JPH02243022A - Ａ／ｄ変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、例えばレーダ、ソーナ、電波望遠鏡等に用い
られるＡ／Ｄ変換回路の入力オフセット電圧除去に関す
るものである。

〔発明の概要〕

本発明は、Ａ／Ｄ変換回路において、入力アナログ信号
をディジタル信号に変換した後、ディジタル・ハイパス
フィルタに通してアナログ信号のＤＣオフセット除去を
行うことにより、周波数特性のバラツキとノイズの発生
が少ないＡ／Ｄ変換回路を提供するものである。

〔従来の技術〕

Ａ／Ｄ変換回路を用いている電波望遠鏡、レーダ、ソー
ナ等のシステムにおいて、例えば第７図に示す電波望遠
鏡を例にとって説明する。

第７図において、直線的に配された４個（−船釣には複
数個であるが、ここでは説明を簡略化するために４個と
する）の受信アンテナ１０１−１０４は、天体からの電
波を受信する。この場合、受信信号が狭帯域であれば、
瞬時毎の各アンテナ１０１−１０４の受信電圧は電波到
来方向によって空間周波数の異なる正弦波状の分布とな
る。したがって、各アンテナ１０１−１０４の受信電圧
をフーリエ変換することによって、同時に多方向からの
電波の到来方向及び強度を測定することができる。

すなわち、アンテナ１０１〜１０４よりの５ＨＦ４ｔＦ
（１０ＧＨｚ帯）のＯ〜３チャンネルの受信信号が、そ
れぞれ第１の混合器１０５〜１０８に供給され、Ｏ〜３
チャンネルの１（ｄ（ｘ帯の中間周波数信号に周波数変
換される。なお、ここでチャンネルは、受信素子として
のアンテナ１０１〜１０４に対応した番号を表している
。また、第１局部発振器１０９ａからは、上記第１の混
合器１０５〜１０８へ局部発振信号を供給している。上
記各混合回路１０５〜１０Ｂよりの０〜３チヤンネルの
各周波数変換された信号は、その各信号の９０度移相器
１１０〜１１３によって９０度移相されたものと共に、
それぞれが第２の混合回路１１４〜１２１に供給されて
、それぞれのＯ〜３チャンネルの２０ＭＨｚ帯域の直交
２相ベ一スバンド信号すなわち、それぞれの混合回路１
１４．１１６．１１８，１２０よりの実数信号及び混合
回路１１５，１１７，１１９，１２１よりの虚数信号か
らなる０〜３チヤンネルの複素信号に変換される。また
、第２局部発振２ＨＩ　０９　ｂからは、上記第２の混
合器１１４〜１２１へ局部発振信号を供給している。上
述した２段の周波数変換は、受信周波数の周波数を下げ
て、ディジタル変換を容易ならしめるために行ったもの
である。

上記混合ｆｎｌ路１１４〜１２１よりの各信号は、Ａ／
Ｄ変換器１２２〜１２９に供給されてディジタル信号（
ディジタル化の際のサンプリング周波数は、電波望遠°
鏡の場合可及的に高くして、広帯域処理することが望ま
しい）に変換された後、高速フーリエ変換回路１３０に
供給される。ここに用いられるＡ／Ｄ変換回路は、例え
ば、特開昭６２−５３０２３号公報において！！案され
た如きものが用いられている。なお、上述のようにアン
テナ１０１〜１０４からの受信信号を周波数変換した後
でも位相勾配情報が残るため、空間的フーリエ変換によ
り電波到来方向の分解が可能である。

この場合、アンテナの個数が４なので、フーリエ変換回
路１３０では４次のフーリエ変換を行う。

フーリエ変換回路１３０からは４方向の出力（複素信号
）が得られる。この高速フーリエ変換回路１３０として
は、例えば、特開昭６１−１６３４６６号公報或いは電
子情報通信学会論文誌（Ａ。

Ｖｏ　Ｉ、Ｊ７１　　Ａ、Ｎ［Ｌ２．ＰＰ３２０−３２
６゜１９８８年２月）に記載されたフーリエ変換回路を
用いることができる。

上記高速フーリエ変換回路１３０からの４方向の複素出
力は、自乗積分口ＩＩＰ１１３１〜１３４に供給されて
、電力が求められ積分されて４つの方向の出力が出力端
子１３５〜１３８から出力され、図示しないデータ処理
用コンピュータを経由してデイスプレィ装置に供給され
る。

なお、アンテナの数を増やしたり２次元配列したりする
と、方向分散数が増えて２次元化される。

光学望遠鏡では到来光をレンズによってフーリエ変換し
、得られた実像を写真乾板上に形成しているが、電波望
遠鏡で２次元化が行われると、高速フーリエ変換回路が
レンズの代わりとなる。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところで、従来の電波望遠鏡、レーダ、ソーナ等に用い
られるＡ／Ｄ変換回路のように広帯域信号を扱い高速動
作が要求されるものに間しては、Ａ／Ｄ変換する前の段
階における信号のＤＣオフセットが信号検出能力の点で
非常に問題となる。

例えば、信号入力部としての前記アンテナ等やこのアン
テナ等からＡ／Ｄ変換するまでの間のアンプ（第７図で
は図示していない）等のアナログ部において、経時変化
及び温度変化によりＤＣオフセットが不安定に変化し、
このＤＣオフセットを伴った入力信号がＡ／Ｄ変換され
てディジタル化され高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路に
供給されると、本来の信号源の方向と違う位置に信号源
があるような方位データがＦＦＴにおいて発生する可能
性がある。

また、従来のＡ／Ｄ変換回路においては、アナログで信
号処理を行っているため、制御系に周波数特性があった
。また、信号検出に雑音を与えることがある。すなわち
、上記Ａ／Ｄｉ換回路は、フィードバック制御によって
信号入力部の各チャンネルで様々な制御電圧変動が与え
られており、上述した電波望遠鏡のように非常に微小な
信号を扱うシステムにとっては、この制御電圧変動によ
るほんの僅かなノイズでも有害であった。また、上記信
号入力部の素子数が増えた場合は、特に動作特性の均一
性や回路の信転性がより必要とされる。

このようなことから、Ａ／Ｄ変換をディジタル的に処理
することも考えられるが、この場合には、Ａ／Ｄ変換す
る際の振幅レンジ（ダイナミックレンジ）を大きなもの
としなければならず、回路が復雑なものとなる。また、
ディジタル処理の演算回路に高速のものが必要になる。

そこで、本発明は、上述のような実情に鑑みて提案され
たものであり、ディジタル方式の回路を簡単な回路構成
でかつ広いダイナミックレンジを必要とせずに実現し、
入力アナログ信号のＤＣオフセット除去を行うことによ
り、周波数特性のバラツキとノイズの発生が少ないＡ／
Ｄ変換回路を提供することを目的とするものである。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は上述の目的を達成するために提案されたもので
あり、第１図に示すように、入力アナログ信号をディジ
タル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路において、入力アナ
ログ信号をＡ／Ｄｉ換器１６にてディジタル信号に変換
し、上記ディジタル信号をディジタル・ハイパスフィル
タ１７に通して上記アナロタ信号のＤＣオフセット除去
を行うことを特徴とするものである。

〔作用〕

本発明によれば、入力アナログ信号をディジタル変換し
てディジタル・ハイパスフィルタ１７によりＤＣオフセ
ットを行っているため、回路での周波数特性のバラツキ
や雑音の発生がない。

〔実施例〕

以下、本発明を適用した実施例について図面を参照しな
がら説明する。

第１図は、本実施例のＡ／Ｄ変換回路の基本構成例を示
すブロック回路図であり、後述の第４図に示すシステム
の素子毎に多数あるＡ／Ｄ変換回路の１チャンネル分の
みのＡ／Ｄ変換を示すものである。

すなわち、第１図において、Ａ／Ｄ変換回路１の入力端
子１１には、帯域制限され、かつ振幅の分布の平均が“
ｏ％るような白色雑音に類似したアナログの広帯域信号
が入力されている。この入力信号は、コンデンサ１２を
介して加算２Ｓ１３に供給されている。上記加算器１３
には、後述するＦＩＲ（非巡回）型のディジタル・ハイ
パスフィルタ（ＨＰＦ）１７からのフィードバック信号
Ｐ、−Ｐ、がＤ／Ａ変換器１４でアナログ信号に変換さ
れて供給されており、上記加算器１３で上記入力信号と
加算されて出力されている。該加算器１３の出力信号は
、アンプ１５で増幅された後、Ａ／Ｄｉ換器１６により
ディジタルデータＱ、〜Ｑ７に変換されて上記ＦＩＲ型
のＨＰＦ１７に（Ｍ給される。！１ＰＦ１７からの出力
データＲ１〜Ｒ７がＦＦＴ（高速フーリエ変換）等の信
号検出回路２０に伝送されて処理される。

ここで、上記Ｄ／Ａ’Ｊ換器１４は、上記入力信号のＤ
ＣレベルをＡ／Ｄｉ換器１６のダイナミックレンジの略
中夫にするためのものである。なお、上記フィードバッ
ク信号Ｐ、〜Ｐ、は精細にする必要はなく、少ないビッ
ト数のものでよいため、Ａ／Ｄｉ換の際のダイナミック
レンジを広くする必要がなくなる。したがって、Ａ／Ｄ
変換後の上記ディジタルデータＱ、〜Ｑ、、は、従来ど
うりのビット数でよいことになる。

また、上記ＨＰＦ１７は、第２図に示すような構成から
なるものすなわち、遅延器３ｉ＋〜３１ト１と乗算器３
２．〜３２．及び総和器３３で構成されるものである。

また、このＨＰＦ　１７の各フィルタ係数は、第３図に
示すような特性とされ、したがって、上記ＨＰＦ　１７
はバイパスすなわち高域通過型とされ、上記入力信号の
周波数ＩｓがＯＨｚの場合、上記ＨＰＦ　１７のゲイン
はＯ″に選ばれる。なお、第２図においては、複数のビ
ットを１本の線で表しである。また、このようなＨＰＦ
　１７は、例えばパイプライン方式を採用することによ
り、データ処理の高速化が容易に実現可能である。

ここで、上記ＨＰＦ１７により、低域において減衰があ
りパワーの損失を生ずる虞れがあるが、上記ＨＰ　Ｆ　
１７の次数やフィルタ係数の設計を適切に行うことによ
り最低限に抑えることが可能である。

また、上記Ａ／Ｄ変換回路ｌにおいては、上記ディジタ
ルデータＱ１〜Ｑ１のデータを集めて度数分布をとるこ
とにより、大まかなりＣオフセット除去についての効果
を知ることができ、これを上記フィードバック信号Ｐ１
〜Ｐ、の値にフィードバックして修正することで、かな
りのダイナミックレンジを有効に利用することが可能と
なる。

このディジタルデータＱ、〜Ｑ９の度数分布測定は全て
のデータについて計算する必要はない、また、上記フィ
ードバック信号Ｐ１〜Ｐ、については、例えば１回の計
測に対して１回のフィードバックでもよく、高速処理を
必要としないため、これは上記ディジタルデータＱ１〜
ＱＡのサンプルを適当にとるコンピュータ制御′ｎのよ
うな簡単な方法で実現すればよい。

次に、上記Ａ／Ｄ変換回路ｌを用いた前述したような電
波望遠鏡、レーダ、ソーナ等のシステムを第４図を以て
説明する。第４図は、上記システムとして電波望遠鏡を
例にとり、その概略構成を示すものである。

すなわち第４図において、直線或いは２次元的に等間隔
に配された８個（一般には複数個であるが、ここでは説
明を簡略化するため８個とする）の受信アンテナ４０．
〜４０．は、天体からの電波を受信している。この場合
、前述したように受信信号が狭帯域であれば、瞬時毎の
各アンテナ４０、〜４０．の受信電圧は電波到来方向に
よって空間周波数の異なる正位波の分布となる。したが
って、上記アンテナ４０．〜４０．の受信電圧をフーリ
エ変換することによって、同時に多方向から到来する電
波の到来方向及び強度を測定することができる。

すなわち、上記アンテナ４０１〜４０．からの１０ｃ；
Ｈｚ帯の１〜８チヤンネルの受信信号をアンプ４１．〜
４１ｓを介して増幅した後、それぞれ第１の混合回路４
２１〜４２．に供給して、１〜８チヤンネルの中間周波
信号に周波数変換する。

なお、ここで、上記１〜８チヤンネルは受信素子として
のアンテナ４０１〜４０Ｉｌに対応している。

ここで、上記第１の混合回路４２１〜４２．の各々には
、第１の局部発振器５０からの９　Ｇ　Ｉ（ｚの局部発
振信号が８分配器４８によって分配された信号がそれぞ
れ供給されている。

次に、上記第１の混合回路４２Ｉ〜４２．からの出力は
、それぞれ帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）４３１〜４３．
により帯域制限されてＩＧＨｚの中間周波信号とされる
。この中間周波信号は、アンプ４４＋〜４４．を介した
後、９０度２分配器４５、〜４５゜によって９０度移相
された信号と共にそれぞれ２系統とされ、第２の混合回
路４６１１．４６Ｑ＋〜４６　Ｉｓ　、　　４６Ｑｓに
供給されて、各１〜８チヤンネルの直交２相ベ一スバン
ド信号とされる。すなわち、前述同様に混合回路４６１
＋〜４６１．よりの実数信号（１）及び混合回路４６Ｑ
１〜４６Ｑｌｌよりの虚数信号（Ｑ）からなる１〜８チ
ヤンネルの複素信号に変換される。

また、上記第２の混合回路４６１１．４６Ｑ、〜４６ｒ
ｓ、４６Ｑ＊の各々には、第２の局部発振器５１からの
局部発振信号が８分配器４９によって分配されさらに同
相２分配器４７１〜４７．により分配された信号が供給
されている。

その後、第２の混合回路４６１１，４（ｉＱ、〜４６１
ｓ、４６Ｑ８からの出力信号は、各アンプ５２１１．５
２Ｑ、〜５２１．，５２ＱＩで増幅された後、ローパス
フィルタ（ＬＰＦ）５３　［。

５３Ｑ、〜ｓ３＋ｓ、５３ｑｓで帯域制限されてアンチ
エリアシングが施された後、Ａ／Ｄ変換器５４　［＋　
、５４Ｑ＋〜５４１８，５４ＱｓでＡ／Ｄ変換され、Ｈ
ＰＦ５５１．．５５Ｑ、〜５５１−、５５Ｑ＊でフィル
タ処理される。

すなわち、Ａ／Ｄ変換器５４　［１，５４Ｑ、〜５４１
ｍ、５４ＱａとＨＰＦ５５　Ｉｔ　、５５Ｑ＋〜５５１
ｍ、５５Ｑａで行われる処理が、前述した第１図のＡ／
Ｄ変換器１６とＨＰＦ　１７で行われる処理と同様のも
のとなっている。

その後、上記ＨＰＦ５５１．．５５Ｑ、〜５５Ｉｓ、５
５Ｑ＊からの出力信号は、複素等化回路（ＥＱ）５６．
〜５６８によって複素等化されて、ＦＦＴ回路５７に導
かれ、ここで前述同様の高速フーリエ変換処理がなされ
る。

したがって、本実施例においては、前述の第１の実施例
と同様の効果を得ることができる。

ところで、第４図の回路においては、アナログで９０度
移相成分をつくるため、前記中間周波数（Ｉ　Ｇ　Ｈｚ
　）の高周波アナログの同相２分配器４５、〜４５ｓ、
９０度２分配器４５．〜４５６等が必要で、第２混合回
路も図示のようにチャンネル数の２倍の数があり、ベー
スバンドでもＬＰＦ。

Ａ／Ｄ変換器、ＨＰＦが各２系統となっている。

また、周波数特性のバラツキは存在するが、上記複素等
化回路５６．〜５６．により、アンテナ素子（チャンネ
ル）ｒＦｒｉのバラツキがキャンセルされているが、実
数信号と虚数信号の間でのバラツキについては補正でき
ないことが考えられる。

そこで、更に回路構成を簡略化し、各チャンネル間の周
波数特性等のバラツキ無くすために、ディジタル信号で
処理する第５図に示すような構成の回路を本発明者は提
案する。すなわち、フィルタにヒルベルトフィルタを用
いている。該ヒルベルトフィルタはディジタル的に９０
度移相を行うために用いられる一般的なフィルタである
。ところで、ベースバンドで９０度移相が行われれば中
間周波数から２相で扱う必要はないが、これをアナログ
での９０度移相回路で実現することは容品ではなかった
。ところが、最近のディジタル技術、半導体技術の進歩
により、例えば画像信号のような高速な信号に対しても
小型のＩＣで実時間処理でディジタルフィルタを実現す
ることが可能となった。そこでＤＣオフセット除去に上
述のような小型のＩＣのディジタルフィルタを用いる発
想も生じた。したがって、Ａ／Ｄ変換の後にＤＣオフセ
ット除去のためにディジタルフィルタを使用する装置に
おいては、本実施例のようにヒルベルトフィルタを使用
することも十分可能である。

このようなことから第５図に示すようなシステムを実現
することが可能となった。

すなわち、第５図は電波望遠鏡のシステムにおけるアン
テナの１素子分の回路のみを取り出して示すものであり
、上記第４図のシステムの他の実施例である。

第５図はアナログの段階で９０度２分配、同相２分配を
行わず、アナログでの９０度２分配による虚数信号を作
らないようにしたものであり、第２混合、ＬＰＦ、Ａ／
Ｄ変換、ＨＰＦ等をそれぞれ１個ずつ用いることにより
、第４図のシステムに比べて回路数を１／２にしたもの
である。

すなわち、第５図において、アンテナ４０．ア７７’４
１，４４、第１の混合回路４２バンドパスフイルタ４３
等は、上述の第４図のシステムと同様のものであり、ま
た、アンプ５２、第２の混合回路４６、ＬＰＦ５３、Ａ
／Ｄ変換器５４、ＨＰＦ５５等は従来のシステムにくら
べて１／２となっている。したがって、上記ＨＰＦ５５
の出力信号が遅延器７１とヒルベルトフィルタ７２に供
給される。ここで、上記遅延器７１は、上記ヒルベルト
フィルタ７２の９０度移相分を除く遅延量を実数信号に
も同じように遅延させるための遅延回路である。このよ
うにして作られた実数信号と虚数信号が、前述同様に複
素等化回路５６を介してＦＦＴ回路５７に送られて処理
される。

ここで、上記ヒルベルトフィルタ７２には、ＤＣオフセ
ット除去機能があるが、前段のＨＰ　Ｆ　５５を取り除
いて遅延器７１の位置に入れるようなことはできない、
すなわち、前段のＨＰ　Ｆ　５５の位相特性の分だけ実
数信号と虚数信号に位相差ができてしまうからである。

しかし、上記ＨＰＦ５５は実数信号と虚数信号のインパ
ルス応答を畳み込んだインパルス応答を持つ１つのＨＰ
　Ｆに置き換えることができるため、第６図のようにし
てＨＰＦを兼ねることができる。すなわち、第６図は、
第５図のＡ／Ｄ変換器５４後の信号を、入力端子５日を
介してＨＰＦ５９及びＨＰＦとヒルベルトフィルタで構
成されたフィルタ６０に供給して実数信号と虚数信号を
得て、出力端子６１．６２を介して第５図の複素等化回
路５６に出力するものである。なお、第６図で実数信号
のためのＨＰＦと虚数信号のためのＨＰＦの群遅延に９
０度移相差の分収外に差がある時は、その分の遅延補償
回路をどちらかに付けなければならない。

すなわち、上述の実施例（第２の実施例）においては、
前述の第１の実施例と同様の効果があり、更に第１の実
施例よりもアナログ回路が減り、安定性、再現性、チャ
ンネル間のバラツキ等が向上する。また、複素等化の効
果も向上し、高周波アナログ用の高価な部品を使わずに
済む。

上述した、各実施例は、電波望遠鏡のみならず、ソーナ
、レーダ等に同様の用途があり、通信においても使用可
能である。

〔発明の効果〕

本発明においては、ディジタル方式の回路を簡単な回路
構成で実現でき、かつ広いダイナミックレンジを必要と
せずに実現しており、入力アナログ信号をディジタル信
号に変換した後にディジタル・ハイパスフィルタに通し
てＤＣオフセット除去を行っているため、周波数特性の
バラツキとノイズの発生が少ないＡ／Ｄ変換回路を得る
ことが可能となっている。

さらに本発明実施例によれば、ディジタルのヒルベルト
フィルタを用いてベースバンドで９０度移相を行ってい
るため、アナログ回路が減り、安定性、再現性、チャン
ネル間のバラツキ等が向上し、複素等化の効果も向上す
る。また、高周波アナログ用の高価な部品を使わずに済
む。

【図面の簡単な説明】

第１図は本実施例のＡ／Ｄ変換変換明徴略構成を示すブ
ロック回路図、第２図はディジタル・バイパスフィルタ
の概略構成を示す回路図、第３図はディジタル・バイパ
スフィルタのフィルタ係数を示す特性図、第４図は本発
明実施例のシステムの概略構成を示すブロック回路図、
第５図はその他の実施例のアンテナ１素子分のブロック
回路図、第６図はその他の実施例のフィルタの他の構成
を示すブロック回路図、第７図は従来例の電波望遠鏡の
システムの概略構成を示すブロック回路図である。 ■・・・・・・・・・・・Ａ／Ｄ変換回路１４・・・・
・・・・・・Ｄ／Ａ変換器１６．５４．５４　１．、　
５４Ｑ＋　　〜５４Ｔａ、５４Ｑ、・・・・・・・・・
Ａ／Ｄ変換器１７．５５．５５１＋、５５Ｑ＋　　〜５
５１゜、　５５Ｑ、、５９　・　・　・　・　・　・Ｈ
ＰＦ２０・・・・・・・・・・信号検出回路４５＋〜４
５．・・・・・９０度２分配器７２・・・・・・・・・
・ヒルベルトフィルタ６０・・・・・・・・・・ＨＰＦ
＋ヒルベルトフィルタ ５６．５６＋〜５６．・・複素等化回路５７・・・・・
・・・・・ＦＦＴ回路

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 入力アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変
   換回路において、 入力アナログ信号をディジタル信号に変換し、上記ディ
   ジタル信号をディジタル・ハイパスフィルタに通して上
   記アナログ信号のＤＣオフセット除去を行うことを特徴
   とするＡ／Ｄ変換回路。