JP3639146B2 - レーダ装置 - Google Patents
レーダ装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3639146B2 JP3639146B2 JP14655899A JP14655899A JP3639146B2 JP 3639146 B2 JP3639146 B2 JP 3639146B2 JP 14655899 A JP14655899 A JP 14655899A JP 14655899 A JP14655899 A JP 14655899A JP 3639146 B2 JP3639146 B2 JP 3639146B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- transmission
- digital
- sampling
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Images
Landscapes
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばパルスレーダなどのレーダ装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
アナログ信号をサンプリングする手法として、ナイキストサンプリングやオーバーサンプリングが知られている。これは、与えられる信号の周波数成分のうち最も高い周波数の2倍、またはそれ以上のサンプリング周波数にてサンプリングを行う手法である。
【0003】
近年のレーダ装置等にあっては、受信した無線周波信号をベースバンドにまで落とさず、中間周波信号(IF信号)の状態でサンプリング処理を施すIFダイレクトサンプリングが使用されている。IFダイレクトサンプリングによれば、極めて高精度かつ高い忠実度で信号を受信できる。
【0004】
しかしながら従来、IF信号を上記ナイキストサンプリングまたはオーバーサンプリングによりサンプリングするには、種々の不具合があった。すなわち現状のサンプリングデバイスではせいぜい2MHz程度までの信号しかサンプリングできないので、IF信号をこの周波数程度にまでダウンコンバートする必要がある。2MHzといえば、当該分野では通常使用されない極めて低い周波数であり、無線周波からここまで落とすのに多段の周波数変換器が必要となる。このため構成の肥大を招いたり、処理にかかる誤差が大きくなって信号再生の忠実度が損なわれるなどの不具合があった。
【0005】
ところで、アナログ信号をサンプリングする手法として、バンドパスサンプリングが知られている。これは、入力信号周波数に対してサンプリング周波数を敢えて低くすることで出力にエイリアスを生じさせ、このエイリアスを積極的に利用することでサンプリングの際に同時に周波数ドロップも行うものである。帯域フィルタを用いて入力信号の帯域を適切に制限することで、このようなサンプリング処理が可能となる。
【0006】
しかしながらバンドパスサンプリングを実施すると、その過程において受信信号のダウンコンバートが必然的になされてしまう。このためバンドパスサンプリングをレーダ装置に適用するには、送信信号と受信信号とのコヒーレンシーを保つ必要性から、受信信号とコヒーレンシーを保ったまま周波数の高い送信信号を生成しなければならない。このため送信信号の生成に大きな困難が伴うという不具合が有った。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように従来のIFダイレクトサンプリングによるレーダ装置には、構成の肥大を招くとともに信号再生の忠実度が損なわれるといった不具合が有った。一方、レーダ装置においてバンドパスサンプリングを実施しようとすると、送信信号の生成が困難になるという不具合が有った。
【0008】
本発明は上記事情によりなされたもので、その目的は、バンドパスサンプリングによる受信処理を可能とし、これにより受信性能の向上を図りつつ構成の簡易化を図ったレーダ装置を提供することにある。
【0009】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明は、局部発振器と、受信部と、送信部とを具備するものであって、
前記受信部に、到来した無線周波数信号から周波数変換された受信中間周波数信号が与えられ、この受信中間周波数信号の帯域幅を制限する帯域制限フィルタと、前記局部発振器で生成された局部発振信号からサンプリングクロックを生成し、このサンプリングクロックをもとに前記帯域制限された受信中間周波数信号をサンプリングしてディジタル変換するアナログ/ディジタル変換手段と、このアナログ/ディジタル変換手段から送出されるディジタルデータに対して受信信号処理を施す信号処理手段とを備え、
前記送信部は、前記局部発振器で生成された局部発振信号をもとに前記受信中間周波数信号とコヒーレントな送信中間周波数信号を生成する送信信号生成手段を備え、
前記帯域制限フィルタを、前記受信中間周波数信号の帯域幅を前記サンプリングクロックの周波数の1/2以下に制限するものとし、前記サンプリングクロックの周波数を、前記受信中間周波数信号の最高周波数の2倍以下としたことを特徴とする。
【0010】
このようにすると、アナログ/ディジタル変換手段において、受信中間周波数信号に対していわゆるバンドパスサンプリングが施される。すなわち受信中間周波数信号は、ディジタル変換されるとともに信号の折り返しにより等化的にダウンコンバートされる。これにより受信信号の周波数を落とすダウンコンバータの段数を削減でき、構成の簡易化を図れるとともに信号再生の忠実度を向上させることが可能となる。
【0011】
しかも、前記送信信号生成手段において、前記局部発振器で生成された局部発振信号をもとに送信中間周波数信号を生成するようにしているので、受信部にて処理される受信信号と、送信部にて生成される送信信号との間にコヒーレントな関係を持たせることが可能となる。また、コヒーレンシーを保ったまま周波数の高い送信中間周波数信号を、容易に生成できるようになる。
【0012】
レーダ装置において、送信系と受信系とにコヒーレンシーを保つことは必須であり、上記手段を採ることによって初めてレーダ装置としての機能を満たすことが可能となる。
【0013】
また本発明では、前記送信部に、送信信号の波形データを記憶した波形メモリと、この波形メモリに記憶された波形データを読み出し、前記局部発振器で生成された局部発振信号を変換クロックとして前記波形データをアナログ変換して送信信号波形を得るディジタル/アナログ変換手段を備え、
前記送信信号生成手段は、前記ディジタル/アナログ変換手段で得られた送信信号波形をもとに前記送信中間周波数信号を生成するものとしたことを特徴とする。
【0014】
このような手段を採ることで、送信信号の波形を任意に設定することができるようになり、例えばパルス内変調レーダとしても応用できる。
【0015】
また、前記局部発振器で生成された局部発振信号を分周する分周器を備え、前記アナログ/ディジタル変換手段を、前記分周器の出力をサンプリングクロックとして動作するものとし、前記送信信号生成手段を、前記分周器の出力をもとに前記ディジタル/アナログ変換手段で得られた送信信号波形を周波数変換して前記送信中間周波数信号を生成するものとしても良い。
【0016】
このようにすると、発振周波数の高い局部発振器を使用でき、ディジタル/アナログ変換手段の変換クロックを高くできる。これにより送信波形の生成が容易となる。
【0017】
また特に、前記帯域制限された受信中間周波数信号の中心周波数を、前記サンプリングクロックの周波数の4分の1の奇数倍とすべく、該サンプリングクロックの周波数を設定するようにしても良い。
【0018】
また特に、前記ディジタル/アナログ変換手段から送出される送信信号波形の周波数を、前記サンプリングクロックの周波数の1/2以上としても良い。
【0019】
このようにすると、信号処理手段における受信信号処理の負担を軽くすることができるので、これによっても構成の簡易化を図れる。
【0020】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
(第1の実施形態)
図1は、本実施形態に係わる送受信装置の要部構成を示すブロック図である。図1においては、中間周波数(IF)信号に係わる処理を行う部分についてのみ表示している。実際には図示した部分の外側に、無線周波信号を受信してIF信号に変換するRF受信部と、生成されたIF信号を無線周波信号に変換するRF送信部とが接続される。
【0021】
図示しないRF受信部から送出される30MHz〜60MHzのIF信号は、バンドパスフィルタ1を介してアナログ/ディジタル(A/D)変換器2に与えられ、ディジタルデータに変換される。このディジタルデータはディジタルフィルタ4に与えられ、I/Q信号の生成などの種々の信号処理を施される。
【0022】
A/D変換器2はサンプリング機能を内蔵するもので、局部発振器3で生成されたローカル周波数信号をサンプリングクロックとして動作する。このローカル周波数信号は周波数変換器5にも与えられ、ここで送信用の中間周波数信号に変換される。このようにして生成された30MHz〜60MHzのIF信号は、バンドパスフィルタ6を介して図示しないRF送信部に与えられる。
【0023】
なお図1において、サンプリング機能をA/D変換器2の外部に設けても良い。またディジタルフィルタ4としては、DFT(離散フーリエ変換)を用いた高速畳み込み演算処理を行うもののほか、例えば特許第2659963号公報に記載のものも適用できる。上記公報に記載のディジタルフィルタは、受信信号のA/D変換処理までを単一の系にて行い、同相成分および直交成分をそれぞれ演算するためのフィルタを有したディジタルフィルタを用いてこのA/D変換信号のI/Q検波を行う受信装置を対象として、上記ディジタルフィルタを構成するフィルタに0周波数成分を除去するフィルタを持たせるようにすることで、A/D変換によって生じるDCオフセットを除去するようにしたものである。
【0024】
またディジタルフィルタ4においてI/Q信号の生成は必須ではなく、データの間引き、もしくはリサンプル(補間処理により、出力データレートが入力データレートの1/自然数に限定されない間引き処理)のみを行うことも用途によっては可能である。また図1では30MHz及び60MHzを中間周波数としたが、必ずしもこの数値に限定されるものではない。
【0025】
次に、上記構成における作用を説明する。まず、図2を参照してバンドパスサンプリングの原理について説明する。通常のサンプリングにおいては、図2(a)のごとくバンドパスフィルタを通過後の入力信号の帯域幅をサンプリング周波数fsの1/2以下に制限するとともに、入力信号の最高周波数もダウンコンバートによりfs/2以下とする。よって入力信号の中心周波数f0はfs/2以下となる。
【0026】
これに対しバンドパスサンプリングでは、入力信号の帯域幅をfs/2以下に制限することは上記と同じであるが、その最高周波数をfs/2以下とせず、図2(b)のエイリアスを生じる領域にて入力信号を与える。このようにしてサンプリングを行った結果、A/D変換器2の出力には図2(c)のごとく折り返しを生じ、ダウンコンバートを行ったと等価的に同じ結果を得られる。しかも入力信号の帯域幅tがfs/2以下であるので、図2(b)に示したエイリアス成分が出力にて加算されることはなく、ただ一つの成分のみが取り出される。よってサンプリング出力にノイズ成分を生じることはない。
【0027】
特にf0をfs/4の奇数倍とすると、すなわちfsをf0の(4/奇数)倍とすると図2(d)のような配列を得る。本実施形態ではこれにならい、局部発振器3のローカル周波数を17.14MHz(30MHz×4/7)および18.46MHz(60MHz×4/13)とする。したがってA/D変換器2のサンプリング周波数fsも、入力信号の周波数の4/7または4/13となる。
【0028】
このようにバンドパスフィルタ1の通過帯域およびA/D変換器2のサンプリング周波数を設定することで、入力信号に対するバンドパスサンプリングを施すことができ、等価的にダウンコンバートと同じ結果を得られる。したがってA/D変換器1に与えられる信号を中間周波数(IF)のまま与えることができ、受信後のダウンコンバートの段数を減らすことができる。これにより特にRF受信段およびディジタルフィルタの構成の簡易化を図れ、ひいてはレーダ装置全体としての構成簡易化にも寄与できる。また信号再生の忠実度の向上を図れる。
【0029】
一方、上記構成では局部発振器3で生成されたローカル周波数信号を周波数変換器5に与え、この周波数変換器5で送信中間周波数信号を生成するようにしている。すなわち同一の発振源で生成された周波数信号を受信側と送信側との両方に導くようにしているので、受信部にて処理される受信信号と、送信部にて生成される送信信号との間にコヒーレントな関係を持たせることが可能となる。
【0030】
このように本実施形態では、同一の局部発振器3のローカル周波数信号を受信側のA/D変換器2と、送信側の周波数変換器5とにそれぞれ導き、これにより受信部にて処理される受信信号と、送信部にて生成される送信信号との間にコヒーレントな関係を持たせるようにしている。また入力信号の帯域を制限するバンドパスフィルタ1の通過帯域幅をA/D変換器のサンプリング周波数のfs/2とするともに、局部発振器3のローカル周波数を17.14MHz(30MHz×4/7)および18.46MHz(60MHz×4/13)とし、A/D変換器2のサンプリング周波数fsを入力信号の周波数の4/7または4/13とすることでバンドパスサンプリングを行えるようにしている。
【0031】
このようにすることで、送信系と受信系とのコヒーレンシーを保ったままバンドパスサンプリングの行えるレーダ装置を提供できる。
【0032】
(第2の実施形態)
次に、本発明の第2の実施形態を図3を参照して説明する。図3において図1と共通する部分には同一の符号を付し、ここでは異なる部分についてのみ説明する。
【0033】
図2においては、局部発振器3からのローカル周波数信号を2分岐し、一方をディジタル/アナログ(D/A変換器)8に与えるとともに、他方を分周器7を介してA/D変換器2と周波数変換器5とに与えるようになっている。周波数変換器5の出力はミキサ11に与えられ、バンドパスフィルタ10を介したD/A変換器8の出力と混合されてバンドパスフィルタ6を介して送信IF信号として出力される。
【0034】
D/A変換器8は、波形メモリ9に記憶された波形データを与えられるクロックに従って読み出してこれをアナログに変換するものである。本実施形態では波形メモリ9にパルス内変調のかかった波形を記憶するようにし、これによりチャープレーダとしての実現を図っている。
【0035】
上記構成においては、局部発振器3のローカル周波数を34.29MHz(30MHz×8/7)および36.92MHz(60MHz×8/13)とし、これをD/A変換器8の変換クロックとしている。またこのローカル周波数を1/2に分周し、これをA/D変換器の変換クロックとしている。よってD/A変換器のクロック速度はA/D変換器のクロック速度の2倍となり、波形読出しを高速で行える。また一般にD/A変換器に高速の読出しクロックを与えることは容易であり、A/D変換器のクロック速度の2倍に限定されるものではない。
【0036】
このようにすると、D/A変換器8出力の中心周波数は、サンプリング周波数の3/4倍(局部発振器3のローカル周波数の3/8倍)となる。これは、受信時のサンプリング後の周波数の3倍であるため、比帯域を1/3に狭めることが可能となる。この信号を、局部発振器5で生成される差周波数信号と混合したのちバンドパスフィルタ6を介して送信信号が取り出される。なお、バンドパスフィルタ6の帯域設定によっては、局部発振器5で和周波数信号を生成しても良い。
【0037】
比帯域が1/3となることから、バンドパスフィルタ6を実現することが従来に比して極めて容易となる。すなわち従来のIFダイレクトサンプリング方式では、D/A変換器8の出力信号をサンプリング周波数の1/4としていたため比帯域が100%以上であり、バンドパスフィルタ6を実現することが難しかった。これに対し本実施形態では、D/A変換器8に周波数の高いクロックを与えることでより高い周波数の信号を生成するようにしているので、比帯域を小さくでき、この結果送信系のフィルタを容易に実現できるようになる。
【0038】
また、送信系と受信系とのコヒーレンシーを保ったまま、周波数の高い送信中間周波数信号を容易に生成できることは上記第1の実施形態と同様であり、またバンドパスサンプリングを実施していることも同様である。そのうえで、本実施形態では波形メモリ9にパルス内変調のかかった波形データを記憶しているので、チャープレーダとしての実現を図れる。
【0039】
すなわち本実施形態では、チャープレーダにおいてバンドパスサンプリングによる受信処理が可能となり、これにより受信性能の向上を図りつつ構成の簡易化を図ることができる。
【0040】
なお、本発明は上記実施の形態に限定されるものではない。本発明の基本思想の一つに、送信系と受信系とに同一の発振器で生成した信号を与える点がある。これによれば、さらに簡易化を図った図4のような構成を考えることができる。図4では、局部発振器3にて直接に送信IF信号を生成するとともに、これをA/D変換器2の変換クロックとしている。これによっても、局部発振器3のローカル周波数およびバンドパスフィルタ1の通過帯域を適宜設定することで、上記第1の実施形態と同様の効果を得られる。
【0041】
また上記第2の実施形態では分周器7を使用しているが、ローカル周波数の設定によってはD/A変換器8の前に逓倍器を接続することも考えられる。要するに、同一の発信源で生成した信号を送信系と受信系とに導くようにすれば良い。
【0042】
このほか、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形実施を行うことができる。
【0043】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明によれば、レーダ装置においてバンドパスサンプリングによる受信処理を行うことができるようになり、これにより高精度かつ忠実な受信処理が可能となると共に、構成の簡易化を図ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の第1の実施形態に係わる送受信装置の構成を示すブロック図。
【図2】 バンドパスサンプリングの原理を説明するために用いた図。
【図3】 本発明の第2の実施形態に係わる送受信装置の構成を示すブロック図。
【図4】 本発明の実施の形態の他の例を示すブロック図。
【符号の説明】
1、6、10…バンドパスフィルタ
2…アナログ/ディジタル(A/D)変換器
3…局部発振器
4…ディジタルフィルタ
5…周波数変換器
7…分周器
8…ディジタル/アナログ(D/A)変換器
9…波形メモリ
11…ミキサ
Claims (5)
- 局部発振器と、
受信部と、
送信部とを具備し、
前記受信部は、
到来した無線周波数信号から周波数変換された受信中間周波数信号が与えられ、この受信中間周波数信号の帯域幅を制限する帯域制限フィルタと、
前記局部発振器で生成された局部発振信号からサンプリングクロックを生成し、このサンプリングクロックをもとに前記帯域制限された受信中間周波数信号をサンプリングしてディジタル変換するアナログ/ディジタル変換手段と、
このアナログ/ディジタル変換手段から送出されるディジタルデータに対して受信信号処理を施す信号処理手段とを備え、
前記送信部は、
前記局部発振器で生成された局部発振信号をもとに前記受信中間周波数信号とコヒーレントな送信中間周波数信号を生成する送信信号生成手段を備え、
前記帯域制限フィルタは、前記受信中間周波数信号の帯域幅を前記サンプリングクロックの周波数の1/2以下に制限するものであり、
前記サンプリングクロックの周波数を、前記受信中間周波数信号の最高周波数の2倍以下としたことを特徴とするレーダ装置。 - 前記送信部は、
送信信号の波形データを記憶した波形メモリと、
この波形メモリに記憶された波形データを読み出し、前記局部発振器で生成された局部発振信号を変換クロックとして前記波形データをアナログ変換して送信信号波形を得るディジタル/アナログ変換手段を備え、
前記送信信号生成手段は、前記ディジタル/アナログ変換手段で得られた送信信号波形をもとに前記送信中間周波数信号を生成することを特徴とする請求項1に記載のレーダ装置。 - 前記局部発振器で生成された局部発振信号を分周する分周器を備え、
前記アナログ/ディジタル変換手段は、前記分周器の出力をサンプリングクロックとして動作するものであり、
前記送信信号生成手段は、前記分周器の出力をもとに前記ディジタル/アナログ変換手段で得られた送信信号波形を周波数変換して前記送信中間周波数信号を生成するものであることを特徴とする請求項2に記載のレーダ装置。 - 前記帯域制限された受信中間周波数信号の中心周波数を、前記サンプリングクロックの周波数の4分の1の奇数倍とすべく、該サンプリングクロックの周波数を設定したことを特徴とする請求項1乃至3のいずれかに記載のレーダ装置。
- 前記ディジタル/アナログ変換手段から送出される送信信号波形の周波数を、前記サンプリングクロックの周波数の1/2以上としたことを特徴とする請求項3に記載のレーダ装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14655899A JP3639146B2 (ja) | 1999-05-26 | 1999-05-26 | レーダ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14655899A JP3639146B2 (ja) | 1999-05-26 | 1999-05-26 | レーダ装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2000338226A JP2000338226A (ja) | 2000-12-08 |
JP3639146B2 true JP3639146B2 (ja) | 2005-04-20 |
Family
ID=15410396
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP14655899A Expired - Lifetime JP3639146B2 (ja) | 1999-05-26 | 1999-05-26 | レーダ装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3639146B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP2618173B1 (en) * | 2010-09-14 | 2021-04-14 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Radar device |
JP5840868B2 (ja) * | 2011-05-27 | 2016-01-06 | 株式会社ソニック | 周波数検出方法及び装置 |
JP5670836B2 (ja) * | 2011-05-27 | 2015-02-18 | 株式会社ソニック | フーリエ変換でのサンプル数を削減した、短時間信号のピークパワースペクトルを検出する方法及び装置 |
EP2743721B1 (en) | 2011-08-12 | 2019-10-02 | Panasonic Corporation | Radar apparatus |
KR101796336B1 (ko) * | 2013-05-13 | 2017-11-10 | 주식회사 만도 | 타깃 물체 감지 방법 및 레이더 장치 |
JP6917735B2 (ja) | 2017-03-07 | 2021-08-11 | パナソニック株式会社 | レーダ装置及びレーダ方法 |
-
1999
- 1999-05-26 JP JP14655899A patent/JP3639146B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2000338226A (ja) | 2000-12-08 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
EP0766409A2 (en) | Multiband downconverter for digital receivers | |
US4855894A (en) | Frequency converting apparatus | |
US5640698A (en) | Radio frequency signal reception using frequency shifting by discrete-time sub-sampling down-conversion | |
EP1148653B1 (en) | Receiver system using analog to digital conversion at radio frequency and method | |
JP4004951B2 (ja) | 無線受信機 | |
JPH063886B2 (ja) | 折り返し試験機 | |
KR20110027668A (ko) | 직접 직교 샘플링을 위한 장치 및 방법들 | |
JPH0888577A (ja) | 周波数変換機能を有するa/d変換装置およびこれを用いた無線機 | |
Wojtiuk | Randomised sampling for radio design | |
JP4836041B2 (ja) | Rf信号をサンプリングするための方法及び装置 | |
JP3962785B2 (ja) | シグナル・アナライザ及び周波数領域データ生成方法 | |
JP2001237701A (ja) | 信号分析装置 | |
JP2002111760A (ja) | デジタルダウンコンバータ | |
JP2007513562A (ja) | バンドパスサンプリング受信器及びサンプリング方法 | |
JP2002544705A (ja) | プログラム可能デジタル中間周波数トランシーバ | |
US6683905B1 (en) | Dual-mode receiver | |
US6744825B1 (en) | Method and system for quadrature modulation and digital-to-analog conversion | |
JP5007891B2 (ja) | 直角位相サンプリング用クロック信号発生方法及び装置 | |
JP3639146B2 (ja) | レーダ装置 | |
US20070259620A1 (en) | Method of Sampling an Analogue Radiofrequency Signal | |
CN210626562U (zh) | 一种在不提高采样率情况下提高有效采样带宽的系统 | |
JP2918857B2 (ja) | デジタルセンターラインフィルタ | |
EP1693954B1 (en) | Demodulation circuit for use in receiver using IF sampling scheme | |
JP2003318759A (ja) | 周波数変換装置 | |
WO2016149907A1 (zh) | 一种接收机及信号处理的方法 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040622 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040810 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20041012 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050111 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050113 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080121 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090121 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100121 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110121 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120121 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130121 Year of fee payment: 8 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130121 Year of fee payment: 8 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140121 Year of fee payment: 9 |
|
EXPY | Cancellation because of completion of term |