JP2000241535A - 近距離レーダ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】電波法に準拠した狭帯域幅の高分解能近距離近
距離レーダを提供する。 【解決手段】周波数占有帯域幅を狭帯域化するために測
定する最大距離を電波が往復する時間より長いパルス幅
の電波を送信し、同時に受信電波中の送信波の洩れ信号
などの不要信号をキャンセルする回路を空中線の接続部
に配した近距離レーダで、物標からの反射信号に先立っ
て不要信号を抽出し、これをもとに送信電波から逆ベク
トルのキャンセル波を生成して不要信号を除去し、送信
しつつ物標信号を受信しこの立ち上がりと洩れ信号の立
ち上がりの時間差より物標までの距離を検出する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明が属する技術分野】本発明は、近距離（０．３ｍ
〜５０ｍ程度）を高分解能（１ｃｍ単位）で計測する、
周波数占有帯域幅の狭い近距離レーダ装置に関するもの
で、距離センサーとして計測分野などに利用されるもの
である。

【０００２】

【従来の技術】近距離計測センサーとして電波レーダ
は、レーザレーダ、超音波レーダと比較してその耐環境
性に優れた特徴をもっているが、特表平１０−５１１１
８２、特開平１０−３００８４３、特開平１０−３１９
１１１に公開されているインパルスによる近距離レーダ
は、広い周波数占有帯域幅が必要であり、我が国の電波
法および諸外国にもその周波数の割り当てはない。ここ
で、電波法規制の対象外である微弱無線利用の近距離レ
ーダの可能性が考えられるが、その定める所は無線設備
から３メートルの距離：Ｒにおいて、電界強度：Ｅが３
５μＶ／ｍ以下（周波数帯 ３２２ＭＨｚ〜１０ＧＨ
ｚ）であり、その測定方法も規定されている。 （電波法令集１ 電波法四条第１項、施行規則第六条１
項）

【０００３】この規定値から逆算した許容される輻射電
力Ｐは

【数１】 と極めて微弱なものとなる。

【０００４】上記の制限のもとに、微弱電波を利用した
近距離レーダの可能性を検討したが、数メートル以上の
物標距離を実際的なアンテナサイズで検知出来る技術は
現状見当たらない。また、現在販売されている前記イン
パルスによる近距離レーダが指定機関（財団法人 無線
機器検査検定協会）の検査による微弱電波機器性能証明
を受けた実績はなく、従ってこのような近距離レーダは
電波法規制対象品であるため、電波の洩れない密閉金属
製タンクの液面計測などの特殊用途にのみ限定販売さ
れ、一般的に利用されていないのが現状である。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】本発明が解決しようと
する課題は上記問題に鑑みて、電波法の技術基準適合証
明が可能な、狭い周波数占有帯域幅で動作する高分解能
の近距離レーダ装置を提供することを目的とする。我が
国の電波法において、小規模の近距離レーダに利用可能
な周波数および周波数占有帯域幅と電波の変調形式の技
術基準は下記のとうりである。

【表１】 送信機出力電力上限はいずれも０．１Ｗ以下 （ミ
リ波帯は除く） （電波法令集２ 第七編省令２ 特定無線設備に関する
規則 第二条の二）

【０００６】また、占有周波数帯域幅ｆＢとパルス幅ｔ
との関連は

【数２】 ｋ：は通常２と定められている。 （パルス変調の周波数占有帯域幅の計算式より） （電波法令集１ 第四編省令１ 無線設備規則 別表二
号第２ 注５）

【０００７】上記の技術基準の周波数占有帯域幅では数
２より許容されるパルス幅は、１０ＧＨｚ帯の場合はｔ
＝０．１３３μＳで近距離不感領域は２０ｍ ２４ＧＨｚ帯の場合はｔ＝０．０４μＳで近距離不感領
域は６ｍ となり従来技術のパルスレーダ方式では近距離レーダと
して必要な３０ｃｍ程度の近距離からの計測が不可能で
ある。

【０００８】本発明の課題は上記の問題を解決し、現在
において実用化されていない電波法の技術基準適合証明
が可能な、狭い周波数占有帯域幅で動作することを特徴
とする高分解能の近距離レーダ装置を提供する事にあ
る。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明の手段を図１と、
表1の１０ＧＨｚ帯を例にとって説明する。上記課題を
解決するために、送信部１０は測定する最大距離を電波
が往復する時間より長いパルス幅の送信幅１１７と休止
幅１１８を有する送信電波１０７を空中線５０から送信
する。測定距離を５０ｍとすると送信幅１１７ｔは 、

【数３】 となり、数２よりこの時の帯域幅は１２ＭＨｚとなり
電波法の技術基準の３０ＭＨｚの占有帯域幅以内に入
る。

【００１０】この場合、従来技術では送信幅１１７の送
信中は、空中線共用器３０の直接洩れ量Ａ１０９と、空
中線及び周辺部反射量Ｂ１０６と、これらに比べて微弱
な物標信号１０５との混合された受信電波１０８が受信
部２０に入り、キャンセル前信号１１５の如く物標信号
１０５を識別出来ないために距離不感領域とされてい
る。送信電波送出期間中の送受信レベル比を物標信号に
ついて試算すると、送受信アンテナ利得Ｇ：１００（２
０ｄＢｉ） 、測定距離ｒ：５０ｍ、レーダー断面積
σ：１ｍ^２、波長λ：３ｃｍとして送受信電力比：Ｓは

【００１１】

【数４】 より、−９１．４ｄＢ程度と算出される。

【００１２】これから、物標信号のＳ／Ｎ比を２０ｄＢ
とすると、必要とされる不要信号キャンセル比は−１１
２ｄＢ以上となるが、このような送受信分離度は送受信
共用空中線方式（モノスタティック）はもちろん送受信
空中線分離方式（バイスタテック）においても現実的で
ない。

【００１３】この問題を解決するために、空中線共用器
３０に接続する伝送路に一定波長間隔で複数の電子制御
可変リアクタンス素子を配したものからなる可変整合器
４０により、受信電波Ｐｒ１０８中の空中線共用器３０
からの直接洩れ量Ａ１０９と、空中線自身及び空中線周
辺部反射量Ｂ１０６からなる不要信号を物標信号Ｃ１０
５に先立つ任意の時点の不要信号抽出点ｔｓ１１０で検
出し、これをもとに可変整合器４０内の電子制御可変リ
アクタンス素子を調節する事により、不要信号抽出点ｔ
ｓ１１０の不要信号と逆ベクトルのキャンセル量Ｄ１１
３を送信電波Ｐｔ１０７の一部分から生成することによ
って前記不要信号をキャンセルし物標信号Ｃ１０５を検
出する。

【００１４】１例として、図４にアンテナ共用器にＹ型
分配器（ウイルキンソン分配器）、可変整合器にマイク
ロストリップ回路とバラクターから構成された不要信号
キャンセル回路およびアンテナとして擬似負荷を使った
シミュレーション回路を示す。図４の入力部の１００ｏ
ｈｍと並列の２９０ｏｈｍの抵抗は送信部から受信部へ
の直接洩れに相当する洩れダミー４００と、空中線イン
ピーダンス４５ｏｈｍのミスマッチ空中線４０１は不要
な反射信号を発生させるが、これらの不要信号の合成和
と逆ベクトルの反射波が２組の可変リアクタンスにより
生成され打ち消される。図５にその不要信号のキャンセ
ル特性のシミュレーション結果のグラフを示す。１０．
５０〜１０．５５ＧＨｚ周波数範囲の中央部１０．５２
５ＧＨｚおいて上記の直接洩れ及び空中線のミスマッチ
による不要な反射信号が−１２０．４１２ｄＢにキャン
セルされている。（−１２０．４１２は送受信キャンセ
ル比５００、−１６．０８７は送信ポートリターンロス
５０１ いずれもｄＢ） 上記のキャンセル動作は、図１のキャンセル前信号１１
５に示す時間領域の物標信号Ｃ１０５以前で発生する不
要信号量Ｅ１２０に対してキャンセルされるため、キャ
ンセル後信号１１６は物標信号Ｃのみを歪みなく増幅し
検出することが可能となる。このキャンセル比が不十分
な場合は物標信号Ｃ１０５は物標６０の位置により位相
が変化し、その振幅変動のため正確な距離測定（分解能
±１ｃｍ）が出来ない。

【００１５】受信部２０は物標信号の強弱に応じて設置
される高周波増幅器と、上記の不要信号と物標信号の識
別及びキャンセル処理などのデータ処理を時間領域で行
うために、受信電波から時間領域の拡大された復調信
号、又は任意の位相部分の復調信号いずれかを出力する
標本化等価時間変換回路と、この出力をアナログ信号処
理する手段と、前記不要信号をキャンセルする処理、及
びキャンセルされた受信信号の立ち上がりと物標信号の
立ち上がりから物標距離を算出する処理、及び得られた
データの表示及び伝送処理などを行うディジタル信号処
理手段とから構成される。

【００１６】

【発明の実施の形態】表１の周波数１０ＧＨｚ帯の占有
周波数帯域幅３０ＭＨｚで動作する近距離レーダ装置の
実施形態である.図２に示す不要信号キャンセル回路１
はマイクロストリップ平面回路からなり、空中線共用器
としてドロップイン型のサーキュレータ２０２、可変整
合器としてマイクロストリップ５０Ω線路２０３、及び
３／８λ５０Ω線路２０４、及び可変電子制御リアクタ
ンス素子として２組のスタブ２０６及びバラクターダイ
オード２１１により構成されている。送信ポート２００
に入力された測定する最大距離を電波が往復する時間よ
り長いパルス幅の送信電波は、サーキュレータ２０２か
ら５０Ω線路２０３、３／８λ５０Ω線路２０４、及び
空中線コネクタ２１２を経由して空中線より空間に放射
され、物標信号を含む受信電波が前記と逆の経路で受信
ポート２０１現れるが、その内容はサーキュレータ洩れ
量２１３と、空中線コネクタ２１２自身の反射と、空中
線自身と空中線周辺部からの反射波などの不要信号と、
物標信号の混合したものである。ここで、時間的に物標
信号に先立って受信ポート２０１に現れる不要信号を、
キャンセル制御信号Ａ１１１、キャンセル制御信号Ｂ１
１２の制御電圧より、スタブ２０６、バラクターダイオ
ード２１１よりなる２組の可変リアクタンス素子を調節
する事から送信電波の一部分から前記不要信号と逆ベク
トルのキャンセル信号を生成することによって前記不要
信号をキャンセルすることが可能である。これによっ
て、受信ポート２０１に現れる信号は物標信号のみとな
り、送信電波を送出しながら物標信号のみの受信が可能
となる。ここで、不要信号の振幅及び位相は種々の条件
によって変化するため、可変リアクタンス間は１／８λ
の整数倍が好ましい。図中のＲＦグランド２０５は１／
４λ長の低インピーダンスの高周波接地であり、１／４
λＲＦＣ２０８直流接地であり、分圧抵抗２０７はバラ
クターダイオード２１１の動作点を決める。

【００１７】図３に示す送受信部２の動作を説明する。
送信電波の１０．５２５ＧＨｚは２．６３ＧＨｚＰＬＬ
発振器３００の出力が４逓倍増幅器３０１で目的周波数
に逓倍された後、１０ＧＨｚ電力増幅器３０２で送信パ
ルス発振器３０４の３３３ｎＳのパルス幅変調を受け送
信ポート２００に出力される。この３３３ｎＳは最大測
定距離５０ｍの電波の往復する時間であり、数２の計算
式から周波数占有帯域幅は技術基準である３０ＭＨｚ以
下の約１２ＭＨｚである。送信電波は前記不要信号キャ
ンセル回路を経由しアンテナから放射され、３３３ｎＳ
期間電波を送信しながら同時に受信電波を受信ポート２
０１で受ける。

【００１８】ここで、３３３ｎＳ以内の短時間に変化す
る受信信号から時間領域で不要信号のキャンセル処理な
どをマイクロプロッセサで可能とするため、標本化等価
時間変換手段を用いて受信電波の復調を行う。標本化等
価時間変換の方法として、入力信号の位相に対してサン
プリングパルスの位相が時間掃引し入力信号の時間軸が
拡大された復調信号を得る時間拡大モードと、入力信号
の位相に対してサンプリングパルスの位相が任意の位相
差を保ち入力信号の任意の一部分を高いＳ／Ｎ比で復調
するＳ／Ｎ拡大モードの選択が可能である。時間拡大モ
ードにおいて、送信パルス発振器３０４の１．５ＭＨｚ
水晶発振子３１４と同一周波数の１．５ＭＨｚ水晶発振
子３１７に接続された可変容量ダイオード３２０によ
り、わずかに低い周波数（１．５ＭＨｚ−３０Ｈｚ）で
サンプリングパルス発振器３０５を発振させ、このパル
スでサンプリング検波回路３０７を動作させることで、
５００００倍（１．５ＭＨｚ／３０Ｈｚ＝５００００）
に時間拡大された受信信号のレプリカである復調信号を
得ている。さらに詳細には、位相検出器３１０で送信パ
ルスをサンプリングパルスの立ち上がりでサンプリング
する事から（図示せず）拡大された送信パルスレプリカ
３２４を得て、その周波数が常に３０Ｈｚになるようマ
イクロプロッセサ３０９の水晶発振クロック３１９のタ
イマー精度で検出し、誤差に応じた正負の誤差パルスを
積分器３２３により積分し、この制御電圧で可変容量ダ
イオード３２０のバイアス電圧を変化させることによ
り、サンプリングパルス発振器３０５の周波数を微調整
する。Ｓ／Ｎ拡大モードにおいて、送信パルス発振器３
０４と同一周波数の１．５ＭＨｚ水晶発振子３１７を可
変容量ダイオード３２０により、位相差の異なる同一周
波数（１．５ＭＨｚ）でサンプリングパルス発振器３０
５を発振させ、このパルスでサンプリング検波回路３０
７を動作させることで、入力信号の任意の一部分を高い
Ｓ／Ｎ比で復調する。さらに詳細には、位相検出器３１
０で送信パルスと受信サンプリングパルスを排他的論理
和する事からPWMパルスを得て、ローパスフィルターを
経由することから（図示せず）、前記両パルスの位相差
に対応したアナログ電圧３２５をマイクロプロッセサ３
０９のＡＤ変換器で検出し、その位相差設定値との誤差
に応じた正負の誤差パルスを積分器３２３により積分
し、この制御電圧で可変容量ダイオード３２０によりサ
ンプリングパルス発振器３０５の位相量を微調整する。

【００１９】受信ポート２０１に現れる受信電波は低雑
音増幅器３０６、サンプリング検波回路３０７、低周波
増幅器３０８、ＳＴＣ回路３２１（感度時間制御回路）
により、処理可能なレベルの復調信号となってマイクロ
プロッセッサ３０９に入力される。ここで、マイクロプ
ロッセサ３０９はＳ／Ｎ拡大モードで復調信号中の不要
信号の検出と、ＤＡコンバータ３０３を介してキャンセ
ル制御信号Ａ１１１、キャンセル制御信号Ｂ１１２によ
る不要信号のキャンセルを行うが、図１にもとづきキャ
ンセル制御動作の実施例を説明する。

【００２０】図１において、１例として空中線共用器３
０と空中線５０の伝送路が６ｃｍで比誘電率２．６のマ
イクロストリップ線路であり、空中線５０の前方１５ｃ
ｍを不要信号抽出点１１０ｔｓとし、Ｓ／Ｎ拡大モード
の測定範囲が１０ｍで分解能８ビットＡＤ変換器とした
場合は、

【数５】 位相差設定値Ｓｐを６とする事で、ほぼ不要信号抽出点
１１０ｔｓにおける直接洩れ量Ａ１０９及び空中線自身
の反射、空中線レードーム等の周辺部反射の量Ｂ１０６
の合成された不要信号量をマイクロプロッセサ３０９は
検出する。

【００２１】ここで、図６の不要信号キャンセルフロー
について説明する。Ｓ／Ｎ拡大モードにおいて、不要信
号キャンセル開始Ｓ０１で前記の不要信号量のＡＤ変換
開始Ｓ０２がなされ、約２０μＳのＡＤ変換完了待ちＳ
０３の後、ＡＤ変換値とあらかじめ設定された不要信号
キャンセルレベルより不要信号量が一定限度以下にキャ
ンセルされているかＳ０４にて評価される。以下であれ
ば不要信号キャンセル終了Ｓ０５でキャンセル制御は終
わる。以上であればＳ０６、Ｓ０７、Ｓ０８、Ｓ０２、
Ｓ０３、Ｓ０４の各ステップを実行しキャンセル制御信
号Ａ１１１により不要信号レベルが最小値を示すまで上
記ステップを実行する。Ｓ０６で最小値が求まると、Ｓ
０９、Ｓ１０、Ｓ０８、Ｓ０２、Ｓ０３、Ｓ０４の各ス
テップを実行しキャンセル制御信号Ｂ１１２により上記
と同様に不要信号レベルを最小に調整する。上記のサイ
クルを繰り返す事により、不要信号量は減少する方向に
向かう事が実験的に確認されている。このサイクル内の
Ｓ０４にて一定限度以下になったところで、不要信号キ
ャンセル終了Ｓ０５となる。空中線及レードームなどの
周辺反射量Ｂ１０６および空中線共用器などの直接洩れ
量Ａ１０９からなる不要信号は温度変化を含む外乱によ
って容易に変化し、図５に示す如くキャンセル範囲が極
めて狭いため、前記の不要信号キャンセル制御プログラ
ムは一定の時間周期で、例えば５分おきに実行される。

【００２２】不要信号キャンセル終了後は時間拡大モー
ドでキャンセル後信号１１６の如く物標信号の立ち上が
りを歪みなく受信し、物標信号Ｃ１０５の立ち上がり時
点と空中線共用器の洩れで瞬時的に発生する受信電波ス
パイク１１９の立ち上がり時点の時間差である物標距離
時間１１４よりマイクロプロッセサ３０９は距離を算出
する。この受信電波スパイク波１１９を参照信号とする
物標距離時間１１４は送信部１０から空中線までの伝送
路と空中線から物標までの伝播距離にのみに依存し、２
組の水晶発振器から時間掃引される標本化等価時間変換
回路の直線性に優れた時間拡大精度とあいまって、極め
て高精度の距離測定が可能となる。得られた距離データ
はデータ送受信器３１１から電源重畳データライン３２
２を経由して利用側に送信されるとともに、このライン
から電源供給を受け、安定化電源部３１２で送受信部２
で必要な電圧を得ている。

【００２３】

【実施例】本発明の他の実施例を述べる。前記の空中線
共用器が導波管回路、又はマイクロストリップラインな
どの平面回路によるサーキュレータ、高周波スイッチ、
ハイブリッド、Ｙ型分配器のいずれかで構成することが
出来る。また不要信号をキャンセルする回路の伝送路が
導波管回路、又はマイクロストリップラインなどの平面
回路で構成することが出来る。また可変整合器の伝送路
に配置される電子制御可変リアクタンス素子が２組以上
の複数であってもよい。また電子可変リアクタンス間の
距離が１／８λの奇数倍を含む任意の距離であってもよ
い。また電子制御可変リアクタンスを構成する素子がバ
ラクターダイオードから構成することが出来る。また空
中線が平面アンテナ、ホーンアンテナ、パラボラアンテ
ナ、ロッドアンテナのいずれかで構成することが出来
る。また前記ディジタル信号処理手段がディジタルシグ
ナルプロッセッサでも構成する事が出来る。

【００２４】

【発明の効果】マイクロウェーブ近距離レーダは、レー
ザレーダ、超音波レーダと比較してマイクロウェーブの
強力な透過特性から、温度変化、気圧、乱気流、粉塵、
などの厳しい工業計測環境においてもメンテナンス性に
優れているが、インパルス方式の近距離レーダは電波法
規制品のため用途が極めて限定されてる。本発明による
近距離レーダ装置は特定無線設備の技術基準適合証明品
となるため簡易な免許申請で使用許可され、電波障害の
心配無しに屋外使用も可能となり、従来のレーザレー
ダ、超音波レーダでは対応の出来なかった屋外での非接
触距離計測による各種の応用、ダム、貯水池などの水位
計測や、テフロンシートなどのシール材を透過してのタ
ンク外からの各種液面レベル計用途が考えられる。

【００２５】さらにアンテナレードーム周辺の泥、雨、
埃、油汚れなどの付着物に対しても、本発明の不要信号
キャンセル機能により測定精度の劣化が少なく、メンテ
ナンスのコストの低減が期待される。また電波法規制に
ついては国際的にも我が国と同様であるため国際市場へ
の提供も期待される。上記のように、当発明の実用価値
は大きく、マイクロウェーブ近距離レーダの普及を促進
させるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の動作説明図とタイミング図である。

【図２】本発明の不要信号キャンセル回路を平面回路で
構成した説明図である。

【図３】本発明の送受信部の実施例を示した説明図であ
る。

【図４】平面回路による不要信号キャンセル回路のシミ
ュレーション回路である。

【図５】平面回路による不要信号キャンセル回路のシミ
ュレーショングラフである。

【図６】不要信号キャンセル制御フローチャートであ
る。

【符号の説明】

１ 不要信号キャンセル回路 ２ 送受信部 １０ 送信部 ２０ 受信部 ３０ 空中線共用器 ４０ 可変整合器 ５０ 空中線 ６０ 物標 １０５ 物標信号Ｃ １０６ 空中線及び周辺反射量Ｂ １０７ 送信電波 １０８ 受信電波 １０９ 直接洩れ量Ａ １１０ 不要信号検出点 １１１ キャンセル制御信号Ａ １１２ キャンセル制御信号Ｂ １１３ キャンセル量Ｄ １１４ 物標距離時間 １１５ キャンセル前信号 １１６ キャンセル後信号 １１７ 送信幅ｔ １１８ 休止幅ｔｏｆｆ １１９ 受信電波スパイク １２０ 不要信号量Ｅ ２００ 送信ポート ２０１ 受信ポート ２０２ サーキュレータ ２０３ ５０Ω線路 ２０４ ３／８λ５０Ω線路 ２０５ ＲＦグランド ２０６ スタブ ２０７ 分圧抵抗 ２０８ １／４λＲＦＣ ２１１ バラクターダイオード ２１２ 空中線コネクタ ３００ ２．６３ＧＨｚＰＬＬ発振器 ３０１ ４逓倍増幅器 ３０２ １０ＧＨｚ電力増幅器 ３０３ ＤＡコンバータ ３０４ 送信パルス発振器 ３０５ サンプリングパルス発振器 ３０６ 低雑音増幅器 ３０７ サンプリング検波回路 ３０８ 低周波増幅器 ３０９ マイクロプロッセッサ（ＡＤ変換器含む） ３１０ 位相検出器 ３１１ データ送受信器 ３１２ 安定化電源部 ３１４ １．５ＭＨｚ水晶発振子 ３１７ １．５ＭＨｚ水晶発振子 ３１９ 水晶発振クロック ３２０ 可変容量ダイオード ３２１ ＳＴＣ回路 ３２２ 電源重畳データライン ３２３ 積分器 ３２４ 送信パルスレプリカ ３２５ 位相差アナログ信号 ４００ 直接洩れダミー ４０１ ミスマッチ空中線 ５００ 送受信キャンセル比 ５０１ 送信ポートリターンロス

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 近距離レーダ装置において、 送受信部を有し、送信部より測定する最大距離を電波が
   往復する時間より長いパルス幅の送信時間と休止時間を
   有する送信電波を、送信と受信を分離する空中線共用器
   と、該空中線共用器と送受信共用の空中線に至る間の伝
   送路に設置された可変整合器と、前記空中線を経由し
   て、空中に発射し、物標信号を含む受信電波を前記空中
   線共用器の受信側から受信し、受信部において、前記受
   信電波の中から前記物標信号に時間領域で先行する不要
   信号を前記可変整合器を制御することによりキャンセル
   し、前記物標信号を抽出受信し処理することによって、
   その立ち上がり部から物標距離を計測する装置であっ
   て、前記送受信部が、前記送信電波を発生する送信部
   と、受信部が前記物標信号の強弱に応じて配置される高
   周波増幅部と、前記受信電波から時間領域が拡大された
   復調信号を得る標本化等価時間変換回路と、前記復調信
   号をアナログ信号処理する手段と、ディジタル信号処理
   手段とから構成された、狭い周波数占有帯域幅で動作す
   ることを特徴とする高分解能の近距離レーダ装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載の空中線共用器が導波管回
   路、又はマイクロストリップラインなどの平面回路によ
   るサーキュレータ、高周波スイッチ、ハイブリッド、Ｙ
   型分配器のいずれかで構成され、また可変整合器の伝送
   路が導波管回路、又はマイクロストリップラインなどの
   平面回路で構成され、また可変整合器の伝送路に配置さ
   れる電子制御可変リアクタンス素子が２組以上の複数で
   あり、また電子可変リアクタンス間の距離が１／８λの
   奇数倍を含む任意の距離に設定され、また電子制御可変
   リアクタンスを構成する素子の一部がバラクターダイオ
   ードから構成され、また空中線が平面アンテナ、ホーン
   アンテナ、パラボラアンテナ、ロッドアンテナのいずれ
   かで構成され、また前記ディジタル信号処理手段がＡＤ
   変換器とＤＡ変換器とマイクロプロセッサから、又はデ
   ィジタルシグナルプロッセッサのいずれかで構成された
   もの。
3. 【請求項３】 請求項１記載の標本化等価時間変換回路
   が、水晶発振子により発振周波数が定まる送信パルスを
   発振する発振器と、送信と同一周波数の水晶発振子と可
   変容量ダイオードから発振周波数が定まるサンプリング
   パルスを発振する発振器と、前記送信パルスを前記サン
   プリングパルスの立ち上がりでサンプリングする事から
   前記送信パルスの時間拡大された送信パルスのレプリカ
   を得る回路と、前記送信パルスと前記サンプリングパル
   スを論理和、又は論理積、又は排他的論理和する事から
   得られるPWMパルスをローパスフィルターを介して出力
   される前記両パルスの位相差に対応した位相差アナログ
   電圧を得る回路と、前記送信パルスレプリカまたは前記
   位相差アナログ電圧を計測し、あらかじめ設定された時
   間拡大設定値又は位相差設定値いずれかの設定値に対す
   る誤差信号パルスを発生するディジタル信号処理手段
   と、前記誤差信号パルスを積分する積分器と、該積分器
   出力を前記サンプリングパルス発振器の前記可変容量ダ
   イオードと接続し、前記サンプリング発振周波数又は位
   相差を制御し、目的の時間拡大率又は目的の位相差を持
   つ前記サンプリングパルスを得ることからサンプリング
   回路が構成された、サンプリング復調信号出力の時間拡
   大率、又はサンプリング点が任意に選択できる事を特徴
   とした標本化等価時間変換回路。
4. 【請求項４】 請求項１記載のディジタル信号処理手段
   による可変整合回路の不要信号のキャンセル制御プログ
   ラムが図６に示されるキャンセル制御フローであるも
   の。