JP2002511945A - レーダーシステムによる距離測定値から曖昧さを除去する方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 この発明は、レーダーシステムによる距離の測定値から曖昧さを除去するための方法に関する。レーダーシステムは、第１周波数（Ｆ₁）と第２周波数（Ｆ₂）との間で切り替えられる信号を送信し、ターゲットにより反射されて戻ってきた信号を、各々が１つの周波数（Ｆ₁，Ｆ₂）に対応する２つの受信チャネルで受信し、各チャネルに存在する信号間の位相差に基づいて測定値が生成され、各チャネル（４１，４２）は、ターゲット近くのドップラー周波数において、第１および第２の周波数間の周波数を有する信号を受信する。この発明は、特に、送信される信号の周波数が、少なくとも２つの周波数間で交互に切り替えられる、連続波レーダーシステムに適用される。

Description

【発明の詳細な説明】 レーダーシステムによる距離測定値から曖昧さを除去する方法 この発明は、レーダーシステムによる距離測定値から曖昧さを除去する方法に 関する。この発明は、特に、送信される信号の周波数が少なくとも２つの周波数 間で交互に切り替えられる連続波レーダーシステムに適用されるが、例えば、少 なくとも２つの周波数のパルスを送信するパルス式レーダーシステムにも適用可 能である。さらに、この発明は、車両に備えられたレーダーシステム、および、 さらに一般的には、低コストで生産することが要求されるレーダーシステムにも 適用できる。 道路の交通量を調整するための車両用のレーダーシステムは、特に、該レーダ ーシステムを搬送する車両の経路内にある最も近い車両を検出および捜索しなけ ればならない。特に、検出されたターゲットまでの距離の測定値を、可能な限り 高い精度で得ることが重要である。特に、大きなレーダー等価表面を有する離れ たターゲットが、それより近くの有効なターゲットからの測定値と混同される可 能性のある、不正確で曖昧な距離の測定値を提供することを防止することが必要 である。自動車用のレーダーシステムは、例えば、２つの周波数の間で交互に切 り替えられる周波数を有する信号を送信してもよい。この切替えの主な目的は、 第１周波数Ｆ₁および第２周波数Ｆ₂でそれぞれ送信された信号間の伝播に起因す る位相差が距離に比例することを利用して、検出した各ターゲットからの距離の 測定を可能にすることである。このような従来のレーダーシステムでは、受信さ れた信号が、送信と同期して、以下の方法で２つの受信チャネルに分岐させられ る。すなわち、 − 第１のチャネルで処理される信号を、第１周波数Ｆ₁における送信シーケ ンスのみから入来させ、 − 第２のチャネルで処理される信号を、第２周端数Ｆ₂における送信シーケ ンスのみから入来させる。 これらの条件下において、所定のターゲットに対応して、２つのチャネルの各 々から発せられる信号間の位相差Δφが、以下の関係式により、このターゲット の距離Ｄの測定値を与える。ここで、ｃは光速、ΔＦは２つの周波数の差を表し ている。 したがって、位相測定値は、受信した信号がその複素表現形態でベースバンド に復元され、単側波帯を用いた、すなわち、ＢＬＵ形式の極超短波ミキサが使用 される場合には、２πの曖昧さを有し、または、信号が両側波帯交差によりベー スバンド内に復元され、簡易なミキサが使用される場合には、πの曖昧さを有す ることが知られている。後者の場合には、速度符号の曖昧さに対応して両側波帯 を分離するために、ドップラー処理が必要である。 したがって、距離の測定値は、明確な測定値を供給する距離の範囲内、すなわ ち、位相が２πにわたって曖昧である場合には、以下の関係式で定義される距離 Ｄ_a2の範囲内、 または、位相がπにわたって曖昧である場合には、以下の関係式で定義される距 離Ｄ_a1の範囲内でのみ利用可能である。 所定の信号−ノイズ比、したがって、所定の位相ノイズに対して、距離の測定 値の精度は、周波数差ΔＦ＝Ｆ₂−Ｆ₁が大きくなればなるほど大きくなる。反対 に、明確な測定値の範囲は減少する。このことは、特に、関係式（２），（３） の比較により示されるように、位相がπにわたって曖昧である場合、すなわち、 簡易なミキサが使用された場合には重要である。このことは、例えば、自動車に おける使用、または、特に、低い生産コストが要求される使用において意味があ る。 この発明の目的は、特に、この不都合を克服すること、すなわち、上述した関 係式（２），（３）により定義される範囲よりも、大幅に広い明確な範囲にわた る距離の測定を可能にすることであり、特に、受信した信号の受信ウインドウ、 または、送信される信号の形態を操作することにより達成される。この目的のた めに、この 発明は、第１周波数と第２周波数の間で切り替えられる信号を送信し、ターゲッ トで反射した信号を、それぞれ１つの周波数に対応する２つの受信チャネルで受 信するレーダーシステムにより得られた距離の測定値から曖昧さを除去する方法 を提供するものであり、測定値は、平均周波数が第１周波数と第２周波数との間 にある信号を受信する各チャネルに存在する信号間の位相差に基づいて、ターゲ ット近くのドップラー周波数で構成される。 不明瞭さを有しない範囲が拡張されることに加えて、この発明の大きな利点は 、複数の受信形式に適合させることができ、簡易に実施でき、かつ、経済的であ るということである。 この発明の他の特徴および利点は、添付図面を参照した以下の説明により明ら かになる。 図１は、従来技術に係る、２つの周波数Ｆ₁，Ｆ₂の内の一方または他方の周波 数での送信、および、対応する受信信号の受信ウインドウのタイミングチャート を示している。 図２は、図１のタイミングに関係する曖昧距離を示している。 図３は、この発明が適用されるレーダーシステムの一例を示すブロック図であ る。 図４は、この発明の一実施形態に係る、２つの周波数Ｆ₁，Ｆ₂の内の一方また は他方の周波数での送信、および、対応する受信信号の受信ウインドウのタイミ ングチャートを示している。 図５は、図４のタイミングチャートに関連して一の周波数Ｆ₁に関連する信号 と他の周波数Ｆ₂に関連する信号との間の位相差に現れる効果の例を示している 。 図６は、この発明により送信された波形の一例を示している。 図７は、この発明により推定された距離の一例を、実際の距離との関係で示し ている。 図１は、送信される信号の周波数が、２つの周波数Ｆ₁，Ｆ₂間で交互に切り替 えられる形式の、従来技術による連続波レーダーシステムに伴う波形を、タイミ ングチャートにより示している。さらに詳細には、図１は、２つの周波数の一方 または他方における送信、および、対応する受信信号の受信ウインドウの時間変 化を示している。第１の曲線１は、受信用の局部発信器により供給された信号の 周波数を時 間との関係で表している。ホモダイン形式の受信器では、この曲線１は、送信さ れた信号の周波数をも表している。第１周波数または第２周波数における送信時 間は、所定時間Ｔｒに等しい。第２の曲線２は、受信した信号の周波数を時間と の関係で示している。この第２の曲線２は、第１の曲線１に対して、所定時間τ だけシフトされ、周波数変化に関しては、周波数Ｆ₁，Ｆ₂がドップラー周波数分 だけ増加している。したがって、時間τは、送信信号と、対応する受信信号との 間の遅れを示している。第３の曲線３および第４の曲線４は、それぞれ、第１周 波数Ｆ₁に関連する第１の受信チャネルの解放時、および第２周波数Ｆ₂に関連す る第２の受信チャネルの解放時を示している。受信チャネルは、その関連する周 波数の信号が送信されたときに開かれる。チャンネルは、その周波数の信号の立 ち上がり後の相対時間Ｔａｖで開き、同じ立ち上がり後の時間Ｔａｒで、または 、遅れを伴って閉じる。上述した３つの時間は、以下の関係を有している。 Ｔａｖ＜Ｔａｒ＜Ｔｒ （４） 図２は、関係式（２），（３）により定義された、上述した曖昧さの範囲Ｄ_a2 ，Ｄ_a1を示している。横座標軸ｘは、ターゲットからレーダーシステムまでの実 際の距離を表し、縦座標軸ｙは、関係式（１）に従ってレーダーシステムにより 推定された距離を表している。この推定された距離は、第１周波数Ｆ₁に対応す る受信信号と第２周波数Ｆ₂に対応する受信信号との間の位相差φに正比例し、 その結果、縦座標軸は、この位相差φをも表している。第１の曲線２１は、曖昧 さが２πの場合における推定された距離を、実際の距離との関係で表している。 第２の曲線２２は、曖昧さがπの場合における推定された距離を、実際の距離と の関係で表している。実際には、最も厄介な曖昧さは、２つの推定された距離が 相互に相対的に近い場合、および、推定された測定値が、近い距離および非常に 離れた距離に対応するときに発生し、非常に離れている場合は、例えば、レーダ ーシステムの範囲外であるとして、容易に抑えることができる。図２の第２の曲 線２２により示されるように、特に、πに対する曖昧な測定値ｄ_eが存在する場 合には、ともにレーダーシステムの範囲内に配される相互に比較的近い実際の距 離ｄ_r1，ｄ_r2に対応するので問題がある。しかしながら、従来の状況においては 、最も離れた距離ｄ_r2を、非常に低い電力を有する受信信号に対応するものとし て無視することもできる。それにも 関わらず、例えば、自動車の適用例のような、レーダー等価表面ＳＥＲが１つの ターゲットと他のターゲットとで大きく変化する場合には、第２の距離ｄ_r2は、 もはや、単に受信した電力の観点から無視することができない。実際に、この場 合には、比較的低い受信電力に対して、推定された距離ｄ_eは、例えば、第１の 距離ｄ_r1において低いＳＥＲを有するオートバイ、または、第２のより離れた距 離ｄ_r2において高いＳＥＲを有する大きなトラックに対応する。 図３は、この発明が適用されるレーダーシステムの一例を示すブロック図であ る。アンテナ３１から受信した信号は、循環器３２を介してミキサ３３の入力に 送信され、ミキサ３３の他の入力は、例えば、結合器３４を介して、ホモダイン 受信の場合には、送信波発生器３５により供給された復調信号を受信する。ミキ サ３３の出力により、処理手段３６において信号が復元される。ミキサ３３と処 理手段との間には、前記ミキサを、第１送信周波数Ｆ₁に関連する信号を受信す るために第１の受信チャネル３８に、第２受信周波数Ｆ₂に関連する信号を受信 するために第２の受信チャネル３９に、逐次接続するスイッチ３７が挿入されて いる。２つの受信チャネルは、その後、それらの信号を処理手段３６に供給する 。これらの処理手段３６は、特に、関係式（１）に従って、推定距離を計算する 。 ミキサ３３は、例えば、簡易なミキサである。この場合には、該ミキサは、受 信した信号を実際の形態で復元し、かつ、２つの位相半円間および速度符号に曖 昧さが存在するので、位相測定値は、曖昧間隔［０，π］にわたってのみ利用可 能である。ＢＬＵ形式のミキサ、すなわち、単側波帯を有するミキサが使用され る場合には、受信した信号は、その複素表現の形態で復元され、位相測定値は、 最大曖昧間隔［０，２π］にわたって利用可能である。ＢＬＵ形式のミキサ特有 の欠点は、そのコストが高いことであり、したがって、自動車のように大量に使 用する用途には適していない。 図４および図５は、この発明に係るレーダーシステムの作動原理を示している 。図４は、２つの周波数Ｆ₁，Ｆ₂の一方または他方での送信、および、受信した 信号に対応する受信ウインドウの時間的位置の例を示している。図５は、第１の 受信チャネルに存在する信号と第２の受信チャネルに存在する信号との間の位相 差、したがって、距離の測定値に現れる効果の例を示している。測定値は、その 平均周波数 が第１および第２の周波数の間にある信号を受信する各チャネルに存在する信号 間の位相差に基づいて、ターゲット近くのドップラー周波数において構成される 。すなわち、実際には、第１のチャネルで受信される信号は、第２周波数Ｆ₂の シーケンス部分と、その後の第１周波数Ｆ₁のシーケンス部分を含み、第２のチ ャネルで受信される信号はその逆である。 図４の例においては、限界遅れτ_limが、事前に定められている。遅れτは、 ターゲットに向けて発信された信号の出発から帰還までの時間に対応している。 この遅れτ_lim以下の全ての遅れτは、限界距離ｄ_lim以下の小さい距離に対応し ている。この限界距離は限界遅れτ_limに対応している。周波数Ｆ₁，Ｆ₂で送信 された信号の立ち上がり時点と、距離ｄ_limに配置されたターゲットから受信し た対応する信号の受信時点との間のこの遅れτ_limは、上述した時間Ｔａｖより 大きい。この時間Ｔａｖは、周波数Ｆ₁，Ｆ₂の立ち上がりと、その対応する受信 チャネル３８，３９の解放との間の時間に対応している。この時間Ｔａｖは、以 下、受信器の解放遅れと呼ぶことにし、上述した遅れτは受信遅れ、τ_limは限 界遅れと呼ぶことにする。この遅れは事前に知られている。図１に示されたよう な従来技術による場合には、限界遅れτ_limは時間Ｔａｖより短い。例えば、図 ３による回路に適用される場合には、ミキサ３３から入来する信号が、図４のタ イミングチャートに従って、２つの受信チャネル３８，３９においてデマルチプ レクスされる。その信号は、受信器の解放期間以外では強制的にゼロにされる。 これらのチャネルの解放および閉鎖は、例えば、スイッチ３７の制御動作により 行われる。この操作に起因する２つの信号は、２つの高速フーリエ変換ＦＦＴに よって処理される。位相差が、例えば、ターゲットの速度の絶対値に対応するド ップラーフィルタ内において測定され、信号は、例えば、当該ドップラーフィル タの完全に中央に配されるものと仮定される。限界受信遅れτ_limを解放遅れＴ ａｖより確実に大きくするために、周波数によるチャネルの解放は、対応する受 信信号が到達する前に実行される。 図１の場合には、限界遅れτが解放遅れＴａｖより小さいときに、第１の受信 器３８は、周波数Ｆ₁に対応する信号のみを受信する。同様に、第２の受信器３ ９は、周波数Ｆ₂に対応する信号のみを受信する。 図４の場合には、遅れτが受信器の解放遅れＴａｖより大きいときに、第２周 波 数Ｆ₂で送信されたシーケンスの終端部分が第１受信器３８の解放シーケンス３ の開始時に割り込み、同様に、第１周波数Ｆ₁で送信されたシーケンスの終端部 分が第２受信器３９の解放シーケンス４の開始時に割り込む。遅れτが閉鎖遅れ Ｔａｒ以下に維持される限り、第１の受信器の解放シーケンス３の終端部分は、 第１周波数Ｆ₁で送信された信号を含む。同様に、第２の受信器の解放シーケン ス４の終端部分は、第２周波数Ｆ₂で送信された信号を含む。第１の受信器の解 放ウインドウ４１内に集積された信号の平均周波数は、第１周波数Ｆ₁と第２周 波数Ｆ₂間にある。遅れτが、周波数Ｆ₁，Ｆ₂において送信期間Ｔｒより大きい 場合には、第１周波数Ｆ₁に対応する信号は、第２の受信器において受信され、 その逆も同様となる傾向がある。出願人が行った試験および計算は、一周波数に おける解放遅れＴａｖおよび送信期間を、限界受信遅れτ_limとの関係で操作す ることにより、上記において定義した、明確な距離の範囲Ｄ_a1，Ｄ_a2を拡げるこ とができる。言い換えると、周波数Ｆ₁，Ｆ₂における送信、および、対応する受 信信号の受信ウインドウ４１，４２の時間的な相対位置を操作することにより、 これらの受信信号間の位相差Δφの増大を、図５に示されるように、後退させる ことができる。この図において、図２と同様に、破線の形態の第１の曲線２２は 、遅れτが解放遅れＴａｖ以下であるときの、図１のタイミングチャートに関係 する実際の距離との関係で推定された距離を表している。この場合には、受信ウ インドウ内における周波数Ｆ₁，Ｆ₂間の混合は存在しない。 遅れτが、解放遅れＴａｖと閉鎖遅れＴａｒとの間にある場合には、第２周波 数Ｆ₂で送信されたシーケンスの終端部分が第１受信器の解放シーケンスの始端 部分に割り込む。第２周波数Ｆ₂と、その後の第１周波数Ｆ₁とが混合された信号 は、このようにして集積され、混合比率は、１００％Ｆ₁，０％Ｆ₂から０％Ｆ₁ ，１００％Ｆ₂まで変化する。逆の現象は、第２の受信器に関連して発生する。 この場合には、位相差Δφは、実線で示された第２曲線５１に従い、その増大は 、上述した第１曲線２２に関連して遅れる。第２曲線５１の反転点は、その後、 第１曲線２２の反転点Ｒに対してより離れる方向に向かって後退させられる。し たがって、曲線の負の傾斜部分に配置された曖昧な距離は遠隔である。したがっ て、それらは、例えば、受信電力を試験することによって、より容易に消滅させ ることができる。すなわち、 ２つの受信信号が距離の測定値に対応する場合には、低い電力を有するものを、 エラーを引き起こすことなく消滅させることができる。 図５は、第２曲線５１が、すぐに非線形になり、したがって、距離の測定値を 変造することを示しており、この場合には、特に、位相差の増大の遅れが、非常 に早く始まる。実際に、受信遅れが０とＴａｖとの間にあるときに、縦座標上に 示された位相差Δφと横座表上に表された実際の距離との関係が線形である。受 信遅れτが解放遅れＴａｖと限界遅れτ_limとの間にある場合には、この関係は 非線形になる。これを回避し、かつ、実質的に線形の領域を比較的大きく確保す るために、例えば、各周波数Ｆ₁，Ｆ₂における送信期間Ｔｒを操作すること、す なわち、一送信信号から他の送信信号への周波数の切り替えを操作することがで きる。出願人により行われた試験は、実質的に線形の領域が、２つの周波数Ｆ₁ ，Ｆ₂の差と同等の大きさの送信信号間の切替周波数１／Ｔｒ、すなわち、Ｆ₂− Ｆ₁にほぼ等しい１／Ｔｒを選択することにより得られることを示した。切替周 波数１／Ｔｒおよび送信信号の周波数Ｆ₁，Ｆ₂には、以下の関係式が成り立つ。 ０．５×（Ｆ₁−Ｆ₂）≦１／Ｔｒ≦２×（Ｆ₁−Ｆ₂） （５） 曲線における十分に線形な領域は、第２曲線51に従って推定された測定値を利 用することを可能にしている。 図６は、この発明に係る方法の他の例を示している。この例において、１の周 波数から他の周波数への切替前縁７０は傾斜しており、すなわち、周波数の切替 は徐々に行われる。受信信号２の周波数切替は、送信された信号と同様に変化し 、したがって、その周波数切替前縁８０も傾斜している。したがって、第２周波 数Ｆ₂とは異なる周波数の信号が、第２受信チャネルの解放中に、この受信チャ ネルによって受信される。このために、限界受信遅れτ_limは、解放遅れＴａｖ よりも大きいことが必要である。実際には、受信信号の立ち上がりにおける限界 遅れτ’_limは、解放遅れＴａｖより大きい。反対に、第１周波数Ｆ₁とは異なる 周波数の信号が、第１受信チャネルによって受信される。図４に関連して説明し たのと同様の混合効果が、この図におけるように、各受信チャネル３８，３９が 、第１および第２周波数の間の周波数を有する信号を受信する限りにおいて、検 出されるターゲット近くのドップラー周波数において発生する。特に、図５に示 されるように、位相差 Δφの増大は遅れる。周波数切替前縁は、単に遅延回路、例えば、抵抗とコンデ ンサを波動発生器３５の電圧制御に挿入することにより生成されてもよい。波動 発生器３５は通常電圧制御される装置である。この発生器は、例えば、「電圧制 御発信器」を表す目標ＶＣＯとして知られている。 図７は、遅れτが解放遅れＴａｖと閉鎖遅れＴａｒとの間にあり、切替周波数 １／Ｔｒが、Ｆ₁−Ｆ₂と同等の大きさを有する、この発明に係る状況において、 実際の距離との関係で推定された距離の例を示している。この発明はＢＬＵ形式 の複合受信器を使用する受信器に適用されるものであるけれども、この例は、簡 易かつ現実のミキサを使用する場合、すなわち、位相測定が曖昧区間［０，π］ にわたってのみ利用可能である場合にも関連している。さらに、この例は、ホモ ダイン受信器およびヘテロダイン受信器の両方に適用することができる。図２に 関連して述べたように、破線形態の曲線２２は、πまでの曖昧さの場合の推定さ れた距離を、実際の距離との関係で表しており、推定された距離は、関係式（１ ）およびτが受信器の解放遅れＴａｖより小さい場合の図１のタイミングチャー トに従って得られる。実線形態の曲線５１は、Ｔａｖ＜τ_lim＜Ｔａｒの場合に 、図４に示された形式のタイミングチャートに従って、関係式(１)との関係で得 られる推定された距離を、実際の距離との関係で表したものである。 この最後の曲線５１は、例えば、閉鎖遅れＴａｖが送信期間Ｔｒに等しく、こ れら２つの時間が以下の関係式を満たす場合の状況に一致している。 ＴｒΔＦ−１≦ＴｒｖΔＦ≦２−ＴｒΔＦ （６） ここで、ΔＦ＝Ｆ₁−Ｆ₂、Ｆ₁，Ｆ₂は上述した第１および第２周波数を表して いる。図７は、例えば、 − Ｔａｖ＝０．４／ΔＦ − Ｔｒ＝Ｔａｒ − １／Ｔｒ＝１．２／ΔＦ の場合の状況を示している。 曲線５１は、丸みのある三角形を呈し、その谷底形態の頂点５２が、πの最大 曖昧限度５３に関して折り返されている。この曲線５１は、破線２２からなる曲 線によって表された従来の解決策と比較すると、特に、この発明により曖昧な距 離を特 に押しやることができることを示している。 推定された距離のしきい値Ｄｓは、例えば、当該しきい値以下の距離を採用し て、距離を選択するために定められてもよい。したがって、明確な距離が、実線 ５１の形態の曲線または破線２２の形態の曲線の部分によって表され、当該部分 は曲線の基点に配置された点Ａと、曲線５１と実際の距離を表す横座標軸に平行 な直線との最初の交差点であり、その縦座標が上述したしきい値Ｄｓに等しい点 Ｂとの間に含まれる。この部分ＡＢは、正の傾斜を有している。これは、明確な 距離を示している。τ_lim以下の受信遅れτに対して、曲線５１は直線状である 。この遅れτが、解放遅れＴａｖと限界遅れτ_limとの間にある場合には、曲線 ５１は非線形になる。しかしながら、遅れτ_limは、非線形領域を制限するため に、例えば、解放遅れＴａｖよりあまり大きくならないように選択される。さら に、公知の手段によって、点Ａ，Ｂ間に配される非線形の曲線部分５１を線形化 することは容易である。したがって、推定は、推定された距離と実際の距離との 間の線形化された関係に対して行われる。 破線２２の形態の曲線に関して、最も近い曖昧な距離は、負の傾斜を有し、曲 線２２の第２の交差点である点Ｃと、曲線２２と横座標軸との第２の交差点であ る点Ｄとの間に配される曲線部分２２によって表される。 実線５１の形態の曲線に関しては、最も近い曖昧な距離は、負の傾斜を有し、 かつ、曲線５１の第２の交差点である点Ｃ’と、横座標軸との曲線５１の第２の 交差点である点Ｄ’との間に配される曲線部分５１によって表される。この曲線 ５１に関連する曖昧部分Ｃ’Ｄ’は、前の曲線２２に対するＣＤよりも遠いこと は明白である。したがって、曖昧な距離測定値は、例えば、受信電力の試験によ って、より容易に判別される。 採用された推定距離は、上述したしきい値Ｄｓ以下のものであり、したがって 、０と、限界遅れτ_limに対応するものとして上記において定義されたｄ_limとの 間の距離の測定を可能にする。この限界距離ｄ_limは、有用な領域を定めている 。したがって、特定のアプリケーションでは、限界遅れτ_limとともに使用され る。採用された明確な距離は、例えば、限界遅れτ_limより小さい遅れτに対応 するものである。限界距離ｄ_limに対応するしきい値Ｄｓは、例えば、２００ｍ 程度の値を有 している。しきい値Ｄｓは、曲線の反転点より小さく、かつ、反転現象が発生す るときには、谷底点５２より小さく選択される。しきい値Ｄｓは、実際のターゲ ットと曖昧なターゲットとの間の識別能力を、特に、このしきい値を低くするこ とによって高めるように選択することもできる。対照的に、距離の解像度に対す るレーダーシステムの範囲は減少する。 この発明は、曖昧さが除去される限りにおいて、例えば、単に、解放ウインド ウの時間的位置および一の信号から他の信号への周波数の切替、または、送信さ れる波形を操作することにより、簡易に実行することができる。さらに、受信形 式がホモダイン形式またはヘテロダイン形式のいずれであっても、簡易なミキサ またはＢＬＵ形式のミキサを用いて複数の受信形式に適合させることができる。 最後に、この発明は、連続波レーダーシステムに適用できるのみならず、例え ば、少なくとも２つの周波数に従ってパルスを送信するパルス形式のレーダーシ ステムにも適用することができる。さらに、その構造が簡易であり、かつ、低コ ストで装備できるために、例えば、自動車に装備される、ミリ波で作動するレー ダーシステムに、この発明を適用してもよい。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項 【提出日】平成１１年７月３１日（１９９９．７．３１） 【補正内容】 々から発せられる信号間の位相差Δφが、以下の関係式により、このターゲット の距離Ｄの測定値を与える。ここで、ｃは光速、ΔＦは２つの周波数間の差を表 している。 したがって、位相測定値は、受信した信号がその複素表現の形態でベースバン ドに復元され、単側波帯を用いた、すなわち、ＢＬＵ形式の極超短波ミキサが使 用される場合には、２πの曖昧さを有し、または、信号が両側波帯交差によりベ ースバンド内に復元され、簡易なミキサが使用される場合には、πの曖昧さを有 することが知られている。後者の場合には、速度符号における曖昧さに対応して 両側波帯を分離するために、ドップラー処理が必要である。 したがって、距離の測定値は、明確な測定値を供給する距離の範囲内、すなわ ち、位相が２πにわたって曖昧である場合には、以下の関係式で定義される距離 Ｄ_a2の範囲内、 または、位相がπにわたって曖昧である場合には、以下の関係式で定義される距 離Ｄ_a1の範囲内でのみ利用可能である。 所定の信号−ノイズ比、したがって、所定の位相ノイズに対して、距離の測定 値の精度は、周波数差ΔＦ＝Ｆ₂−Ｆ₁が大きくなればなるほど大きくなる。反対 に、明確な測定値の範囲は減少する。このことは、特に、関係式(２), （３）の比較により示されるように、位相がπにわたって曖昧である場合、すな わち、簡易なミキサが使用された場合には重要である。このことは、例えば、自 動車における使用、または、特に、低い生産コストが要求される使用において意 味がある。 米国特許第３７６６５５４号明細書は、２周波数連続波レーダーシステムに適 用可能な、特定の距離を超えて探索されたエコーを無視することができる方法を 開示している。 この発明の目的は、特に、この不都合を克服すること、すなわち、上述した関 請求の範囲 １． 第１周波数（Ｆ₁）と第２周波数（Ｆ₂）との間で切り替えられる信号を送 信し、ターゲットで反射して戻ってきた信号を、各々が１つの周波数(Ｆ₁，Ｆ₂) に関連する２つの受信チャネルで受信するレーダーシステムにより生成された距 離の測定値から曖昧さを除去する方法であって、 各チャネルに存在する信号間の位相差（Δφ）と、１つの周波数(Ｆ₁，Ｆ₂） で送信された信号の立ち上がり時点と所定の距離に配されるターゲットから受信 した対応する信号の受信時点との間の遅れである受信遅れ（τ）とに基づいて測 定値を生成し、実際の距離との関係として位相差（Δφ）の増大を抑えるために 、限界距離（ｄ_lim）に対応する限界遅れ（τ_lim）を、当該周波数に関連する受 信チャネルの解放遅れ（Ｔａｖ）より大きくなるように定義し、該限界遅れ（τ_lim ）以下の受信遅れ（τ）を有するものを明確な信号とすることを特徴とする 方法。 ２． 周波数の切替を徐々に行い、考慮される限界遅れが、受信した信号の立ち 上がりにおける限界遅れ（τ’_lim）であることを特徴とする請求項１記載の方 法。 ３． 送信信号間の切替周波数（１／Ｔｒ）が、２つの周波数（Ｆ₁，Ｆ₂）の差 にほぼ等しいことを特徴とする請求項１または請求項２記載の方法。 ４． 前記切替周波数（１／Ｔｒ）および送信信号の周波数（Ｆ₁，Ｆ₂）が、１ ／Ｔｒを切替周波数、Ｆ₁，Ｆ₂をそれぞれ第１および第２周波数として、以下の 関係を有することを特徴とする請求項３記載の方法。 ０．５×（Ｆ₁−Ｆ₂）≦１／Ｔｒ≦２×（Ｆ₁−Ｆ₂） ５． 前記受信チャネルの閉鎖遅れ（Ｔａｒ）が、一周波数における送信時 間（Ｔｒ）にほぼ等しいことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに記 載の方法。 ６． 前記レーダーシステムの受信器が、リアルミキサ（３３）を含むことを特 徴とする請求項１から請求項５のいずれかに記載の方法。 ７． 前記レーダーシステムむの受信器が、ホモダイン形式の受信器であること を特徴とする請求項１から請求項６のいずれかに記載の方法。 ８． 前記レーダーシステムが、ミリ波で作動することを特徴とする請求項１か ら請求項７のいずれかに記載の方法。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 第１周波数（Ｆ₁）と第２周波数（Ｆ₂）との間で切り替えられる信号を送 信し、ターゲットで反射して戻ってきた信号を、各々が１つの周波数（Ｆ₁，Ｆ₂ ）に関連する２つの受信チャネルで受信するレーダーシステムによる距離の測定 値から曖昧さを除去する方法であって、 各チャネルに存在する信号間の位相差（Δφ）と、１つの周波数（Ｆ₁，Ｆ₂） で送信された信号の立ち上がり時点と所定の距離に配されるターゲットから受信 した対応する信号の受信時点との間の遅れである受信遅れ（τ）とに基づいて測 定値を生成し、限界距離（ｄ_lim）に対応する限界遅れ（τ_lim）を、当該周波数 に関連する受信チャネルの解放遅れ（Ｔａｖ）より大きくなるように定義し、該 限界遅れ（τ_lim）以下の受信遅れ（τ）を有するものを明確な信号とすること を特徴とする方法。 ２． 周波数の切替を徐々に行い、考慮される限界遅れが、受信した信号の立ち 上がりにおける限界遅れ（τ’_lim）であることを特徴とする請求項１記載の方 法。 ３． 送信信号間の切替周波数（１／Ｔｒ）が、２つの周波数（Ｆ₁，Ｆ₂）の差 にほぼ等しいことを特徴とする請求項１または請求項２記載の方法。 ４． 前記切替周波数（１／Ｔｒ）および送信信号の周波数（Ｆ₁，Ｆ₂）が、１ ／Ｔｒを切替周波数、Ｆ₁，Ｆ₂をそれぞれ第１および第２周波数として、以下の 関係を有することを特徴とする請求項３記載の方法。 ０．５×（Ｆ₁−Ｆ₂）≦１／Ｔｒ≦２×（Ｆ₁−Ｆ₂） ５． 前記受信チャネルの閉鎖遅れ（Ｔａｒ）が、一周波数における送信時間（ Ｔｒ）にほぼ等しいことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに記載の 方法。 ６． 前記レーダーシステムの受信器が、リアルミキサ（３３）を含むことを特 徴 とする請求項１から請求項５のいずれかに記載の方法。 ７． 前記レーダーシステムむの受信器が、ホモダイン形式の受信器であること を特徴とする請求項１から請求項６のいずれかに記載の方法。 ８． 前記レーダーシステムが、ミリ波で作動することを特徴とする請求項１か ら請求項７のいずれかに記載の方法。