JP2001004741A - 相対距離測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 マイクロ波等の電波又は音波を用いて高速、
高精度で且つ高い距離分解能で対象距離の時間的または
空間的変化量を測定することができる相対距離測定装置
とする。 【解決手段】 広帯域に亘って周波数変調をかけたマイ
クロ波を放射し、そのマイクロ波の受信信号と送信信号
との混合を行い、マイクロ波伝搬距離に応じた周波数と
位相を持つビート信号Ｅ１をミキサ２６から出力する。
ビート信号Ｅ１と、所定距離に応じた周波数を持つ直交
する２つのリファレンス信号との掛算・総和をそれぞれ
行い、２つの総和の比を求め、その比から、ビート信号
Ｅ１の位相に対応する信号を求める。そして、この位相
に対応する信号の時間的または空間的変化を対象距離の
時間的変化量または空間的変化量に換算する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、測定対象となる経
路に沿って１００ＭＨｚ以上のＶＨＦ，ＵＨＦ，マイク
ロ波，ミリ波帯等の電波または可聴音波若しくは超音波
の音波を伝搬させることにより所定距離に対して微小相
対変化する対象距離の時間的変化量または空間的変化量
を測定する装置に関し、例えば、車両の走行時における
乗り心地や交通振動に影響する舗装路面の平坦度を非接
触に測定する路面形状測定装置に適用することができる
相対距離測定装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】以下、従来の相対距離測定装置につい
て、例えば、舗装路面の平坦度を測定する場合を例にと
って説明する。従来、かかる平坦度を測定する装置とし
ては、接触式と非接触式の2種類の装置があり、接触式
としては、図１３に示したように、車輪で支えられた３
ｍの直線定規１０の中央から測定車輪２を出し、この測
定車輪２を路面５に接触させることにより、路面の凹凸
を測定する３ｍプロファイルメータが実用化されてい
る。一方、非接触式としては、図１４に示したように、
３ｍ直線定規の中央にレーザ光Ｌを利用した検出部３を
装着し、レーザ光Ｌで路面５を照射したときの反射光の
反射角度が路面５の凹凸に対応する関係を用いて路面５
までの距離、即ち、路面５の平坦度を測定するレーザプ
ロファイラ（例えば特公平５−６４４号公報、特公平５
−４３２４９号公報）が実用化されている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、かかる
従来の接触式装置では、測定車輪２が路面５に接触して
いるため、車輪の摩耗やスリップによる誤差の発生など
の課題がある。

【０００４】一方の非接触式装置では、レーザ光Ｌを用
いて測定するため、上記接触式装置の課題は解決してい
るが、レーザ光源から路面を反射して光センサに到達す
るまでの距離を三角法によって求めているため、光軸が
ずれると、誤差が大きくなり、その調整が困難であると
いう課題がある。さらには、レーザ光Ｌのビーム幅が極
めて狭く、反射体である路面の孔や微小な凹凸に鋭敏に
影響を受けるため、データの平均化処理が必要となり、
高速な測定が困難になるという問題がある。特に、良好
な排水性の特徴を持つ多孔性のアスファルト舗装道路に
おいては、路面の孔が比較的大きいために照射したレー
ザ光の反射光が安定に受光できないという課題がある。

【０００５】本発明は上記課題に鑑みなされたもので、
請求項１ないし請求項５記載の発明は、マイクロ波等の
電波または音波を用いて高速、高精度で且つ高い距離分
解能で対象距離の時間的または空間的変化量を測定する
ことができる相対距離測定装置を提供することをその目
的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は、測定対象となる経路に沿って１００ＭＨｚ
以上のＶＨＦ，ＵＨＦ，マイクロ波，ミリ波帯等の電波
を伝搬させることにより所定距離に対して微小相対変化
する対象距離の時間的変化量または空間的変化量を測定
する相対距離測定装置であって、広帯域に亘って周波数
変調をかけた送信信号を出力する送信回路と、測定する
べき経路に沿って、前記送信信号による電波を放射する
送信手段と、送信手段から放射されて前記経路を伝搬し
た電波を受信する受信手段と、受信手段からの受信信号
と送信信号との混合を行い、その低周波成分である、電
波伝搬距離に応じた周波数と位相を持つビート信号を出
力する掛算手段と、前記所定距離に応じた周波数を持ち
直交する２つのリファレンス信号を出力するリファレン
ス信号出力手段と、前記リファレンス信号出力手段から
の直交する２つのリファレンス信号と、前記ビート信号
との掛算・総和をそれぞれ行い、２つの総和の比を求
め、その比から、ビート信号の位相に対応する信号を出
力する位相出力手段と、該位相出力手段から出力された
位相に対応する信号の時間的または空間的変化を対象距
離の時間的変化量または空間的変化量に換算する相対距
離変化量演算手段と、を備える。

【０００７】または、本発明の相対距離測定装置は、測
定対象となる経路に沿って可聴音波または超音波の音波
を伝搬させることにより所定距離に対して微小相対変化
する対象距離の時間的変化量または空間的変化量を測定
する相対距離測定装置であって、広帯域に亘って周波数
変調をかけた送信信号を出力する送信回路と、測定する
べき経路に沿って、前記送信信号による音波を放射する
送信手段と、送信手段から放射されて前記経路を伝搬し
た音波を受信する受信手段と、受信手段からの受信信号
と送信信号との混合を行い、その低周波成分である、音
波伝搬距離に応じた周波数と位相を持つビート信号を出
力する掛算手段と、前記所定距離に応じた周波数を持ち
直交する２つのリファレンス信号を出力するリファレン
ス信号出力手段と、前記リファレンス信号出力手段から
の直交する２つのリファレンス信号と、前記ビート信号
との掛算・総和をそれぞれ行い、２つの総和の比を求
め、その比から、ビート信号の位相に対応する信号を出
力する位相出力手段と、該位相出力手段から出力された
位相に対応する信号の時間的または空間的変化を対象距
離の時間的変化量または空間的変化量に換算する相対距
離変化量演算手段と、を備える。

【０００８】マイクロ波等の電波や音波を用いると、そ
のビーム幅が適度に広いため、反射体の孔や微小な凹凸
の分布に影響されることなく、平均的な距離を表す信号
を安定に得ることができる。そのため、平均化処理を別
途に行う必要がなく、高速測定を行うことができる。

【０００９】また、前記掛算手段からのビート信号の単
位時間当たりの波数の変化または周波数の変化を検出す
る波数変化量検出手段をさらに備え、前記相対距離変化
量演算手段は、該波数変化量検出手段で検出された波数
または周波数変化量から、既知である前記位相が所定角
度θ変化したときの波数または周波数変化量に基づい
て、何回所定角度θを越えて変化したかを算出し、ｎ回
（ｎは整数）所定角度θを越えて変化したことが算出さ
れたときに、前記位相にｎ・θ加算した位相を求め、該
加算した位相に対応する信号の時間的または空間的変化
量から前記測定距離の時間的または空間的変化量に換算
することができる。ビート信号の位相変化量から距離の
変化量に換算する場合に、位相変化量は最大でも−πか
らπまでの範囲の変化しか捉えることができないが、所
定角度θ（例えばθ＝π）を越えた場合にそれを何回
（ｎ回）越えたかを、ビート信号の波数の変化または周
波数の変化から検出することにより、２π以上の位相変
化量を求めることができる。

【００１０】また、前記掛算手段と位相出力手段との間
に、前記所定距離に応じた周波数を中心周波数として、
前記掛算手段からのビート信号を濾波する狭帯域通過フ
ィルタを備えることとすると良い。所定距離に応じた周
波数が固定化できるため、その周波数を中心周波数とす
る狭帯域通過フィルタを用いてビート信号を濾波するこ
とができる。これにより、測定するべき空間以外の周囲
の反射体からの反射波の影響を受けることなく、距離分
解能を高めることができる。

【００１１】前記送信手段は、路面に向けてマイクロ波
等の電波または音波を放射するものであり、前記受信手
段は、路面からの反射波を受信するものであり、対象距
離の空間的変化量を演算することにより路面の平坦度を
測定するものとすることができる。

【００１２】

【発明の実施の形態】以下、図面を用いて本発明の実施
の形態を説明する。図１は、本発明に係る相対距離測定
装置の実施形態を表す概略図である。図において、８輪
の支持車輪を持った３ｍの直線定規１０の中央に、測定
部１２が取り付けられている。測定部１２には、送信ア
ンテナ１４及び受信アンテナ１６が接続されており、送
信アンテナ１４から路面５に向けてマイクロ波が放射さ
れ、路面５から反射した信号を受信アンテナ１６で受信
するようになっている。ここで、車輪によって装置を路
面５上で移動させながら、測定部１２は、後述のように
広帯域に亘って周波数変調をかけた送信信号（以下、Ｆ
Ｍ−ＣＷ信号という）を送信アンテナ１４に送出し、こ
のＦＭ−ＣＷ信号を用いて、受信アンテナ１６からの受
信信号の位相変化を検出することにより、路面５の平坦
度、言い換えれば、路面の空間的変化を検出するもので
ある。

【００１３】図２に、送信アンテナ１４、受信アンテナ
１６及び測定部１２の詳細ブロック図を示す。測定部１
２は、大別して、減衰器１７、ＦＭ−ＣＷモジュール１
８、コンピュータ２０、ＲＦアンプ２１、Ｄ／Ａ変換器
２８、Ａ／Ｄ変換器３０とを備えており、さらにＦＭ−
ＣＷモジュール１８は、電圧制御発振器２２、及び電力
分配器２４で構成される送信回路２５と、ミキサ２６
(掛算手段)とで構成される。電力分配器２４は減衰器１
７に接続され、さらに減衰器１７が送信アンテナ１４に
接続されており、受信アンテナ１６はＲＦアンプ２１に
接続され、さらにＲＦアンプ２１がミキサ２６に接続さ
れている。コンピュータ２０に接続されたＤ／Ａ変換器
２８は、電圧制御発振器２２に接続され、また、ミキサ
２６に接続されたＡ／Ｄ変換器３０はコンピュータ２０
に接続されている。さらに、コンピュータ２０には表示
器３２が接続されている。

【００１４】以下に、上記構成による作用を説明する。
まず、コンピュータ２０からディジタル信号である電圧
信号が出力されると、この電圧信号がＤ／Ａ変換器２８
でアナログ信号に変換される。この出力された制御電圧
Ｅ０が電圧制御発振器２２に加えられると、電圧制御発
振器２２では、この制御電圧Ｅ０に応じて周波数変調さ
れたＦＭ−ＣＷ信号を発生する。図４は、この制御電圧
Ｅ０の波形例を示しており、３ｍｓの間に制御電圧Ｅ０
を２Ｖ〜８Ｖ変化させると、これに応じて電圧制御発振
器２２はその周波数ｆがｆ＝９．２５ＧＨｚ〜１０．７
５ＧＨｚだけ掃引されたＦＭ−ＣＷ信号を出力するよう
になっている。この信号は電力分配器２４で基準信号ｅ
０と送信信号ｅ１の２波に分波され、送信信号ｅ１は減
衰器１７で適切な送信レベルに調整された後、送信アン
テナ１４からマイクロ波になり路面５に向けて放射され
る。路面５で反射した信号は受信アンテナ１６で受信さ
れ、ＲＦアンプ２１により増幅されて、受信信号ｅ２と
して、ミキサ２６に入力される。ここで、送信信号ｅ１
を、

【００１５】

【数１】 とおけば、受信信号ｅ２は、

【００１６】

【数２】 と表される。尚、ａは受信信号レベル、τはＦＭ−ＣＷ
モジュール１８の出力端１８ａを出て入力端１８ｂに戻
るまでの遅延時間である。遅延時間τは、送信アンテナ
１４、受信アンテナ１６と路面５との間の距離をｄと
し、そのｄを往復する遅延時間をτ₁、回路内の固定遅
延時間をτ₀、光速をｃとすると、

【００１７】

【数３】 と表される。よって、（２）式は、

【００１８】

【数４】 となる。よって、ミキサ２６では、（４）式の入力信号
ｅ２と基準信号ｅ０とが掛け合わされるので、ｅ０＝ｅ
１に設定すれば、ミキサ２６からの出力は、（１）式と
（４）式から、

【００１９】

【数５】 となるが、ミキサ２６からのビート信号Ｅ１として低周
波成分を取り出すと、第１項は無視でき、

【００２０】

【数６】 が得られる。ここで、送信周波数ｆは、図４のように制
御電圧Ｅ０が掃引されていれば、

【００２１】

【数７】 と表すことができる。尚、ここでＢは周波数掃引幅、Ｔ
は周波数掃引時間、ｆ₀は中心周波数である。（７）式
を（６）式に代入して整理すれば、

【００２２】

【数８】 となる。ここで、

【００２３】

【数９】 であり、ｆ_bはビート周波数、λはマイクロ波の波長で
ある。

【００２４】なお、（８）式における固定位相項２πｆ
₀τ₀は、一般性を失うことなく、２ｎπ（ｎは整数）と
おけるので、

【００２５】

【数１０】 と表すことができる。

【００２６】（１０）式は送信信号ｅ１と受信信号ｅ２
とを混合して得られる低周波成分であるビート信号とみ
なすことができ、その位相は送信アンテナ１４、受信ア
ンテナ１６と路面５との距離ｄの変化量Δｄがマイクロ
波の半波長（λ／２）を越える毎に２π、すなわち３６
０度変化することが分かる。

【００２７】ここで、具体例として周波数掃引時間Ｔ＝
３ｍｓ、周波数掃引幅Ｂ＝１．５ＧＨｚ、中心周波数ｆ
₀＝１０ＧＨｚとし、ｄ＝１５ｃｍ、回路内の固定遅延
時間τ₀＝２ｎｓに設定すると、ビート周波数ｆ_b及び波
長λは（９）式より、

【００２８】

【数１１】 となる。また、（１０）式のビート信号の位相は距離ｄ
が、

【００２９】

【数１２】 だけ変化すれば、３６０度変化することになる。従っ
て、（１０）式のビート信号Ｅ１の位相変化を測定すれ
ば、ｄ＝１５ｃｍからの変化量Δｄ、即ち、路面５の平
坦度が測定できることになる。尚、ビート周波数ｆ_bも
ｄの関数であるが、ｄの変化量Δｄが半波長程度であれ
ば、ビート周波数ｆ_bの変化は無視できるものと考え
て、ビート周波数ｆ_bは一定としている。

【００３０】ＦＭ−ＣＷモジュール１８から出力された
ビート信号Ｅ１は、Ａ／Ｄ変換器３０を通してコンピュ
ータ２０に取り込まれる。図５は、ＦＭ−ＣＷモジュー
ル１８から出力されたビート信号Ｅ１の波形である。Ｔ
＝３ｍｓの間の波数は、４．５個となっている。コンピ
ュータ２０では、図３に示す機能ブロック図の構成によ
り、ビート信号Ｅ１の位相変化を算出し、距離ｄの変化
量Δｄを求める。

【００３１】以下、コンピュータ２０内での処理手順に
ついて説明する。この例では、図３における信号処理は
すべてコンピュータ２０内でディジタル処理により行っ
ている。勿論、Ａ／Ｄ変換器３０でＡ／Ｄ変換してコン
ピュータ２０で処理する代わりに、アナログ処理で行う
ことも可能である。

【００３２】コンピュータ２０は、その機能により、帯
域通過フィルタ（ＢＰＦ）４２、リファレンス波形出力
部４８、位相出力部４９、相対距離変化量演算部５６、
波数変化量検出部５８とに分けることができる。また、
位相出力部４９はさらに、掛算部４４，４６、加算部５
０，５２、割算部５４に分けることができる。

【００３３】以下、その作用を説明する。まず、ビート
信号Ｅ１は、Ａ／Ｄ変換器３０においてサンプリング間
隔であるΔｔでＡ／Ｄ変換されるものとすると、コンピ
ュータ２０に取り込まれたビート信号Ｅ１は、

【００３４】

【数１３】 で表されるＡＤ信号に変換される。この信号の周波数は
ｆ_b＝１．５ｋＨｚであるので、このビート周波数ｆ_bを
中心周波数とする帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）４２に、
上記ＡＤ信号を通すものとすると、雑音や路面５以外の
反射体によるビート信号は除去されて、測定精度が向上
する。ビート周波数ｆ_bは、ｄ＝１５ｃｍが固定である
ため、（ｄ＝１５ｃｍで一定）、帯域通過フィルタ（Ｂ
ＰＦ）４２は、狭帯域フィルタを使用することができ
る。

【００３５】図６は、この帯域通過フィルタ４２を通過
したビート信号波形である。入力直後にフィルタの影響
が残るが、０．５ｍｓ以降は定常状態に落ち着き、（１
３）式の波形が得られる。そこで、今後は、図６におい
て、きれいな波形となる０．５ｍｓ以降の３波を用い
て、処理を行うこととする。（１３）式の位相項から距
離ｄの変化量Δｄを測定するために、まず、ｍ＝０〜Ｎ
で３波を持ち、互いに直交する２つの信号、

【００３６】

【数１４】 をリファレンス波形としてリファレンス波形出力部４８
に予め用意しておく。このリファレンス波形はテーブル
としてメモリに格納しておくこととしても良いが、その
都度、演算して出力することとしてもよい。図３のよう
に、掛算部４４，４６で（１３）式と掛算すると、それ
らの出力は次式のようになる。

【００３７】

【数１５】 ここで、

【００３８】

【数１６】 になるように、言い換えれば、リファレンス波形の周波
数が(１３)式のビート周波数ｆ_bとなるように、Δｔを
選べば、（１６）式、（１７）式は次式のようになる。

【００３９】

【数１７】 図７は、リファレンス波形出力部４８の２つのリファレ
ンス波形を描いたもので、それぞれ２ｍｓの間に３波入
る波形である。また、掛算部４４，４６の出力は、（１
９）式、（２０）式で表されるから、リファレンス波形
が存在する２ｍｓの間掛算を実行した結果は、図８のよ
うになる。図８において、振動成分がオフセットに重畳
しているが、このオフセット成分が、(１９)式、（２
０）式における第２項の直流分に相当するもので、求め
たい成分である。一方、振動成分は(１９)式、（２０）
式における第１項の振動項であり、不要成分であるから
除去する必要がある。そこで、図３の加算部５０、５２
で、掛算結果の総和を求めることにより振動項を除去す
る。即ち、（１９）式の総和をとると、

【００４０】

【数１８】 において、第１項の総和はｍ＝１〜Ｎの間に振動項はち
ょうど６波入るので、キャンセルして０になり除去され
るから、

【００４１】

【数１９】 が得られる。（２０）式についても同様にして総和をと
れば、

【００４２】

【数２０】 となる。次いで、割算部５４で(２２)式と（２３）式の
比を求めれば、

【００４３】

【数２１】 が得られ、この式から以下のようにして距離ｄの変化量
Δｄを求めることができる。いま便宜上、ｄ＝ｄ₀＋Δ
ｄとおき、

【００４４】

【数２２】 の関係にあるとすれば、（２４）式は、

【００４５】

【数２３】 となるので、tan^-1をとれば、

【００４６】

【数２４】 であるから、

【００４７】

【数２５】 である。相対距離変化量演算部５６において、（２８）
式の演算を行うことによって変化量Δｄを算出できる。
但し、（２７）式においてtan^-1は、SumSinとSumCosの
正負の極性を考慮しても、

【００４８】

【数２６】 の範囲であるから、

【００４９】

【数２７】 の範囲であれば、Δｄを（２８）式から直接求めること
ができる。

【００５０】この例では、λ＝３ｃｍであるから、

【００５１】

【数２８】 の範囲の変化は（２８）式により求めることができる。
こうして、±λ／４の範囲で相対距離の変化を求めるこ
とができる。

【００５２】相対距離変化量演算部５６において、路面
５の凹凸が（３１）式の範囲を越える場合には、図６に
おけるビート信号ＡＤ[ｍ]の波数（単位時間内に入る波
の数）が（３０）式の境界値のλ／４毎に一定割合変化
することを利用してΔｄの測定範囲を拡大することがで
きる。例えば、周波数掃引時間Ｔの間の周波数掃引幅を
Ｂとし、周波数掃引時間Ｔの間に入るビート信号の波数
ｗは、（９）式から

【００５３】

【数２９】 であるが、τの変化がΔτのときの波数は、

【００５４】

【数３０】 だけ変化する。本例では、２ｍｓの間の周波数掃引幅Ｂ
はＢ＝１ＧＨｚである。この２ｍｓの間に入るビート信
号の波数ｗの変化Δｗは、いま路面５までの距離ｄがΔ
ｄ＝λ／４だけ変化するものとすると、Δτ＝λ／２ｃ
であるから、λ＝３ｃｍ、Ｂ＝１ＧＨｚを（３３）式に
代入して、

【００５５】

【数３１】 となる。即ち、Δｄ=λ／４の変化で波数が０．０５波
変化することになる。よって波数変化量検出部５８で、
この波数の変化量を測定し、０．０５波変化するたびに
波数が増加のとき＋１を、また波数が減少のとき−１を
加えてカウントし、その変化回数がｐ回だったとすれ
ば、（２８）式で求めたΔｄの値にその変化位相分を加
算し、

【００５６】

【数３２】 の式によって路面の凹凸の測定可能な変化幅を実用上必
要な２〜３ｃｍ程度まで拡大できる。波数変化量検出部
５８は、波数または周波数を測定するものであればよ
く、例えばＦＦＴ（高速フーリエ変換器）で構成するこ
とができる。

【００５７】（３５）式で求めた変化量Δｄの連続的な
記録が直ちに路面５の平坦性を示していることになる。
また、平坦度を数値的に表現するために、Δｄの記録の
標準偏差や分散を求めることもできる。

【００５８】図９は、本発明による装置を用いて路面の
平坦度を測定した路面プロフィールの記録例である。マ
イクロ波の受信信号の処理が高速に行えるために、この
プロフィール測定において1ポイントの測定に要する時
間は、９ｍｓであった。また、位相差の変化量から距離
の時間的または空間的変化量に換算するために、測定精
度が高く、この測定において、±０．１５ｍｍ以下の誤
差を実現することができた。

【００５９】図１０及び図１１は、本発明に係る相対距
離測定装置のそれぞれ他の実施形態を表すブロック図で
あり、各図において、同一の部材は同一の符号を付して
いる。

【００６０】各図とも、送信アンテナ及び受信アンテナ
を単一の送受信アンテナ６２としている点で図２の構成
と異なっているが、このように送信手段と受信手段とを
単一の物から構成することともできる。

【００６１】図１０では、送受信アンテナ６２を用いる
ために、サーキュレータまたは方向性結合器６４を用い
ている。

【００６２】また、図１１では、送受信アンテナ６２を
用いるために、サーキュレータまたは方向性結合器６
４、６６、方向性結合器６８、ダイオード７０及びコン
デンサＣと抵抗Ｒからなる平滑回路で、図２の電力分配
器２４とミキサ２６を構成することもできる。

【００６３】尚、以上の実施形態では、マイクロ波を用
いた場合について説明したが、これに限るものではな
く、１００ＭＨｚ以上のＶＨＦ，ＵＨＦ，またはミリ波
帯等の電波を用いても同様に適用することができる。ま
た、電波のみならず、可聴音波または超音波の音波を用
いても同様に適用することができる。図１２は、本発明
による超音波を用いた本発明に係る相対距離測定装置の
実施形態の詳細ブロック図に示す。図１２の装置では、
送信器１４’、受信器１６’、ＦＭ−ＣＷモジュール１
８’、受信アンプ２１’、Ｄ／Ａ変換器２８、Ａ／Ｄ変
換器３０、コンピュータ２０とを備えており、さらにＦ
Ｍ−ＣＷモジュール１８’は、送信回路２５’となる電
圧制御発振器２２’と、掛算器２６’とで構成される。

【００６４】図２の場合と同様に、コンピュータ２０か
らディジタル信号である電圧信号が出力されると、この
電圧信号がＤ／Ａ変換器２８でアナログ信号に変換さ
れ、この出力された制御電圧Ｅ０が電圧制御発振器２
２’に加えられる。電圧制御発振器２２’では、この制
御電圧Ｅ０に応じて周波数変調された送信信号ｅ１であ
るＦＭ−ＣＷ信号を発生する。この送信信号ｅ１は送信
器１４’にて音波に変換されて路面５に向けて放射され
ると共に、掛算器２６’に送られる。路面５で反射した
音波は受信器１６’で受信され、受信アンプ２１’によ
り増幅されて、受信信号ｅ２として、掛算器２６’に入
力され、送信信号ｅ１と受信信号ｅ２とが掛け合わされ
る。ＦＭ−ＣＷモジュール１８’から出力される低周波
成分であるビート信号Ｅ１は、Ａ／Ｄ変換器３０を通し
てコンピュータ２０ｂに取り込まれ、マイクロ波の場合
と同じ処理が行われる。

【００６５】この音波の場合の具体例として、中心周波
数ｆ₀＝１１．４ｋＨｚ、音速ｖ＝３４２ｍ／ｓ、周波
数掃引幅Ｂ＝１．７１ｋＨｚとすれば、距離分解能＝ｖ
／２Ｂ＝３４２／(２×１．７１×１０³)＝０．１ｍで
マイクロ波で例示した場合と同じとなり（マイクロ波の
場合、距離分解能＝ｃ／２Ｂ＝（３×１０⁸）／（２×
１．５×１０⁹）＝０．１ｍ）、所定距離から０．１ｍ
以上離れた反射体からの影響を受けないようにすること
ができる。そして、所定距離ｄをｄ＝４５ｃｍとする
と、τ₁＝２ｄ／ｖ＝２．６３（ｍｓ）、回路内の固定
遅延時間はτに比べて小さいため無視できるので、τ₀
＝０であり、波数ｗ＝Ｂτ＝１．７１×１０³×２．６
３×１０^-3＝４．５となり、マイクロ波の場合に例示し
た波数４．５の場合と同じようにコンピュータ２０内で
処理することができる。ビート周波数ｆ_bは、

【００６６】

【数３３】 となり（但しＴ＝３０ｍｓとした）、マイクロ波の場合
よりも１桁下がるので、リファレンス波形の周波数を１
桁下げれば良い。また、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）４
２の中心周波数も上記ビート周波数ｆ_bに合わせて、１
５０Ｈｚにすれば良い。

【００６７】このようにして、音波を用いた場合も、マ
イクロ波の場合と全く同じようにｄの変化量Δｄを測定
することができる。尚、いまマイクロ波の場合のビート
信号と同じ波数となるように便宜上、所定距離ｄをｄ＝
４５ｃｍとしたが、ｄの値は任意とすることができるこ
とは言うまでもない。

【００６８】可聴音波、超音波の音波を用いる場合に
は、電波法の規制を受けず、安価に回路を構成すること
ができるという利点がある。一方、マイクロ波等の電波
を用いる場合には、温度や風雨等の環境の影響を受け難
いという利点がある。測定環境等の条件に合わせて、適
宜、音波または電波を用いるかを選択すると良い。ま
た、実施形態では、路面の平坦度を測定する路面形状測
定装置に適用した場合を説明したが、これに限るもので
はなく、所定距離から微小相対変化するものの、変化量
を時間的または空間的に測定するものに使用することが
できる。

【００６９】また、反射体からの反射波を受信する場合
に限らず、送信アンテナ（または送信器）の送信手段
と、受信アンテナ（または送信器と受信器）の受信手段
とを対向させて、両手段間で電波または音波を伝搬させ
る場合でも同様に適用できる。

【００７０】

【発明の効果】以上説明したように、請求項１ないし請
求項５記載の発明によれば、マイクロ波等の電波または
音波を用いて測定を行うために、そのビーム幅が適度に
広く、反射体の孔や微小な凹凸の分布に影響されること
なく、平均的な距離を表す信号を安定に得ることができ
る。そのため、平均化処理を別途に行う必要がない。ま
た、受信信号の処理が高速に行えるため、測定を高速化
することができる。

【００７１】さらに位相差の変化量から距離の時間的ま
たは空間的変化量に換算するために、測定精度を高くす
ることができる。

【００７２】また、ミキサを１個で構成することができ
るため、安価に製造することができる。即ち、例えば従
来の広帯域に亘って周波数変調を行ったマイクロ波を用
いて距離を求めようとする場合に、伝搬遅延時間によっ
て生じた位相差を求めるために、直交信号（sinωｔとc
osωｔ）を用意し、受信信号をそれぞれ直交検波するこ
とにより、ベクトルとして検出し、このベクトルの位相
を求めることが一般的に行われている。しかしながら、
このような従来の構成であると、マイクロ波帯で直交信
号を用意しなければならず、２つの広帯域ミキサが必要
であるため、回路が複雑になり部品点数が多く、高価に
なるという問題がある。これに対して、本発明では掛算
手段を１個とすることができ、その代わりに所定距離に
応じた周波数を持つ直交レファレンス信号を用意するこ
とにより、従来のマイクロ波帯での直交検波処理と同様
の機能を持たせることができ、これにより極めて簡単な
構成とすることができ、安価に製造することができる。

【００７３】また、請求項３記載の発明によれば、ビー
ト信号の波数または周波数の変化量を検出し、この波数
または周波数変化量から所定角度θの整数倍ｎ倍以上の
位相の変化を求めることにより、２πを越える位相差の
変化にも対応して、求めることができる。一方、ビート
周波数の波数または周波数の変化のみから距離の変化を
求めることも考えられるが、このような方式では高精度
な測定はできない。本発明では、所定角度の整数倍（ｎ
倍）の大まかな変化をビート信号の波数または周波数の
変化量から求めると共に、位相の変化から微小変化量を
求めることにより、従来に比較して格段に向上した高精
度な測定ができるようになる。

【００７４】また、請求項４記載の発明では、所定距離
に応じた周波数が固定化できるために、狭帯域のフィル
タを使用することができる。これにより、所定距離から
大きく離れた場所に存在する反射体の影響を受けないた
め、安定的な測定をすることができる。

【００７５】また、請求項５記載の発明では、路面の平
坦度を測定することができ、多孔性のアスファルト舗装
道路においても、孔の影響を受けずに安定した測定がで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る相対距離測定装置の実施形態を表
す全体概略図である。

【図２】図１の測定部の詳細ブロック図である。

【図３】図２のコンピュータの作用を示す機能ブロック
図である。

【図４】図２の電圧制御発振器から出力される制御電圧
の波形図である。

【図５】図２のＦＭ−ＣＷモジュールから出力されるビ
ート信号の波形図である。

【図６】図３の帯域通過フィルタを通過したビート信号
の波形図である。

【図７】図３における２つのリファレンス波形の波形図
である。

【図８】図３における掛算部の出力を示す波形図であ
る。

【図９】本発明の相対距離測定装置を用いて路面の平坦
度を測定した路面プロフィールの記録例である。

【図１０】本発明に係る相対距離測定装置の他の実施形
態を表す図２相当図である。

【図１１】本発明に係る相対距離測定装置の他の実施形
態を表す図２相当図である。

【図１２】本発明に係る相対距離測定装置の他の実施形
態を表す図２相当図である。

【図１３】従来の接触式路面形状測定装置を示す全体概
略図である。

【図１４】従来の非接触式路面形状測定装置を示す全体
概略図である。

【符号の説明】

１４ 送信アンテナ（送信手段） １６ 受信アンテナ（受信手段） ２５ 送信回路 ２６ ミキサ（掛算手段） ４２ 帯域通過フィルタ ４８ リファレンス波形出力部 ４９ 位相出力部 ５６ 相対距離変化量演算部 ５８ 波数変化量検出部 ６２ 送受信アンテナ（送信手段、受信手段） １４’ 送信器（送信手段） １６’ 受信器（受信手段） ２５’ 送信回路 ２６’ 掛算器（掛算手段）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 岡村 道彦 東京都大田区南蒲田２丁目16番46号 株式 会社トキメック内 (72)発明者 熊澤 正▲郷▼ 東京都大田区南蒲田二丁目16番46号 株式 会社トキメック自動建機内 (72)発明者 竹内 巨幸 東京都大田区南蒲田２丁目16番46号 株式 会社トキメック内 (72)発明者 有本 哲也 東京都大田区南蒲田２丁目16番46号 株式 会社トキメック内 Ｆターム(参考） 5J070 AB17 AB24 AC02 AD01 AD02 AE07 AH31 AH40 AK22 BG01 5J083 AA02 AB20 AC28 AD04 AE06 AF04 BA03 CA01 CA02 EB04

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 測定対象となる経路に沿って１００ＭＨ
   ｚ以上のＶＨＦ，ＵＨＦ，マイクロ波，ミリ波帯等の電
   波を伝搬させることにより所定距離に対して微小相対変
   化する対象距離の時間的変化量または空間的変化量を測
   定する相対距離測定装置であって、 広帯域に亘って周波数変調をかけた送信信号を出力する
   送信回路と、 測定するべき経路に沿って、前記送信信号による電波を
   放射する送信手段と、 送信手段から放射されて前記経路を伝搬した電波を受信
   する受信手段と、 受信手段からの受信信号と送信信号との混合を行い、そ
   の低周波成分である、電波伝搬距離に応じた周波数と位
   相を持つビート信号を出力する掛算手段と、 前記所定距離に応じた周波数を持ち直交する２つのリフ
   ァレンス信号を出力するリファレンス信号出力手段と、 前記リファレンス信号出力手段からの直交する２つのリ
   ファレンス信号と、前記ビート信号との掛算・総和をそ
   れぞれ行い、２つの総和の比を求め、その比から、ビー
   ト信号の位相に対応する信号を出力する位相出力手段
   と、 該位相出力手段から出力された位相に対応する信号の時
   間的または空間的変化を対象距離の時間的変化量または
   空間的変化量に換算する相対距離変化量演算手段と、を
   備えることを特徴とする相対距離測定装置。
2. 【請求項２】 測定対象となる経路に沿って可聴音波ま
   たは超音波の音波を伝搬させることにより所定距離に対
   して微小相対変化する対象距離の時間的変化量または空
   間的変化量を測定する相対距離測定装置であって、 広帯域に亘って周波数変調をかけた送信信号を出力する
   送信回路と、 測定するべき経路に沿って、前記送信信号による音波を
   放射する送信手段と、 送信手段から放射されて前記経路を伝搬した音波を受信
   する受信手段と、 受信手段からの受信信号と送信信号との混合を行い、そ
   の低周波成分である、音波伝搬距離に応じた周波数と位
   相を持つビート信号を出力する掛算手段と、 前記所定距離に応じた周波数を持ち直交する２つのリフ
   ァレンス信号を出力するリファレンス信号出力手段と、 前記リファレンス信号出力手段からの直交する２つのリ
   ファレンス信号と、前記ビート信号との掛算・総和をそ
   れぞれ行い、２つの総和の比を求め、その比から、ビー
   ト信号の位相に対応する信号を出力する位相出力手段
   と、 該位相出力手段から出力された位相に対応する信号の時
   間的または空間的変化を対象距離の時間的変化量または
   空間的変化量に換算する相対距離変化量演算手段と、を
   備えることを特徴とする相対距離測定装置。
3. 【請求項３】 前記掛算手段からのビート信号の単位時
   間当たりの波数の変化又は周波数の変化を検出する波数
   変化量検出手段をさらに備え、前記相対距離変化量演算
   手段は、該波数変化量検出手段で検出された波数または
   周波数変化量から、既知である前記位相が所定角度θ変
   化したときの波数または周波数変化量に基づいて、何回
   所定角度θを越えて変化したかを算出し、ｎ回（ｎは整
   数）所定角度θを越えて変化したことが算出されたとき
   に、前記位相にｎ・θ加算した位相を求め、該加算した
   位相に対応する信号の時間的または空間的変化量から前
   記測定距離の時間的または空間的変化量に換算すること
   を特徴とする請求項１または２記載の相対距離測定装
   置。
4. 【請求項４】 前記掛算手段と位相出力手段との間に、
   前記所定距離に応じた周波数を中心周波数として、前記
   掛算手段からのビート信号を濾波する狭帯域通過フィル
   タをさらに備える請求項１ないし３のいずれか１項に記
   載の相対距離測定装置。
5. 【請求項５】 前記送信手段は路面に向けて放射するも
   のであり、前記受信手段は路面からの反射波を受信する
   ものであり、対象距離の空間的変化量を演算することに
   より路面の平坦度を測定する請求項１ないし４のいずれ
   か１項に記載の相対距離測定装置。