JP3727765B2 - 受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、空間を伝搬してきた電波を検出するレーダーなどの受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、レーダーに代表されるように、空間を伝搬してきた電波を検出するための受信装置がある。この受信装置の第１の従来例として、図１４に示すものがある。同図において、１は空間を伝搬してきた電波を受信するための受信アンテナ１、３は受信アンテナ１による受信信号について位相検波を行ないＩ成分およびＱ成分からなる複素信号を出力する受信機、８Ａは受信機３からの複素信号について振幅検波を行う検波回路、６は検波回路８Ａの出力振幅をＡ／Ｄ変換してセル単位でディジタル信号を出力するＡ／Ｄ変換回路、９はＡ／Ｄ変換回路６からのディジタル信号から受信信号の信号成分を検出する電波検出回路である。
【０００３】
また、上述の受信機３は、例えば「Rader Range-Performance Analysis, P36,Fig.2-2」に開示されているものであって、図１５にその構成を示す。同図において、１５ａおよび１５ｂは受信機雑音が重畳された受信信号に対して所定の周波数成分を有する余弦関数cos(ωt)および正弦関数sin(ωt)の信号をそれぞれ乗じるミキサー、１４ａおよび１４ｂはミキサー１５ａおよび１５ｂの出力信号から低周波成分をそれぞれ取り出して上記複素信号のＩ成分およびＱ成分として出力する低域通過フィルタである。
【０００４】
以下、第１の従来例にかかる受信装置の動作を説明する。
図１４において、受信アンテナ１は、空間を伝搬してきた電波を受信する。受信機３は受信アンテナ１による受信信号を位相検波して、上述の複素信号を取り出す。
【０００５】
ここで、図１５おいて、受信機３では、受信アンテナ１からの受信信号に受信機雑音が重畳される。この受信機雑音が重畳された受信信号に対してミキサー１５ａおよび１５ｂにより所定の周波数成分を有する余弦関数および正弦関数の信号が乗じられた後、低域通過フィルタ１４ａおよび１４ｂによりそれぞれの低周波成分のみが取り出され、複素信号のＩ成分およびＱ成分として出力される。
【０００６】
検波回路８Ａは受信機３からの複素信号について振幅検波を行う。Ａ／Ｄ変換回路６は、検波回路８Ａの出力振幅をサンプリングしてＡ／Ｄ変換し、セル単位でディジタル信号を出力する。電波検出回路９は、Ａ／Ｄ変換回路６から出力されるセルの信号電力を所定のスレッショルドレベルと比較して、各セルについて受信信号の有無を判定する。このスレッショルドレベルは、例えば雑音信号を誤って受信信号と判定して警報が発生される頻度（誤警報確率）を基に設定される。
【０００７】
電波検出回路９は、各セルの信号電力が所定のスレッショルドレベルを超える場合に受信信号有りと判定し、所定のスレッショルドレベル以下の場合に受信信号無しと判定する。受信装置は、受信信号有りと判定されたセルについて警報を発生し、電波が検出されたことを報知する。
【０００８】
また、第２の従来例として、特開昭５２−４４５９０号公報に開示された装置がある。この装置は、レーダ装置に対する妨害電波の到来方向を検出するものであって、具体的には、レーダ装置の送信信号に対応した受信信号が存在しない領域に現れる妨害信号についてノンコヒーレント積分を行って、妨害信号の電力の平均値を求め、この電力の平均値が最大となる受信ビーム方向を妨害電波の到来方向として検出するものである。
【０００９】
さらに、第３の従来例として、特開昭６２−１５６５８６号公報に開示された装置がある。この装置は、送信間隔が異なる短パルス状の電波を繰り返し送信し、送信信号を基準としてその受信信号を重畳積分して検出する。これにより、送信繰り返し周波数を高くして情報量を増やしても、受信信号の識別が可能となり、目標までの距離や方位の確定が可能となる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、レーダーから送信される電波は、パルス圧縮やスペクトル拡散などにより送信尖頭電力の低減が図られている場合がある。この場合、上述の第１の従来例の装置によれば、Ａ／Ｄ変換回路６から出力される各セルの信号電力が低下して、受信信号が存在するにもかかわらず上述の所定のスレッショルドレベルを超えない場合が生じ、送信尖頭電力が小さく、パルス幅が未知な電波については検出が困難になるという問題がある。
【００１１】
また、上述の第２の従来例の装置は、妨害電波の存在が既知であることを前提として、その妨害電波の到来方向を検出するものであって、そもそも妨害電波が存在するか否かについては判定できないという問題がある。
【００１２】
さらに、上述の第３の従来例の装置は、送信信号のパルス繰り返し周波数が既知である場合に電波を検出し得るものであって、このパルス繰り返し周期が未知な場合には、電波を検出できないという問題がある。
【００１３】
本発明は、かかる問題に鑑みてなされたものであり、信号対雑音電力比が小さく、しかもパルス幅やパルス繰り返し周期が未知な電波であっても、高い検出率で検出することができ、電波の検出性能を向上させることができる受信装置を提供することを課題とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、前記課題を解決達成するため、以下の構成を有する。
すなわち、本発明は、空間を伝搬してきた電波を受信する第１および第２の受信アンテナと、上記第１および第２の受信アンテナによる受信信号をそれぞれ帯域制限して位相検波する第１および第２の検波手段と、上記第１の検波手段からの出力信号と上記第２の検波手段からの出力信号との相関をとって相関信号を生成する相関信号生成手段と、上記相関信号生成手段からの相関信号をＡ／Ｄ変換してディジタル信号を出力するＡ／Ｄ変換手段と、上記Ａ／Ｄ変換手段からのディジタル信号について、それぞれ異なるサンプリング条件でサンプリングしてコヒーレント積分を行なう複数のコヒーレント積分手段と、上記複数のコヒーレント積分手段の積分結果についてそれぞれ検波を行ない、上記積分結果に現れる上記相関信号の振幅に応じた電力を有する信号を出力する複数の第３の検波手段と、上記複数の第３の検波手段からの出力信号の電力を所定のスレッショルドレベルと比較して上記受信信号の有無をそれぞれ判定する複数の判定手段とを備えた構成を有する。
【００１５】
また、本発明は、上記第１および第２の検波手段と上記相関信号生成手段との間に設けられ、所定の通過帯域特性を有して上記第１および第２の検波手段からの出力信号を帯域制限する帯域制限手段を備えた構成を有する。
【００１６】
さらに、本発明は、上記帯域制限手段を複数備え、上記各帯域制限手段に対し、上記相関信号生成手段と、上記Ａ／Ｄ変換手段と、上記複数のコヒーレント積分手段と、上記複数の第３の検波手段と、上記複数の判定手段とからなる上記受信信号を検出する構成を備え、上記各帯域制限手段は、それぞれ異なる所定の通過帯域特性を有することを特徴とする。
【００１７】
さらにまた、本発明の上記複数のコヒーレント積分手段は、上記サンプリング条件として、それぞれ異なる所定のパルス幅に応じた点数分だけサンプリングすることを特徴とする。
【００１８】
さらにまた、本発明の上記複数のコヒーレント積分手段は、上記サンプリング条件として、それぞれ異なる所定のパルス繰り返し周期に応じたサンプリング間隔でサンプリングすることを特徴とする。
【００１９】
さらにまた、本発明は、上記複数の判定手段の判定結果と、上記複数のコヒーレント積分手段の積分結果とをそれぞれ入力し、上記判定結果が受信信号有の場合に、上記判定結果を与える上記積分結果に現れた上記相関信号の位相を識別して上記判定結果と対応づけて出力する複数の位相識別手段をさらに備えた構成を有する。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
なお、各図において共通する要素には、同一符号を付す。
実施の形態１．
本発明の実施の形態１について、図１ないし図３を参照して説明する。
図１に本実施の形態１にかかる受信装置の構成を示す。同図において、１および２は空間を伝搬してきた電波を受信する受信アンテナ（第１および第２の受信アンテナ）、３および４は受信アンテナ１および２による受信信号をそれぞれ帯域制限して位相検波する受信機（第１および第２の検波手段）、５は受信機３からの出力信号（複素信号Ｓ１）と受信機４からの出力信号（複素信号Ｓ２）との相関をとって相関信号Ｓを生成する相関信号生成回路（相関信号生成手段）、６は相関信号生成回路５からの相関信号ＳをＡ／Ｄ変換してディジタル信号を出力するＡ／Ｄ変換回路（Ａ／Ｄ変換手段）、７−１〜７−Ｎ（Ｎは自然数）はＡ／Ｄ変換回路６からのディジタル信号についてそれぞれ異なるサンプリング条件でサンプリングしてコヒーレント積分を行なうパルス内コヒーレント積分回路（複数のコヒーレント積分手段）、８−１〜８−Ｎはパルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎの積分結果についてそれぞれ検波を行ない、該積分結果に現れる上記相関信号の振幅に応じた電力を有する信号を出力する検波回路（複数の第３の検波手段）、９−１〜９−Ｎは検波回路８−１〜８−Ｎの出力信号の電力を所定のスレッショルドレベルと比較して上記受信信号の有無をそれぞれ判定し、電波を検出する電波検出回路（複数の判定手段）である。
【００２１】
ここで、受信アンテナ１および２は、それぞれ同一の機能を有するものであり、その受信方向などの設置状態の違いに応じて、各時刻において受信信号の振幅や位相が異なる状態で同一の発信源からの電波を受信する。また、受信機３および４は、それぞれ同一の機能を有するものであり、互いに無相関な受信機雑音を発生する。さらに、検波回路８−１〜８−Ｎの検波方式としては、例えば二乗検波や振幅検波が用いられる。
【００２２】
以下、動作を説明する。
受信アンテナ１および２による受信信号は、受信機３および４にそれぞれ入力される。受信機３、受信機４は、入力した受信信号を帯域制限して位相検波を行い、複素信号Ｓ１およびＳ２をそれぞれ出力する。相関信号生成回路５は、以下に説明するように、これら複素信号Ｓ１およびＳ２から相関信号Ｓを生成して出力する。
【００２３】
図２に相関信号生成回路５の構成を示す。同図において、５Ａは受信機２から入力した複素信号Ｓ２の虚数成分の符号を反転して共役信号Ｓ２＃を生成する共役回路、５Ｂは受信機１からの複素信号１に対し共役回路５Ａからの共役信号Ｓ２＃を乗じる乗算器である。
【００２４】
この相関信号生成回路５によれば、相関信号Ｓは、受信機１から入力した複素信号Ｓ１に対して受信機２から入力した複素信号Ｓ２の複素共役Ｓ２＃（共役信号）を乗じて生成され、次式（１）で表される。
【００２５】
Ｓ＝Ｓ１×Ｓ２＃ （１）
【００２６】
ここで、受信アンテナ１および２により受信された電波が同一の発信源からのものである場合、複素信号Ｓ１と複素信号Ｓ２との周波数成分(ω)は同一となるので、上式（１）により複素信号Ｓ１に対し複素信号Ｓ２の共役信号Ｓ２＃を乗じると、周波数成分(ω)の項が消去される。この結果、相関信号Ｓは、位相が固定されたコヒーレントな信号になると共に、複素信号Ｓ１およびＳ２の振幅が反映されたものとなる。
【００２７】
なお、複素信号Ｓ１およびＳ２には、受信機３および４の受信機雑音が含まれるが、これらの雑音は互いに無相関であるから、複素信号Ｓ１に対し複素信号Ｓ２の共役信号Ｓ２＃を乗じる結果、互いに打ち消し合う。したがって、相関信号Ｓに現れる受信機３および４の受信機雑音は抑制されたものとなる。
【００２８】
ここで、説明を再び図１に戻す。
Ａ／Ｄ変換回路６は、相関信号生成回路５からの相関信号Ｓをサンプリング周期τ0でサンプリングしてＡ／Ｄ変換し、セル単位で出力する。パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎは、Ａ／Ｄ変換回路６からのディジタル信号について、それぞれ異なるサンプリング条件でサンプリングしてパルス内部でコヒーレント積分を行う。
【００２９】
以下、パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎのサンプリング条件について、図３を参照して説明する。
このサンプリング条件は、以下に説明するように、電波を受信して得られる受信信号のパルス幅として想定された所定のパルス幅に応じた点数分だけサンプリングすることを内容とする。
【００３０】
図３において、最小パルス幅τは、図１に示すＡ／Ｄ変換回路６のサンプリング周期τ0を単位として設定され、最小パルス幅τとサンプリング周期τ0との間には、τ＝ｎ×τ0（ｎ：正の整数）の関係がある。この最小パルス幅τは、後述のように、パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎのサンプリング周期を与えることから、ｎは最小パルス幅τがパルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎのサンプリング周期を満足するような値に固定される。
【００３１】
また、図３において、パルス幅ｐ（所定のパルス幅）は、電波を受信して得られる受信信号のパルス幅として予め想定された仮想的なものであって、最小パルス幅τを単位として設定される。ｍは１回のコヒーレント積分におけるサンプリング点数であり、自然数である。
【００３２】
上述のパルス幅ｐと最小パルス幅τとサンプリング点数ｍとの間には、ｐ＝ｍ×τの関係がある。サンプリング点数ｍは、この関係を満足するように、所定のパルス幅ｐに応じて選ばれ、各パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎごとに異なったものがサンプリング条件として設定される。
【００３３】
すなわち、各パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎは、それぞれ受信信号のパルス幅として想定された所定のパルス幅ｐから定まる異なったサンプリング条件で、Ａ／Ｄ変換回路６からのディジタル信号をサンプリングしてコヒーレント積分を行う。換言すれば、パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎは、受信信号のパルス幅として想定する所定のパルス幅ｐの種類の数（Ｎ）だけ用意され、各パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎでのサンプリング点数ｍは、想定された所定のパルス幅ｐに応じて定められる。
【００３４】
以下、図１に示すコヒーレント積分回路７−１を例として、図３を参照しながら、さらに具体的に説明する。
パルス内コヒーレント積分回路７−１は、最小パルス幅τをサンプリング周期とし、そのサンプリング条件として設定されたサンプリング点数ｍだけ、Ａ／Ｄ変換回路６からのディジタル信号をサンプリングして、ｍ個のセルからなるディジタル信号を取得する。そして、このサンプリングにより得られた各セルのディジタル信号を加算処理してコヒーレント積分を行ない、積分結果ｓ1を出力する。この積分結果は、パルス内部においてコヒーレント積分したものとなる。以下同様にして、パルス内コヒーレント積分回路７−１は、サンプリング位置を最小パルス幅τ分だけ順次移動してコヒーレント積分を行い、積分結果ｓ2，…，ｓnを出力する。
【００３５】
ここで、パルス内コヒーレント積分回路７−１が出力する積分結果のうち、受信信号のパルスが存在する位置でサンプリングされたセルを含むディジタル信号に対する積分結果に、受信信号の信号成分が反映される。仮に、パルス内コヒーレント積分回路７−１のサンプリング条件を与える所定のパルス幅ｐが、実際の受信信号のパルス幅と一致または近似するものであれば、このパルス幅ｐから定まるサンプリング条件でサンプリングを繰り返すうちに、実際の受信信号の信号成分に対応するディジタル信号のみからなるｍ個のセルのディジタル信号をサンプリングする場合が生じる。
【００３６】
この場合にサンプリングされたｍ個のセルのディジタル信号は、分散や雑音の影響が最も抑えられたものとなり、しかも、このディジタル信号に対する積分結果は、受信信号の信号成分を最も多く反映したものとなる。図３に示す例では、積分結果ｓkがこれに該当する。
【００３７】
各パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎでは、それぞれ異なるサンプリング条件でサンプリングしてコヒーレント積分を行う。したがって、受信信号の信号成分は、この受信信号のパルス幅と一致または近似する所定のパルス幅ｐに応じたサンプリング条件が設定されたパルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎのいずれかの積分結果に多く反映される。
【００３８】
ここで、再び説明を図１に戻す。
検波回路８−１〜８−Ｎは、上述のパルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎからそれぞれ順次出力される積分結果について検波を行い、この積分結果に現れる相関信号生成回路５からの相関信号の振幅に応じた電力を有する信号を出力する。
【００３９】
電波検出回路９−１〜９−Ｎは、検波回路８−１〜８−Ｎからの出力信号の電力をそれぞれ所定のスレッショルドレベルと比較する。この比較の結果、検波回路８−１〜８−Ｎからの出力信号の電力が所定のスレッショルドレベルを超えた場合、受信信号（電波）を検出したことを報知する。
【００４０】
ここで、上述したように、パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎのいずれかが、受信信号の信号成分を多く含んだ積分結果を出力するので、検波回路８−１〜８−Ｎのいずれかが、この積分結果を入力して検波を行う。したがって、信号対雑音電力比が小さく、パルス幅が未知な受信信号(電波)であっても、高い検出率で検出することが可能となる。
【００４１】
なお、電波検出回路９−１〜９−Ｎにおいて、検波回路８−１〜８−Ｎからの出力信号の電力がそれぞれ比較される所定のスレッショルドレベルは、前述の電波検出回路９と同様に、例えば雑音信号が誤って受信信号の信号成分と判定される頻度（誤警報確率）を基に設定される。
【００４２】
上述した本実施の形態において、パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎは、最小パルス幅τをサンプリング周期としてＡ／Ｄ変換回路６からのディジタル信号をサンプリングするものとしたが、Ａ／Ｄ変換回路６からのディジタル信号については必ずしも固定された周期でサンプリングを行う必要はなく、所定のパルス幅ｐに応じたサンプリング点数ｍを得ることができればよく、サンプリングのタイミングは特に限定されない。
【００４３】
実施の形態２．
次に、本発明の実施の形態２について、図４および図５を参照しながら説明する。
図４に、本実施の形態２にかかる受信装置の構成を示す。同図に示す本実施の形態２にかかる受信装置は、図１に示す上述の実施の形態１の構成において、パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎに代え、パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎを備える。
【００４４】
このパルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎは、それぞれ異なる所定のパルス繰り返し周期に応じたサンプリング間隔でサンプリングすることをサンプリング条件として、Ａ／Ｄ変換回路６からのディジタル信号をサンプリングしてパルス間でコヒーレント積分を行う。パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎと上述のパルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎとの違いは、サンプリング条件のみである。
【００４５】
以下、パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎのサンプリング条件について、図５を参照しながら説明する。
図５において、Ｔpは電波を受信して得られる受信信号のパルス繰り返し周期として想定された仮想的なものであって、最小パルス幅τを整数倍して得られる。Ｔsはパルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎがサンプリングする際のサンプリング間隔である。最小パルス幅τおよびパルス幅ｐは、前述の図３に示すものと同一である。
【００４６】
図５に示すように、本実施の形態２にかかるパルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎのサンプリング条件は、所定のパルス繰り返し周期Ｔpに応じたサンプリング間隔Ｔsでサンプリングすることを内容とし、各パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎごとに異なったものが設定される。
なお、図５に示す例では、サンプリング間隔Ｔsは、所定のパルス繰り返し周期Ｔpに等しく設定されている。
【００４７】
以下、図４に示すパルス間コヒーレント積分回路１１−１を例として、図５を参照しながら、具体的に動作を説明する。
パルス間コヒーレント積分回路１１−１は、コヒーレント積分を行う初期点を設定して、サンプリング条件として設定されたサンプリング間隔ＴsでＡ／Ｄ変換回路６からのディジタル信号をサンプリングしてコヒーレント積分を行ない、積分結果ｓｓ1を出力する。この積分結果は、複数のパルスにわたってパルス間でコヒーレント積分したものとなる。
【００４８】
次に、パルス間コヒーレント積分回路１１−１は、コヒーレント積分を行う初期点を最小パルス幅τ分だけ移動してサンプリングし、コヒーレント積分を行って積分結果ｓｓ2を出力する。以下同様に、初期点を最小パルス幅τ分だけ順次移動して、積分結果ｓｓ1，…，ｓｓnを出力する。
【００４９】
ここで、仮に、所定のパルス繰り返し周期Ｔpが、受信信号のパルス繰り返し周期と一致または近似するものであれば、この所定のパルス繰り返し周期Ｔpに応じたサンプリング条件で初期点を順次移動しながらサンプリングを繰り返すうちに、実際の受信信号の信号成分に対応するディジタル信号のみをサンプリングする場合が生じる。この場合にサンプリングされたディジタル信号は、分散や雑音の影響が最も抑えられたものとなり、しかも、このディジタル信号に対する積分結果は、受信信号の信号成分を最も多く反映したものたなる。図５に示す例では、積分結果ｓｓkがこれに該当する。
【００５０】
各パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎでは、それぞれ異なるサンプリング条件でサンプリングしてコヒーレント積分を行う。このため、受信信号の信号成分は、受信信号のパルス繰り返し周期と一致または近似する所定のパルス繰り返し周期Ｔpに応じたサンプリング条件でサンプリングするパルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎのいずれかの積分結果に最も多く反映される。したがって、信号対雑音電力比が小さく、パルス繰り返し周期が未知な受信信号(電波)であっても、高い検出率で検出することが可能となる。
【００５１】
なお、本実施の形態２においては、１回のコヒーレント積分に対するサンプリング点数について特に言及しなかったが、このサンプリング点数は、受信信号の信号成分に対応するＡ／Ｄ変換回路６からのディジタル信号をサンプリングした際に、その分散が適切に抑えられるように選ばれればよく、各パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎにおいて必ずしも同一にする必要はない。
【００５２】
実施の形態３．
次に、本発明の実施の形態３について、図６および図７を参照しながら説明する。
図６に、本実施の形態３にかかる受信装置の構成を示す。同図に示す本実施の形態３にかかる受信装置は、図１に示す前述の実施の形態１の構成において、電波検出回路９−１〜９−Ｎの判定結果とパルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎの積分結果とをそれぞれ入力し、上記判定結果が受信信号有の場合に、上記積分結果に現れた上記相関信号の位相を識別して上記判定結果と対応づけて出力するパルス識別回路１２−１〜１２−Ｎ（複数の位相識別手段）をさらに備える。
【００５３】
以下、本実施の形態３にかかる受信装置の特徴部であるパルス識別回路１２−１〜１２−Ｎを中心に動作を説明する。
パルス識別回路１２−１〜１２Ｎは、パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎの積分結果をそれぞれ逐一参照しており、電波検出回路９−１〜９−Ｎからの判定結果が受信信号有の場合、この判定結果を与える積分結果に現れた相関信号Ｓの位相θを下式（２）により計算し、相関信号Ｓの位相を識別する。
【００５４】
θ ＝ arccos［ＳI／｛（ＳI）2＋（ＳQ）2｝1/2］ （２）
【００５５】
ここで、ＳIは、相関信号ＳのＩ成分の信号データであり、ＳQは、相関信号ＳのＱ成分の信号データである。
パルス識別回路１２−１〜１２Ｎは、電波検出回路９−１から受信信号有の判定結果を受け取る度に、その判定結果を与えた相関信号Ｓの位相を計算して、電波検出回路８−１〜８−Ｎの判定結果と対応づけて出力する。
【００５６】
このように、相関信号Ｓの位相を識別することにより、受信信号のパルス幅が同一であっても、それらの相関信号Ｓの位相θから区別することができ、電波の種類の数を知ることが可能となる。
【００５７】
また、あらかじめ定められた時間が経過したところで、位相θのヒストグラムを作成すると、図７に例示するように、電波の到来方向により発生する２基の受信アンテナ１および２での受信時間の差と電波の送信周波数との積（位相に相当）が互いに異なる電波の種類の数だけピークが発生する。したがって、位相のヒストグラムから電波の種類の数とその発生頻度を推定することができる。図７に示す例では、ピークが２カ所で発生していることから、検出された電波は２種類であることが推定できる。
【００５８】
なお、本実施の形態３では、パルス識別回路１２−１〜１２−Ｎを、電波検出回路９−１〜９−Ｎの判定結果と対応づけて相関信号Ｓの位相を計算して出力するものとしたが、計算により得られた位相θを、あらかじめ定められた位相範囲に応じてグループ分けして出力するものとしてもよい。
【００５９】
実施の形態４．
次に、本発明の実施の形態４について、図８を参照しながら説明する。
図８に示す本実施の形態４にかかる受信装置は、図６に示す上述の実施形態３の構成において、パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎに代え、パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎを備える。
【００６０】
本実施の形態４にかかる受信装置は、パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎを除いて、図６に示す上述の実施の形態３にかかる受信装置と同様に動作する。また、パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎの動作は、図４に示す前述の実施の形態２にかかるものと同一である。
【００６１】
したがって、本実施の形態４にかかる受信装置によれば、パルス繰り返し周期が未知の受信信号を高い確率で検出することができることに加えて、検出された受信信号のパルス繰り返し周期が同一であっても、その相関信号Ｓの位相θから区別することができ、電波の種類の数を知ることが可能となる。
【００６２】
実施の形態５．
次に、本発明の実施の形態５について、図９および図１０を参照しながら説明する。図９に本実施の形態５にかかる受信装置を示す。同図に示す本実施の形態５にかかる受信装置は、図１に示す前述の実施の形態１の構成において、受信機１および２と相関信号生成回路５との間に設けられ、異なる所定の通過帯域特性を有して受信機１および２からの出力信号を帯域制限する通過帯域選択回路１３−１〜１３−Ｍ（Ｍは自然数）（複数の帯域制限手段）を備え、各通過帯域選択回路１３−１〜１３−Ｍに対し、相関信号生成回路５と、Ａ／Ｄ変換回路６と、パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎと、検波回路８−１〜８−Ｎと、電波検出回路９−１〜９−Ｎとからなる受信信号を検出するための構成要素を備える。
【００６３】
以下、動作を説明する。
受信アンテナ１および２により受信された電波の受信信号は、それぞれ受信機３および４により検波されて複素信号Ｓ１およびＳ２が取り出される。受信機３および４からの複素信号Ｓ１およびＳ２は、通過帯域選択回路１３−１〜１３−Ｍに入力される。
【００６４】
通過帯域選択回路１３−１〜１３−Ｍは、入力した複素信号Ｓ１およびＳ２をその通過帯域特性によりそれぞれ帯域制限する。したがって、送信周波数が互いに異なる複数の電波を受信した場合、これらの電波に対応する受信機３および４からの出力信号（複素信号Ｓ１，Ｓ２）は、その送信周波数に応じて通過帯域選択回路１３−１〜１３−Ｎにより分離される。
【００６５】
ここで、図１０に示すように、通過帯域選択回路１３−１〜１３−Ｍが通過帯域１〜Ｍをそれぞれ有するものとし、送信周波数が同図に示す通過帯域ｉおよびｊにそれぞれ属する未知電波Ｗ１およびＷ２を受信した場合について、具体的に説明する。
【００６６】
この場合、図９において、電波Ｗ１に対する受信機３および４の出力信号は、通過帯域選択回路１３−ｉ（図示省略）を通過し、電波Ｗ２に対する受信機３，４の出力信号は、通過帯域選択回路１３−ｊ（図示省略）を通過する。
【００６７】
通過帯域選択回路１３−ｉおよび１３−ｊをそれぞれ通過した受信機３および４からの出力信号は、これら通過帯域選択回路１３−ｉおよび１３−ｊに対してそれぞれ設けられた相関信号生成回路５に入力され、図１に示す前述の実施の形態１と同様の信号処理が行われ、受信信号の検出が行われる。
【００６８】
したがって、本実施の形態５にかかる受信装置によれば、パルス幅が未知の受信信号を高い確率で検出することができることに加えて、電波の送信周波数を知ることができる。また、受信信号のパルス幅が同一であっても、その送信周波数から電波を区別することができ、その種類の数を知ることが可能となる。
【００６９】
実施の形態６．
次に、本発明の実施の形態６について、図１１を参照して説明する。
図１１に示す本実施の形態にかかる受信装置は、図９に示す上述の実施の形態５の構成において、パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎに代え、パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎを備える。
【００７０】
本実施の形態６にかかる受信装置は、パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎを除いて、図９に示す上述の実施の形態５にかかる受信装置と同様に動作する。また、パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎの動作は、図４に示す前述の実施の形態２にかかるものと同一である。
【００７１】
したがって、本実施の形態６にかかる受信装置によれば、パルス繰り返し周期が未知の受信信号を高い確率で検出することができることに加えて、電波の送信周波数を知ることができる。また、受信信号のパルス繰り返し周期が同一であっても、送信周波数から電波を区別することができ、その種類の数を知ることが可能となる。
【００７２】
実施の形態７．
次に、本発明の実施の形態７について、図１２を参照しながら説明する。
図１２に示す本実施の形態７にかかる受信装置は、図９に示す上述の実施の形態５の構成において、図６に示す実施の形態３と同様に、電波検出回路９−１〜９−Ｎの判定結果とパルス間コヒーレント積分回路の積分結果とをそれぞれ入力し、上記判定結果が受信信号有の場合に、上記積分結果に現れた上記相関信号の位相を識別して上記判定結果と対応づけて出力するパルス識別回路１２−１〜１２−Ｎをさらに備える。
【００７３】
本実施の形態７にかかる受信装置では、上述の実施の形態６にかかる受信装置の動作に加えて、図３に示す前述の実施の形態３にかかる受信装置の動作が行われる。すなわち、通過帯域選択回路１３−１〜１３−Ｍにより、電波の送信周波数に応じて受信機３および４からの出力信号が分離され、上述の実施の形態６と同様の一連の信号処理がなされ、電波検出回路９−１〜９−Ｎから受信出力有無の判定結果が出力される。
【００７４】
パルス識別回路１２−１〜１２−Ｎは、電波検出回路９−１〜９−Ｎから受信信号有の判定結果を入力した場合、この判定結果を与えた相関信号Ｓの位相θを計算して識別し、電波検出回路９−１〜９−Ｎからの判定結果に対応づけて出力する。
【００７５】
したがって、本実施の形態７にかかる受信装置によれば、パルス幅が未知の受信信号を高い確率で検出することができることに加えて、電波の送信周波数を知ることができる。また、受信信号のパルス幅が同一であっても、送信周波数から電波を区別することができる。さらに、受信信号のパルス幅および送信周波数が同一であっても、相関信号Ｓの位相θから電波を区別することができ、その種類の数を知ることが可能となる。
【００７６】
実施の形態８．
次に、本発明の実施の形態８について、図１３を参照して説明する。
図１３に示す本実施の形態にかかる受信装置は、図１２に示す上述の実施の形態７の構成において、パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎに代え、パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎを備える。
【００７７】
本実施の形態８にかかる受信装置では、パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎを除いて、図１２に示す上述の実施の形態７にかかる受信装置と同様の動作が行われる。また、パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎの動作は、図４に示す前述の実施の形態２にかかるものと同一に動作する。
【００７８】
したがって、本実施の形態８にかかる受信装置によれば、パルス繰り返し周期が未知の受信信号を高い確率で検出することができることに加えて、電波の送信周波数を知ることができる。また、受信信号のパルス幅が同一であっても、送信周波数から電波を区別することができる。さらに、受信信号のパルス繰り返し周期および送信周波数が同一であっても、相関信号Ｓの位相θから電波を区別することができ、その種類の数を知ることが可能となる。
【００７９】
なお、本実施の形態５ないし８では、複数の通過帯域選択回路１３−１〜１３−Ｍを備えるものとしたが、所定の通過帯域特性を有する１基の通過帯域選択回路を備え、この通過帯域選択回路に対し、相関信号生成回路５などからなる受信信号を検出するための構成要素を備えて構成してもよい。このように構成した場合、所定の周波数帯域の電波のみを検出の対象とすることができる。
【００８０】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明によれば以下のような効果を得ることができる。
即ち、本発明によれば、第１および第２の受信アンテナによる受信信号をそれぞれ第１および第２の検波手段により位相検波した後に相関信号生成手段により相関信号を生成し、この相関信号について複数のコヒーレント積分手段により異なるサンプリング条件でコヒーレント積分して受信信号を検出するように構成したので、いずれかのサンプリング条件でサンプリングした信号に対するコヒーレント積分結果に受信信号成分を多く含ませることができる。したがって、信号対雑音電力比の小さな受信信号であっても、高い検出率で検出することができ、電波の検出性能を向上させることができる。
【００８１】
また、第１および第２の検波手段（受信機３、４）と相関信号生成手段（相関信号生成回路５）との間に所定の通過帯域特性を有する帯域制限手段（通過帯域選択回路）を設けたので、所定の送信周波数の電波をのみを分離して検出することができる。
【００８２】
さらに、通過帯域特性が異なる帯域制限手段（通過帯域選択回路１３−１〜１３−Ｍ）を複数設け、それぞれの帯域制限手段の出力信号から受信信号を検出するように構成したので、検出された電波の送信周波数を識別することができる。したがって、信号対雑音電力比が小さく、発信源の違いにより送信周波数が異なる複数の電波を識別して検出することができる。
【００８３】
さらにまた、Ａ／Ｄ変換手段（Ａ／Ｄ変換回路６）から出力されたディジタル信号について、異なる所定のパルス幅に応じた点数分だけサンプリングするように構成したので、パルス幅が未知の電波に対する検出率を向上させることができる。
【００８４】
さらにまた、Ａ／Ｄ変換手段（Ａ／Ｄ変換回路６）から出力されたディジタル信号について、異なる所定のパルス繰り返し周期に応じた間隔でサンプリングするように構成したので、パルス繰り返し周期が未知の電波に対する検出率を向上させることができる。
【００８５】
さらにまた、コヒーレント積分手段（パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎ、パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎ）の積分結果に現れた相関信号Ｓの位相を識別するように構成したので、送信周波数または電波の到来方向により生じる２基のアンテナの受信時間の差と送信周波数との積が互いに異なる複数の電波を識別できる。したがって、信号対雑音電力比が小さく、発信源の異なる複数の電波を識別して検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１にかかる受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】 本発明の実施の形態１にかかる相関信号生成回路の構成を示すブロック図である。
【図３】 本発明の実施の形態１にかかるパルス内コヒーレント積分回路のサンプリング条件（動作）を説明するための図である。
【図４】 本発明の実施の形態２にかかる受信装置の構成を示すブロック図である。
【図５】 本発明の実施の形態２にかかるパルス間コヒーレント積分回路のサンプリング条件（動作）を説明するための図である。
【図６】 本発明の実施の形態３にかかる受信装置の構成を示すブロック図である。
【図７】 本発明の実施の形態３にかかる受信装置により得られる相関信号の位相のヒストグラムである。
【図８】 本発明の実施の形態４にかかる受信装置の構成を示すブロック図である。
【図９】 本発明の実施の形態５にかかる受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】 本発明の実施の形態５にかかる通過帯域選択回路の動作を説明するための図である。
【図１１】 本発明の実施の形態６にかかる受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】 本発明の実施の形態７にかかる受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１３】 本発明の実施の形態８にかかる受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１４】 従来の受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１５】 従来の受信装置が備える受信機の構成を示す図である。
【符号の説明】
１、２ 受信アンテナ、３、４ 受信機、５ 相関信号生成回路、５Ａ 共役回路、５Ｂ 乗算器、６ Ａ／Ｄ変換回路、７−１〜７−Ｎ パルス内コヒーレント積分回路、８−１〜８−Ｎ 検波回路、９−１〜９−Ｎ 電波検出回路、１１−１〜１１−Ｎ パルス間コヒーレント積分回路、１２−１〜１２−Ｎ パルス識別回路、１３−１〜１３−Ｍ 通過帯域選択回路。
【発明の属する技術分野】
本発明は、空間を伝搬してきた電波を検出するレーダーなどの受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、レーダーに代表されるように、空間を伝搬してきた電波を検出するための受信装置がある。この受信装置の第１の従来例として、図１４に示すものがある。同図において、１は空間を伝搬してきた電波を受信するための受信アンテナ１、３は受信アンテナ１による受信信号について位相検波を行ないＩ成分およびＱ成分からなる複素信号を出力する受信機、８Ａは受信機３からの複素信号について振幅検波を行う検波回路、６は検波回路８Ａの出力振幅をＡ／Ｄ変換してセル単位でディジタル信号を出力するＡ／Ｄ変換回路、９はＡ／Ｄ変換回路６からのディジタル信号から受信信号の信号成分を検出する電波検出回路である。
【０００３】
また、上述の受信機３は、例えば「Rader Range-Performance Analysis, P36,Fig.2-2」に開示されているものであって、図１５にその構成を示す。同図において、１５ａおよび１５ｂは受信機雑音が重畳された受信信号に対して所定の周波数成分を有する余弦関数cos(ωt)および正弦関数sin(ωt)の信号をそれぞれ乗じるミキサー、１４ａおよび１４ｂはミキサー１５ａおよび１５ｂの出力信号から低周波成分をそれぞれ取り出して上記複素信号のＩ成分およびＱ成分として出力する低域通過フィルタである。
【０００４】
以下、第１の従来例にかかる受信装置の動作を説明する。
図１４において、受信アンテナ１は、空間を伝搬してきた電波を受信する。受信機３は受信アンテナ１による受信信号を位相検波して、上述の複素信号を取り出す。
【０００５】
ここで、図１５おいて、受信機３では、受信アンテナ１からの受信信号に受信機雑音が重畳される。この受信機雑音が重畳された受信信号に対してミキサー１５ａおよび１５ｂにより所定の周波数成分を有する余弦関数および正弦関数の信号が乗じられた後、低域通過フィルタ１４ａおよび１４ｂによりそれぞれの低周波成分のみが取り出され、複素信号のＩ成分およびＱ成分として出力される。
【０００６】
検波回路８Ａは受信機３からの複素信号について振幅検波を行う。Ａ／Ｄ変換回路６は、検波回路８Ａの出力振幅をサンプリングしてＡ／Ｄ変換し、セル単位でディジタル信号を出力する。電波検出回路９は、Ａ／Ｄ変換回路６から出力されるセルの信号電力を所定のスレッショルドレベルと比較して、各セルについて受信信号の有無を判定する。このスレッショルドレベルは、例えば雑音信号を誤って受信信号と判定して警報が発生される頻度（誤警報確率）を基に設定される。
【０００７】
電波検出回路９は、各セルの信号電力が所定のスレッショルドレベルを超える場合に受信信号有りと判定し、所定のスレッショルドレベル以下の場合に受信信号無しと判定する。受信装置は、受信信号有りと判定されたセルについて警報を発生し、電波が検出されたことを報知する。
【０００８】
また、第２の従来例として、特開昭５２−４４５９０号公報に開示された装置がある。この装置は、レーダ装置に対する妨害電波の到来方向を検出するものであって、具体的には、レーダ装置の送信信号に対応した受信信号が存在しない領域に現れる妨害信号についてノンコヒーレント積分を行って、妨害信号の電力の平均値を求め、この電力の平均値が最大となる受信ビーム方向を妨害電波の到来方向として検出するものである。
【０００９】
さらに、第３の従来例として、特開昭６２−１５６５８６号公報に開示された装置がある。この装置は、送信間隔が異なる短パルス状の電波を繰り返し送信し、送信信号を基準としてその受信信号を重畳積分して検出する。これにより、送信繰り返し周波数を高くして情報量を増やしても、受信信号の識別が可能となり、目標までの距離や方位の確定が可能となる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、レーダーから送信される電波は、パルス圧縮やスペクトル拡散などにより送信尖頭電力の低減が図られている場合がある。この場合、上述の第１の従来例の装置によれば、Ａ／Ｄ変換回路６から出力される各セルの信号電力が低下して、受信信号が存在するにもかかわらず上述の所定のスレッショルドレベルを超えない場合が生じ、送信尖頭電力が小さく、パルス幅が未知な電波については検出が困難になるという問題がある。
【００１１】
また、上述の第２の従来例の装置は、妨害電波の存在が既知であることを前提として、その妨害電波の到来方向を検出するものであって、そもそも妨害電波が存在するか否かについては判定できないという問題がある。
【００１２】
さらに、上述の第３の従来例の装置は、送信信号のパルス繰り返し周波数が既知である場合に電波を検出し得るものであって、このパルス繰り返し周期が未知な場合には、電波を検出できないという問題がある。
【００１３】
本発明は、かかる問題に鑑みてなされたものであり、信号対雑音電力比が小さく、しかもパルス幅やパルス繰り返し周期が未知な電波であっても、高い検出率で検出することができ、電波の検出性能を向上させることができる受信装置を提供することを課題とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、前記課題を解決達成するため、以下の構成を有する。
すなわち、本発明は、空間を伝搬してきた電波を受信する第１および第２の受信アンテナと、上記第１および第２の受信アンテナによる受信信号をそれぞれ帯域制限して位相検波する第１および第２の検波手段と、上記第１の検波手段からの出力信号と上記第２の検波手段からの出力信号との相関をとって相関信号を生成する相関信号生成手段と、上記相関信号生成手段からの相関信号をＡ／Ｄ変換してディジタル信号を出力するＡ／Ｄ変換手段と、上記Ａ／Ｄ変換手段からのディジタル信号について、それぞれ異なるサンプリング条件でサンプリングしてコヒーレント積分を行なう複数のコヒーレント積分手段と、上記複数のコヒーレント積分手段の積分結果についてそれぞれ検波を行ない、上記積分結果に現れる上記相関信号の振幅に応じた電力を有する信号を出力する複数の第３の検波手段と、上記複数の第３の検波手段からの出力信号の電力を所定のスレッショルドレベルと比較して上記受信信号の有無をそれぞれ判定する複数の判定手段とを備えた構成を有する。
【００１５】
また、本発明は、上記第１および第２の検波手段と上記相関信号生成手段との間に設けられ、所定の通過帯域特性を有して上記第１および第２の検波手段からの出力信号を帯域制限する帯域制限手段を備えた構成を有する。
【００１６】
さらに、本発明は、上記帯域制限手段を複数備え、上記各帯域制限手段に対し、上記相関信号生成手段と、上記Ａ／Ｄ変換手段と、上記複数のコヒーレント積分手段と、上記複数の第３の検波手段と、上記複数の判定手段とからなる上記受信信号を検出する構成を備え、上記各帯域制限手段は、それぞれ異なる所定の通過帯域特性を有することを特徴とする。
【００１７】
さらにまた、本発明の上記複数のコヒーレント積分手段は、上記サンプリング条件として、それぞれ異なる所定のパルス幅に応じた点数分だけサンプリングすることを特徴とする。
【００１８】
さらにまた、本発明の上記複数のコヒーレント積分手段は、上記サンプリング条件として、それぞれ異なる所定のパルス繰り返し周期に応じたサンプリング間隔でサンプリングすることを特徴とする。
【００１９】
さらにまた、本発明は、上記複数の判定手段の判定結果と、上記複数のコヒーレント積分手段の積分結果とをそれぞれ入力し、上記判定結果が受信信号有の場合に、上記判定結果を与える上記積分結果に現れた上記相関信号の位相を識別して上記判定結果と対応づけて出力する複数の位相識別手段をさらに備えた構成を有する。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
なお、各図において共通する要素には、同一符号を付す。
実施の形態１．
本発明の実施の形態１について、図１ないし図３を参照して説明する。
図１に本実施の形態１にかかる受信装置の構成を示す。同図において、１および２は空間を伝搬してきた電波を受信する受信アンテナ（第１および第２の受信アンテナ）、３および４は受信アンテナ１および２による受信信号をそれぞれ帯域制限して位相検波する受信機（第１および第２の検波手段）、５は受信機３からの出力信号（複素信号Ｓ１）と受信機４からの出力信号（複素信号Ｓ２）との相関をとって相関信号Ｓを生成する相関信号生成回路（相関信号生成手段）、６は相関信号生成回路５からの相関信号ＳをＡ／Ｄ変換してディジタル信号を出力するＡ／Ｄ変換回路（Ａ／Ｄ変換手段）、７−１〜７−Ｎ（Ｎは自然数）はＡ／Ｄ変換回路６からのディジタル信号についてそれぞれ異なるサンプリング条件でサンプリングしてコヒーレント積分を行なうパルス内コヒーレント積分回路（複数のコヒーレント積分手段）、８−１〜８−Ｎはパルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎの積分結果についてそれぞれ検波を行ない、該積分結果に現れる上記相関信号の振幅に応じた電力を有する信号を出力する検波回路（複数の第３の検波手段）、９−１〜９−Ｎは検波回路８−１〜８−Ｎの出力信号の電力を所定のスレッショルドレベルと比較して上記受信信号の有無をそれぞれ判定し、電波を検出する電波検出回路（複数の判定手段）である。
【００２１】
ここで、受信アンテナ１および２は、それぞれ同一の機能を有するものであり、その受信方向などの設置状態の違いに応じて、各時刻において受信信号の振幅や位相が異なる状態で同一の発信源からの電波を受信する。また、受信機３および４は、それぞれ同一の機能を有するものであり、互いに無相関な受信機雑音を発生する。さらに、検波回路８−１〜８−Ｎの検波方式としては、例えば二乗検波や振幅検波が用いられる。
【００２２】
以下、動作を説明する。
受信アンテナ１および２による受信信号は、受信機３および４にそれぞれ入力される。受信機３、受信機４は、入力した受信信号を帯域制限して位相検波を行い、複素信号Ｓ１およびＳ２をそれぞれ出力する。相関信号生成回路５は、以下に説明するように、これら複素信号Ｓ１およびＳ２から相関信号Ｓを生成して出力する。
【００２３】
図２に相関信号生成回路５の構成を示す。同図において、５Ａは受信機２から入力した複素信号Ｓ２の虚数成分の符号を反転して共役信号Ｓ２＃を生成する共役回路、５Ｂは受信機１からの複素信号１に対し共役回路５Ａからの共役信号Ｓ２＃を乗じる乗算器である。
【００２４】
この相関信号生成回路５によれば、相関信号Ｓは、受信機１から入力した複素信号Ｓ１に対して受信機２から入力した複素信号Ｓ２の複素共役Ｓ２＃（共役信号）を乗じて生成され、次式（１）で表される。
【００２５】
Ｓ＝Ｓ１×Ｓ２＃ （１）
【００２６】
ここで、受信アンテナ１および２により受信された電波が同一の発信源からのものである場合、複素信号Ｓ１と複素信号Ｓ２との周波数成分(ω)は同一となるので、上式（１）により複素信号Ｓ１に対し複素信号Ｓ２の共役信号Ｓ２＃を乗じると、周波数成分(ω)の項が消去される。この結果、相関信号Ｓは、位相が固定されたコヒーレントな信号になると共に、複素信号Ｓ１およびＳ２の振幅が反映されたものとなる。
【００２７】
なお、複素信号Ｓ１およびＳ２には、受信機３および４の受信機雑音が含まれるが、これらの雑音は互いに無相関であるから、複素信号Ｓ１に対し複素信号Ｓ２の共役信号Ｓ２＃を乗じる結果、互いに打ち消し合う。したがって、相関信号Ｓに現れる受信機３および４の受信機雑音は抑制されたものとなる。
【００２８】
ここで、説明を再び図１に戻す。
Ａ／Ｄ変換回路６は、相関信号生成回路５からの相関信号Ｓをサンプリング周期τ0でサンプリングしてＡ／Ｄ変換し、セル単位で出力する。パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎは、Ａ／Ｄ変換回路６からのディジタル信号について、それぞれ異なるサンプリング条件でサンプリングしてパルス内部でコヒーレント積分を行う。
【００２９】
以下、パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎのサンプリング条件について、図３を参照して説明する。
このサンプリング条件は、以下に説明するように、電波を受信して得られる受信信号のパルス幅として想定された所定のパルス幅に応じた点数分だけサンプリングすることを内容とする。
【００３０】
図３において、最小パルス幅τは、図１に示すＡ／Ｄ変換回路６のサンプリング周期τ0を単位として設定され、最小パルス幅τとサンプリング周期τ0との間には、τ＝ｎ×τ0（ｎ：正の整数）の関係がある。この最小パルス幅τは、後述のように、パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎのサンプリング周期を与えることから、ｎは最小パルス幅τがパルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎのサンプリング周期を満足するような値に固定される。
【００３１】
また、図３において、パルス幅ｐ（所定のパルス幅）は、電波を受信して得られる受信信号のパルス幅として予め想定された仮想的なものであって、最小パルス幅τを単位として設定される。ｍは１回のコヒーレント積分におけるサンプリング点数であり、自然数である。
【００３２】
上述のパルス幅ｐと最小パルス幅τとサンプリング点数ｍとの間には、ｐ＝ｍ×τの関係がある。サンプリング点数ｍは、この関係を満足するように、所定のパルス幅ｐに応じて選ばれ、各パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎごとに異なったものがサンプリング条件として設定される。
【００３３】
すなわち、各パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎは、それぞれ受信信号のパルス幅として想定された所定のパルス幅ｐから定まる異なったサンプリング条件で、Ａ／Ｄ変換回路６からのディジタル信号をサンプリングしてコヒーレント積分を行う。換言すれば、パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎは、受信信号のパルス幅として想定する所定のパルス幅ｐの種類の数（Ｎ）だけ用意され、各パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎでのサンプリング点数ｍは、想定された所定のパルス幅ｐに応じて定められる。
【００３４】
以下、図１に示すコヒーレント積分回路７−１を例として、図３を参照しながら、さらに具体的に説明する。
パルス内コヒーレント積分回路７−１は、最小パルス幅τをサンプリング周期とし、そのサンプリング条件として設定されたサンプリング点数ｍだけ、Ａ／Ｄ変換回路６からのディジタル信号をサンプリングして、ｍ個のセルからなるディジタル信号を取得する。そして、このサンプリングにより得られた各セルのディジタル信号を加算処理してコヒーレント積分を行ない、積分結果ｓ1を出力する。この積分結果は、パルス内部においてコヒーレント積分したものとなる。以下同様にして、パルス内コヒーレント積分回路７−１は、サンプリング位置を最小パルス幅τ分だけ順次移動してコヒーレント積分を行い、積分結果ｓ2，…，ｓnを出力する。
【００３５】
ここで、パルス内コヒーレント積分回路７−１が出力する積分結果のうち、受信信号のパルスが存在する位置でサンプリングされたセルを含むディジタル信号に対する積分結果に、受信信号の信号成分が反映される。仮に、パルス内コヒーレント積分回路７−１のサンプリング条件を与える所定のパルス幅ｐが、実際の受信信号のパルス幅と一致または近似するものであれば、このパルス幅ｐから定まるサンプリング条件でサンプリングを繰り返すうちに、実際の受信信号の信号成分に対応するディジタル信号のみからなるｍ個のセルのディジタル信号をサンプリングする場合が生じる。
【００３６】
この場合にサンプリングされたｍ個のセルのディジタル信号は、分散や雑音の影響が最も抑えられたものとなり、しかも、このディジタル信号に対する積分結果は、受信信号の信号成分を最も多く反映したものとなる。図３に示す例では、積分結果ｓkがこれに該当する。
【００３７】
各パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎでは、それぞれ異なるサンプリング条件でサンプリングしてコヒーレント積分を行う。したがって、受信信号の信号成分は、この受信信号のパルス幅と一致または近似する所定のパルス幅ｐに応じたサンプリング条件が設定されたパルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎのいずれかの積分結果に多く反映される。
【００３８】
ここで、再び説明を図１に戻す。
検波回路８−１〜８−Ｎは、上述のパルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎからそれぞれ順次出力される積分結果について検波を行い、この積分結果に現れる相関信号生成回路５からの相関信号の振幅に応じた電力を有する信号を出力する。
【００３９】
電波検出回路９−１〜９−Ｎは、検波回路８−１〜８−Ｎからの出力信号の電力をそれぞれ所定のスレッショルドレベルと比較する。この比較の結果、検波回路８−１〜８−Ｎからの出力信号の電力が所定のスレッショルドレベルを超えた場合、受信信号（電波）を検出したことを報知する。
【００４０】
ここで、上述したように、パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎのいずれかが、受信信号の信号成分を多く含んだ積分結果を出力するので、検波回路８−１〜８−Ｎのいずれかが、この積分結果を入力して検波を行う。したがって、信号対雑音電力比が小さく、パルス幅が未知な受信信号(電波)であっても、高い検出率で検出することが可能となる。
【００４１】
なお、電波検出回路９−１〜９−Ｎにおいて、検波回路８−１〜８−Ｎからの出力信号の電力がそれぞれ比較される所定のスレッショルドレベルは、前述の電波検出回路９と同様に、例えば雑音信号が誤って受信信号の信号成分と判定される頻度（誤警報確率）を基に設定される。
【００４２】
上述した本実施の形態において、パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎは、最小パルス幅τをサンプリング周期としてＡ／Ｄ変換回路６からのディジタル信号をサンプリングするものとしたが、Ａ／Ｄ変換回路６からのディジタル信号については必ずしも固定された周期でサンプリングを行う必要はなく、所定のパルス幅ｐに応じたサンプリング点数ｍを得ることができればよく、サンプリングのタイミングは特に限定されない。
【００４３】
実施の形態２．
次に、本発明の実施の形態２について、図４および図５を参照しながら説明する。
図４に、本実施の形態２にかかる受信装置の構成を示す。同図に示す本実施の形態２にかかる受信装置は、図１に示す上述の実施の形態１の構成において、パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎに代え、パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎを備える。
【００４４】
このパルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎは、それぞれ異なる所定のパルス繰り返し周期に応じたサンプリング間隔でサンプリングすることをサンプリング条件として、Ａ／Ｄ変換回路６からのディジタル信号をサンプリングしてパルス間でコヒーレント積分を行う。パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎと上述のパルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎとの違いは、サンプリング条件のみである。
【００４５】
以下、パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎのサンプリング条件について、図５を参照しながら説明する。
図５において、Ｔpは電波を受信して得られる受信信号のパルス繰り返し周期として想定された仮想的なものであって、最小パルス幅τを整数倍して得られる。Ｔsはパルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎがサンプリングする際のサンプリング間隔である。最小パルス幅τおよびパルス幅ｐは、前述の図３に示すものと同一である。
【００４６】
図５に示すように、本実施の形態２にかかるパルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎのサンプリング条件は、所定のパルス繰り返し周期Ｔpに応じたサンプリング間隔Ｔsでサンプリングすることを内容とし、各パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎごとに異なったものが設定される。
なお、図５に示す例では、サンプリング間隔Ｔsは、所定のパルス繰り返し周期Ｔpに等しく設定されている。
【００４７】
以下、図４に示すパルス間コヒーレント積分回路１１−１を例として、図５を参照しながら、具体的に動作を説明する。
パルス間コヒーレント積分回路１１−１は、コヒーレント積分を行う初期点を設定して、サンプリング条件として設定されたサンプリング間隔ＴsでＡ／Ｄ変換回路６からのディジタル信号をサンプリングしてコヒーレント積分を行ない、積分結果ｓｓ1を出力する。この積分結果は、複数のパルスにわたってパルス間でコヒーレント積分したものとなる。
【００４８】
次に、パルス間コヒーレント積分回路１１−１は、コヒーレント積分を行う初期点を最小パルス幅τ分だけ移動してサンプリングし、コヒーレント積分を行って積分結果ｓｓ2を出力する。以下同様に、初期点を最小パルス幅τ分だけ順次移動して、積分結果ｓｓ1，…，ｓｓnを出力する。
【００４９】
ここで、仮に、所定のパルス繰り返し周期Ｔpが、受信信号のパルス繰り返し周期と一致または近似するものであれば、この所定のパルス繰り返し周期Ｔpに応じたサンプリング条件で初期点を順次移動しながらサンプリングを繰り返すうちに、実際の受信信号の信号成分に対応するディジタル信号のみをサンプリングする場合が生じる。この場合にサンプリングされたディジタル信号は、分散や雑音の影響が最も抑えられたものとなり、しかも、このディジタル信号に対する積分結果は、受信信号の信号成分を最も多く反映したものたなる。図５に示す例では、積分結果ｓｓkがこれに該当する。
【００５０】
各パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎでは、それぞれ異なるサンプリング条件でサンプリングしてコヒーレント積分を行う。このため、受信信号の信号成分は、受信信号のパルス繰り返し周期と一致または近似する所定のパルス繰り返し周期Ｔpに応じたサンプリング条件でサンプリングするパルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎのいずれかの積分結果に最も多く反映される。したがって、信号対雑音電力比が小さく、パルス繰り返し周期が未知な受信信号(電波)であっても、高い検出率で検出することが可能となる。
【００５１】
なお、本実施の形態２においては、１回のコヒーレント積分に対するサンプリング点数について特に言及しなかったが、このサンプリング点数は、受信信号の信号成分に対応するＡ／Ｄ変換回路６からのディジタル信号をサンプリングした際に、その分散が適切に抑えられるように選ばれればよく、各パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎにおいて必ずしも同一にする必要はない。
【００５２】
実施の形態３．
次に、本発明の実施の形態３について、図６および図７を参照しながら説明する。
図６に、本実施の形態３にかかる受信装置の構成を示す。同図に示す本実施の形態３にかかる受信装置は、図１に示す前述の実施の形態１の構成において、電波検出回路９−１〜９−Ｎの判定結果とパルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎの積分結果とをそれぞれ入力し、上記判定結果が受信信号有の場合に、上記積分結果に現れた上記相関信号の位相を識別して上記判定結果と対応づけて出力するパルス識別回路１２−１〜１２−Ｎ（複数の位相識別手段）をさらに備える。
【００５３】
以下、本実施の形態３にかかる受信装置の特徴部であるパルス識別回路１２−１〜１２−Ｎを中心に動作を説明する。
パルス識別回路１２−１〜１２Ｎは、パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎの積分結果をそれぞれ逐一参照しており、電波検出回路９−１〜９−Ｎからの判定結果が受信信号有の場合、この判定結果を与える積分結果に現れた相関信号Ｓの位相θを下式（２）により計算し、相関信号Ｓの位相を識別する。
【００５４】
θ ＝ arccos［ＳI／｛（ＳI）2＋（ＳQ）2｝1/2］ （２）
【００５５】
ここで、ＳIは、相関信号ＳのＩ成分の信号データであり、ＳQは、相関信号ＳのＱ成分の信号データである。
パルス識別回路１２−１〜１２Ｎは、電波検出回路９−１から受信信号有の判定結果を受け取る度に、その判定結果を与えた相関信号Ｓの位相を計算して、電波検出回路８−１〜８−Ｎの判定結果と対応づけて出力する。
【００５６】
このように、相関信号Ｓの位相を識別することにより、受信信号のパルス幅が同一であっても、それらの相関信号Ｓの位相θから区別することができ、電波の種類の数を知ることが可能となる。
【００５７】
また、あらかじめ定められた時間が経過したところで、位相θのヒストグラムを作成すると、図７に例示するように、電波の到来方向により発生する２基の受信アンテナ１および２での受信時間の差と電波の送信周波数との積（位相に相当）が互いに異なる電波の種類の数だけピークが発生する。したがって、位相のヒストグラムから電波の種類の数とその発生頻度を推定することができる。図７に示す例では、ピークが２カ所で発生していることから、検出された電波は２種類であることが推定できる。
【００５８】
なお、本実施の形態３では、パルス識別回路１２−１〜１２−Ｎを、電波検出回路９−１〜９−Ｎの判定結果と対応づけて相関信号Ｓの位相を計算して出力するものとしたが、計算により得られた位相θを、あらかじめ定められた位相範囲に応じてグループ分けして出力するものとしてもよい。
【００５９】
実施の形態４．
次に、本発明の実施の形態４について、図８を参照しながら説明する。
図８に示す本実施の形態４にかかる受信装置は、図６に示す上述の実施形態３の構成において、パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎに代え、パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎを備える。
【００６０】
本実施の形態４にかかる受信装置は、パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎを除いて、図６に示す上述の実施の形態３にかかる受信装置と同様に動作する。また、パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎの動作は、図４に示す前述の実施の形態２にかかるものと同一である。
【００６１】
したがって、本実施の形態４にかかる受信装置によれば、パルス繰り返し周期が未知の受信信号を高い確率で検出することができることに加えて、検出された受信信号のパルス繰り返し周期が同一であっても、その相関信号Ｓの位相θから区別することができ、電波の種類の数を知ることが可能となる。
【００６２】
実施の形態５．
次に、本発明の実施の形態５について、図９および図１０を参照しながら説明する。図９に本実施の形態５にかかる受信装置を示す。同図に示す本実施の形態５にかかる受信装置は、図１に示す前述の実施の形態１の構成において、受信機１および２と相関信号生成回路５との間に設けられ、異なる所定の通過帯域特性を有して受信機１および２からの出力信号を帯域制限する通過帯域選択回路１３−１〜１３−Ｍ（Ｍは自然数）（複数の帯域制限手段）を備え、各通過帯域選択回路１３−１〜１３−Ｍに対し、相関信号生成回路５と、Ａ／Ｄ変換回路６と、パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎと、検波回路８−１〜８−Ｎと、電波検出回路９−１〜９−Ｎとからなる受信信号を検出するための構成要素を備える。
【００６３】
以下、動作を説明する。
受信アンテナ１および２により受信された電波の受信信号は、それぞれ受信機３および４により検波されて複素信号Ｓ１およびＳ２が取り出される。受信機３および４からの複素信号Ｓ１およびＳ２は、通過帯域選択回路１３−１〜１３−Ｍに入力される。
【００６４】
通過帯域選択回路１３−１〜１３−Ｍは、入力した複素信号Ｓ１およびＳ２をその通過帯域特性によりそれぞれ帯域制限する。したがって、送信周波数が互いに異なる複数の電波を受信した場合、これらの電波に対応する受信機３および４からの出力信号（複素信号Ｓ１，Ｓ２）は、その送信周波数に応じて通過帯域選択回路１３−１〜１３−Ｎにより分離される。
【００６５】
ここで、図１０に示すように、通過帯域選択回路１３−１〜１３−Ｍが通過帯域１〜Ｍをそれぞれ有するものとし、送信周波数が同図に示す通過帯域ｉおよびｊにそれぞれ属する未知電波Ｗ１およびＷ２を受信した場合について、具体的に説明する。
【００６６】
この場合、図９において、電波Ｗ１に対する受信機３および４の出力信号は、通過帯域選択回路１３−ｉ（図示省略）を通過し、電波Ｗ２に対する受信機３，４の出力信号は、通過帯域選択回路１３−ｊ（図示省略）を通過する。
【００６７】
通過帯域選択回路１３−ｉおよび１３−ｊをそれぞれ通過した受信機３および４からの出力信号は、これら通過帯域選択回路１３−ｉおよび１３−ｊに対してそれぞれ設けられた相関信号生成回路５に入力され、図１に示す前述の実施の形態１と同様の信号処理が行われ、受信信号の検出が行われる。
【００６８】
したがって、本実施の形態５にかかる受信装置によれば、パルス幅が未知の受信信号を高い確率で検出することができることに加えて、電波の送信周波数を知ることができる。また、受信信号のパルス幅が同一であっても、その送信周波数から電波を区別することができ、その種類の数を知ることが可能となる。
【００６９】
実施の形態６．
次に、本発明の実施の形態６について、図１１を参照して説明する。
図１１に示す本実施の形態にかかる受信装置は、図９に示す上述の実施の形態５の構成において、パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎに代え、パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎを備える。
【００７０】
本実施の形態６にかかる受信装置は、パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎを除いて、図９に示す上述の実施の形態５にかかる受信装置と同様に動作する。また、パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎの動作は、図４に示す前述の実施の形態２にかかるものと同一である。
【００７１】
したがって、本実施の形態６にかかる受信装置によれば、パルス繰り返し周期が未知の受信信号を高い確率で検出することができることに加えて、電波の送信周波数を知ることができる。また、受信信号のパルス繰り返し周期が同一であっても、送信周波数から電波を区別することができ、その種類の数を知ることが可能となる。
【００７２】
実施の形態７．
次に、本発明の実施の形態７について、図１２を参照しながら説明する。
図１２に示す本実施の形態７にかかる受信装置は、図９に示す上述の実施の形態５の構成において、図６に示す実施の形態３と同様に、電波検出回路９−１〜９−Ｎの判定結果とパルス間コヒーレント積分回路の積分結果とをそれぞれ入力し、上記判定結果が受信信号有の場合に、上記積分結果に現れた上記相関信号の位相を識別して上記判定結果と対応づけて出力するパルス識別回路１２−１〜１２−Ｎをさらに備える。
【００７３】
本実施の形態７にかかる受信装置では、上述の実施の形態６にかかる受信装置の動作に加えて、図３に示す前述の実施の形態３にかかる受信装置の動作が行われる。すなわち、通過帯域選択回路１３−１〜１３−Ｍにより、電波の送信周波数に応じて受信機３および４からの出力信号が分離され、上述の実施の形態６と同様の一連の信号処理がなされ、電波検出回路９−１〜９−Ｎから受信出力有無の判定結果が出力される。
【００７４】
パルス識別回路１２−１〜１２−Ｎは、電波検出回路９−１〜９−Ｎから受信信号有の判定結果を入力した場合、この判定結果を与えた相関信号Ｓの位相θを計算して識別し、電波検出回路９−１〜９−Ｎからの判定結果に対応づけて出力する。
【００７５】
したがって、本実施の形態７にかかる受信装置によれば、パルス幅が未知の受信信号を高い確率で検出することができることに加えて、電波の送信周波数を知ることができる。また、受信信号のパルス幅が同一であっても、送信周波数から電波を区別することができる。さらに、受信信号のパルス幅および送信周波数が同一であっても、相関信号Ｓの位相θから電波を区別することができ、その種類の数を知ることが可能となる。
【００７６】
実施の形態８．
次に、本発明の実施の形態８について、図１３を参照して説明する。
図１３に示す本実施の形態にかかる受信装置は、図１２に示す上述の実施の形態７の構成において、パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎに代え、パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎを備える。
【００７７】
本実施の形態８にかかる受信装置では、パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎを除いて、図１２に示す上述の実施の形態７にかかる受信装置と同様の動作が行われる。また、パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎの動作は、図４に示す前述の実施の形態２にかかるものと同一に動作する。
【００７８】
したがって、本実施の形態８にかかる受信装置によれば、パルス繰り返し周期が未知の受信信号を高い確率で検出することができることに加えて、電波の送信周波数を知ることができる。また、受信信号のパルス幅が同一であっても、送信周波数から電波を区別することができる。さらに、受信信号のパルス繰り返し周期および送信周波数が同一であっても、相関信号Ｓの位相θから電波を区別することができ、その種類の数を知ることが可能となる。
【００７９】
なお、本実施の形態５ないし８では、複数の通過帯域選択回路１３−１〜１３−Ｍを備えるものとしたが、所定の通過帯域特性を有する１基の通過帯域選択回路を備え、この通過帯域選択回路に対し、相関信号生成回路５などからなる受信信号を検出するための構成要素を備えて構成してもよい。このように構成した場合、所定の周波数帯域の電波のみを検出の対象とすることができる。
【００８０】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明によれば以下のような効果を得ることができる。
即ち、本発明によれば、第１および第２の受信アンテナによる受信信号をそれぞれ第１および第２の検波手段により位相検波した後に相関信号生成手段により相関信号を生成し、この相関信号について複数のコヒーレント積分手段により異なるサンプリング条件でコヒーレント積分して受信信号を検出するように構成したので、いずれかのサンプリング条件でサンプリングした信号に対するコヒーレント積分結果に受信信号成分を多く含ませることができる。したがって、信号対雑音電力比の小さな受信信号であっても、高い検出率で検出することができ、電波の検出性能を向上させることができる。
【００８１】
また、第１および第２の検波手段（受信機３、４）と相関信号生成手段（相関信号生成回路５）との間に所定の通過帯域特性を有する帯域制限手段（通過帯域選択回路）を設けたので、所定の送信周波数の電波をのみを分離して検出することができる。
【００８２】
さらに、通過帯域特性が異なる帯域制限手段（通過帯域選択回路１３−１〜１３−Ｍ）を複数設け、それぞれの帯域制限手段の出力信号から受信信号を検出するように構成したので、検出された電波の送信周波数を識別することができる。したがって、信号対雑音電力比が小さく、発信源の違いにより送信周波数が異なる複数の電波を識別して検出することができる。
【００８３】
さらにまた、Ａ／Ｄ変換手段（Ａ／Ｄ変換回路６）から出力されたディジタル信号について、異なる所定のパルス幅に応じた点数分だけサンプリングするように構成したので、パルス幅が未知の電波に対する検出率を向上させることができる。
【００８４】
さらにまた、Ａ／Ｄ変換手段（Ａ／Ｄ変換回路６）から出力されたディジタル信号について、異なる所定のパルス繰り返し周期に応じた間隔でサンプリングするように構成したので、パルス繰り返し周期が未知の電波に対する検出率を向上させることができる。
【００８５】
さらにまた、コヒーレント積分手段（パルス内コヒーレント積分回路７−１〜７−Ｎ、パルス間コヒーレント積分回路１１−１〜１１−Ｎ）の積分結果に現れた相関信号Ｓの位相を識別するように構成したので、送信周波数または電波の到来方向により生じる２基のアンテナの受信時間の差と送信周波数との積が互いに異なる複数の電波を識別できる。したがって、信号対雑音電力比が小さく、発信源の異なる複数の電波を識別して検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１にかかる受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】 本発明の実施の形態１にかかる相関信号生成回路の構成を示すブロック図である。
【図３】 本発明の実施の形態１にかかるパルス内コヒーレント積分回路のサンプリング条件（動作）を説明するための図である。
【図４】 本発明の実施の形態２にかかる受信装置の構成を示すブロック図である。
【図５】 本発明の実施の形態２にかかるパルス間コヒーレント積分回路のサンプリング条件（動作）を説明するための図である。
【図６】 本発明の実施の形態３にかかる受信装置の構成を示すブロック図である。
【図７】 本発明の実施の形態３にかかる受信装置により得られる相関信号の位相のヒストグラムである。
【図８】 本発明の実施の形態４にかかる受信装置の構成を示すブロック図である。
【図９】 本発明の実施の形態５にかかる受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】 本発明の実施の形態５にかかる通過帯域選択回路の動作を説明するための図である。
【図１１】 本発明の実施の形態６にかかる受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】 本発明の実施の形態７にかかる受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１３】 本発明の実施の形態８にかかる受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１４】 従来の受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１５】 従来の受信装置が備える受信機の構成を示す図である。
【符号の説明】
１、２ 受信アンテナ、３、４ 受信機、５ 相関信号生成回路、５Ａ 共役回路、５Ｂ 乗算器、６ Ａ／Ｄ変換回路、７−１〜７−Ｎ パルス内コヒーレント積分回路、８−１〜８−Ｎ 検波回路、９−１〜９−Ｎ 電波検出回路、１１−１〜１１−Ｎ パルス間コヒーレント積分回路、１２−１〜１２−Ｎ パルス識別回路、１３−１〜１３−Ｍ 通過帯域選択回路。
Claims (6)
- 空間を伝搬してきた電波を受信する第１および第２の受信アンテナと、
上記第１および第２の受信アンテナによる受信信号をそれぞれ帯域制限して位相検波する第１および第２の検波手段と、
上記第１の検波手段からの出力信号と上記第２の検波手段からの出力信号との相関をとって相関信号を生成する相関信号生成手段と、
上記相関信号生成手段からの相関信号をＡ／Ｄ変換してディジタル信号を出力するＡ／Ｄ変換手段と、
上記Ａ／Ｄ変換手段からのディジタル信号について、それぞれ異なるサンプリング条件でサンプリングしてコヒーレント積分を行なう複数のコヒーレント積分手段と、
上記複数のコヒーレント積分手段の積分結果についてそれぞれ検波を行ない、上記積分結果に現れる上記相関信号の振幅に応じた電力を有する信号を出力する複数の第３の検波手段と、
上記複数の第３の検波手段からの出力信号の電力を所定のスレッショルドレベルと比較して上記受信信号の有無をそれぞれ判定する複数の判定手段と
を備えたことを特徴とする受信装置。 - 上記第１および第２の検波手段と上記相関信号生成手段との間に設けられ、所定の通過帯域特性を有して上記第１および第２の検波手段からの出力信号を帯域制限する帯域制限手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
- 上記帯域制限手段を複数備え、
上記各帯域制限手段に対し、上記相関信号生成手段と、上記Ａ／Ｄ変換手段と、上記複数のコヒーレント積分手段と、上記複数の第３の検波手段と、上記複数の判定手段とからなる上記受信信号を検出する構成を備え、
上記各帯域制限手段は、それぞれ異なる所定の通過帯域特性を有することを特徴とする請求項２に記載の受信装置。 - 上記複数のコヒーレント積分手段は、上記サンプリング条件として、それぞれ異なる所定のパルス幅に応じた点数分だけサンプリングすることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の受信装置。
- 上記複数のコヒーレント積分手段は、上記サンプリング条件として、それぞれ異なる所定のパルス繰り返し周期に応じたサンプリング間隔でサンプリングすることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の受信装置。
- 上記複数の判定手段の判定結果と、上記複数のコヒーレント積分手段の積分結果とをそれぞれ入力し、上記判定結果が受信信号有の場合に、上記判定結果を与える上記積分結果に現れた上記相関信号の位相を識別して上記判定結果と対応づけて出力する複数の位相識別手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載の受信装置。
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