensegmenten
aus jedem Kanaldatensatz extrahiert wird. Die Kurzdatensegmente
entsprechen jeweils aufeinander folgenden Datenzeitpunkten und die
Dauer von jedem Kurzdatensegment ist ausreichend kurz, so dass sich
die Interferenzkomponentenfrequenz nicht bedeutsam innerhalb von
jedem Kurzdatensegment ändert. Jeweilige Frequenzspektren
von diesen Kurzdatensegmenten werden erzielt. Eine Mehrzahl von
Kandidatenwerten einer Frequenz des Interferenzsignals wird dann
für jedes der Kurzdatensegmente auf der Grundlage dieser
Frequenzspektren geschätzt und DBF (digitale Strahlformung)
wird dann angewendet, um den best geeigneten Kandidatenwert zu erzielen,
welcher verwendet wird, um die wahrscheinlichste Richtung einer
Ankunft der Interferenzwellen zu schätzen. Diese Information
wird dann beim Unterdrücken der Interferenzkomponenten
in den Kanalsignalen verwendet.
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Jedoch
ist es bei dem Verfahren des Bezugsdokuments 3 erforderlich,
eine Mehrzahl von Kandidatenwerten einer Frequenz vor einem Aliasing
der Interferenzkomponente abzuleiten und eine DBF-Verarbeitung auf
der Grundlage von jedem dieser Kandidatenwerte durchzuführen.
Insbesondere wird, wenn es erforderlich ist, einen verhältnismäßig
hohen Wert einer Grenzfrequenz für eine Tiefpassfilterung
zu verwenden, die vor einer A/D-Wandlung angewendet wird, eine Anzahl
von Kandidatenwerten einer Frequenz vor einem Aliasing groß.
Daher wird die erforderliche Anzahl von Berechnungsvorgängen übermäßig
und wird es, da eine Radarvorrichtung, welche eine Echtzeitverarbeitung
durchführt, diese Verarbeitung mit einer hohen Geschwindigkeit durchführen
muss, erforderlich, eine Mehrzahl von Hochleistungsprozessoren mit
jeweiligen Berechnungsprogrammen und Berechnungseinheiten zu verwenden.
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KURZFASSUNG DER ERFINDUNG
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Es
ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die vorhergehenden
Probleme durch Schaffen einer elektronischen FMCW- oder FM-Radarvorrichtung
eines abtastenden Typs zu überwinden, durch die eine Interferenz
des zuvor beschriebenen Typs unterdrückt werden kann, während
lediglich ein einfacher Vorrichtungsaufbau erforderlich ist.
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Um
die vorhergehende Aufgabe zu lösen, schafft die Erfindung
eine elektronische abtastende Radarvorrichtung, die aufweist:
eine
Sendeantenne, die von einem Sendesignal angesteuert wird, um elektromagnetische
FMCW- oder CW-Wellen zu senden, eine Empfangsantenne, die eine Mehrzahl
von Antennenelementen aufweist, einen Signalmischer zum Mischen
von empfangenen Signalen in einer Mehrzahl von Kanälen,
die jeweils den Antennenelementen entsprechen, mit dem Sendesignal,
um jeweilige Überlagerungssignale der Kanäle abzuleiten,
eine
A/D-Wandlerschaltung zum Abtasten und Quantisieren von jedem der Überlagerungssignale
mit einer festen Abtastfrequenz, um die Überlagerungssignale
zu jeweiligen Kanalsignalen zu wandeln und aufeinander folgende
Intervalle der Kanalsignale als jeweilige Kanaldatensätze
zu speichern, wobei jeder der Kanaldatensätze eine feste
Anzahl von Datenwerten aufweist, die jeweiligen Datenzeitpunkten
entsprechen,
eine Schaltung zum Extrahieren einer Mehrzahl
von Kurzdatensegmenten aus jedem der Kanaldatensätze, wobei
jedes der Kurzdatensegmente eine feste Anzahl von Datenwerten aufweist,
eine
Interferenzkomponenten-Erfassungsschaltung, die dazu ausgelegt ist,
jeweilige Frequenzspektren abzuleiten, die den Kurzdatensegmenten
entsprechen, und aus den Frequenzspektren eine Mehrzahl von Augenblicksfrequenzwerten
einer Interferenzkomponente der Kanalsignale zu erzielen, wobei
die Augenblicksfrequenzwerte jeweils den Datenzeitpunkten entsprechen,
eine Interferenz-Unterdrückungsschaltung, die dazu ausgelegt
ist, die Augenblicksfrequenzwerte in Verbindung mit den Kanaldatensätzen
zu verarbeiten, zum Erfassen einer Richtung einer Quelle von gesendeten
elektromagnetischen Wellen, die der Interferenzkomponente entsprechen,
und zum Beseitigen von Komponenten der Kanaldatensätze,
die der erfassten Richtung entsprechen, um dadurch jeweilige interferenzunterdrückte
Kanaldatensätze zu erzielen, und eine Richtungs-Schätzschaltung,
die dazu ausgelegt ist, die interferenzunterdrückten Kanaldatensätze
zum Schätzen einer Richtung einer Ankunft von elektromagnetischen
Wellen zu verarbeiten, die von einem Zielobjekt reflektiert werden.
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Bei
der vorliegenden Erfindung ist eine derartige Radarvorrichtung dadurch
gekennzeichnet, dass sie aufweist:
eine Phasenkompensationstabellen-Erzeugungsschaltung,
die dazu ausgelegt ist, eine Mehrzahl von Sätzen von Phasenkompensationswerten
abzuleiten, wobei die Sätze den jeweiligen Datenzeitpunkten
entsprechen und wobei die Phasenkompensationswerte innerhalb jedes
der Sätze den jeweiligen Kanälen entsprechen;
eine
Interferenzphasen-Einstellungsschaltung, die dazu ausgelegt ist,
die Kanaldatensätze gemäß den Phasenkompensationswerten
zu verarbeiten, um jeweilige Interferenzkomponenten der Kanäle
zu einer vorbestimmten Phasenbeziehung zu verschieben, die einer
vorbestimmten Richtung einer Ankunft von empfangenen elektromagnetischen
Wellen entsprechen;
eine Interferenz-Beseitigungsschaltung,
die gemäß der vorbestimmten Phasenbeziehung dazu
ausgelegt ist, die phasenverschobenen Interferenzkomponenten aus
den Kanaldatensätzen zu beseitigen; und
eine Phasen-Wiederherstellungsschaltung,
die dazu ausgelegt ist, empfangene Signalkomponenten, die durch
die Kanaldatensätze ausgedrückt sind, zu einem
Phasenzustand wiederherzustellen, der vor der Phasenverschiebung
vorhanden ist.
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Bei
einer derartigen Radarvorrichtung können, da die jeweiligen
Phasen der Interferenzkomponenten von jedem der Kanäle
immer zu einer fest vorbestimmten Beziehung verschoben sind, unberücksichtigt
der Richtung einer Ankunft der Radarwellen, welche die Interferenz
verursachen, die Interferenzkomponenten einfach unterdrückt
werden, das heißt, ein identisches Verarbeitungsverfahren
wird immer durchgeführt, um die Interferenzkomponenten
unberücksichtigt der Richtung einer Ankunft der Interferenzradarwellen
zu unterdrücken. Es wird nicht erforderlich gemacht, eine
Mehrzahl von Kandidatenwerten einer Augenblicksfrequenz der Interferenzkomponenten
für jeden von jeweiligen Datenzeitpunkten zu berechnen,
wie es im Stand der Technik des vorhergehenden Bezugsdokuments 2 vorgeschlagen
worden ist. Insbesondere wird, da die jeweiligen Phasen der Interferenzkomponenten
von jedem der Kanäle immer zu einer fest vorbestimmten
Beziehung verschoben werden, die einer vorbestimmten Richtung einer
Interferenzquelle entspricht, das heißt, es ist nicht erforderlich,
die tatsächliche Richtung zu bestimmen, der Vorgang durch
ein Auftreten von Aliasing bei einer A/D-Wandlung nicht beeinträchtigt.
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Die
vorbestimmte Richtung einer Ankunft von elektromagnetischen Interferenzwellen
kann vorteilhaft als die 0°-(Vorwärts)-Richtung
festgelegt werden, wobei in diesem Fall die vorbestimmte Phasenbeziehung
der Interferenzkomponenten von jeweiligen Kanälen eine
phasensynchronisierte Beziehung ist, wobei der Ausdruck „phasensynchronisiert"
hierin verwendet wird, um eine Beziehung zu bezeichnen, in welcher
jeweilige Signalwerte der Kanäle an jedem von aufeinander
folgenden Zeitpunkten identisch sind. In diesem Fall können die
Interferenzkomponenten einfach als eine Gleichtaktkomponente der
phasenverschobenen Kanalsignale beseitigt werden.
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Die
Erfindung kann an einer Radarvorrichtung angewendet werden, in welcher
die Antennensignale der Antennenelemente jeweiligen Signalmischern
zugeführt werden, wobei die sich ergebenden Überlagerungssignale
durch A/D-Wandler abgetastet werden. Sie kann gleichermaßen
an einer Radarvorrichtung angewendetwerden, welche eine TDM-Empfang
verwendet, wobei ein Schalter (Multiplexer), der zwischen den Empfangsantennenelementen
und einem einzigen Signalmischer angeschlossen ist, zum aufeinander
folgenden Auswählen der Antennensignale von jeweiligen
Kanälen dient, die dem Mischer zuzuführen sind,
so dass (aufgrund von Schaltverzögerung) die Phasenbeziehungen
von Signalkomponenten von jeweiligen Kanälen nicht direkt
einer tatsächlichen Richtung einer Ankunft von empfangenen
Radarwellen entsprechen.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
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1 ist
ein Zeitablaufsdiagramm zum Beschreiben von gesendeten und empfangenen
Signalen und Effekten eines Mischens von Signalen mit einer elektronischen
FM-CW- oder CW-Radarvorrichtung des abtastenden Typs;
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2 ist
eine konzeptionelle Draufsicht einer Verkehrsumgebung, in welcher
Fahrzeuge auf entgegen gesetzten Fahrspuren fahren;
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3 stellt
gesendete und empfangene Signale einer in ein Fahrzeug eingebauten
Radarvorrichtung im Stand der Technik für einen Fall dar,
in welchem FMCW-Interferenzradarwellen empfangen werden, die von einem
anderen Fahrzeug gesendet werden;
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4A und 4B stellen
Interferenzkomponenten in Überlagerungssignalen von jeweiligen
Kanälen vor und nach einer A/D-Wandlung der Signale, wenn
Interferenzwellen von einer Richtung direkt voraus empfangen werden
und Aliasing auftritt, für den Fall eines gleichzeitigen
Empfangs (gleichzeitige A/D-Abtastung für jeden Kanal)
bzw. eines TDM-Empfangs dar;
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5 ist
ein Blockschaltbild, das den Gesamtaufbau eines Ausführungsbeispiels
einer elektronischen Radarvorrichtung eines abtastenden Typs zeigt;
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6 ist
eine konzeptionelle Darstellung zum Darstellen einer Verarbeitung
zum Extrahieren von Kurzdatensegmenten aus Daten von jeweiligen
Kanälen in dem Ausführungsbeispiel von 5;
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7 ist
eine konzeptionelle Darstellung zum Darstellen einer Verarbeitung
zum Ableiten von jeweiligen Frequenzspektren von Kurzdatensegmenten;
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8 ist
eine konzeptionelle Darstellung zum Darstellen von Augenblicksfrequenzwerten
von Interferenzfrequenzkomponenten, die jeweiligen Zeitpunkten entsprechen;
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9 ist
eine konzeptionelle Darstellung zum Darstellen der Grundlagen der
vorliegenden Erfindung;
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10 ist
eine Darstellung zum Darstellen einer grundlegenden Verarbeitungsfolge,
die von der vorliegenden Erfindung ausgeführt wird, zum
Beseitigen von Interferenzkomponenten aus A/D-gewandelten Überlagerungssignalen
vom jeweiligen Kanälen.
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BESCHREIBUNG VON BEVORZUGTEN
AUSFÜHRUNGSBEISPIELEN
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5 ist
ein Blockschaltbild, das den Gesamtaufbau eines Ausführungsbeispiels
einer elektronischen Radarvorrichtung eines abtastenden Typs zeigt,
die mit dem Bezugszeichen 1 bezeichnet ist. Diese ist eine FMCW-Radarvorrichtung,
welche eine Modulation von elektromagnetischen Dauerstrichen (CW)
durch ein Sendesignal Tx unter Verwendung einer Frequenzmodulation
(FM) verwendet. Die elektronische Radarvorrichtung 1 eines
abtastenden Typs ist in ein Fahrzeug eingebaut und dient dazu, den
Abstand und eine relative Geschwindigkeit eines Zielobjekts, das
vor dem Fahrzeug fährt, und die Richtung zu diesem Zielobjekt
zu erfassen. Die Erfassungsergebnisse, die von der elektronischen
Radarvorrichtung 1 eines abtastenden Typs erzielt werden,
werden als Information zum Steuern des Fahrens des Fahrzeugs usw.
verwendet. Die gesendeten Wellen sind in dem Mikrowellenfrequenzbereich.
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Wie
es gezeigt ist, beinhaltet die elektronische Radarvorrichtung 1 eines
abtastenden Typs einen Empfängerbereich 4, eine
Zielobjekt-Erfassungsbereich 17 und Zielobjektnachführ-Verarbeitungsbereich 35. Der
Zielobjekt-Erfassungsbereich 17 beinhaltet einen Interferenz-Unterdrückungsbereich 30,
dessen Funktionen als jeweilige Schaltungsbereiche in 6 dargestellt
sind. Jedoch werden in diesem Ausführungsbeispiel diese
Funktionen durch Verarbeitungsvorgänge realisiert, die
von einem Mikrocomputer (das heißt, der eine CPU, einen
RAM, einen ROM usw. aufweist) gemäß einem gespeicherten
Programm ausgeführt werden. Der Empfängerbereich 4 beinhaltet
eine Sendesignalquelle, welche in diesem Ausführungsbeispiel
ein VCO (spannungsgesteuerter Oszillator) 2 ist, einen
Verstärker 3 und eine Sendeantenne 5.
Wie es zuvor beschrieben worden ist, beinhaltet der Empfängerbereich 4 ebenso
einen Satz von K Antennenelementen 6 einer Array-Antenne 8 und
ebenso einen Verstärker 9, einen Signalmischer 10,
einen Verstärker 11, ein LPF (Tiefpassfilter) 12,
einen A/D-Wandler 13, einen Pufferspeicher 14 und
einen VCO 40.
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Der
VCO 2 erzeugt ein frequenzmoduliertes Trägersignal,
das eine Mittenfrequenz f0 von zum Beispiel 76 GHz aufweist, unter
dem Steuern einer veränderbaren Gleichspannung, die als
ein Modulationssignal von einer Modulationssignalquelle (in der
Zeichnung nicht gezeigt) angelegt wird. Das Modulationssignal weist
eine Änderung der Dreieckwellenform auf, die in der Darstellung
(a) von 1 gezeigt ist, wobei das Sendesignal Tx
(das modulierte Trägersignal) einen Modulationsgrad Δf
bezüglich der Mittenfrequenz f0 aufweist, das heißt die
Frequenz des modulierten Trägers ändert sich zwischen
f0 ± Δf/2. Das Sendesignal Tx wird von dem Verstärker 3 verstärkt
und über einen Signalsplitter 41 zu der Sendeantenne 5 gesendet,
um als elektromagnetische Wellen gesendet zu werden. Der Splitter 41 überträgt
ein Teil des Sendesignals Tx zu dem Signalmischer 10, um
als das Lokaloszillatorsignal zu wirken.
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Die
Antennenelemente 6 führen K empfangene Signale
Rx von K Kanälen zu, das heißt, der Kanalauswahlschalter 7 weist
K Eingangsanschlüsse auf, die jeweils mit den Antennenelementen 6 und
einem einzigen Ausgangsanschluss verbunden sind. Der Kanalauswahlschalter 7 führt
ein wiederholtes Schalten unter dem Steuern eines Schaltsignals
(Taktsignals), das von einem VCO (spannungsgesteuerten Oszillator) 40 erzeugt
wird, an einer Frequenz fsw durch, um ein TDM (Zeitmultiplexen)
der K Kanalsignale Rx aus der Empfangsantenne 8 mit einer
Periode von 1/fsw durchzuführen. In diesem Ausführungsbeispiel
wird das Schalten durch den Kanalauswahlschalter 7 elektronisch,
das heißt innerhalb einer Schaltung, durchgeführt.
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Der
VCO
40 synchronisiert ebenso die A/D-Wandlungs-Abtastzeitpunkte
bei dem Schalten der empfangenen Signale Rx. Das ausgegebene TDM-Signal
aus dem Kanalauswahlschalter
7 wird in die in Reihe geschalteten
Verstärker
9, Signalmischer
10 und Verstärker
11 eingegeben,
wobei das Ausgangssignal aus dem Verstärker
11 in
den A/D-Wandler
13 eingegeben wird. Nachdem Verstärken
durch den Verstärker
9 wird das Ausgangssignal
aus dem Kanalauswahlschalter
7 mit dem Sendesignal Tx in
dem Signalmischer
10 gemischt, um die Frequenz abwärts
zu wandeln. TDM•• Überlagerungssignale
von jeweiligen Kanälen, die aus dem Signalmischer
10 erzielt
werden, werden dadurch erzeugt. Ein derartiges Ableiten von Überlagerungssignalen ist
zum Beispiel in der japanischen Patentveröffentlichung
Nr.
11-133142 beschrieben.
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Bei
einer Dreieckwellen-FMCW-Modulation können, wenn fr die Überlagerungssignalfrequenz
bezeichnet, die erzielt wird, wenn die relative Geschwindigkeit
eines Zielobjekts null ist, fd eine Dopplerfrequenz bezeichnet,
welche auf der Grundlage der relativen Geschwindigkeit eines Zielobjekts
erzielt wird, fb1 die Überlagerungssignalfrequenz während
jedes Aufwärtsintervalls (das heißt, in welchem
sich die Überlagerungsfrequenz erhöht) bezeichnet
und fb2 die Überlagerungsfrequenz während jedes
Abwärtsintervalls (das heißt, in welchem sich
die Überlagerungssignalfrequenz verringert) bezeichnet,
die folgenden Gleichungen (2) und (3) erzielt werden: fb1 = fr – fd (2) fb2 = fr + fd (3)
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Daher
können, wenn die Überlagerungsfrequenz während
eines Aufwärtsintervalls und eines Abwärtsintervalls
gemessen wird, die Werte von fr und fd aus den folgenden Gleichungen
(4) und (5) erzielt werden. fr = (fb1
+ fb2)/2 (4) fd = (fb2 – fb1)/2 (5)
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Daher
können der Abstand R und die relative Geschwindigkeit V
eines Zielobjekts aus den folgenden Gleichungen (6) und (7) erzielt
werden: R = (C/(4·ΔF·fm)·fr (6) V = (C/2·f0))·fd (7)
-
Hierbei
ist C die Lichtgeschwindigkeit und ist fm die FM-Modulationsfrequenz.
-
Die
TDM-Überlagerungssignale aus dem Signalmischer
10 werden über
den Verstärker
11 und das LPF
12 zu dem
A/D-Wandler
13 übertragen, um die jeweiligen Kanalsignale,
die zuvor beschrieben worden sind, als Kanaldaten (digitale Daten)
zu erzielen, die aus aufeinander folgenden Datenwerten ausgebildet
sind. Die Kanaldaten werden in dem Pufferspeicher
14 gespeichert
und dann, wenn ein Satz von N Datenwerten für jeden der
K Kanäle gespeichert worden ist, wobei N eine feste Mehrzahl
ist, wird der (N × K-Element)-Datensatz dem Zielobjekt-Erfassungsbereich
17 zugeführt,
um verarbeitet zu werden. Ein derartiger Datensatz wird als DT1
bezeichnet und kann wie folgt ausgedrückt werden:
-
Wie
es in 5 gezeigt ist, beinhaltet der Zielobjekt-Erfassungsbereich 17 einen
Interferenz-Unterdrückungsbereich 30, einen Überlagerungsfrequenz-Erfassungsbereich 31,
einen Phasen-Kompensationsbereich 32 und einen Richtungs-Erfassungsbereich 33.
Der Interferenz-Unterdrückungsbereich 30 beinhaltet
einen Kurzdatensegment-Extraktionsbereich 19, einen Frequenzspektrum-Berechnungsbereich 20,
einen Interferenzfrequenz-Erfassungsbereich 18, einen Phasenkompensationstabellen-Berechnungsbereich 21,
einen Interferenzkomponenten-Unterdrückungsbereich 26 und
einen Pufferspeicher 27.
-
Ein
gespeicherter Datensatz DT1 ist konzeptionell in 6 dargestellt.
Die jeweiligen Sätze von empfangenen Kanaldaten, die den
K Kanälen entsprechen, bestehen jeweils aus N Datenwerten
und werden in 6 als RD bezeichnet. Innerhalb
jedes empfangenen Datensatzes RD entsprechend aufeinander folgende Positionen
von links nach rechts in 6 den aufeinander folgenden
Datenzeitpunkten 6, die von 1 bis N nummeriert sind. Der
Ausdruck „Datenzeitpunkte", wie er hierin in Beziehung
zu den Daten der Kanaldatensätze RD verwendet wird, weist
die folgende Bedeutung auf. Es wird auf die Darstellung (b) von 4 verwiesen. Zum Bespiel entsprechen,
wenn die Datenzeitpunkte (t) 1, 2, 3 usw. bezüglich der
Daten von Kanal 1 von 4(b) jeweils
den Abtastzeitpunkten 1, 2, 3 usw. entsprechen, die in 4(b) gezeigt sind, die Datenzeitpunkte
(t) 1, 2, 3 usw. bezüglich des Kanals 2 jeweils
den Abtastzeitpunkten (1 + τ), (2 + τ), 3 + τ)
usw. Ähnlich entsprechen die Datenzeitpunkte (t) 1, 2,
3 usw. bezüglich Kanal 3 von 4 jeweils
den Abtastzeitpunkten (1 + 2τ), (2 + 2τ), (3 +
2τ) usw.
-
Eine
Gesamtheit von (N – M + 1) Kurzdatensegmenten SD, von denen
jedes aus M Datenwerten (wobei M ein fester Wert ist, der kleiner
als N ist) ausgebildet ist, die aufeinander folgenden Datenzeitpunkten
t entsprechen, wird aus jedem empfangenen Datensatz RD durch den
Kurzdatensegment-Extraktionsbereich 19 des Interferenz-Unterdrückungsbereichs 30 extrahiert.
In diesem Ausführungsbeispiel überlappen die aufeinander
folgenden extrahierten Kurzdatensegmente SD aus einem Datensatz
RD aufeinander folgend, um aufeinander folgend um einen Datenwert
(das heißt einen Datenzeitpunkt) verschoben zu sein. Jedoch
wird es gleichermaßen möglich sein, jedes Kurzdatensegment
bezüglich des vorhergehenden Segments um eine unterschiedliche
Anzahl von Einheiten zu verschieben.
-
Wie
es aus
6 zu verstehen ist, beginnen die Kurzdatensegmente
SD von jedem empfangenen Datensatz RD jeweils zu Datenzeitpunkten
von t = 1 bis (N – M + 1). Die Kurzdatensegmente, die aus
einem Satz von gespeicherten Daten DT1 erzielt werden, können
durch den folgenden Ausdruck dargestellt werden:
Da jedes
Kurzdatensegment SD aus dem Kurzdatensegment-Extraktionsbereich
19 ausgegeben
wird, wendet der Frequenzspektrums-Berechnungsbereich
20 eine
DFT-(diskrete Fourier-Transformation)-Verarbeitung an, um ein entsprechendes
Frequenzspektrum von diesem Kurzdatensegment zu erzielen. Die Frequenzspektren, die
derart für die Kurzdatensegmente SD eines empfangenen Datensatzes
RD erzielt werden, sind konzeptionell in
7 dargestellt.
Diese Frequenzspektren, die jeweils den Kurzdatensegmenten SD von
jedem Kanal eines empfangenen Datensatzes DT1 entsprechen, können
durch den folgenden Ausdruck (10) dargestellt sein.
(Y[k][1](f) ... Y[k][t](f) ... Y[k][N – M
+ 1](f)) (10) -
Der
Interferenzfrequenz-Erfassungsberiech 18 berechnet den
Mittelwert der Energiepegel der Frequenzspektren (DFT-Ergebnisse)
von jedem Satz von K Kurzdatensegmenten SD von jeweiligen Kanälen.
Die Frequenz, an welcher die Signalenergie eine Spitze bezüglich
des berechneten mittleren Energiepegels erreicht, wird dann als
eine Augenblicksüberlagerungsfrequenz erfasst.
-
Die
Ableitung der Augenblicksüberlagerungsfrequenzen fBA[t] aus (N – M + 1) Sätzen
von K Kurzdatensegmenten SD, wobei die Sätze jeweils zu
Datenzeitpunkten t = 1 bis (N – M + 1) beginnen, ist konzeptionell in 8 dargestellt.
Dies kann ausgedrückt werden als: fBA[t], (t = 1 ... N – M
+ 1) (11)
-
Die
Beziehung der Augenblicksüberlagerungsfrequenzwerte fBA[t] zu den Zeitachsenänderungen
der Frequenz der Interferenzkomponente Rx2 und der erwünschten
empfangenen Signalkomponente S3 von jedem Kanal ist konzeptionell
in 9 dargestellt. Wie es zuvor beschrieben worden
ist, wird, wenn eine Interferenzkomponente als direkt gesendete
Radarwellen empfangen wird, die Amplitude der Interferenzkomponenten
in den Kanalsignalen im Wesentlichen höher als die der
erforderlichen Signalkomponenten. Daher kann angenommen werden,
dass die Augenblicksfrequenzwerte, die auf der Grundlage von Spitzenwerten
von einer empfangenen Energie abgeleitet werden, wie es zuvor beschrieben
worden ist, die Augenblicksfrequenzwerte einer Interferenzkomponente
sind. Weiterhin überlappen, wie es in 9 dargestellt
ist, Frequenzwerte einer erforderlichen empfangenen Signalkomponente
in weitestgehend der Verarbeitungszeit nicht mit den Frequenzen
der Interferenzkomponenten, da sich der Frequenzwert einer Interferenzkomponente über
die Zeit ändert.
-
Die
Ableitung der Augenblicksüberlagerungsfrequenzwerte (Augenblicksfrequenzwerte
einer Interferenzkomponente) f
BA[t] kann
wie folgt ausgedrückt werden:
-
Jeder
der Datenwerte (Augenblicksamplitudenwerte), die den Datensatz DT1
bilden, der einem bestimmten Datenzeitpunkt t entspricht, kann dadurch
auf eine bestimmte Augenblicksinterferenzkomponentenfrequenz bezogen
werden. Ein komplexer Frequenzspektrumsvektor, der einem Augenblicksfrequenzwert
zu einem Zeitpunkt t entspricht, wird dadurch erzielt, das heißt: Y[][t](fBA(t)) = [Y[1][t](fBA(t)) ... Y[K][t](fBA(t))]T (13)
-
In
Gleichung (13) bezeichnet der Anhang T die transponierte Matrix.
-
Die
Elemente dieses komplexen Frequenzspektrumvektors können
zu einer Polarkoordinatenform gewandelt werden, das heißt,
jedes Element wird eine Vektorgröße, die aus einem
Amplitudenausdruck (Vektorgröße) a
i und
einem Phasenausdruck e
jθi ausgebildet
ist, so dass Gleichung (13) ausgedrückt werden kann als:
-
Eine
Phasenkompensationstabelle, die als Hosei[t] bezeichnet ist, die
durch Gleichung (15) nachstehend ausgedrückt ist, wird
aus den jeweiligen Phasenausdrücken von Gleichung (14)
erzielt. Diese Tabelle besteht aus einer Mehrzahl von Sätzen
von K Phasenkompensationswerten, wobei die Kompensationswerte in jedem
Satz jeweils den K Kanälen entsprechen und die Sätze
jeweils den aufeinander folgenden Datenzeitpunkten t entsprechen.
-
-
Es
versteht sich, dass jeder der Phasenausdrücke in Gleichung
(14) durch Multiplikation mit einem entsprechenden Phasenausdruck
(Phasenkompensationswert) der Phasenkompensationstabelle Hosei[t]
auf 1 (das heißt, ein Phasenwinkel ist zu null gewandelt)
festgelegt werden kann.
-
Bei
der vorliegenden Erfindung wird eine derartige Phasenkompensationstabelle
verwendet, um die Phasenbeziehung der Interferenzkomponenten in
den Kanalsignalen zu wandeln, um unberücksichtigt der tatsächlichen
Richtung einer Ankunft der Interferenzwellen einer vorbestimmten
Richtung einer Ankunft Interferenzwellen zu entsprechen. Bei diesem
Ausführungsbeispiel ist die vorbestimmte Richtung die 0°-Richtung. Das
heißt, eine phasensynchronisierte Beziehung der jeweiligen
Interferenzkomponenten der Kanalsignale wird (in der Form, die durch
die Darstellung (a) von 4 zuvor dargestellt
ist) gebildet.
-
Daher
können bei der vorliegenden Erfindung, da die Interferenzkomponenten
in den Kanalsignalen immer zu einer fest vorbestimmten Phasenbeziehung
verschoben sind, die einer vorbestimmten Richtung einer Quelle von
Interferenzradarwellen entspricht, unberücksichtigt der
tatsächlichen Richtung die Interferenzkomponenten durch
eine einfachere Verarbeitung beseitigt werden, als dies im Stand
der Technik möglich ist.
-
Genauer
gesagt werden alle Komponenten der Kanalsignale (wie sie durch die
Kanaldaten dargestellt sind) durch Verwenden der Phasenkompensationstabelle
Hosei[t] phasenverschoben, um die vorhergehende Phasenbeziehung
der Interferenzkomponenten der Kanalsignale zu erzielen. Die Interferenzkomponenten werden
dann als eine Gleichphasenkomponente der Kanalsignale beseitigt
(bei diesem Ausführungsbeispiel ist eine Gleichphasenkomponente äquivalent
zu einem Mittelwert der Kanalsignale) und alle der verbleibenden Komponenten
der Kanalsignale werden dann zu ihren ursprünglichen Phasenzuständen
wieder hergestellt.
-
10 zeigt
dies konzeptionell für Kanalsignale, die jeweils eine erwünschte
Signalkomponente SC und eine Interferenzkomponente KC an irgendeinem
bestimmten Datenzeitpunkt t enthalten, wobei die jeweiligen Amplituden
von diesen Komponenten zu diesem Zeitpunkt durch die Längen
der Pfeile dargestellt sind und die jeweiligen Phasenwinkel (die
bezüglich der Augenblicksfrequenzen der Interferenzkomponente
KC und der erwünschten Komponente SC an diesem bestimmten
Datenzeitpunkt bestimmt werden) durch die Winkel der Pfeile dargestellt
sind. Es ist anzumerken, dass 10 lediglich
als eine konzeptionelle Darstellung gedacht ist und nicht dazu gedacht
ist, ein Beispiel von tatsächlichen Signalzuständen
zu zeigen.
-
Zu
Beginn sind die Phasenbeziehungen der Signalkomponenten der jeweiligen
Kanäle wie in Schritt S1 dargestellt. In Schritt S2 wird
für jedes Kanalsignal eine Zeitachsenverschiebung an jedem
der Werte angewendet, die dieses Kanalsignal bilden, wobei die Verschiebungshöhe
derart ist, dass der Phasenwinkel der Interferenzkomponenten KC
zu einem vorbestimmten Wert verschoben wird, welcher in diesem Ausführungsbeispiel
0° ist. Diese Verschiebung ergibt sich aus einer entsprechenden Änderung
des Phasenwinkels der erwünschten Signalkomponente SC von
jedem Kanalsignal.
-
Die
Interferenzkomponente KC in jedem von diesen Kanalsignalen wird
dadurch zu einem vorbestimmten Phasenwinkel verschoben, welcher
bei diesem Ausführungsbeispiel 0° ist (dies kann
alternativ als Festlegen der Phasendifferenzen zwischen dem Kanalsignal 1 und
jedem der anderen Kanalsignale auf 0° erachtet werden).
Wie es zuvor beschrieben worden ist, entspricht der sich ergebende
phasensynchronisierte Zustand der Interferenzkomponenten in den
jeweiligen Kanalsignalen einem Empfang von Interferenzradarwellen
aus der 0°-Richtung.
-
Die
Interferenzkomponente in jedem Kanalsignal wird dann in Schritt
S3 von 10 durch Verarbeiten beseitigt,
welches gemäß der vorbestimmten (scheinbaren)
Interferenzquellenrichtung von Schritt S2, das heißt in
diesem Ausführungsbeispiel der 0°-Richtung, durchgeführt
wird.
-
Es
versteht sich, dass es bei der vorliegenden Erfindung, da die (scheinbare)
Interferenzquellenrichtung fest vorbestimmt nicht, nicht erforderlich
ist, die Inhalte der Verarbeitung von Schritt S3 gemäß verschiedenen
unterschiedlichen tatsächlichen Richtungen einer Ankunft
von Interferenzwellen zu ändern, um dadurch die erforderliche
Verarbeitung zu vereinfachen.
-
Als
Nächstes wird in Schritt S4 die Phase der erwünschten
Signalkomponente SC von jedem Kanalsignal durch eine inverse Phasenverschiebung
zu der in Schritt S2 zu ihrer ursprünglichen Bedingung
wieder hergestellt. Auf diese Weise werden die erwünschten
Signalkomponenten SC der Kanalsignale mit ihren ursprünglichen
Phasenbeziehungen wieder gewonnen, wobei die Interferenzkomponenten
KC beseitigt sind.
-
Wenn
die 0°-Richtung als die (scheinbare) Richtung einer Ankunft
der Interferenzradarwellen gebildet worden ist, kann die Interferenzkomponente
in jedem Kanal (das heißt Interferenzkomponenten, die in
den jeweiligen empfangenen Datensätzen RD ausgedrückt
sind) durch einen einfachen Matrixberechnungsvorgang unterdrückt
werden, wie es im Folgenden beschrieben wird.
-
Alles
der vorhergehenden Verarbeitung kann während eines Signalempfangs
durch die Radarvorrichtung durchgeführt werden.
-
Genauer
gesagt werden die empfangenen Daten DT1 als Daten xc[t]
ausgedrückt, die aus Sätzen von K Datenwerten
bestehen, wobei die Datenwerte von jedem Satz jeweils den K Kanälen
entsprechen und wobei die Sätze jeweils aufeinander folgenden
der Datenzeitpunkte t entsprechen. Daher kann xc[t]
wie folgt ausgedrückt werden: xc[t] = (x[1][t] x[2][t] ... x[K][t])T (16)
-
Ein
Unterdrücken der Interferenzkomponente von jedem Kanal
wird durch einen Interferenzkomponenten-Unterdrückungsbereich 26 für
die Daten von jedem der Zeitpunkte t durch die folgende Berechnung durchgeführt: diag(Hosei[t]*)·(I – a(0)·a(0)T)·diag(Hosei[t])·xc[t] (17)
-
Im
Vorhergehenden stellt das Symbol „*" die komplex Konjugierte
dar, bezeichnet „1" eine Einheitsmatrix einer Größe
K, das heißt, die K Elemente aufweist, und bezeichnet a(0)
den Modusvektor (Größe K), der der 0°-Richtung
entspricht, was wie folgt ausgedrückt werden kann:
-
Beim
Ausführen der Berechnung von Ausdruck (17) führt
der Interferenzkomponenten-Unterdrückungsbereich 26 die
Schritte S2 bis S4 von 10 (für jeden der Sätze
von Kanaldatenwerten, die den Datenzeitpunkten t entsprechen) durch
drei aufeinander folgende Matrixmultiplikationsvorgänge
durch. Zuerst entspricht ein Multiplikationsvorgang, der Hosei[t]
(ein Multiplizieren von Elementen von xc[t] mit entsprechenden Elementen
von Hosei[t]) verwendet, um eine entsprechende Matrix von Vektorgrößen
zu erzielen, Schritt S2 von 10.
-
Als
Nächstes verwendet ein Multiplizieren die Projektionsmatrix
(I – a(0)·a(0)T), um die
Gleichtaktkomponente der Vektorgrößen (bei diesem
Ausführungsbeispiel ist eine Gleichtaktkomponente äquivalent
zu einem Mittelwert der Vektorgrößen), das heißt
eine Komponente, die der 0°-Richtung der Interferenzquelle
entspricht, zu beseitigen, um dadurch die Interferenzkomponenten
zu unterdrücken, die in den Daten xc[t]
ausgedrückt sind. Dies entspricht Schritt S3 von 10.
Die sich ergebende Matrix wird dann durch Multiplikation unter Verwendung
von diag(Hosei[t]*) operiert. Dies weist den Effekt eines Wiederherstellens
der Phase von jeder verbleibenden Signalkomponente zu ihrem ursprünglichen
Wert auf und entspricht daher Schritt S4 von 10.
-
Es
ist anzumerken, dass es möglich sein würde, die
Interferenzkomponenten der Kanalsignale zu einer Phasenbeziehung
zu verschieben, die einer Richtung einer Ankunft der Interferenzwellen
von einer anderen Richtung als der von 0° in der Verarbeitung
entspricht, die zuvor beschrieben worden ist. Der wesentliche Punkt
ist, dass eine Phasenkompensationstabelle verwendet wird, um eine
vorbestimmte Phasenbeziehung zwischen Interferenzkomponenten der
Kanalsignale (wie sie durch die Kanaldaten dargestellt sind) zu
bilden. Diese vorbestimmte Phasenbeziehung entspricht einer vorbestimmten
(scheinbaren) Ankunftsrichtung von Interferenzradarwellen und wird
unberücksichtigt der tatsächlichen Ankunftsrichtung,
unberücksichtigt dessen, ob Aliasing in der A/D-Wandlung
auftritt, und unberücksichtigt der Effekte von Antennenelement-Schaltverzögerungen
in dem Fall eines TDM-Empfangs gebildet.
-
Als
Ergebnis können Interferenzkomponenten in den empfangenen
Signalen von jeweiligen Kanälen durch einfache Berechnungsvorgänge,
insbesondere, wenn die vorbestimmte Phasenbeziehung der Interferenzkomponenten
der 0°-Richtung der Interferenzquelle entsprechend gemacht
wird, beseitigt werden, wie es zuvor beschrieben worden ist.
-
In
der Praxis kann es bevorzugt sein, die Berechnung eines nachstehenden
Ausdrucks (19) zu verwenden, um die Ergebnisse zu erzielen, die
für Ausdruck (17) beschrieben sind. In Ausdruck (19) bezeichnet der
Anhang H die konjugiert Transformierte. Die Berechnung von Ausdruck
(19) wird als die angezeigte Folge von Vorgängen aufeinander
folgend von dem Ende des Ausdrucks startend ausgeführt.
Unter Verwendung dieses Algorithmus können die Anforderungen
eines Leistungsvermögens einer Verarbeitung verringert
werden und können dadurch Kosten verringert werden.
-
-
Da
die Sätze von Kanaldaten Xc[t],
die jeweiligen Datenzeitpunkten t entsprechen, aufeinander folgend verarbeitet
werden, um die Interferenzkomponenten zu beseitigen, wie es zuvor
beschrieben worden ist, werden die verarbeiteten (interferenzunterdrückten)
Kanaldaten aufeinander folgend in dem Pufferspeicher 27 gespeichert,
um danach dem Überlagerungsfrequenz-Erfassungsbereich 31 zugeführt
zu werden.
-
Es
ist daher zu verstehen, dass durch die zuvor beschriebene Verarbeitung
der Interferenz-Unterdrückungsbereich 30 Kanaldaten
ableitet, die frei von Interferenzkomponenten sind, welche durch
direktes Empfangen von FMCW- oder CW-Radarwellen verursacht werden,
die von einem anderen Fahrzeug gesendet werden.
-
Es
versteht sich aus der vorhergehenden Beschreibung, dass es bei der
vorliegenden Erfindung nicht erforderlich ist, eine Phasenbeziehung
zwischen den Interferenzkomponenten in den Kanalsignalen zu bilden, die
der tatsächlichen Richtung entsprechen, aus welcher die
Interferenzwellen empfangen werden. Daher ist es nicht erforderlich,
eine komplexe Verarbeitung zum Ableiten und Berechnen einer Mehrzahl
von Kandidatenfrequenzwerten vor einem Aliasing durchzuführen,
um eine wahrscheinliche Richtung einer Ankunft von Interferenzradarwellen
zu erzielen, wenn Aliasing bei einer D/A-Wandlung auftritt, wie
es im Stand der Technik vorgeschlagen worden ist. Dies wird ermöglicht,
da bei der vorliegenden Erfindung die Phasenbeziehung zwischen den
Interferenzkomponenten in den jeweiligen Kanalsignalen (wie sie
durch empfangene Daten dargestellt sind, die in dem Pufferspeicher 14 gehalten
werden) immer gewandelt wird, um einer einzigen vorbestimmten Richtung
einer Ankunft von Interferenzradarwellen zu entsprechen. Die Verarbeitung
zum Beseitigen der Interferenzkomponenten kann dadurch einfach gemacht
werden, was die Notwendigkeit nach einer schnellen Datenverarbeitungsausstattung
beseitigt, um die erforderlichen Berechnungen usw. durchzuführen.
-
In
dem Zielobjekt-Erfassungsbereich 17 wenden der Überlagerungsfrequenz-Erfassungsbereich 31, der
Phasen-Kompensationsbereich 32 und der Richtungs-Erfassungsbereich 33 bekannte
Typen einer Verarbeitung an den empfangenen Signaldaten an, aus
welchen die Interferenzkomponente beseitigt worden ist, um dadurch
den Abstand, die relative Geschwindigkeit und die relative Richtung
usw. eines Zielobjekts zu berechnen, welches vor dem Fahrzeug fährt,
in welches die elektronische Radarvorrichtung 1 eines abtastenden
Typs eingebaut ist.
-
Der
Zielobjektnachführ-Verarbeitungsbereich
35, der
in
5 gezeigt ist, führt eine Berechnungsverarbeitung
durch, um ein Nachführen entlang der Zeitachse durchzuführen,
um ein vorausfahrendes Fahrzeug zu erfassen. Eine Verarbeitung,
die von dem Zielobjektnachführ-Verarbeitungsbereich
35 zu
diesem Zweck durchgeführt werden könnte, ist im
Stand der Technik bekannt, wobei sie zum Beispiel in der japanischen
Patentveröffentlichung Nr.
2003-270341 beschrieben ist, so
dass eine detaillierte Beschreibung weggelassen wird.
-
Die
Verarbeitung, die von dem Überlagerungsfrequenz-Erfassungsbereich 31,
dem Phasen-Kompensationsbereich 32 und dem Richtungs-Erfassungsbereich 33 durchgeführt
wird, kann gemäß bekannten Verfahren, zum Beispiel
wie sie im Detail in Bezugsdokument 1, auf das sich zuvor
bezogen worden ist, beschrieben sind, sein, so dass eine detaillierte
Beschreibung weggelassen wird.
-
Das
vorhergehende Ausführungsbeispiel ist unter der Annahme
beschrieben worden, dass die Verarbeitungsbereiche und ihre Funktionsinhalte
durch eine Signalverarbeitungssoftware (Programm) realisiert sind,
welche einen Mikrocomputer steuert. Jedoch wird es gleichermaßen
möglich sein, diese in Form einer dedizierten Hardware
innerhalb einer integrierten Schaltung, wie zum Beispiel eines FPGA
(Field-Programmable Gate Array) oder eines LSI (Lage-Scale Integrated
Circuit) zu realisieren.
-
Weiterhin
ist bei dem vorhergehenden Ausführungsbeispiel der A/D-Wandler 13 dazu
ausgelegt, ein Abtasten und Quantisieren eines einzigen Signals
durchzuführen, das durch Multiplexen der jeweiligen empfangenen
Signale aus einer Mehrzahl von Antennenelementen 6 einer
Array-Antenne 8 unter Verwendung des Kanalauswahlschalters 7 erzielt
wird. Jedoch könnte die Erfindung gleichermaßen
an einem System anwendbar sein, in welchem der Kanalauswahlschalter 7 nicht
verwendet wird und in welchem jeweilige A/D-Wandler, wie zum Beispiel
der A/D-Wandler 13, für jedes der Antennenelemente
vorgesehen sind, das heißt, in welchem ein gleichzeitiges
Empfangen und Abtasten von jedem Kanal durchgeführt wird.
In diesem Fall würden die Interferenzkomponenten aus den
jeweiligen Kanalsignalen (abgetasteten Überlagerungssignalen)
beseitigt werden, die aus den A/D-Wandlern erzielt werden, und als
empfangene Daten gespeichert werden.
-
Bei
der vorliegenden Erfindung versteht es sich aus dem Vorhergehenden,
dass, wenn FMCW- oder CW-Radarwellen, die von einem ankommenden
Fahrzeug gesendet werden, empfangen werden, das heißt, wenn
empfangene Interferenzwellen, welche eine größere
Amplitude als (erwünschte) reflektierte Wellen von einem
vorausfahrenden Objekt aufweisen, welche sich in der Frequenz bezüglich
der Zeit ändern, und zu einem Interferenzsignal führen
können, das ein Aliasing erzeugt, wenn sie einer A/D-Wandlung
unterzogen werden, die Interferenzkomponenten durch eine einfache
Signalverarbeitung beseitigt werden können.
-
Dies
wird grundlegend durch Untersuchen von kurzen Intervallen von jedem
Kanalsignal (als Kurzdatensegemente SD ausgedrückt) erzielt,
die ausreichend kurz sind, so dass angenommen werden kann, dass sich
Interferenzkomponenten in der Frequenz nicht während jedes
kurzen Intervalls ändern. Augenblickswerte einer Interferenzkomponentenfrequenz
(Augenblicksüberlagerungsfrequenzwerte) werden dadurch
erzielt, die jeder von aufeinanderfolgenden Zeitachsenpositionen
entsprechen. Eine Ableitung von diesen Augenblicksfrequenzwerten
ist aufgrund der Tatsache möglich, dass der Energiepegel
der empfangenen Interferenzradarwellen im Allgemeinen wesentlich
höher als der der erwünschten (reflektierten)
Radarwellen sein wird und dass zu jedem Zeitpunkt die Frequenz der
Interferenzkomponenten in den Kanalsignalen im Allgemeinen wesentlich
höher als die der erwünschten empfangenen Signalkomponente
sein wird. Ein komplexes Frequenzspektrum der Interferenzkomponenten
wird dadurch erzielt, aus welchem die Phasen der Interferenzkomponenten
von jeweiligen Kanälen abgeleitet werden können.
Dieses wird verwendet, um eine Phasenkompensationstabelle zu erzielen,
die (für jeden von aufeinander folgenden Datenzeitpunkten
und jeden der Kanäle) Höhen ausdrückt,
um welche die Komponenten eines Kanalsignals in der Phase verschoben
werden müssen, um die Interferenzkomponenten der Kanäle
in einer bestimmten festen Phasenbeziehung festzulegen, die einer bestimmten
(scheinbaren) Richtung von empfangenen Interferenzwellen entspricht.
Vorzugsweise ist dies die 0°-(Voraus)-Richtung zur Einfachheit
einer Verarbeitung. Die Interferenzkomponenten können dann
einfach beseitigt werden und die verbleibenden Frequenzkomponenten
der Kanalsignale werden dann zu ihren vorhergehenden Phasenbeziehungen
wieder hergestellt.
-
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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-
Zitierte Patentliteratur
-
- - JP 2007-2928856 [0001]
- - JP 11-133142 [0040]
- - JP 2003-270341 [0082]
-
Zitierte Nicht-Patentliteratur
-
- - „Adaptive
Signal Processing with Array Antennas", veröffentlicht
in Japan von Science Technology Publishing Co., [0005]
