JP3973036B2 - パルスレーダ装置 - Google Patents

Description

本発明は、電波を発射してその反射波を受信することにより、ターゲットを検出するレーダの方式に係わり、更に詳しくは高周波の送信電波を、一般に等しい間隔に区切ってパルス状にして発射するパルスレーダであって、近距離計測に用いることができ、分解能の高いパルスレーダ装置に関する。

現在レーダとして用いられているものは、ほとんどがパルスレーダである。パルスレーダは一般に距離の遠いターゲットを検出し、ターゲットまでの距離を測定することができる。このようなパルスレーダで用いられる様々な信号処理技術は、次の非特許文献１に記述されている。
関根松夫 レーダ信号処理技術 電子情報通信学会

また比較的近距離にあるターゲットを検出するための従来技術としては、次の非特許文献２、特許文献１，２がある。非特許文献２では正弦波信号によって振幅変調された９．５ＧＨｚ帯のマイクロ波を用いて、距離１２５ｍ以内の移動物体の距離と速度を測定する方法が提案されている。

特許文献１では、マイクロ波帯微弱無線を利用したデータ通信、センサ、計測器などの用途に適する小型、低コスト、低消費電力のマイクロ波帯パルス送受信機が開示されている。この文献でも本発明の実施例と同様にゲートが用いられているが、これは発振の抑制用であり、本発明とはその使用目的を異にしている。

特許文献２では、簡易な免許申請で使用が許可され、電波障害の心配なしに屋外使用も可能となり、屋外での非接触距離計測による各種の応用が期待される高分解能近距離レーダが開示されている。
森上、中司，"近距離移動物体の距離・速度測定の一方法"電子情報通信学会総合大会 ’００ Ｂ−２−２ Ｐ．２１５ 特開２００１−１１６８２２号公報 「マイクロ波帯パルス送受信機」 特開２０００−２４１５３５号公報 「近距離レーダ装置」

前述のように、従来のパルスレーダはターゲットまでの距離が数十メートル以上と、比較的長距離において用いられてきた。パルスレーダを近距離の計測に用いるためには鋭いパルスにする必要があり、使用周波数帯域が広くなり、装置に用いるべき素子の帯域も広くする必要があり、その実現は困難であった。

図３３，図３４はこのパルスレーダにおける帯域の説明図である。図３３は一般のＡＭ，ＦＭ信号などの使用帯域の説明図である。ＡＭ，ＦＭ信号においては、その使用帯域は搬送波の周波数を中心として狭い帯域に限定されており、このためノイズの影響を少なくおさえることができる。

図３４はパルスレーダの帯域の説明図である。パルスレーダのパルスはその幅が狭い程、使用帯域が広くなり、信号電力Ｓは同じでも帯域総合の雑音電力Ｎが大きくなり、Ｓ／Ｎ（信号対雑音比）が悪化し、ノイズの影響を受けやすくなる。特に１ＧＨｚ以上ではＳ／Ｎが悪化し、いろいろな問題点が発生する。Ｓ／Ｎをおさえるためにパルスの幅を広げると帯域は狭くなり雑音Ｎは小さくなるが、検知可能な対象物までの最小距離が大きくなる。

以上に述べたようなパルスレーダの従来技術によって、検知の近距離限界を１５ｃｍ程度にするには、パルスの幅を１ｎｓｅｃ程度にする必要がある。このためには約１ＧＨｚの帯域幅が必要となり、雑音の帯域幅も１ＧＨｚと極端に広く、Ｓ／Ｎが非常に悪くなり、ターゲットの検知が非常に難しくなる。

更にパルス幅として約１ｎｓｅｃや、周波数帯域幅が約１ＧＨｚの信号を扱うために、ＤＳＰなどの汎用のディジタルＬＳＩを使うことができず、特別に高速用に開発された半導体により回路を構成する必要があり、非常にコストが高く、また特性のバラつきのために大量生産が難しいという問題点があった。

更に異なる問題点として、従来技術においては反射波、すなわち受信波に対してＩ−Ｑ検波を行い、基準の正弦波に対応してＩ（同期）成分、およびＱ（直交）成分をそれぞれ求め、Ｉ成分およびＱ成分のそれぞれについてＡ／Ｄ変換を行い、その結果に対してプロセッサを用いて信号処理を行なうという方法が一般的に用いられているが、この方式では２系統のＡ／Ｄ変換器とフィルタとが必要となり、コスト高になるという問題点があった。

本発明の課題は、上述の問題点に鑑み、第１に距離検知限界が短く、距離分解能が高いパルスレーダ装置を、特別に開発された半導体を用いることなく、提供することである。
第２の課題は、例えばターゲットからの反射信号を検出する回路自体からノイズが発生しても、そのようなノイズの影響を受けることなく、Ｓ／Ｎ（信号対雑音比）を向上させてパルスレーダ装置の検出精度を向上させることである。

第３の課題は、２系統のＡ／Ｄ変換器とフィルタとを必要とするＩ−Ｑ検波器を使用しないことによって、コストの低いパルスレーダ装置を提供することである。

図１は本発明のパルスレーダ装置の原理構成ブロック図である。同図は、後述する本発明の実施例１としてのパルスレーダ装置の原理構成ブロック図であり、パルスレーダ装置１は第１の信号生成手段２、第２の信号生成手段３、制御パルス生成手段４、およびゲート手段５を少なくとも備える。

第１の信号制御手段２は送信パルス作成の基となる第１の信号を生成するものであり、第２の信号生成手段３は第１の信号の周波数と倍数、または約数の関係にある周波数を持ち、位相角が０の時点が少なくとも間欠的に第１の信号と一致する第２の信号を出力するものである。

制御パルス生成手段４は、第２の信号生成手段３、例えば矩形波発振器の出力を遅延させた信号を用い微分して制御パルス信号を生成するものであり、ゲート手段５は生成された制御パルス信号を用いて受信信号に対するゲート動作を行なうものである。

発明の実施の形態においては、前述の第１の信号に基づいてゲート手段５の出力を検波する検波手段６と、制御パルス生成手段４が前述の遅延量を変化させる時、検波手段６の出力を用いて受信信号の振幅に相当する成分が極大となる遅延量に対応させて、ターゲットまでの距離を算出する距離算出手段７とを更に備えることもでき、あるいは検波手段６と、制御パルス生成手段４が遅延量を変化させる時、第１の信号と受信信号との位相差に対応させて、ターゲットまでの距離を算出する距離算出手段７とを更に備えることもできる。

また実施の形態においては、前述の第１の信号からパルスを生成し、該パルスのスペクトル範囲を帯域制限して、送信パルス生成用変調信号を生成する変調信号生成手段を更に備えることもできる。

本発明のパルスレーダ装置は、送信パルス作成の基となる信号を遅延させる信号遅延手段と、該遅延した信号を用いて制御パルス信号を生成する制御パルス生成手段と、該制御パルス信号を用いて受信信号に対するゲート動作を行なうゲート手段と、該ゲート手段の出力に基づいて、信号遅延手段の出力を用いて該遅延の時間に対応する距離にあるターゲットからの反射信号を検出する反射信号検出手段とを備える。

発明の実施の形態においては、信号遅延手段が前記基となる信号の遅延量を変化させる時、反射信号検出手段の出力を用いて、受信信号の振幅に相当する成分が極大となる遅延量に対応させてターゲットまでの距離を算出する距離算出手段を更に備えることもできる。

本発明のパルスレーダ装置は、図１で説明した第１の信号生成手段２、第２の信号生成手段３、制御パルス生成手段４、ゲート手段５に加えて、前述の第１の信号を、制御パルス生成手段４による第２の信号の遅延量に合わせて遅延させる信号遅延手段と、ゲート手段５の出力に基づいて、信号遅延手段の出力を用いて該遅延の時間に対応する距離にあるターゲットからの反射信号を検出する反射信号検出手段とを備える。

発明の実施の形態においては、前述のように受信信号の振幅に相当する成分が極大となる遅延量に対応させてターゲットまでの距離を算出する距離算出手段を更に備えることもできる。

本発明のパルスレーダ装置は、送信パルス作成の基となる信号から生成されたパルス信号と、周波数変調された連続波とを用いて送信パルス信号を出力するパルス送信手段と、該基となる信号を遅延させて制御パルス信号を生成する制御パルス生成手段と、該制御パルス信号を用いて受信信号に対するゲート動作を行なうゲート手段と、該制御パルス生成手段による信号遅延量に対応して、前記周波数変調における周波数変調幅、および／または変調の繰返し周波数を制御する変調制御手段とを備える。

実施の形態においては、前述のように前記基となる信号に基づいてゲート手段の出力を検波する検波手段と、制御パルス生成手段が遅延量を変化させる時、受信信号の振幅に相当する成分が極大となる遅延量、または前記基となる受信信号との位相差のいずれかに対応させて、ターゲットまでの距離を算出する距離算出手段とを備えることもでき、更に前述と同様の変調信号生成手段を備えることもできる。

以上のように本発明によれば、例えば受信信号に対するゲート動作を制御するための制御パルスの基準となる第２の信号と、送信パルス作成の基となる第１の信号とで、異なる周波数、例えば分周や倍周の関係にある周波数が用いられ、ゲート動作によってノイズが発生しても、周波数の異なる受信信号の処理においてその影響を除外することが可能となる。

本発明によれば、第１に送信パルス作成の基となる信号を遅延させ、受信信号に対するゲート動作を行なうことによって、正確な近距離計測を行なうことができ、またＡＭ信号を用いて狭帯域フィルタでのカットを行なうことによって、雑音帯域が制限されたレーダ装置を提供することができる。

第２に送信パルス作成の基となる信号と、受信信号に対するゲート動作の基準となる信号の周波数を変えることにより、ゲート動作によって発生するノイズの影響を除外でき、またＦＭ変調信号を用いるパルスレーダ装置でも、ターゲットまでの距離に無関係にビート信号の１〜数周期程度のデータが取得でき、Ｓ／Ｎが改善され、ターゲットの検出精度を向上させることができる。

第３にゲート回路の出力信号と、その後段のミキサに入力させるローカル信号との位相差を０とすることによって、Ｉ−Ｑ検波の場合に２系統必要であったＡ／Ｄ変換器とフィルタが１系統ですむことになり、コスト低下と信号処理の容易化を実現することができる。

以下本発明の実施の形態について図面を用いて説明するが、本発明のパルスレーダ装置の実施例１から実施例４の説明の前に、これらの実施例の基礎となるパルスレーダ装置、すなわち搬送波としての正弦波信号（連続波）に対して振幅変調を行なうＡＳＫ（アンプリチュード・シフト・キーイング）方式を基本とするパルスレーダ装置の概要について説明する。

図２は、このように本発明の実施例の基礎となるＡＳＫ方式のパルスレーダ装置の構成ブロック図である。この装置の動作について図３〜図１４に示す各部の波形などを用いて説明する。まず図２の矩形波発振器１１は、図３に示すような矩形波を発振する。この矩形波のデューティー比は例えば５０％、周波数は１０ＭＨｚとする。

パルス生成回路および帯域制限部１２は、矩形波発振器１１の発生した矩形波の、例えば立ち上がりに同期して、周波数が同じでデューティー比の小さい、すなわち図４（ａ）に示すような幅の狭いパルスを生成すると共に、同図（ｂ）に示すように、法規に合致するように帯域制限を行う。

（ａ）のパルスの幅は基本的にはパルスレーダに要求される距離分解能によって決定される。この要求分解能（最小距離）をａ、パルス幅をｐW とすると、電波の往復距離は２×ａとなり、光の速度をｃとするとパルス幅ｐW は次式によって与えられる。

ｐW ＝２×ａ／ｃ （１）
例えばａ＝０．３ｍとすると、ｐW は２ｎｓとなる。
例えば国内向けの車載レーダでは７６ＧＨｚ付近の帯域が使用される。法規では７６〜７７ＧＨｚ帯では１チャンネルあたり５００ＭＨｚを専有することができる。パルス幅が２ｎｓの場合には、メインローブの幅は５００ＭＨｚであるが、サイドローブはそれ以上であり、減衰させる必要がある。したがって、帯域を制限する必要がある。

図２のプログラマブルディレイライン１３は、矩形波発振器１１の発生する矩形波を、コンピュータからの信号、例えば０〜１００ｎｓの範囲で１ｎｓ毎にシフト可能な信号に対応して、図５に示すように遅延させるものである。この遅延範囲およびシフト量は要求によって異なる。また遅延シフトの方向も要求によって異なる。例えばどこに何があるか分からない場合には遅延時間をスイープする必要があるが、あらかじめその位置が検出されているような自動車をトラッキングする場合には、その距離に対応した遅延時間の近傍のみを探索すればよく、要求の内容に応じて遅延量を制御することができる。

パルス生成回路１４は、プログラマブルディレイライン１３によって遅延させられた、例えば１０ＭＨｚ、デューティー比５０％の矩形波に対応して、同一の周波数でデューティー比が小さく、立ち上がりが一致するようなパルスを生成するものである。このパルスは、図６に示されるように、パルス生成回路および帯域制限部１２の出力に対してプログラマブルディレイライン１３による遅延時間分だけ遅れたパルスとなる。

連続波発振器１５の出力を図７に示す。この連続波は（ａ）に示されるような正弦波であり、その周波数は（ｂ）に示すように単一成分のみである。
この連続波発振器１５の出力は、パルス生成回路および帯域制限部１２の出力するパルスを用いて、振幅変調器１６によって振幅変調される。その出力をイメージ的に図８に示す。

図８（ａ）は振幅変調器１６の出力であり、図４（ａ）の波形としてのパルスがＨＩＧＨの間だけ図７の連続波が出力されるようなイメージである。（ｂ）はこの出力の周波数領域波形であり、連続波の周波数を中心として制限された帯域幅を持っている。

振幅変調器１６の出力は、送信アンテナ１７によってレーダによる検出対象物側に送られ、ここでは２台の車両のそれぞれから反射されて、パルスレーダ装置の受信アンテナ１８によって受信される。

図９（ａ）はこの受信アンテナ１８への入力波形を示し、これらのうち、振幅の小さい波形は手前にある小さな車両からの、また振幅の大きい波形はそれよりも遠くにある大きい車両からの反射波を示している。

受信アンテナ１８によって受信された受信パルスは、検波器１９によって包絡線検波される。図９（ｂ）はこの検波器１９の出力波形の説明図である。同図に示すように、受信アンテナ１８によって受信された車両２台からの反射信号は、包絡線検波されることによって、下に示すような振幅の異なる２組のパルスとして出力される。なお出力のパルスの間隔は、受信アンテナ１８によって受信された信号の間隔よりも広く描かれている。

検波器１９の出力は、増幅器２０によって増幅された後、ゲート回路２１に与えられる。ゲート回路２１にはパルス生成回路１４の出力、すなわち図６で説明した、プログラマブルディレイライン１３によって遅延させられたパルスが入力され、ゲート回路２１はこのパルス生成回路１４の出力を制御信号として用いて、増幅器２０の出力に対するゲート動作を実行する。

このゲート動作によって、送信パルスの幅が小さく、雑音の影響が大きい場合にも、対応する受信パルス以外の部分をカットして、ターゲットを正しく検出することが可能となる。

図１０はこのゲート回路２１の動作の説明図である。同図（ａ）ではゲート回路２１への入力としての増幅器２０の出力を示す実線の波形と、制御のためのゲート信号としてのパルス生成回路１４の出力を示す点線の波形が描かれており、（ｂ）はゲート回路２１の出力を示す。

1)ではゲート信号の遅延量が小さく、ゲートパルスは入力パルスのいずれにも時間的に一致せず、ゲート回路２１の出力は基本的に０となる。2)ではゲート信号のパルスと図２で近い車両（前車）から反射された波形に相当するパルスとの時刻ｔ1 が一致し、出力としてこのパルスが得られる。3)では遅延量が中間的であり、1)と同様に出力は０となる。4)では遅延量ｔ2 が遠くの車両（後車）から反射されたパルスの時刻と一致し、このパルスが出力される。

図１１はローパスフィルタ２２への入力と出力の説明図である。このフィルタは矩形波発振器１１の出力の基本波としての１０ＭＨｚ以下の周波数成分を通過させるものであり、図１０の1)と3)に対応する出力は基本的に零となり、2)と4)に対応する出力は正弦波となるが、その正弦波の振幅と位相は入力パルスの大きさと位置に対応する。

ローパスフィルタ２２の出力はＩ−Ｑ検波器２３に与えられる。Ｉ−Ｑ検波器２３には、ローパスフィルタ２４を経由して矩形波発振器１１の出力も入力される。前述のように、これらの２つのローパスフィルタ２２，２４は矩形波発振器１１の出力としての基本波、すなわち１０ＭＨｚを通過させるためのものであり、Ｉ−Ｑ検波器２３はローパスフィルタ２４の出力、すなわち矩形波発振器１１の出力の基本波としての正弦波を基準として、ローパスフィルタ２２の出力に対するＩ−Ｑ検波を行い、Ｉ（同期）成分、およびＱ（直交）成分をそれぞれ出力する。

図１２はこのＩ−Ｑ検波器２３の動作の説明図である。同図において、１番上の波形はローパスフィルタ２４の出力、すなわち基準となる波形である。1)は図１１の1)に対応し、ローパスフィルタ２２の出力が０のため、Ｉ，Ｑの出力も０となる。2)は前述の近い車両からの反射波に対応する出力であり、Ｉ，Ｑ信号の基準信号に対する位相差θ1 は近い車両との距離に対応し、振幅は反射波の受信強度に対応する。

3)は遅延量が中間的な場合に対応し、Ｉ，Ｑの出力も０となる。4)は遠い車両からの反射波に対応し、Ｉ，Ｑの出力の基準信号との位相差θ2 は遠い車両との距離に対応し、振幅は反射波の受信強度に対応するため、2)よりも大きくなる。

本実施形態ではＩ−Ｑ検波器の出力としてのＩ成分、およびＱ成分を用いて対象物との距離を求めるために、２種類の方法を使用する。この距離算出は、２つのローパスフィルタ２５，２６を介したＩ−Ｑ検波器２３の出力としてのＩ成分、およびＱ成分を用いて、Ａ／Ｄ変換器、およびマイクロコンピュータ（ＭＣ）２７によって実行される。ここで２つのローパスフィルタ２５，２６は、Ａ／Ｄ変換器の前に挿入される、一般的にサンプリング周波数の半分に対応するローパスフィルタである。

対象物までの距離を求める第１の方法においては、ローパスフィルタ２５，２６の出力としてのＩ，Ｑ成分から振幅に相当する（Ｉ２ ＋Ｑ２ ）の値を求める。図２のプログラマブルディレイライン１３による遅延時間を変化させることによって、この（Ｉ２ ＋Ｑ２ ）の値が極大なる時点をもって、電波が対象物から反射されて戻るまでの時間とし、その時間から対象物までの距離が求められる。この第１の方法は、例えばパルス幅が短く、信号電力が小さい場合に使用される。

図１３はこの遅延時間と振幅の関係の説明図である。同図において、図２で説明した近い車両までの電波の往復時間に相当するｔ1 と、大きい車両との間で電波が往復する時間ｔ2 において振幅が極大となっている。

対象物までの距離を求める第２の方法では、Ｉ成分、およびＱ成分から求められる位相差、すなわち図１２で説明した位相差θ1 ，θ2 を利用して対象物までの距離が求められる。この第２の方法は、例えば信号電力が比較的大きい場合に用いられる。

Ｉ，Ｑ成分、矩形波発振器１１の出力に対すると同一の送信パルスの繰り返し周期Ｔ（１００ｎｓ）、および光の速度ｃを用いて、位相差θ、遅れ時間τ、および対象物までの距離Ｄは次式によって与えられる。

θ＝ｔａｎ^−１（Ｑ／Ｉ） （２）
τ＝θＴ／２π （３）
Ｄ＝τ×ｃ／２＝θＴｃ／４π （４）
図１４は、図１３と同様にプログラマブルディレイライン１３による遅延時間と位相差の関係を示す。遅延時間ｔ1 およびｔ2 は、図１２で説明した位相差θ1 およびθ2 に対応する。

ここでは対象物までの距離を求めるために、Ｉ−Ｑ検波器の出力するＩ，Ｑ成分をディジタル化した後に、マイクロコンピュータによりソフトウエアで処理を行うものとしたが、アナログ回路を用いることによっても、位相や距離の計算ができることは当然である。前述のように、ローパスフィルタによって１０ＭＨｚ以下の信号となっているため、一般的なＬＳＩなどを使用できる。

図１５は、図２のパルスレーダ装置のゲート回路２１によるゲート動作における、ゲート回路のリークなどによるノイズの影響の説明図である。同図においてゲート回路２１への入力と出力、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２２の出力波形とその周波数が示されている。また1)〜4)の意味は、図１０におけると同様である。

1)において、ゲート回路２１への入力とゲートパルスとが一致しない時にも、ゲート回路２１のリークなどによる出力、すなわちノイズが出力される。このノイズは、より複雑な波形を持つと考えられるが、ここでは小さなパルスで表現する。ローパスフィルタ２２の出力の周波数は、図２の矩形波発振器１１の発振周波数としての基本周波数である。

2)において前の車の反射信号とゲートパルスが一致した場合には、反射信号としてのパルスと、1)で説明したノイズとが重畳されてゲート回路２１から出力される。この時、ローパスフィルタ２２の出力の周波数は、1)と同様に基本周波数のみである。

3)においては1)と同様にノイズだけが、4)においては後の車からの反射信号とノイズとが重畳されて、ゲート回路２１から出力される。
このようなリークによるノイズの影響を除去することが本発明の目的の１つである。反射信号の大きさが小さくなるとノイズとの区別が不明となり、ターゲットの検出精度が低下する。ノイズの影響除去の１つの方法として、リーク量を蓄積しておき、差分をとる方法も考えられるが、リーク量は温度によってドリフトするため、逆にノイズが多くなってしまうこともあり、本発明では別の方法を用いることにする。

続いて本発明のパルスレーダ装置の実施例について説明する。図１６は実施例１としてのパルスレーダ装置の構成ブロック図である。同図を図２のパルスレーダ装置の構成と比較すると、矩形波発振器１１とパルス生成回路および帯域制限部１２との間に分周器３０が設けられ、ローパスフィルタ２４に対応するローパスフィルタ３２への入力が矩形波発振器１１からでなく、分周器３０から与えられる点が基本的に異なっている。なお包絡線検波器１９とゲート回路２１との間の増幅器２０は省略されている。

またローパスフィルタ３１，３２が図２におけるローパスフィルタ２２，２４に対応するが、図２においては２つのローパスフィルタ２２，２４は矩形波発振器１１の発生する矩形波信号の基本周波数を通過させるフィルタであるのに対して、図１６の２つのローパスフィルタ３１，３２は分周器３０の発生する矩形波信号の基本周波数を通過させるものである。

なお本発明の特許請求の範囲の請求項１における第１の信号生成手段は分周器３０、第２の信号生成手段は矩形波発振器１１、制御パルス生成手段はプログラマブルディレイライン１３とパルス生成回路１４、ゲート手段はゲート回路２１に相当し、請求項２における検波手段はＩ−Ｑ検波器２３、距離算出手段はＡ／Ｄ変換器およびマイコン２７に相当する。

図１７は実施例１におけるゲート回路２１への入力と出力の説明図である。これらの入出力を図１５と比較して説明する。図１７の1)では、ゲート回路２１の出力はそのリーク成分、すなわちノイズだけであるが、その基本周波数は矩形波発振器１１の出力信号の基本周波数であり、ここではこれを受信系周波数と呼ぶが、例えばその周波数は１０ＭＨｚである。

これに対して2)でゲートパルスが前の車からの反射信号と一致した時、図１５の2)と同様にその反射信号がノイズに重畳されるが、反射信号、すなわち受信信号の周波数は分周器３０の基本周波数、例えば５ＭＨｚで決定される。ここではこの周波数を送信系周波数と呼ぶ。

図１８はローパスフィルタ（ＬＰＦ）３１の出力の説明図である。同図に示すように受信系周波数を持つノイズ成分に比べて一般的に送信系周波数を持つ受信信号成分の方が大きくなる。図１９はこの２つの成分の重畳、すなわち組み合わせによって得られるゲート回路２１の出力波形における組み合わせ成分の説明図である。同図においては、ゲート回路のリークの振幅が受信信号の振幅にかなり近くなっているが、これは組み合わせの効果を強調するものであり、一般的には受信信号の振幅の方がゲート回路のリークよりかなり大きく、組み合わせの信号は例えば図１８の4)のようになる。

なお、図１６においてゲート回路３１の後段のローパスフィルタ（ＬＦＰ）３１は分周器３０の出力の基本周波数、例えば５ＭＨｚを通過させるものとしたが、そのようなフィルタを使用しても一般的に矩形波発振器１１の出力の基本周波数としての１０ＭＨｚの成分はＬＰＦ３１が一次の場合、例えば６ｄＢ程度減衰するだけであり、図１８に示すようにＬＰＦ３１の出力にはリーク成分が残っている。しかしながら、その後段のＩ−Ｑ検波器２３にはローカル信号として、分周器３０の出力の基本周波数の信号が与えられているため、Ｉ−Ｑ検波器２３の出力するＩ成分、Ｑ成分からはゲート回路のリークによるノイズ成分は高周波となり、ＬＰＦ３１でカットできる。

次に図１６の実施例１では、分周器３０の出力信号の周波数（送信系周波数）を例えば５ＭＨｚとし、矩形波発振器の出力周波数（受信系周波数）を１０ＭＨｚとしているが、この２つの周波数は基本的にはどちらが大きくてもよい。２つの周波数の間に倍数（または約数）の関係があり、分周関係のように位相が０の時点が間欠的に一致すればよい。倍数は奇数でも偶数でもよい。

しかしながら受信系の周波数によってターゲットまでの距離の測定範囲が限定されることと、送信パルスを少なくすると受信信号の電力が小さくなるため、ここで使用した送信系５ＭＨｚ、受信系１０ＭＨｚの周波数は適切な例である。

ただし受信系の周波数を送信系より大きくする場合には、図１６のゲート回路２１の後段に送信系の周波数を通過させるために、例えばローパスフィルタの代わりに適当なバンドパスフィルタを用いる必要がある。

次に本発明のパルスレーダ装置の実施例２について説明する。図２のパルスレーダ装置、および図１６の実施例１においては、ゲート回路２１の後段のローパスフィルタの後にＩ−Ｑ検波器が設けられ、ローカル信号を用いてＩ−Ｑ検波が行なわれている。その結果、Ｉ成分とＱ成分とが求められ、その２つの成分のそれぞれに対してローパスフィルタとＡ／Ｄ変換器が用いられて、データ処理が行なわれている。実施例２ではコスト低減の目的で、このローパスフィルタとＡ／Ｄ変換器を１系統に減らすために、Ｉ−Ｑ検波器の代わりにミキサを使用する。

図１６の実施例１（図２でも同様）においては、Ｉ−Ｑ検波器２３への２つの入力信号の間には図１２で説明したように位相差が存在し、Ｉ−Ｑ検波の代わりにミキサを使用するとヌルが発生するために、ローパスフィルタとＡ／Ｄ変換器を１系統にすることができなかった。

この位相差は、図１６においてはプログラマブルディレイライン１３の動作によってゲート回路２１の出力に遅延が現れるのに対して、ローパスフィルタ３２の出力する基準波形は分周器３０の出力を遅延させていないことによっている。そこで図２０の実施例２では、ミキサ３３に与えるローカル信号を出力するローパスフィルタ２４への入力をプログラマブルディレイライン１３から与えることにより、ゲート回路２１の出力とミキサ３３に与えられるローカル信号との位相差が０となる。そこでＩ−Ｑ検波器の代わりにミキサ３３を用いることが可能となり、その出力（Ｉ成分）に対するローパスフィルタとＡ／Ｄ変換器も１系統ですむことになる。

なお請求項３における信号遅延手段はプログラマブルディレイライン１３、制御パルス生成手段はパルス生成回路１４、反射信号検出手段はミキサ３３に相当する。
このように実施例２においてＩ−Ｑ検波器の代わりにミキサを使用することによって、その後段のローパスフィルタとＡ／Ｄ変換器が１系統ですむために２系統の場合に比べてコストが低減されるというメリットの他に、２系統ある場合のアナログ回路の特性をそろえるための微妙な調整や、マイクロコンピュータによる信号処理も容易になる。例えば受信信号の振幅を求めるためにはＩ成分とＱ成分の２乗和の（１チップマイコンには重い）計算などが必要であったが、Ｉ成分のみとなることにより、そのような計算が不要となる。

図２１は本発明のパルスレーダ装置の実施例３の構成ブロック図である。図２０の実施例２においては、実施例１と異なって分周器３０が用いられていないために、実施例１で説明したゲート回路２１のリークによるノイズの影響を除去することができない。

これに対して図２１の実施例３では、実施例１と同様に分周器３０が使用され、図２と同様に分周器３０の基本周波数を通過させるローパスフィルタ３１と３２が使用され、更にローパスフィルタ３２への入力として、分周器３０の出力信号に対してプログラマブルディレイライン１３による遅延量と同じ遅延をおこさせるプログラマブルディレイライン３６の出力が与えられる点が異なっている。これによって、ミキサ３３への２つの入力信号としては、図２０の実施例２と異なって分周器３０の出力信号の基本波成分が与えられて、Ｉ成分がミキサ３３から出力されることになる。

なお請求項４における信号遅延手段はプログラマブルディレイライン３６に相当する。
図２２〜図２４は実施例２、および実施例３におけるＩ−Ｑ検波の動作を、図２のパルスレーダ装置におけるＩ−Ｑ検波の動作と比較して更に詳しく説明するものである。図２２は図２におけるＩ−Ｑ検波の動作を説明するものであり、ここでは図２のローパスフィルタ２２の出力とローパスフィルタ２４の出力として
のローカル信号との間に位相差θが存在し、この位相差θのためにＩ成分とＱ成分とが出力される。

図２３は図２０の実施例２におけるミキサ３３による検波動作の説明図である。実施例２においては、ローパスフィルタ２２の出力する受信信号と、ローパスフィルタ２４の出力としてのローカル信号との位相差θが０となり、このためミキサ３３の出力はＩ成分のみとなる。

図２４は図２１の実施例３におけるミキサ３３による検波動作の説明図である。実施例３においては、ローパスフィルタ３１の出力波形には前述のようにゲート回路２１のリーク成分の一部が含まれているものとし、その出力波形は例えば図１８の4)で説明した波形となっている。ローパスフィルタ３２の出力としてのローカル信号は、このリーク成分との間で位相が一致し、受信信号とローカル信号との位相差θはπとなっている。このためミキサ３３からはＩ成分のみが出力される。なお位相差がπであることから、ミキサ３３の出力のＩ成分の符号が反転するが、問題となるのは信号の振幅（絶対値）であり、符号反転はその後の動作には影響を与えない。

続いて本発明のパルスレーダ装置の実施例４について説明する。この実施例４は、実施例１〜実施例３と異なって、連続波発振器の出力信号を周波数変調し、更にその結果からＡＳＫパルスを作成して送信するものであり、そのようなパルスレーダ装置の基本構成を図２５に示し、またその動作を図２６〜図２９を用いて説明する。

図２５においては、連続波発振器（電圧制御発振器ＶＣＯ）１５の出力信号は、三角波発生器３７の出力する三角波によって周波数変調され、周波数変調された連続波は振幅変調器１６によって、図２におけると同様に送信パルスとされて、送信アンテナ１７からターゲットに向けて送信される。

受信アンテナ１８によって受信された受信パルスは、ミキサ３８によって連続波発振器１５の出力を用いてホモダイン検波され、その結果はゲート回路２１に与えられる。その他の部分の動作は基本的に図２におけると同様である。

図２６，図２７は、図２５のパルスレーダ装置における周波数変調動作と、ミキサ３８の出力として得られるビート信号の周波数の説明図である。図２６において送信波（連続波の部分）の周波数ｆは、ある周波数ｆ０ を中心として、Δｆの範囲で直線的な上昇と下降とを繰返す。この変調の繰返し周波数はｆｍ である。

前述のように送信波がパルスとして送信され、受信波もパルスとして受信されるために、受信波の周波数は断続的な波形として示されている。受信波は送信波よりある時間、すなわちターゲットとの間の電波の往復時間に相当する時間だけ遅れており、送信波と受信波の間にはある周波数の差ｆｒ が生ずる。

図２７はこの周波数の差、すなわちミキサ３８の出力としてのビート信号の周波数、すなわちビート周波数を示す。この差の絶対値は、図に示すように周波数の上昇区間と下降区間とにおいてほぼ一定となる。従って受信信号に対する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行なうと、受信電力はこの周波数差ｆｒ に対してピークを持つことになる。なおこの説明は１つのターゲットが静止している場合に対応し、ターゲットが移動している場合の説明は省略する。

図２８は、図２５のパルスレーダ装置におけるゲート回路２１の出力波形と、Ｉ−Ｑ検波器２３による検波動作の説明図である。同図はゲートパルスと反射信号パルスとが一致した状態を示し、ゲート回路２１の出力は各ゲートパルスに対応するパルスの系列として与えられる。このパルスの系列は周波数差ｆｒ に対して、ミキサ３８により、連続波発振器１５の出力する正弦波が乗算されたものとなる。ローパスフィルタ２２によって矩形波発振器１１の出力の基本波周波数（１０ＭＨｚ）以下の成分が取り出され、Ｉ−Ｑ検波が行なわれ、ローパスフィルタ２５，２６により１０ＭＨｚ成分はカットされ、出力としてＩ成分とＱ成分とが得られる。

図２９は図２５のパルスレーダ装置におけるターゲットまでの距離のビート周波数への影響の説明図である。図２６で説明したようにビート周波数ｆｒ はパルスレーダ装置とターゲットとの間の距離に対応した受信波の送信波からの遅延時間によって決定される。そこでターゲットまでの距離が近い場合には、ビート信号の周波数は低くなり、遠い場合には周波数は高くなる。

図２５のマイクロコンピュータ２７による信号処理におけるデータ取得範囲を一定とすると、ビート周波数が低い場合にはビート信号の０クロスの付近のデータを取得する可能性があり、信号の値が小さくなり、信号処理の精度が低下する。データ取得範囲を広げればよいが、それだけ時間がかかることになる。また距離が遠い場合には、ビート信号の周波数が高く、ローパスフィルタ２５，２６のカットオフ周波数を下げることができず、その結果ノイズ成分もフィルタを通過し、Ｓ／Ｎを低下させる原因となる。

図３０は本発明のパルスレーダ装置の実施例４の構成ブロック図である。図２５のパルスレーダ装置と比較すると、連続波発振器１５に対して、三角波発生器３７の出力の代わりにＡ／Ｄ変換器およびマイコン２７からの信号、すなわちコンピュータの信号が与えられている点が異なっている。なおコンピュータの信号は連続波発生器１５だけでなく、プログラマブルディレイライン１３にも与えられているが、プログラマブルディレイライン１３に与えられる信号は、矩形波発振器１１の発生する矩形波の遅延量を決定するものであり、これに対して連続波発振器１５に与えられる信号は、図２６で説明した周波数変調の繰返し周波数ｆｍ 、または変調幅Δｆを決定するための信号である。

なお請求項５におけるパルス送信手段は振幅変調器１６と送信アンテナ１７に、変調制御手段はＡ／Ｄ変換器およびマイコン２７に相当する。
図３１はビート周波数ｆｒ とターゲットまでの距離Ｄとの関係の説明図である。距離Ｄと、周波数ｆｍ 、および変調幅Δｆの関係は、光の速度をｃとして次式で与えられる。この式は、次の非特許文献３内の式を一部変更したものである。

Ｄ＝ｃｆｒ ／４Δｆ・ｆｍ （５）
大久保、藤村、近藤："６０ＧＨｚ帯自動車用ミリ波レーダ"ＦＵＪＩＴＳＵ vol.47，no.4，pp.332-337(07,1995）

この式を変形して、ビート信号の周波数ｆｒは次式で求められる。

すなわちビート信号の周波数ｆｒ と距離Ｄの関係は、ｆｍ とΔｆとを一定とすれば、図３１のように直線で示される。
ターゲットまでの距離Ｄは、ゲート回路２１におけるゲートパルスの遅延量に対応する。従ってＤと遅延量（電波の往復時間に相当）との関係を用いることによって、プログラマブルディレイライン１３によって与えられる遅延量に対応して距離Ｄが求められ、その値に対応して周波数ｆｍ 、または変調幅Δｆを次式によって決定することにより、ビート信号の周波数ｆｒ を一定とすることが可能となる。

そこで遅延量の変化と同時に距離Ｄを変化させ、その変化に対応して周波数変調の繰返し周波数ｆｍ 、または変調幅Δｆを上式に従って変化させることによって距離Ｄが変わってもビート周波数をほぼ一定に保つことが可能となる。

図３２はこのように周波数変調の繰返し周波数ｆｍ 、または変調幅Δｆを距離に対応させて変化させた場合の、例えばＩ出力の時間波形であり、ターゲットまでの距離が近い場合にも遠い場合にも、ある一定のデータ取得範囲において適切なデータ（１〜数周期分）の取得が可能となる。またローパスフィルタ２５，２６のカットオフ周波数を下げることもできる。

なお周波数変調の繰返し周波数ｆｍ と、変調幅Δｆとは、そのいずれかを変化してもよく、両方を変化させてもよい。実際にはハードウエア上の制限があり、両方を適切に変化させることが実用的である。

（付記１）パルス信号を送信してターゲットを検出するレーダ装置において、
送信パルス作成の基となる第１の信号を生成する第１の信号生成手段と、
第１の信号の周波数と倍数、または約数の関係にある周波数を持ち、位相角が０の時点が少なくとも間欠的に一致する第２の信号を生成する第２の信号生成手段と、
第２の信号を遅延させて制御パルス信号を生成する制御パルス生成手段と、
該制御パルス信号を用いて、受信信号に対するゲート動作を行なうゲート手段とを備えることを特徴とするパルスレーダ装置（１）。

（付記２）前記ゲート手段の出力を検波する検波手段と、
前記制御パルス生成手段が前記遅延の量を変化させる時、該検波手段の出力を用いてターゲットまでの距離を算出する距離算出手段とを更に備えることを特徴とする付記１記載のパルスレーダ装置（２）。

（付記３）前記送信パルス作成の基となる信号からパルスを生成し、該パルスのスペクトル範囲を帯域制限して送信パルス生成用変調信号を生成する変調信号生成手段を更に備えることを特徴とする付記１記載のパルスレーダ装置。

（付記４）パルス信号を送信してターゲットを検出するレーダ装置において、
送信パルス作成の基となる信号を遅延させる信号遅延手段と、
該遅延した信号を用いて、制御パルス信号を生成する制御パルス生成手段と、
該制御パルス信号を用いて、受信信号に対するゲート動作を行なうゲート手段と、
該ゲート手段の出力に基づいて、該信号遅延手段の出力を用いて、該遅延の時間に対応する距離にあるターゲットからの反射信号を検出する反射信号検出手段とを備えることを特徴とするパルスレーダ装置（３）。

（付記５）前記信号遅延手段が前記遅延の量を変化させる時、前記反射信号検出手段の出力を用いてターゲットまでの距離を算出する距離算出手段を更に備えることを特徴とする付記４記載のパルスレーダ装置。

（付記６）前記送信パルス作成の基となる信号からパルスを生成し、該パルスのスペクトル範囲を帯域制限して送信パルス生成用変調信号を生成する変調信号生成手段を更に備えることを特徴とする付記４記載のパルスレーダ装置。

（付記７）パルス信号を送信してターゲットを検出するレーダ装置において、
送信パルス作成の基となる第１の信号を生成する第１の信号生成手段と、
該第１の信号の周波数と倍数、または約数の関係にある周波数を持ち、位相角が０の時点が少なくとも間欠的に一致する第２の信号を生成する第２の信号生成手段と、
該第２の信号を遅延させて制御パルス信号を生成する制御パルス生成手段と、
該制御パルス信号を用いて受信信号に対するゲート動作を行なうゲート手段と、
前記第１の信号を、前記制御パルス生成手段による第２の信号の遅延量に合わせて遅延させる信号遅延手段と、
前記ゲート手段の出力に基づいて、該信号遅延手段の出力を用いて該遅延の時間に対応する距離にあるターゲットからの反射信号を検出する反射信号検出手段とを備えることを特徴とするパルスレーダ装置（４）。

（付記８）前記制御パルス生成手段が前記遅延の量を変化させる時、前記反射信号検出手段の出力を用いてターゲットまでの距離を算出する距離算出手段を更に備えることを特徴とする付記７記載のパルスレーダ装置。

（付記９）前記送信パルス作成の基となる信号からパルスを生成し、該パルスのスペクトル範囲を帯域制限して送信パルス生成用変調信号を生成する変調信号生成手段を更に備えることを特徴とする付記７記載のパルスレーダ装置。

（付記１０）パルス信号を送信してターゲットを検出するレーダ装置において、
送信パルス作成の基となる信号から生成されたパルス信号と、周波数変調された連続波とを用いて、送信パルス信号を出力するパルス送信手段と、
該送信パルス作成の基となる信号を遅延させて制御パルス信号を生成する制御パルス生成手段と、
該制御パルス信号を用いて受信信号に対するゲート動作を行なうゲート手段と、
該制御パルス生成手段による信号遅延量に対応して、前記周波数変調における周波数変調幅、および／または変調の繰返し周波数を制御する変調制御手段とを備えることを特徴とするパルスレーダ装置（５）。

（付記１１）前記ゲート手段の出力を検波する検波手段と、
前記制御パルス生成手段が前記遅延の量を変化させる時、該検波手段の出力を用いてターゲットまでの距離を算出する距離算出手段とを更に備えることを特徴とする付記１０記載のパルスレーダ装置。

（付記１２）前記送信パルス作成の基となる信号から生成されたパルス信号に対して、該パルス信号のスペクトル範囲を帯域制限して送信パルス生成用変調信号を生成して前記パルス送信手段に与える変調信号生成手段を更に備えることを特徴とする付記１０記載のパルスレーダ装置。

本発明は、レーダの製造産業は当然のこととして、レーダを使用するあらゆる産業において利用可能である。

本発明のパルスレーダ装置の原理構成ブロック図である。 ＡＳＫ方式パルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。 図２における矩形波発振器の出力を示す図である。 パルス生成回路および帯域制限部の出力を示す図である。 プログラマブルディレイラインの出力を示す図である。 プログラマブルディレイラインの出力がパルス生成回路を通過した後の出力を示す図である。 連続波発振器の出力を示す図である。 振幅変調器の出力を示す図である。 包絡線検波器の出力を示す図である。 ゲート回路の動作を説明する図である。 ゲート回路の出力が入力されるローパスフィルタの出力を示す図である。 Ｉ−Ｑ検波器の出力を説明する図である。 Ｉ−Ｑ検波器の出力に対応する振幅とディレイラインの遅延時間との関係を示す図である。 検波器の出力から求められた位相差とディレイラインの遅延時間との関係を示す図である。 ゲート回路にリークがある場合の影響を説明する図である。 パルスレーダ装置の実施例１の構成を示すブロック図である。 実施例１におけるゲート回路のリークの影響を説明する図（その１）である。 実施例１におけるゲート回路のリークの影響を説明する図（その２）である。 ゲート回路の出力における受信信号とゲート回路のリークが重畳された成分の説明図である。 パルスレーダ装置の実施例２の構成を示すブロック図である。 パルスレーダ装置の実施例３の構成を示すブロック図である。 図２のパルスレーダ装置におけるＩ−Ｑ検波の動作の説明図である。 実施例２におけるＩ−Ｑ検波の動作の説明図である。 実施例３におけるＩ−Ｑ検波の動作の説明図である。 ＦＭ変調方式ＡＳＫパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。 周波数変調方式の説明図である。 ビート信号の周波数の説明図である。 図２５のパルスレーダ装置における検波作用の説明図である。 図２５のパルスレーダ装置における問題点を説明する図である。 パルスレーダ装置の実施例４の構成を示すブロック図である。 ターゲットまでの距離とビート周波数との関係を示す図である。 実施例４におけるＩ成分出力波形の説明図である。 従来技術におけるノイズの影響を説明する図（その１）である。 従来技術におけるノイズの影響を説明する図（その２）である。

符号の説明

１ パルスレーダ装置
２ 第１の信号生成手段
３ 第２の信号生成手段
４ 制御パルス生成手段
５ ゲート手段
６ 検波手段
７ 距離算出手段
１１ 矩形波発振器
１２ パルス生成回路および帯域制限部
１３ プログラマブルディレイライン
１４ パルス生成回路
１５ 連続波発振器
１６ 振幅変調器
１７ 送信アンテナ
１８ 受信アンテナ
１９ 包絡線検波器
２１ ゲート回路
２２，２４，２５，２６ ローパスフィルタ
２３ Ｉ−Ｑ検波器
２７ Ａ／Ｄ変換器およびマイコン
３０ 分周器
３１，３２ ローパスフィルタ
３３ ミキサ
３６ プログラマブルディレイライン
３７ 三角波発生器
３８ ミキサ

Claims (2)

1. パルス信号を送信してターゲットを検出するレーダ装置において、
   第１の信号を生成する第１の信号生成手段と、
   前記第１の信号のスペクトル範囲を帯域制限することによって、送信パルスを生成する、送信パルス生成手段と、
   第１の信号の周波数と倍数、または約数の関係にある周波数を持ち、位相角が0の時点が少なくとも間歇的に一致する第２の信号を生成する第２の信号生成手段と、
   第２の信号を遅延させて制御パルス信号を生成する制御パルス生成手段と、
   該制御パルス信号を用いて、受信信号に対するゲート動作を行うゲート手段とを備えることを特徴とするパルスレーダ装置。
2. 前記ゲート手段の出力を検波する検波手段と、
   前記制御パルス生成手段が前記遅延の量を変化させる時、該検波手段の出力を用いてターゲットまでの距離を算出する距離算出手段とを更に備えることを特徴とする請求項１記載のパルスレーダ装置。

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