JP2004003893A

JP2004003893A - Ｆｍｃｗレーダ装置

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Publication number: JP2004003893A
Application number: JP2002160933A
Authority: JP
Inventors: Hiroki Sugawara; 菅原　博樹
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2002-06-03
Filing date: 2002-06-03
Publication date: 2004-01-08
Anticipated expiration: 2022-06-03
Also published as: JP3930376B2

Abstract

【課題】周波数変調帯域幅の拡大を必要とすることなく高い距離分解能を実現する。
【解決手段】鋸歯状波による周波数変調送信信号を放射し、ターゲットで反射された反射信号を受信して対応する周波数偏移幅のビート信号ＢＯを出力するセンサ部１と、ビート信号ＢＯの後半及び前半のいずれか一方のデータを逆相としてビート信号ＢＯの前半及び後半のいずれか一方のデータと連結することにより周波数スペクトル上での周波数偏移幅のヌル点を検出し目標検出信号Ｌとして出力する信号処理部２Ａとを備える。ビート信号ＢＯの前半／後半周波数領域データの一方を逆相として求めたより急峻な特性を持つ周波数スペクトルのヌル検出出力を使用することにより、より高分解能の距離測定を行うことができる。
【選択図】　　　　図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＦＭＣＷレーダ装置に関し、特に近距離の高分解能測距を行うＦＭＣＷレーダ装置に属する。
【０００２】
【従来の技術】
ＦＭＣＷレーダ装置は、その送信信号に三角波又は鋸歯状波による周波数変調をかけ、送信信号の対象物で反射された反射信号と送信信号との混合を行い、両信号の時間差によって生じるビート信号の周波数から距離を決定する。
一般的なＦＭＣＷレーダ装置のセンサ部をブロックで示す図６を参照すると、このセンサ部１は、送信信号ＴＸを送信する送信アンテナ１１と、ターゲットからの反射信号ＲＸを受信し受信信号Ｒを出力する受信アンテナ１２と、ＦＭＣＷレーダ用の鋸歯状波の変調信号Ｍを発生する変調器１４と、変調信号Ｍにより発振周波数が制御（周波数変調）されＦＭ変調された高周波信号ＲＦを出力する高周波発振器１３と、受信アンテナ１２から供給を受けた受信信号Ｒと発振器１３から供給を受けた高周波信号ＲＦとをミキシングしビート信号Ｂを出力する混合器１５と、ビート信号Ｂを増幅しビート信号ＢＯを出力する増幅器１６とを備える。
【０００３】
次に、図６を参照して、センサ部１の動作について説明すると、変調器１４が、鋸歯状波の変調信号Ｍを発生し、発振器１３に供給する。発振器１３は、搬送波周波数と同一周波数の電圧制御発振器（ＶＣＯ）により構成され、変調信号Ｍにより発振周波数が制御、すなわち、周波数変調（ＦＭ）された連続波（ＣＷ）の高周波信号ＲＦを発生し、送信アンテナ１１及び混合器１５に供給する。ここでは、説明の便宜上、発振器１３の周波数変調特性、すなわち、変調信号電圧（レベル）対発振周波数特性として、変調信号Ｍのレベルに正比例、すなわち、変調信号Ｍのレベルの増大に従い直線的に発振周波数が上昇するものとする。従って、変調信号Ｍのレベルが最低値の場合は高周波信号ＲＦの周波数が最低であり、変調信号Ｍのレベルが最高値の場合は高周波信号ＲＦの周波数が最高となり、変調信号Ｍの最低電圧と最高電圧の丁度中間の電圧である中央電圧の時、高周波信号ＲＦはキャリア（搬送波）周波数ｆ_０となるものとする。また、高周波信号ＲＦの最低・最高周波数の差を周波数変調帯域幅ΔＦと呼ぶ。
【０００４】
送信アンテナ１１は、測距対象のターゲットに対し送信信号ＴＸを照射する。送信信号ＴＸの照射を受けたターゲットは対応する散乱波を放射する。この散乱波のうち送信方向に戻る成分が後方散乱信号（以下、反射信号ＲＸと呼ぶ）である。受信アンテナ１２はこの反射信号ＲＸを受信信号Ｒとして受信し、混合器１５に供給する。混合器１５は、受信信号Ｒと上述した高周波信号ＲＦとをミキシングし、両信号Ｒ，ＲＦのミキシング結果であるビート信号Ｂを生成し、増幅器１６に供給する。増幅器１６は、ビート信号Ｂを増幅し、増幅されたビート信号ＢＯを出力する。
【０００５】
次に、ＦＭＣＷレーダ装置の送信信号と受信信号の時間に対する周波数の変化をタイムチャートで示す図７を併せて参照して、ＦＭＣＷレーダの測距の原理について説明すると、ビート信号Ｂは、送信から受信までの往復の空間伝搬に要する時間である伝搬時間ｔ遅延した受信信号と送信信号との混合により生じる周波数Ｆ_ｂの信号である。
この周波数偏移幅Ｆ_ｂから、送信信号の送信から受信までの伝搬時間ｔを算出し、距離Ｒに換算する。
ＦＭＣＷレーダの伝搬時間ｔは数式１により求められる。
また、ターゲットとの距離Ｒは数式２により求められる。
【０００６】
【数１】
ｔ＝Ｔ×Ｆ_ｂ／ΔＦ
但し、Ｔ：変調周期、ΔＦ：周波数変調帯域数幅
【０００７】
【数２】
Ｒ＝Ｃ×ｔ／２
但し、Ｒ：距離、Ｃ：光速
【０００８】
このように、送信波と受信波とのビート信号Ｂを求め、得られたビート信号Ｂの周波数を測定することによって、遅延時間すなわち伝搬時間ｔを求める。この伝搬時間ｔから、距離Ｒに換算することができる。
【０００９】
次に、上記測距原理を用いた従来のＦＭＣＷレーダ装置をブロックで示す図８を参照すると、この従来のＦＭＣＷレーダ装置は、鋸歯状波による周波数変調送信信号を放射し、ターゲットで反射された反射信号を受信して対応するビート信号ＢＯを出力する上述のセンサ部１と、ビート信号ＢＯを処理しビート周波数、すなわち、周波数Ｆ_ｂを求め目標情報を検出し目標検出信号Ｌを出力する信号処理部２と、目標検出信号Ｌの供給を受けディスプレイ等に表示する表示部３とを備える。信号処理部２は、ビート信号ＢＯをディジタル信号に変換しディジタルビート信号ＤＢを出力するＡ／Ｄ変換器２１と、ディジタルビート信号ＤＢに窓関数による重み付け演算を行い重み付けビート信号ＷＢを出力する重み付け回路２２と、重み付けビート信号ＷＢをフーリエ変換し複素信号ＩＱを出力するフーリエ変換回路２３と、複素信号ＩＱの絶対値である振幅を演算し振幅信号ＡＢを出力する振幅演算回路２４と、振幅信号ＡＢから目標情報の検出処理を行い目標検出信号Ｌを出力する検出回路２５とを備える。
【００１０】
次に、図８を参照して、従来のＦＭＣＷレーダ装置の動作について、特に信号処理部２の動作を重点的に説明すると、センサ部１は、上述したように、周波数変調送信信号を放射し、ターゲットからの反射信号を受信して対応するビート信号ＢＯを出力し、信号処理部２に供給する。
信号処理部２では、Ａ／Ｄ変換器２１は、センサ部１から供給を受けたビート信号ＢＯをアナログディジタル変換し対応するディジタルビート信号ＤＢを生成し、重み付け回路２２に供給する。重み付け回路２２は、周波数スペクトルのサイドローブを低減するためハニング窓等の窓関数による重み付け演算を行い重み付けビート信号ＷＢを出力し、フーリエ変換回路２３に供給する。フーリエ変換回路２３は、重み付けビート信号ＷＢのフーリエ変換処理を行い複素信号ＩＱを生成し、振幅演算回路２４に供給する。振幅演算回路２４は、複素信号ＩＱの振幅演算処理を行い、複素信号ＩＱの絶対値である振幅信号ＡＢを生成し、検出回路２５に供給する。検出回路２５は、振幅信号ＡＢに対しピーク検出、エッジ検出あるいはしきい値処理等の振幅情報に基づく目標検出である振幅検出により目標情報を検出し、目標検出信号Ｌを出力する。ここでは、振幅検出をピーク検出として説明する。
【００１１】
表示部３は、信号処理部２が出力した目標検出信号Ｌをディスプレイに表示する。このようなＦＭＣＷレーダ装置における距離測定では、公知のように、距離分解能ΔＲは数式３のように表される。
【００１２】
【数３】
ΔＲ＝Ｃ／２△Ｆ
【００１３】
そのため、非常に高い距離分解能、例えば数ｃｍオーダを実現するには、周波数変調帯域幅を超広帯域（１ＧＨｚオーダ）に拡大する必要がある。
しかし、これらの改善策は、ハードウェアの制約や電波法等による制約から必ずしも実現可能ではなかった。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来のＦＭＣＷレーダ装置は、非常に高い距離分解能を必要とする場合、超広帯域の周波数変調帯域幅を用いることが必要であるが、これらの方策は、ハードウェアの制約や電波法等による制約から必ずしも実現可能ではないという欠点があった。
【００１５】
本発明の目的は、周波数変調帯域幅の拡大をすることなく高い距離分解能のＦＭＣＷレーダ装置を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明のＦＭＣＷレーダ装置の第１の構成は、送信信号に三角波又は鋸歯状波による周波数変調をかけ、送信信号の対象物で反射された反射信号と送信信号との混合を行い、両信号の時間差によって生じるビート信号の周波数から距離を決定するＦＭＣＷレーダ装置であって、下記（イ）、（ロ）の構成要素を備えて構成されている。
（イ）前記三角波又は鋸歯状波による周波数変調送信信号を放射し、ターゲットで反射された前記反射信号を受信して対応する前記周波数のビート信号を出力するセンサ部、
（ロ）前記ビート信号の時間的な後半及び前半のいずれか一方の周波数スペクトルデータを逆相として前記ビート信号の前半及び後半のいずれか一方の周波数スペクトルデータと連結することにより前記周波数スペクトル上でのヌル点を検出し目標検出信号として出力する信号処理部。
【００１７】
本発明のＦＭＣＷレーダ装置の第２の構成は、送信信号に三角波又は鋸歯状波による周波数変調をかけ、送信信号の対象物で反射された反射信号と送信信号との混合を行い、両信号の時間差によって生じるビート信号の周波数から距離を決定するＦＭＣＷレーダ装置であって、下記（イ）、（ロ）の構成要素を備えて構成されている。
（イ）前記三角波又は鋸歯状波による周波数変調送信信号を放射し、ターゲットで反射された前記反射信号を受信して対応する前記周波数のビート信号を出力するセンサ部、
（ロ）前記ビート信号を処理し周波数スペクトルの振幅情報に基づく目標検出である振幅検出によりビート周波数を検出する粗測定モードと、前記ビート信号の時間的な後半及び前半のいずれか一方の信号を逆相として前記ビート信号の前半及び後半のいずれか一方の信号と連結することにより前記周波数スペクトル上でのヌル点を検出し目標検出信号として出力する精測定モードとを有する信号処理部。
【００１８】
また、本発明の第３の構成は、前記第２の構成のＦＭＣＷレーダ装置において、前記振幅検出が、周波数スペクトルのピーク検出であることを特徴とするものである。
【００１９】
また、本発明の第４の構成は、前記第２の構成のＦＭＣＷレーダ装置において、前記信号処理部が、下記（イ）〜（チ）の構成要素を備えて構成されている。
（イ）前記ビート信号をディジタル信号に変換しディジタルビート信号を出力するＡ／Ｄ変換器、
（ロ）前記ディジタルビート信号に窓関数による重み付け演算を行い重み付けビート信号を出力する重み付け回路、
（ハ）前記重み付けビート信号をフーリエ変換し複素信号を出力する第１のフーリエ変換回路、
（ニ）前記複素信号の絶対値である振幅を演算し振幅信号を出力する第１の振幅演算回路、
（ホ）前記重み付けビート信号の時間的な前半部と後半部とに分割してこれら後半部と前半部のビート信号のいずれか一方の位相を反転した後位相反転しない方の半部のビート信号に連結して半部の一方が逆相となった逆相重み付けビート信号を出力する逆相処理回路、
（ヘ）前記逆相重み付けビート信号をフーリエ変換し逆相複素信号を出力する第２のフーリエ変換回路、
（ト）前記逆相複素信号の振幅を演算し逆相振幅信号を出力する第２の振幅演算回路、
（チ）前記粗測定モードと前記精測定モードとを切り替える精粗切替信号が前記粗測定モードを指示するときは前記振幅信号の前記振幅検出による検出処理を行い、前記精粗切替信号が前記精測定モードを指示するときは前記逆相振幅信号のヌル点検出処理を行い前記ヌル点を検出してそれぞれ前記目標検出信号を生成するヌル検出回路。
【００２０】
また、本発明の第５の構成は、前記第２の構成のＦＭＣＷレーダ装置において、前記信号処理部が、下記（イ）〜（リ）の構成要素を備えて構成されている。
（イ）前記ビート信号をディジタル信号に変換しディジタルビート信号を出力するＡ／Ｄ変換器、
（ロ）前記ディジタルビート信号に窓関数による重み付け演算を行い重み付けビート信号を出力する重み付け回路、
（ハ）前記重み付けビート信号をフーリエ変換し複素信号を出力する第１のフーリエ変換回路、
（ニ）前記複素信号の絶対値である振幅を演算し振幅信号を出力する第１の振幅演算回路、
（ホ）前記重み付けビート信号の周波数スペクトルデータを時間的な前半部と後半部とに分割してこれら後半部と前半部の周波数スペクトルデータのいずれか一方の位相を反転した後位相反転しない方の半部の周波数スペクトルデータに連結して半部の一方が逆相となった逆相重み付けビート信号を出力する逆相処理回路、
（ヘ）前記逆相重み付けビート信号をフーリエ変換し逆相複素信号を出力する第２のフーリエ変換回路、
（ト）前記逆相複素信号の振幅を演算し逆相振幅信号を出力する第２の振幅演算回路、
（チ）前記粗測定モードと精測定モードとを切り替える精粗切替信号が前記粗測定モードを指示するときは前記振幅信号をそのまま出力し、前記精粗切替信号が前記精測定モードを指示するときは前記振幅信号を前記逆相振幅信号で除算し除算振幅信号を出力する除算回路、
（リ）前記振幅信号又は前記除算振幅信号の前記振幅検出を行い前記目標検出信号を出力する検出回路。
【００２１】
また、本発明の第６の構成は、前記第１又は第２の構成のＦＭＣＷレーダ装置において、前記センサ部が、下記（イ）〜（ヘ）の構成要素を備えて構成されている。
（イ）前記送信信号を送信する送信アンテナ、
（ロ）前記ターゲットからの前記反射信号を受信し受信信号を出力する受信アンテナ、
（ハ）前記三角波又は鋸歯状波の変調信号を発生する変調器、
（ニ）前記変調信号により発振周波数が制御（周波数変調）されＦＭ変調された高周波信号を出力する高周波発振器、
（ホ）前記受信信号と前記高周波信号とをミキシングし前記ビート信号を出力する混合器、
（へ）前記ビート信号を増幅する増幅器。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態は、受信信号と高周波信号とのミキシング結果であるビート信号を出力する従来と共通のセンサをそのまま利用して、ビート信号の前半あるいは後半データのみを逆相にして、フーリエ変換することにより得られる周波数スペクトルのヌル点を検出することにより、ヌル点に近づくほど振幅変化率が増大しヌル点で無限大となる差検出の特徴を利用して距離精度の向上を図ることを特徴とするものである。
【００２３】
【実施例】
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
図１は、本発明の第１の実施例の構成を示すブロック図である。なお、図８の構成と同一機能のブロックには同じ符号を付してある。この図に示すＦＭＣＷレーダ装置は、従来と共通の鋸歯状波による周波数変調送信信号を放射し、ターゲットで反射された反射信号を受信して対応するビート信号ＢＯを出力する上述のセンサ部１と、目標検出信号Ｌの供給を受けディスプレイ等に表示する表示部３とに加えて、信号処理部２の代わりにビート信号ＢＯを処理し周波数スペクトルのピーク検出等の振幅検出（以下、説明の便宜上、振幅検出をピーク検出とする）によりビート周波数Ｆ_ｂを求める粗測定モードに加えて、ビート信号ＢＯの時間的な後半周波数スペクトルデータを逆相としてビート信号ＢＯの前半周波数スペクトルデータと連結することにより周波数スペクトル上でのヌル点を検出し目標検出信号Ｌとして出力する精測定モードを有する信号処理部２Ａを備える。
信号処理部２Ａは、従来と共通のビート信号ＢＯをディジタル信号に変換しディジタルビート信号ＤＢを出力するＡ／Ｄ変換器２１と、ディジタルビート信号ＤＢに窓関数による重み付け演算を行い重み付けビート信号ＷＢを出力する重み付け回路２２と、重み付けビート信号ＷＢをフーリエ変換し複素信号ＩＱを出力するフーリエ変換回路２３と、複素信号ＩＱの絶対値である振幅を演算し振幅信号ＡＢを出力する振幅演算回路２４とに加え、重み付けビート信号ＷＢを前半部のデータと後半部のデータとに分割して後半部のデータの位相を反転した後前半部のデータに連結して後半部が逆相となった逆相重み付けビート信号ＷＲＢを出力する逆相処理回路２６と、逆相重み付けビート信号ＷＲＢをフーリエ変換し逆相複素信号ＩＱＲを出力するフーリエ変換回路２７と、逆相複素信号ＩＱＲの振幅を演算し逆相振幅信号ＡＢＲを出力する振幅演算回路２８と、上記粗測定モードと精測定モードとを切り替える精粗切替信号ＣＦが低レベル（論理値０）のときは振幅信号ＡＢのピーク検出処理を行い精粗切替信号ＣＦが高レベル（論理値１）のときは逆相振幅信号ＡＢＲのヌル点検出処理を行いヌル点を検出してそれぞれ目標検出信号Ｌを生成するヌル検出回路２９とを備える。
【００２４】
次に、図１及び各部の波形を波形図で示す図２，図３を参照して本実施例の動作について従来との相違点を重点的に説明すると、センサ部１は、周波数変調送信信号を放射し、ターゲットからの反射信号を受信して対応するビート信号ＢＯを出力し、信号処理部２Ａに供給する。
信号処理部２ＡのＡ／Ｄ変換器２１は、センサ部１から供給を受けたビート信号ＢＯをアナログディジタル変換し対応するディジタルビート信号ＤＢを生成し、重み付け回路２２に供給する。説明の便宜上、アナログ信号の形式で表したディジタルビート信号ＤＢの波形の一例を波形図で示す図２の（ａ）を参照すると、このディジタルビート信号ＤＢは、ターゲットの存続期間中、時間とは無関係に振幅が一定の信号である。なお、説明の便宜上、図２，図３に示す各波形では、時間の単位は任意とし、振幅は±１．０を正負の各々の最大値とする相対値で表す。
【００２５】
重み付け回路２２は、供給を受けたディジタルビート信号ＤＢに対し周波数スペクトルのサイドローブを低減するためハニング窓等の窓関数による重み付け演算を行い重み付けビート信号ＷＢを出力し、フーリエ変換回路２３と逆相処理回路２６とに供給する。説明の便宜上、窓関数をハニング窓とした重み付けビート信号ＷＢの一例を波形図で示す図２の（ｂ）を参照すると、この重み付けビート信号ＷＢは、ターゲットの始点（時間＝０近傍）から緩やかに振幅Ａが増大し、ターゲットの中心（時間＝７０近傍）では振幅Ａが最大となり、終点（時間＝１３０近傍）に向かって振幅が緩やかに減少する。
【００２６】
フーリエ変換回路２３は、重み付けビート信号ＷＢのフーリエ変換処理を行い複素信号ＩＱを生成し、振幅演算回路２４は、複素信号ＩＱの振幅演算処理を行い、複素信号ＩＱの絶対値である振幅信号ＡＢを生成しヌル検出回路２９に供給する。振幅信号ＡＢは、重み付けビート信号ＷＢの周波数スペクトルに相当し、その一例をフーリエ変換後の周波数スペクトル波形の波形図で示す図２の（ｃ）を参照すると、この図に示す横軸は距離を表し、縦軸は振幅を表す。なお、距離の単位は任意とする。
【００２７】
ヌル検出回路２９は、従来と同様の検出処理で距離検出を行う粗測定モードと本実施例のヌル検出で距離検出を行う精測定モードに切り替える精粗切替信号ＣＦが低レベルのとき、粗測定モードとなる。このとき、ヌル検出回路２９は、供給を受けた振幅信号ＡＢに対し従来の検出回路２５と同様の処理、ここではピーク検出処理により目標情報、すなわち、周波数偏移幅Ｆ_ｂに相当する振幅信号を検出し、目標検出信号Ｌを出力する。この場合は、幅のある山型曲線のピーク近傍を上記振幅信号として検出し、目標検出信号Ｌとして出力する。
【００２８】
並行して、逆相処理回路２６は、重み付けビート信号ＷＢを時間的に前半部の周波数領域のデータと後半部の周波数領域のデータとに分割し、後半部のデータの位相を反転する逆相処理を行い後半部のデータが逆相である逆相重み付けビート信号ＷＲＢを出力し、フーリエ変換回路２７に供給する。逆相重み付けビート信号ＷＲＢの一例を波形図で示す図３の（ａ）を参照して、図２の（ｂ）に示す上述のビート信号ＷＢと比較すると、この逆相重み付けビート信号ＷＲＢは、ターゲットの中心（時間＝７０近傍）から後半部で位相が反転していることがわかる。
【００２９】
フーリエ変換回路２７は、逆相重み付けビート信号ＷＲＢをフーリエ変換し、逆相複素信号ＩＱＲを出力して振幅演算回路２８に供給する。振幅演算回路２８は、逆相複素信号ＩＱＲの振幅演算処理を行い、逆相複素信号ＩＱＲの絶対値である逆相振幅信号ＡＢＲを生成し、ヌル検出回路２９に供給する。逆相振幅信号ＡＢＲは、逆相重み付けビート信号ＷＲＢの周波数スペクトルにおける時間（距離）領域の振幅情報に相当する。
ヌル検出回路２９は、精粗切替信号ＣＦが高レベルのとき、精測定モードとなる。このとき、ヌル検出回路２９は、供給を受けた逆相振幅信号ＡＢＲに対しヌル検出を行う。
【００３０】
逆相振幅信号ＡＢＲの一例をフーリエ変換後の周波数スペクトルの波形図で示す図３の（ｂ）を参照すると、この図に示す横軸は距離を表し、縦軸は振幅を表す。なお、距離の単位は上述の振幅信号ＡＢと共通とする。図示するように、逆相振幅信号ＡＢＲは、等価的に周波数スペクトルの時間的な前半部と後半部の距離に対する振幅差を表し、前半部と後半部の振幅が等しくなる点が０となる、いわゆるヌル点を有する。このヌル点近傍の振幅変化は、差検出の本質によりその変化率、すなわち、微係数がヌル点に近づくほど大きくなり、ヌル点では無限大となる。従って、振幅信号ＡＢのピーク位置近傍における振幅変化率がピーク点に近づくほど小さくなりピーク点では０となるピーク点と比較するとはるかに急峻であることがわかる。すなわち、従来技術によるものと共通の振幅信号ＡＢでは、上述のピーク点の性質から分解能が悪く、十分な精度で測定することは困難である。
【００３１】
一方、本実施例の逆相振幅信号ＡＢＲでは、ターゲット位置（距離）において急峻なヌル点が形成され、これを検出することにより精度の良い測定値が得られることがわかる。
【００３２】
しかし、逆相振幅信号ＡＢＲは、目標が存在しない位置においてもヌル点と区別不可能な振幅０の点ができる場合があるため、ヌル検出処理２９においては、精粗切替信号ＣＦを最初は低レベルとして粗測定モードとし、振幅信号ＡＢによりターゲット距離の粗測定を行って目標情報を検出し、粗目標検出信号を出力する。続いて、精粗切替信号ＣＦを高レベルとして精測定モードに切替え、上記粗目標検出信号（ターゲット）近傍のみのヌル検出、すなわち、精測定を行って目標情報を検出し、目標検出信号Ｌを出力する。換言すれば、粗目標検出信号をオープンゲートとして精目標検出を行う。それらの結果を表示部３によって表示する。
これにより、周波数変調帯域幅の拡大を行うことなく、測距分解能を向上できる。
【００３３】
次に、本発明の第２の実施例を説明する。
図４は、第２の実施例の構成を示すブロック図である。図１と同じ構成要素には同一の符号を付してある。
図１の第１の実施例との相違点は、ヌル検出回路２９の代わりに、精粗切替信号ＣＦが低レベルのときは振幅信号ＡＢをそのまま出力し、精粗切替信号ＣＦが高レベルのときは振幅信号ＡＢを逆相振幅信号ＡＢＲで除算し除算振幅信号ＡＤを出力する除算回路３０と、振幅信号ＡＢ又は除算振幅信号ＡＤのピーク検出を行い目標検出信号Ｌを出力する従来と共通の検出回路２５とを備えることである。
【００３４】
次に、図４及び除算振幅信号ＡＤの波形を横軸に距離を縦軸に振幅を表す波形図で示す図５を参照して本実施例の動作について第１の実施例との相違点を説明すると、精粗切替信号ＣＦが高レベルの精測定モードのとき、振幅信号ＡＢを逆相振幅信号ＡＢＲで除算することによりヌル点がさらに強調され、結果として生成される除算振幅信号ＡＤは、逆相振幅信号ＡＢＲより急峻な特性を得る。この除算振幅信号ＡＤを検出回路２５によりピーク検出し、目標検出信号Ｌを出力する。
【００３５】
なお、上述の実施例では、後半部のデータを逆相として逆相重み付けビート信号を生成していたが、前半部のデータを逆相として逆相重み付けビート信号を生成しても同一の効果が得られる。
また、粗測定モードにおける振幅信号（周波数スペクトル）における目標検出方法をピーク検出としていたが、エッジ検出やしきい値処理等の検出方法を用いて良いことは明らかである。
【００３６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のＦＭＣＷレーダ装置は、ビート信号の後半及び前半のいずれか一方のデータを逆相としてビート信号の前半及び後半のいずれか一方のデータと連結することにより周波数スペクトル上での周波数偏移幅のヌル点を検出し目標検出信号として出力する信号処理部を備え、ターゲットのビート信号の周波数スペクトルのピーク検出出力に加えて、ビート信号の前半／後半周波数領域データの一方を逆相として求めたより急峻な特性を持つ周波数スペクトルのヌル検出出力を使用することにより、より高精度の距離測定を行うことができるので、周波数変調帯域幅の拡大を行うことなく、測距分解能を向上できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＦＭＣＷレーダ装置の第１の実施例の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の構成中の従来のＦＭＣＷレーダ装置における動作の一例を示すビート信号、重み付けビート信号及びフーリエ変換後の周波数スペクトル波形をそれぞれ示す波形図である。
【図３】本発明実施例のＦＭＣＷレーダ装置における動作の一例を示すビート信号の後半部を逆相にして前半部と連結した波形、逆相処理後の信号のフーリエ変換後の周波数スペクトル波形をそれぞれ示す波形図である。
【図４】本発明のＦＭＣＷレーダ装置の第２の実施例の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明第２の実施例における動作の一例を示す重み付けビート信号及びフーリエ変換後の周波数スペクトル波形を逆相処理後の信号のフーリエ変換後の周波数スペクトル波形で除算した後の周波数スペクトル波形を示す波形図である。
【図６】一般的なＦＭＣＷレーダ装置のセンサ部の構成の一例を示すブロック図である。
【図７】ＦＭＣＷレーダ装置の送信信号と受信信号の時間に対する周波数の変化を示すタイムチャートである。
【図８】従来のＦＭＣＷレーダ装置の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１　センサ部
２，２Ａ，２Ｂ　信号処理部
３　表示部
１１　送信アンテナ
１２　受信アンテナ
１３　発振器
１４　変調器
１５　混合器
１６　増幅器
２１　Ａ／Ｄ変換器
２２　重み付け回路
２３，２７　フーリエ変換回路
２４，２８　振幅演算回路
２５　検出回路
２６　逆相処理回路
２９　ヌル検出回路
３０　除算回路

Claims

送信信号に三角波又は鋸歯状波による周波数変調をかけ、送信信号の対象物で反射された反射信号と送信信号との混合を行い、両信号の時間差によって生じるビート信号の周波数から距離を決定するＦＭＣＷレーダ装置であって、下記（イ）、（ロ）の構成要素を備えることを特徴とするＦＭＣＷレーダ装置。
（イ）前記三角波又は鋸歯状波による周波数変調送信信号を放射し、ターゲットで反射された前記反射信号を受信して対応する前記周波数のビート信号を出力するセンサ部、
（ロ）前記ビート信号の時間的な後半及び前半のいずれか一方の周波数スペクトルデータを逆相として前記ビート信号の前半及び後半のいずれか一方の周波数スペクトルデータと連結することにより前記周波数スペクトル上でのヌル点を検出し目標検出信号として出力する信号処理部。
送信信号に三角波又は鋸歯状波による周波数変調をかけ、送信信号の対象物で反射された反射信号と送信信号との混合を行い、両信号の時間差によって生じるビート信号の周波数から距離を決定するＦＭＣＷレーダ装置であって、下記（イ）、（ロ）の構成要素を備えることを特徴とするＦＭＣＷレーダ装置。
（イ）前記三角波又は鋸歯状波による周波数変調送信信号を放射し、ターゲットで反射された前記反射信号を受信して対応する前記周波数のビート信号を出力するセンサ部、
（ロ）前記ビート信号を処理し周波数スペクトルの振幅情報に基づく目標検出である振幅検出によりビート周波数を検出する粗測定モードと、前記ビート信号の時間的な後半及び前半のいずれか一方の信号を逆相として前記ビート信号の前半及び後半のいずれか一方の信号と連結することにより前記周波数スペクトル上でのヌル点を検出し目標検出信号として出力する精測定モードとを有する信号処理部。
前記振幅検出が、周波数スペクトルのピーク検出であることを特徴とする請求項２記載のＦＭＣＷレーダ装置。
前記信号処理部が、下記（イ）〜（チ）の構成要素を備えることを特徴とする請求項２記載のＦＭＣＷレーダ装置。
（イ）前記ビート信号をディジタル信号に変換しディジタルビート信号を出力するＡ／Ｄ変換器、
（ロ）前記ディジタルビート信号に窓関数による重み付け演算を行い重み付けビート信号を出力する重み付け回路、
（ハ）前記重み付けビート信号をフーリエ変換し複素信号を出力する第１のフーリエ変換回路、
（ニ）前記複素信号の絶対値である振幅を演算し振幅信号を出力する第１の振幅演算回路、
（ホ）前記重み付けビート信号の前半部と後半部とに分割してこれら後半部と前半部のビート信号のいずれか一方の位相を反転した後位相反転しない方の半部のビート信号に連結して半部の一方が逆相となった逆相重み付けビート信号を出力する逆相処理回路、
（ヘ）前記逆相重み付けビート信号をフーリエ変換し逆相複素信号を出力する第２のフーリエ変換回路、
（ト）前記逆相複素信号の振幅を演算し逆相振幅信号を出力する第２の振幅演算回路、
（チ）前記粗測定モードと前記精測定モードとを切り替える精粗切替信号が前記粗測定モードを指示するときは前記振幅信号の前記振幅検出による検出処理を行い、前記精粗切替信号が前記精測定モードを指示するときは前記逆相振幅信号のヌル点検出処理を行い前記ヌル点を検出してそれぞれ前記目標検出信号を生成するヌル検出回路。
前記信号処理部が、下記（イ）〜（リ）の構成要素を備えることを特徴とする請求項２記載のＦＭＣＷレーダ装置。
（イ）前記ビート信号をディジタル信号に変換しディジタルビート信号を出力するＡ／Ｄ変換器、
（ロ）前記ディジタルビート信号に窓関数による重み付け演算を行い重み付けビート信号を出力する重み付け回路、
（ハ）前記重み付けビート信号をフーリエ変換し複素信号を出力する第１のフーリエ変換回路、
（ニ）前記複素信号の絶対値である振幅を演算し振幅信号を出力する第１の振幅演算回路、
（ホ）前記重み付けビート信号の周波数スペクトルデータを時間的な前半部と後半部とに分割してこれら後半部と前半部の周波数スペクトルデータのいずれか一方の位相を反転した後位相反転しない方の半部の周波数スペクトルデータに連結して半部の一方が逆相となった逆相重み付けビート信号を出力する逆相処理回路、
（ヘ）前記逆相重み付けビート信号をフーリエ変換し逆相複素信号を出力する第２のフーリエ変換回路、
（ト）前記逆相複素信号の振幅を演算し逆相振幅信号を出力する第２の振幅演算回路、
（チ）前記粗測定モードと精測定モードとを切り替える精粗切替信号が前記粗測定モードを指示するときは前記振幅信号をそのまま出力し、前記精粗切替信号が前記精測定モードを指示するときは前記振幅信号を前記逆相振幅信号で除算し除算振幅信号を出力する除算回路、
（リ）前記振幅信号又は前記除算振幅信号の前記振幅検出を行い前記目標検出信号を出力する検出回路。
前記センサ部が、下記（イ）〜（ヘ）の構成要素を備えることを特徴とする請求項１又は２記載のＦＭＣＷレーダ装置。
（イ）前記送信信号を送信する送信アンテナ、
（ロ）前記ターゲットからの前記反射信号を受信し受信信号を出力する受信アンテナ、
（ハ）前記三角波又は鋸歯状波の変調信号を発生する変調器、
（ニ）前記変調信号により発振周波数が制御（周波数変調）されＦＭ変調された高周波信号を出力する高周波発振器、
（ホ）前記受信信号と前記高周波信号とをミキシングし前記ビート信号を出力する混合器、
（へ）前記ビート信号を増幅する増幅器。