JP2002544705A - プログラム可能デジタル中間周波数トランシーバ - Google Patents
プログラム可能デジタル中間周波数トランシーバInfo
- Publication number
- JP2002544705A JP2002544705A JP2000617570A JP2000617570A JP2002544705A JP 2002544705 A JP2002544705 A JP 2002544705A JP 2000617570 A JP2000617570 A JP 2000617570A JP 2000617570 A JP2000617570 A JP 2000617570A JP 2002544705 A JP2002544705 A JP 2002544705A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- digital
- clock signal
- signal
- frequency
- value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/0003—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain
- H04B1/0007—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain wherein the AD/DA conversion occurs at radiofrequency or intermediate frequency stage
- H04B1/0017—Digital filtering
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/38—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation
- H03C3/40—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation using two signal paths the outputs of which have a predetermined phase difference and at least one output being amplitude-modulated
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/0003—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain
- H04B1/0007—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain wherein the AD/DA conversion occurs at radiofrequency or intermediate frequency stage
- H04B1/001—Channel filtering, i.e. selecting a frequency channel within the SDR system
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
- H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Transceivers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
モノリシックCMOSプログラム可能デジタル中間周波数受信機(20)は、プログラム可能メモリ(29)、クロック発生器(26)、シグマ/デルタ変換器(22)デジタルダウンコンバータ(24)、デシマルフィルタネットワーク(28)を備えている。プログラム可能メモリ(29)は、プログラム可能パラメータkを表す第1値、プログラム可能パラメータNを表す第2値を受信および記憶する。クロック発生器(26)は、プログラム可能メモリ(29)と結合しており、第1クロック信号、第2クロック信号、第3クロック信号を生成する。第1クロック信号は第1周波数flを有し、第2クロック信号は、fl/kとほぼ等しい第2周波数を有し、第3クロック信号は、fl/Nとほぼ等しい第3周波数を有する。シグマ/デルタ変換器(22)、デジタルダウンコンバータ(24)、デシマルフィルタネットワーク(28)は、それぞれ対応する第1、第2、第3クロック信号を使用して、対応するデジタル信号セットを生成する。
Description
【0001】 (関連明細書の参照) 本明細書は、1999年5月7日付けで出願の米国特許出願第60/133.
136号の仮特許「プログラム可能デジタル中間ン周波数トランシーバ」(“P
rogrammable Digital Intermediate Fre
quency Transceiver”)から優先権を請求するものである。 (発明の簡単な説明) 本発明は概して通信装置に関するものである。特に、本発明は、通信システム
で使用するプログラム可能な完全デジタル中間周波数トランシーバに関するもの
である。
136号の仮特許「プログラム可能デジタル中間ン周波数トランシーバ」(“P
rogrammable Digital Intermediate Fre
quency Transceiver”)から優先権を請求するものである。 (発明の簡単な説明) 本発明は概して通信装置に関するものである。特に、本発明は、通信システム
で使用するプログラム可能な完全デジタル中間周波数トランシーバに関するもの
である。
【0002】 (発明の背景) これまで、中間周波数トランシーバはアナログ装置として実現されてきた。ま
た、中間周波数トランシーバの増加し続ける機能数はデジタル回路によって実現
されてきた。図1は、一般に帯域デジタル化受信機と呼ばれる、従来技術の完全
デジタル中間周波数受信機10をブロック線図形式で示したものである。受信機
10は、入力される中間周波数入力信号を直接デジタル化するフラッシュアナロ
グ/デジタル変換器(A/D)12を備えている。フラッシュA/D12の利点は
、広いサンプリング帯域幅と、高いスプリアス・フリー・ダイナミック・レンジ
であるが、しかし、これらの利点は著しい欠点によって相殺されてしまう。第1
に、フラッシュA/D12は一般に、デジタル混合機13、デジタルフィルタ1
4を実現するために使用される標準のデジタルCMOSプロセスではなく、2極
CMOSプロセスを使用して実現される。CMOSプロセスにおけるこの違いが
、1枚の基板上への受信機10の実現を妨げてしまう。第2に、フラッシュA/
D12の振幅の解像度が約8ビットに限定されている。概して、受信機10はこ
れ以外にも欠点がある。受信機10は、中間周波数FIF、サンプリング周波数F S 、ダウンコンバージョン周波数iを含む特定の決まった周波数の付近で設計さ
れている。これら数量のいずれの値を変更する場合にも再設計が必要となる。
た、中間周波数トランシーバの増加し続ける機能数はデジタル回路によって実現
されてきた。図1は、一般に帯域デジタル化受信機と呼ばれる、従来技術の完全
デジタル中間周波数受信機10をブロック線図形式で示したものである。受信機
10は、入力される中間周波数入力信号を直接デジタル化するフラッシュアナロ
グ/デジタル変換器(A/D)12を備えている。フラッシュA/D12の利点は
、広いサンプリング帯域幅と、高いスプリアス・フリー・ダイナミック・レンジ
であるが、しかし、これらの利点は著しい欠点によって相殺されてしまう。第1
に、フラッシュA/D12は一般に、デジタル混合機13、デジタルフィルタ1
4を実現するために使用される標準のデジタルCMOSプロセスではなく、2極
CMOSプロセスを使用して実現される。CMOSプロセスにおけるこの違いが
、1枚の基板上への受信機10の実現を妨げてしまう。第2に、フラッシュA/
D12の振幅の解像度が約8ビットに限定されている。概して、受信機10はこ
れ以外にも欠点がある。受信機10は、中間周波数FIF、サンプリング周波数F S 、ダウンコンバージョン周波数iを含む特定の決まった周波数の付近で設計さ
れている。これら数量のいずれの値を変更する場合にも再設計が必要となる。
【0003】 これ以外のタイプのA/Dは、完全デジタルIFトランシーバにおけるフラッ
シュA/Dの適切な代用品とは考慮されなかった。シグマ/デルタ変換器は、音声
回路用途におけるA/Dとして使用されるが、その周波数範囲は、無線用途にお
ける使用には不適当である。簡略的に説明すると、デルタ変調は、出力デジタル
コードが、アナログ入力信号の絶対値ではなく、アナログ入力信号の変化または
傾斜を表すアナログ-デジタル変換プロセスである。シグマ/デルタ変換器は、ア
ナログ信号を、ナイキスト変換器で必要とされるサンプリング値よりもずっと高
い値(例えば64倍)においてサンプリングするオーバサンプリング・アナログ
-デジタル変換器である。シグマ/デルタ変換器は、デルタ変調を実行する前に、
アナログ信号を積分する。アナログ信号の積分は、アナログ信号に変換されるの
ではなく、従来のデルタ変調の場合と同様に記号化される。
シュA/Dの適切な代用品とは考慮されなかった。シグマ/デルタ変換器は、音声
回路用途におけるA/Dとして使用されるが、その周波数範囲は、無線用途にお
ける使用には不適当である。簡略的に説明すると、デルタ変調は、出力デジタル
コードが、アナログ入力信号の絶対値ではなく、アナログ入力信号の変化または
傾斜を表すアナログ-デジタル変換プロセスである。シグマ/デルタ変換器は、ア
ナログ信号を、ナイキスト変換器で必要とされるサンプリング値よりもずっと高
い値(例えば64倍)においてサンプリングするオーバサンプリング・アナログ
-デジタル変換器である。シグマ/デルタ変換器は、デルタ変調を実行する前に、
アナログ信号を積分する。アナログ信号の積分は、アナログ信号に変換されるの
ではなく、従来のデルタ変調の場合と同様に記号化される。
【0004】 完全デジタルIF受信機の必要性は、完全デジタルIF送信機の必要性と全く
同じである。図6は、デジタル-アナログ変換器(A/D)104&106、アナ
ログ混合機108を備えた、従来技術による中間周波数送信機100をブロック
線図形式で示している。D/A104はデジタルin-phaseデータ(I)を
アナログI信号に変換し、D/A106はデジタル直角位相データ(Q)をアナ
ログQ信号に変換する。アナログ混合機108は、IF出力信号を生成するため
に、クロック信号FMを用いてアナログI、Q信号を混合する。従来技術による
送信機100には少なくとも3つの欠点がある。第1の欠点は、送信機100は
全体的にアナログ装置で実現さるため、高いパフォーマンスは高価になってしま
う。第2の欠点は、そのアナログ回路送信機100のために、モノリシックCM
OS装置として実現することができない。最後は、送信機100は、中間周波数
FIFとアップコンバージョン周波数FMの特定の決まった値付近で設計されて
いる。これらのいずれの周波数の値にいかなる変更を行う場合にも、再設計が必
要である。
同じである。図6は、デジタル-アナログ変換器(A/D)104&106、アナ
ログ混合機108を備えた、従来技術による中間周波数送信機100をブロック
線図形式で示している。D/A104はデジタルin-phaseデータ(I)を
アナログI信号に変換し、D/A106はデジタル直角位相データ(Q)をアナ
ログQ信号に変換する。アナログ混合機108は、IF出力信号を生成するため
に、クロック信号FMを用いてアナログI、Q信号を混合する。従来技術による
送信機100には少なくとも3つの欠点がある。第1の欠点は、送信機100は
全体的にアナログ装置で実現さるため、高いパフォーマンスは高価になってしま
う。第2の欠点は、そのアナログ回路送信機100のために、モノリシックCM
OS装置として実現することができない。最後は、送信機100は、中間周波数
FIFとアップコンバージョン周波数FMの特定の決まった値付近で設計されて
いる。これらのいずれの周波数の値にいかなる変更を行う場合にも、再設計が必
要である。
【0005】 従って、通信用途の、高集積で、柔軟性があり、安価の低電力装置での使用に
適した、モノリシックプログラム可能完全デジタル中間周波数トランシーバが
必要性である。
適した、モノリシックプログラム可能完全デジタル中間周波数トランシーバが
必要性である。
【0006】 (発明の概要) 本発明のモノリシックCMOSプログラム可能デジタル中間周波数受信機は、
プログラム可能メモリ、クロック発生器、シグマ/デルタ変換器デジタルダウン
コンバータ、デシマルフィルタネットワークを備えている。プログラム可能メモ
リは、プログラム可能パラメータkを表す第1値、プログラム可能パラメータN
を表す第2値を受信および記憶する。クロック発生器は、プログラム可能メモリ
と結合しており、第1クロック信号、第2クロック信号、第3クロック信号を生
成する。第1クロック信号は第1周波数flを有し、第2クロック信号は、fl/
kとほぼ等しい第2周波数を有し、第3クロック信号は、fl/Nとほぼ等しい第
3周波数を有する。シグマ/デルタ変換器は、第1デジタル信号セットを生成す
るために、第1クロック信号を用いて、中間周波数を有するアナログ入力信号を
サンプリングする。デジタルダウンコンバータは、第2デジタル信号を生成する
ために、第2クロック信号を用いて、第1デジタル信号セットをミックスダウン
する。最後に、デシメーションフィルタネットワークが、第3デジタル信号セッ
トを生成するために、第3クロック信号を用いて、第2デジタル信号をフィルタ
リングする。
プログラム可能メモリ、クロック発生器、シグマ/デルタ変換器デジタルダウン
コンバータ、デシマルフィルタネットワークを備えている。プログラム可能メモ
リは、プログラム可能パラメータkを表す第1値、プログラム可能パラメータN
を表す第2値を受信および記憶する。クロック発生器は、プログラム可能メモリ
と結合しており、第1クロック信号、第2クロック信号、第3クロック信号を生
成する。第1クロック信号は第1周波数flを有し、第2クロック信号は、fl/
kとほぼ等しい第2周波数を有し、第3クロック信号は、fl/Nとほぼ等しい第
3周波数を有する。シグマ/デルタ変換器は、第1デジタル信号セットを生成す
るために、第1クロック信号を用いて、中間周波数を有するアナログ入力信号を
サンプリングする。デジタルダウンコンバータは、第2デジタル信号を生成する
ために、第2クロック信号を用いて、第1デジタル信号セットをミックスダウン
する。最後に、デシメーションフィルタネットワークが、第3デジタル信号セッ
トを生成するために、第3クロック信号を用いて、第2デジタル信号をフィルタ
リングする。
【0007】 本発明はさらに、完全デジタルプログラム可能も乗りシックCMOS IFト
ランシーバとしても実現できる。完全デジタル構造により、中間周波数のアップ
変換とダウン変換が可能になる。アップ変換とダウン変換を可能にするために、
さらに、シグマ-デルタ構造と多相フィルタの組み合わせを使用している。 本発明により、高価なアナログ構成部品を安価なCMOSデジタル回路で代用
することが可能になる。本発明により、多様な中間周波数およびチャネル帯域幅
にかけての単構造の使用が促進される。完全デジタル経路により、直線の送信お
よび受信経路が確実に得られる。 本発明をより確実に理解するために、添付の図面をと共に、以下の詳細な説明
を参照する。 全図面を通して、同様の部品には同様の参照番号を付している。
ランシーバとしても実現できる。完全デジタル構造により、中間周波数のアップ
変換とダウン変換が可能になる。アップ変換とダウン変換を可能にするために、
さらに、シグマ-デルタ構造と多相フィルタの組み合わせを使用している。 本発明により、高価なアナログ構成部品を安価なCMOSデジタル回路で代用
することが可能になる。本発明により、多様な中間周波数およびチャネル帯域幅
にかけての単構造の使用が促進される。完全デジタル経路により、直線の送信お
よび受信経路が確実に得られる。 本発明をより確実に理解するために、添付の図面をと共に、以下の詳細な説明
を参照する。 全図面を通して、同様の部品には同様の参照番号を付している。
【0008】 (発明の詳細な説明) A. IF受信機 図2は、本発明による中間周波数(IF)受信機20を示している。IF受信
機20はシグマ/デルタ変換器22、デジタルダウンコンバータ24、クロック
発生器26、デシメーションフィルタネットワーク28、プログラム可能メモリ
29を備えている。従来技術の受信機10と異なり、IF受信機20はプログラ
ム可能であり、異なる中間サンプリングおよびダウンコンバージョン周波数を収
容することができる。さらにIF受信機20は、基板21上のモノリシックCM
OS装置として実現される点において従来技術の受信機10と異なる。
機20はシグマ/デルタ変換器22、デジタルダウンコンバータ24、クロック
発生器26、デシメーションフィルタネットワーク28、プログラム可能メモリ
29を備えている。従来技術の受信機10と異なり、IF受信機20はプログラ
ム可能であり、異なる中間サンプリングおよびダウンコンバージョン周波数を収
容することができる。さらにIF受信機20は、基板21上のモノリシックCM
OS装置として実現される点において従来技術の受信機10と異なる。
【0009】 B. シグマ/デルタ変換器 シグマ/デルタ変換器22は、ライン19上の入力アナログIF信号を取り、
これをデジタル化して、デジタルダウンコンバータ24と接続したライン23上
に出力2進デジタルワードを生成する。シグマ/デルタ変換器は、動作範囲が可
聴範囲に限定されてきたため、IFトランシーバにおいてA/D変換器として使
用されてこなかった。しかし、VLSI技術が進むに従い、シグマ/デルタ変換
器の周波数範囲が可聴範囲を超え、シグマ/デルタ変換器をIFトランシーバに
おいて使用することが可能となった。
これをデジタル化して、デジタルダウンコンバータ24と接続したライン23上
に出力2進デジタルワードを生成する。シグマ/デルタ変換器は、動作範囲が可
聴範囲に限定されてきたため、IFトランシーバにおいてA/D変換器として使
用されてこなかった。しかし、VLSI技術が進むに従い、シグマ/デルタ変換
器の周波数範囲が可聴範囲を超え、シグマ/デルタ変換器をIFトランシーバに
おいて使用することが可能となった。
【0010】 シグマ/デルタ変換器22を用いてA/D変換を実行することで、少なくとも2
つの利点が得られる。第1の利点は、シグマ/デルタ変換器22は、標準のデジ
タルCMOSプロセスを使用して、デジタルダウンコンバータ24、クロック発
生器26、デシメーションフィルタネットワーク28、プログラム可能メモリ2
9として実現することができることである。これにより、IF受信機20のシン
グルチップ実現が可能になる。第2は、フラッシュ変換器と比較して、シグマ/
デルタ変換器22は量子化の解像度がより高いことである。例えば、フラッシュ
変換器では8ビットの解像度であるが、シグマ/デルタ変換器では16ビット解
像度である。
つの利点が得られる。第1の利点は、シグマ/デルタ変換器22は、標準のデジ
タルCMOSプロセスを使用して、デジタルダウンコンバータ24、クロック発
生器26、デシメーションフィルタネットワーク28、プログラム可能メモリ2
9として実現することができることである。これにより、IF受信機20のシン
グルチップ実現が可能になる。第2は、フラッシュ変換器と比較して、シグマ/
デルタ変換器22は量子化の解像度がより高いことである。例えば、フラッシュ
変換器では8ビットの解像度であるが、シグマ/デルタ変換器では16ビット解
像度である。
【0011】 さらに図2を参照すると、シグマ/デルタ変換器22への別の入力信号は2つ
のクロック信号、すなわち、周波数FSを持ったサンプルクロック信号と、周波
数FS/kを持った第2クロック信号とを含んでいる。周波数FSとFS/kはプロ
グラム可能であるため、受信機20がIF周波数の範囲を収容することができる
。次に、クロック発生器26に関連して、これら周波数の調整について説明する
。シグマ/デルタ変換器22の最も効率的な実現はk=4で得られる。ここでナ
イキスト帯域サンプリングにより、デジタルドメイン内での正確なサンプル値ス
ペクトルの選択が確実に行われる。 シグマ/デルタ変換器22は、従来技術のいずれを使用しても実現可能である
。例証の方法により、本発明は、James C.Candy、Gabor C
.Temes著の、Oversampling Methods for A/
D and D/A Conversion in OVERSAMPLING
DELTA−SIGMA DATA CONVERTER:THEORY,D
ESIGN,AND SIMULATION(1992)に記載されているシグ
マ/デルタ変調器の1つを用いて実現できる。
のクロック信号、すなわち、周波数FSを持ったサンプルクロック信号と、周波
数FS/kを持った第2クロック信号とを含んでいる。周波数FSとFS/kはプロ
グラム可能であるため、受信機20がIF周波数の範囲を収容することができる
。次に、クロック発生器26に関連して、これら周波数の調整について説明する
。シグマ/デルタ変換器22の最も効率的な実現はk=4で得られる。ここでナ
イキスト帯域サンプリングにより、デジタルドメイン内での正確なサンプル値ス
ペクトルの選択が確実に行われる。 シグマ/デルタ変換器22は、従来技術のいずれを使用しても実現可能である
。例証の方法により、本発明は、James C.Candy、Gabor C
.Temes著の、Oversampling Methods for A/
D and D/A Conversion in OVERSAMPLING
DELTA−SIGMA DATA CONVERTER:THEORY,D
ESIGN,AND SIMULATION(1992)に記載されているシグ
マ/デルタ変調器の1つを用いて実現できる。
【0012】 C. 受信機ダウンコンバータおよびフィルタ ライン23上のシグマ/デルタ変換器22の2進デジタル出力がプログラム可
能デジタルダウンコンバータ24に供給される。この入力は、ダウンコンバータ
24のin−phase(I)アームおよび直角位相(Q)アームの両方に供給
され、ダウンコンバータ24は、ダウン変換され、適切に位相シフトされたIQ
出力をライン25、27上で生成するために、入力信号を、周波数がFS/kであ
る第2クロック信号の位相シフトバージョンと掛け合わせる。
能デジタルダウンコンバータ24に供給される。この入力は、ダウンコンバータ
24のin−phase(I)アームおよび直角位相(Q)アームの両方に供給
され、ダウンコンバータ24は、ダウン変換され、適切に位相シフトされたIQ
出力をライン25、27上で生成するために、入力信号を、周波数がFS/kであ
る第2クロック信号の位相シフトバージョンと掛け合わせる。
【0013】 次に、ダウンコンバータ24からのデジタル出力信号の各々はデジタルデシメ
ーションフィルタネットワーク28に供給され、ここで帯域量子化雑音が除去さ
れる。デシメーションフィルタネットワーク28は2つの有限インパルス応答フ
ィルタ(FIRフィルタ)30を備えている。各FIRフィルタ30は、FS値
の入力を受信し、これを第3クロック信号によって求めた値にデシメートする。
第3クロック信号は周波数FS/Niを有し、ここで、Niは、サービスiに関連し
たプログラム可能パラメータである。また、第3クロック信号もクロック発生器
26から生成される。さらに、所望のチャネルの特徴、帯域外れの雑音スペクト
ルの特徴によっては、FIRフィルタ30のフィルタ係数もプログラム可能であ
る。これらの係数は、有益なVLSI実現のための正準の符号付数字として表す
ことができる。次に、FIRフィルタ30の出力がマルチプレクサ32に供給さ
れる。マルチプレクサ32は、信号検出プロセッサ(図示せず)に供給されるベ
ースバンドIQビットストリームをライン33上に生成するために、IQチャネ
ル間でその入力を交互に切り替える。
ーションフィルタネットワーク28に供給され、ここで帯域量子化雑音が除去さ
れる。デシメーションフィルタネットワーク28は2つの有限インパルス応答フ
ィルタ(FIRフィルタ)30を備えている。各FIRフィルタ30は、FS値
の入力を受信し、これを第3クロック信号によって求めた値にデシメートする。
第3クロック信号は周波数FS/Niを有し、ここで、Niは、サービスiに関連し
たプログラム可能パラメータである。また、第3クロック信号もクロック発生器
26から生成される。さらに、所望のチャネルの特徴、帯域外れの雑音スペクト
ルの特徴によっては、FIRフィルタ30のフィルタ係数もプログラム可能であ
る。これらの係数は、有益なVLSI実現のための正準の符号付数字として表す
ことができる。次に、FIRフィルタ30の出力がマルチプレクサ32に供給さ
れる。マルチプレクサ32は、信号検出プロセッサ(図示せず)に供給されるベ
ースバンドIQビットストリームをライン33上に生成するために、IQチャネ
ル間でその入力を交互に切り替える。
【0014】 D. クロック発生器およびプログラム可能メモリ クロック発生器26は、プログラム可能メモリ29と連結したIF受信機20
に必要なクロック信号を生成する。これらのクロック信号は、周波数FSの第
1クロック信号と、周波数FS/kの第2クロック信号、周波数FS/Nの第3クロ
ック信号を含んでいる。IF受信機20を、1つの決まった周波数ではなく、I
F周波数のある範囲を収容できるようにしながら、上記3つ全てのクロック信号
の周波数を調整することが可能である。FSの値は、圧電結晶発振器回路を介し
て制御される。FSに選択される値は、IF受信機20がサポートする中間周波
数FIFによって変わる。一般に、FSはFIFの倍数で、周波数ナイキスト値より
も大きくなくてはならない。FSとFIF間の関係は式(1)に示すものであるこ
とが好ましい。 (1) FS=(4FIF)/(2k−1):ここで、kはゼロ以外の整数である
。
に必要なクロック信号を生成する。これらのクロック信号は、周波数FSの第
1クロック信号と、周波数FS/kの第2クロック信号、周波数FS/Nの第3クロ
ック信号を含んでいる。IF受信機20を、1つの決まった周波数ではなく、I
F周波数のある範囲を収容できるようにしながら、上記3つ全てのクロック信号
の周波数を調整することが可能である。FSの値は、圧電結晶発振器回路を介し
て制御される。FSに選択される値は、IF受信機20がサポートする中間周波
数FIFによって変わる。一般に、FSはFIFの倍数で、周波数ナイキスト値より
も大きくなくてはならない。FSとFIF間の関係は式(1)に示すものであるこ
とが好ましい。 (1) FS=(4FIF)/(2k−1):ここで、kはゼロ以外の整数である
。
【0015】 選択したkの値はFSの値に影響するだけでなく、IF受信機20を実現する
ために使用しなければならない回路要素にも影響する。図3は、kと、IF受信
機20の実現に使用が必須なデジタルおよびアナログ回路要素の複雑性との間の
関係を表すグラフである。kが増加するにつれ、必要なデジタル回路要素の複雑
性が増し、一方で、必須のアナログアナロジー回路要素が減少する。その他の要
素が既に、基板21上にIF受信機20で製造されている可能性のある他の回路
内の非常に複雑なデジタル回路要素の使用を指示していると仮定した場合、IF
受信機20の前に、比較的単純で安価なアナログ回路要素を使用できることが望
ましい。4という低いk値によって、単純で安価なアナログ回路要素の使用が可
能になる。選択したk値を表す値がプログラム可能メモリ29に記憶され、これ
により、第2クロック信号の周波数FS/kの調整が可能になる。
ために使用しなければならない回路要素にも影響する。図3は、kと、IF受信
機20の実現に使用が必須なデジタルおよびアナログ回路要素の複雑性との間の
関係を表すグラフである。kが増加するにつれ、必要なデジタル回路要素の複雑
性が増し、一方で、必須のアナログアナロジー回路要素が減少する。その他の要
素が既に、基板21上にIF受信機20で製造されている可能性のある他の回路
内の非常に複雑なデジタル回路要素の使用を指示していると仮定した場合、IF
受信機20の前に、比較的単純で安価なアナログ回路要素を使用できることが望
ましい。4という低いk値によって、単純で安価なアナログ回路要素の使用が可
能になる。選択したk値を表す値がプログラム可能メモリ29に記憶され、これ
により、第2クロック信号の周波数FS/kの調整が可能になる。
【0016】 第3クロック信号FS/Niの周波数はシンボル値またはシンボル周波数と呼ば
れ、Fsymboliと表される。このシンボル値は、IF受信機20によって処理中
のサービスiによって指示され、各サービスは独自のシンボル値を持っている。
サポートされるべき、選択したFS値とシンボル値が得られたら、Niの必須値は
、次式(2)を用いて求めることができ、また、これをプログラム可能メモリ2
9にプログラミングすることができる。 (2) Ni=FS/Fsymboli;ここで、iは整数である。
れ、Fsymboliと表される。このシンボル値は、IF受信機20によって処理中
のサービスiによって指示され、各サービスは独自のシンボル値を持っている。
サポートされるべき、選択したFS値とシンボル値が得られたら、Niの必須値は
、次式(2)を用いて求めることができ、また、これをプログラム可能メモリ2
9にプログラミングすることができる。 (2) Ni=FS/Fsymboli;ここで、iは整数である。
【0017】 kと標準的のシンボル値に1の値を与えると、Ni値は約100になる。FI
Rフィルタ係数値と共に、kおよびNiの値がプログラム可能メモリ29に記憶
される。メモリ29のプログラミングは、マイクロプロセッサ40および/また
はデジタル信号プロセッサ(DSP)42の制御下で行われる。メモリ29は、
kとNiを表す信号を、クロック発生器26と結合する。
Rフィルタ係数値と共に、kおよびNiの値がプログラム可能メモリ29に記憶
される。メモリ29のプログラミングは、マイクロプロセッサ40および/また
はデジタル信号プロセッサ(DSP)42の制御下で行われる。メモリ29は、
kとNiを表す信号を、クロック発生器26と結合する。
【0018】 E. モノリシックCMOS IF送信機 図4は、本発明の1実施例による完全デジタルプログラム可能IF送信機50
を示している。IF送信機50は、シングルCMOSプロセスを用いて、基板2
1上に製造され、デジタル補間ネットワーク52、デジタル直角変調器54、デ
ジタル/アナログ変換器(D/A)56を備えている。従来技術の送信機100と
異なり、IF送信機50は、ベースバンドIおよびQ信号をデジタル的にアップ
変換するので、残りの送信機能をデジタル的に実行することができ、また、モノ
リシックCMOS装置として実現することが可能である。IF送信機50のデジ
タル実現により、再設計することなく、周波数値を変換することが可能になる。
を示している。IF送信機50は、シングルCMOSプロセスを用いて、基板2
1上に製造され、デジタル補間ネットワーク52、デジタル直角変調器54、デ
ジタル/アナログ変換器(D/A)56を備えている。従来技術の送信機100と
異なり、IF送信機50は、ベースバンドIおよびQ信号をデジタル的にアップ
変換するので、残りの送信機能をデジタル的に実行することができ、また、モノ
リシックCMOS装置として実現することが可能である。IF送信機50のデジ
タル実現により、再設計することなく、周波数値を変換することが可能になる。
【0019】 ライン51上の入力デジタルIおよびQ信号がデマルチプレクサ58へ送られ
、ライン57、59上を流れるin−phaseおよび直角位相(IQ)デジタ
ルストリームに分離される。次に、各々のストリームが、補間に要素Gを使用す
る補間器60に供給される。再び、ナイキスト帯域サンプリング理論を用いると
、G=4によって非常に効率的な実現が得られる。デジタル補間は、効率的なs
in(x)/xフィルタリングまたは効率的な三角近似を用いて得ることができ
る。補間器60は、クロック発生器26から受信した2つのクロック信号を用い
てその機能を実行する。2つのクロック信号の1つは周波数がFS/Bであり、も
う1つは周波数がFS/(G*B)である。Gと同様に、Bもプログラム可能パラ
メータである。各補間器60の出力はデルタ/シグマ変換器60に供給される。
このデルタ/シグマ変換器60は、周波数FSを持ったクロック信号を使用して、
ライン61、63上にデジタル出力信号を生成する。デルタ/シグマ変換器62
は、James C.Candy、Gabor C.Temes著の、Over
sampling Methods for A/D and D/A Conv
ersion in OVERSAMPLING DELTA−SIGMA D
ATA CONVERTER:THEORY,DESIGN,AND SIMU
LATION(1992)で説明されているタイプの変換器を使用して実現する
ことができる。
、ライン57、59上を流れるin−phaseおよび直角位相(IQ)デジタ
ルストリームに分離される。次に、各々のストリームが、補間に要素Gを使用す
る補間器60に供給される。再び、ナイキスト帯域サンプリング理論を用いると
、G=4によって非常に効率的な実現が得られる。デジタル補間は、効率的なs
in(x)/xフィルタリングまたは効率的な三角近似を用いて得ることができ
る。補間器60は、クロック発生器26から受信した2つのクロック信号を用い
てその機能を実行する。2つのクロック信号の1つは周波数がFS/Bであり、も
う1つは周波数がFS/(G*B)である。Gと同様に、Bもプログラム可能パラ
メータである。各補間器60の出力はデルタ/シグマ変換器60に供給される。
このデルタ/シグマ変換器60は、周波数FSを持ったクロック信号を使用して、
ライン61、63上にデジタル出力信号を生成する。デルタ/シグマ変換器62
は、James C.Candy、Gabor C.Temes著の、Over
sampling Methods for A/D and D/A Conv
ersion in OVERSAMPLING DELTA−SIGMA D
ATA CONVERTER:THEORY,DESIGN,AND SIMU
LATION(1992)で説明されているタイプの変換器を使用して実現する
ことができる。
【0020】 変換器54は、ライン61、63上の信号が入力されると、これを受信し、I
-チャネル混合機、Q-チャネル混合機に結合する。変換器54はその入力信号を
、周波数FS/Lを持った第6クロック信号の位相シフトバージョンを用いてミッ
クスアップする。Lはプログラム可能パラメータである。加算器64がI-チャ
ネル混合機の出力と、Q-チャネル混合機の出力を合計し、その結果得られたデ
ジタルワードがD/A56に供給される。D/A56は、安価なアナログIF再建
フィルタを通過する前に、FS/2の値で動作するサンプルホールド回路66を使
用する。その結果得られた出力は、ライン67上のIF信号である。
-チャネル混合機、Q-チャネル混合機に結合する。変換器54はその入力信号を
、周波数FS/Lを持った第6クロック信号の位相シフトバージョンを用いてミッ
クスアップする。Lはプログラム可能パラメータである。加算器64がI-チャ
ネル混合機の出力と、Q-チャネル混合機の出力を合計し、その結果得られたデ
ジタルワードがD/A56に供給される。D/A56は、安価なアナログIF再建
フィルタを通過する前に、FS/2の値で動作するサンプルホールド回路66を使
用する。その結果得られた出力は、ライン67上のIF信号である。
【0021】 IF送信機50が使用するクロック信号は、プログラム可能メモリ29と協働
したクロック発生器26によって生成される。これらのクロック信号には、周波
数FS/Bの第4クロック信号、周波数FS/(G*B)の第5クロック信号、周波
数FS/Lの第6クロック信号、周波数FS/2の第7クロック信号が含まれる。前
述したように、FS周波数の値は圧電結晶発振器回路を介して制御される。IF
受信機によってサポートされる中間周波数FIFに従ってFSに選択した値は、圧
電結晶発振器回路(図示せず)を介して制御される。オーバサンプリングのデル
タ/シグマ変換器60を測定するためにFSクロック信号が使用されるため、FS
に選択した値はFIFの倍数であり、周波数ナイキスト値よりも大きくなくてはな
らない。FS=FIFであることが好ましい。
したクロック発生器26によって生成される。これらのクロック信号には、周波
数FS/Bの第4クロック信号、周波数FS/(G*B)の第5クロック信号、周波
数FS/Lの第6クロック信号、周波数FS/2の第7クロック信号が含まれる。前
述したように、FS周波数の値は圧電結晶発振器回路を介して制御される。IF
受信機によってサポートされる中間周波数FIFに従ってFSに選択した値は、圧
電結晶発振器回路(図示せず)を介して制御される。オーバサンプリングのデル
タ/シグマ変換器60を測定するためにFSクロック信号が使用されるため、FS
に選択した値はFIFの倍数であり、周波数ナイキスト値よりも大きくなくてはな
らない。FS=FIFであることが好ましい。
【0022】 第4クロック信号の周波数はBの値に依存し、ここで、Bはライン67上の出
力信号の帯域を表している。選択した値Bを表す値はプログラム可能メモリ29
に記憶され、これにより、第4クロック信号の周波数FS/Bの調節が可能になる
。 パラメータGiは、シンボル値Fsymboliを表す、第5クロック信号の周波数の
値FS/(Gi *B)を制御する。IF送信機50がサポートするサービスiの各々
は、関連するFsymboliを有する。従って、パラメータGiの適切な値は、式(3
)の関係を用いて求めることができる。 (3) Gi=FS/Fsymboli *B)
力信号の帯域を表している。選択した値Bを表す値はプログラム可能メモリ29
に記憶され、これにより、第4クロック信号の周波数FS/Bの調節が可能になる
。 パラメータGiは、シンボル値Fsymboliを表す、第5クロック信号の周波数の
値FS/(Gi *B)を制御する。IF送信機50がサポートするサービスiの各々
は、関連するFsymboliを有する。従って、パラメータGiの適切な値は、式(3
)の関係を用いて求めることができる。 (3) Gi=FS/Fsymboli *B)
【0023】 一般に、値Giは64〜128の範囲内で選択される。選択した値Giを表す値
はプログラム可能メモリ29に記憶され、これにより、第5クロック信号の周波
数の調節が可能になる。 パラメータLは、サンプルホールド回路66によって使用される第6クロック
信号周波数の値FS/Lを制御する。送信側での値Lには何の制約もないので、関
連する受信機の設計が大幅に簡略化される。そのため、好ましいLの値は約24
〜36である。選択した値Lを表す値はプログラム可能メモリ29に記憶される
ため、第6クロック信号の周波数の調節が可能になる。
はプログラム可能メモリ29に記憶され、これにより、第5クロック信号の周波
数の調節が可能になる。 パラメータLは、サンプルホールド回路66によって使用される第6クロック
信号周波数の値FS/Lを制御する。送信側での値Lには何の制約もないので、関
連する受信機の設計が大幅に簡略化される。そのため、好ましいLの値は約24
〜36である。選択した値Lを表す値はプログラム可能メモリ29に記憶される
ため、第6クロック信号の周波数の調節が可能になる。
【0024】 メモリ29のプログラミングはマイクロプロセッサ40および/またはデジタ
ル信号プロセッサ(DSP)42(図2)によって制御される。メモリ29は、
B、Gi、Lの値を表す信号をクロック発生器26と結合する。
ル信号プロセッサ(DSP)42(図2)によって制御される。メモリ29は、
B、Gi、Lの値を表す信号をクロック発生器26と結合する。
【0025】 E. モノリシックCMOS IFトランシーバ 図5は、上述のIF受信機20とIF送信機50を組み合わせた、本発明によ
る完全デジタルプログラム可能モノリシックCMOS IFトランシーバを示す
。
る完全デジタルプログラム可能モノリシックCMOS IFトランシーバを示す
。
【0026】 F. 概要 当業者は、本発明により、中間周波数信号処理のためのパラメタライズ可能お
よびプログラム可能な構造が得られることを理解するであろう。完全デジタル構
造により、中間周波数のアップ変換とダウン変換が達成される。アップ変換とダ
ウン変換を実行するために、シグマ/デルタ構造と多相フィルタの組み合わせを
使用する。 本発明により、高価なアナログ構成部分を安価なCMOSデジタル回路で代用
することが可能になる。本発明により、多様な中間周波数およびチャネル帯域幅
にかけての単構造の使用が促進される。完全デジタル経路により、直線の送信お
よび受信経路が確実に得られる。
よびプログラム可能な構造が得られることを理解するであろう。完全デジタル構
造により、中間周波数のアップ変換とダウン変換が達成される。アップ変換とダ
ウン変換を実行するために、シグマ/デルタ構造と多相フィルタの組み合わせを
使用する。 本発明により、高価なアナログ構成部分を安価なCMOSデジタル回路で代用
することが可能になる。本発明により、多様な中間周波数およびチャネル帯域幅
にかけての単構造の使用が促進される。完全デジタル経路により、直線の送信お
よび受信経路が確実に得られる。
【0027】 説明の目的で、前述の説明では、本発明を完全に理解するために特定な専門用
語を使用した。しかしながら、本発明を実施する上で、ある特定の詳細部分は必
要でないことが当業者には明白であろう。これ以外の場合において、不要な妨害
を基本的な本発明から省くために、周知の回路および装置をブロック線図で示し
ている。従って、前述した本発明による特定の実施例の説明は、例証および説明
を目的として提示されたものである。これらは、本発明を開示に記載の形式通り
に完全に限定しようとするものではなく、上述の示唆を考慮した多くの変更およ
び応用が可能である。上述の実施例は、本発明の原理とその実用的な使用を最良
に解釈するために選択および説明されており、これにより、当業者以外の人物が
、本発明および様々な実施例を、意図する特定の使用に適した多様な変更を加え
ながら最良に利用することができる。本発明の範囲は、請求の範囲および同等物
によって定義されるものである。
語を使用した。しかしながら、本発明を実施する上で、ある特定の詳細部分は必
要でないことが当業者には明白であろう。これ以外の場合において、不要な妨害
を基本的な本発明から省くために、周知の回路および装置をブロック線図で示し
ている。従って、前述した本発明による特定の実施例の説明は、例証および説明
を目的として提示されたものである。これらは、本発明を開示に記載の形式通り
に完全に限定しようとするものではなく、上述の示唆を考慮した多くの変更およ
び応用が可能である。上述の実施例は、本発明の原理とその実用的な使用を最良
に解釈するために選択および説明されており、これにより、当業者以外の人物が
、本発明および様々な実施例を、意図する特定の使用に適した多様な変更を加え
ながら最良に利用することができる。本発明の範囲は、請求の範囲および同等物
によって定義されるものである。
【図1】 従来技術による完全デジタル中間周波数受信機を示す。
【図2】 本発明の1実施例による完全デジタル中間周波数受信機を示す。
【図3】 kと、本発明のIFトランシーバを実現するために使用されるべ
きデジタルおよびアナログ回路の複雑性との間の関係を示す。
きデジタルおよびアナログ回路の複雑性との間の関係を示す。
【図4】 本発明の1実施例による完全デジタル中間周波数送信プロセッサ
を示す。
を示す。
【図5】 本発明の1実施例による完全デジタル中間周波数トランシーバを
示す。
示す。
【図6】 従来技術による中間周波数送信機を示す。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 EP(AT,BE,CH,CY, DE,DK,ES,FI,FR,GB,GR,IE,I T,LU,MC,NL,PT,SE),OA(BF,BJ ,CF,CG,CI,CM,GA,GN,GW,ML, MR,NE,SN,TD,TG),AP(GH,GM,K E,LS,MW,SD,SL,SZ,TZ,UG,ZW ),EA(AM,AZ,BY,KG,KZ,MD,RU, TJ,TM),AE,AG,AL,AM,AT,AU, AZ,BA,BB,BG,BR,BY,CA,CH,C N,CR,CU,CZ,DE,DK,DM,DZ,EE ,ES,FI,GB,GD,GE,GH,GM,HR, HU,ID,IL,IN,IS,JP,KE,KG,K P,KR,KZ,LC,LK,LR,LS,LT,LU ,LV,MA,MD,MG,MK,MN,MW,MX, NO,NZ,PL,PT,RO,RU,SD,SE,S G,SI,SK,SL,TJ,TM,TR,TT,TZ ,UA,UG,UZ,VN,YU,ZA,ZW
Claims (5)
- 【請求項1】 CMOSプログラム可能デジタル中間周波数受信機であって
、 プログラム可能パラメータkを表す第1値と、プログラム可能パラメータNを
表す第2値を受信および記憶するプログラム可能メモリと、 前記プログラム可能メモリと結合したクロック発生器とを有し、前記クロック
発生器が、第1周波数flを有する第1クロック信号と、fl/kとほぼ等しい第
2周波数を有する第2クロック信号と、fl/Nとほぼ等しい第3周波数を有する
第3クロック信号とを生成し、 デジタル信号の第1セットを生成するために、第1クロック信号を用いて、中
間周波数を有するアナログ入力をサンプリングするシグマ/デルタ変換器をさら
に有し、 第2デジタル信号セットを生成するために、第2クロック信号を用いて前記第
1デジタル信号セットをミックスダウンするデジタルダウンコンバータを有し、 第3デジタル信号セットを生成するために、前記第3クロック信号を用いて、
前記第2デジタル信号セットをフィルタリングするデシメーションフィルタネッ
トワークを有することを特徴とするCMOSプログラム可能デジタル中間周波数
受信機。 - 【請求項2】 モノリシックCMOSプログラム可能デジタル中間周波数ト
ランシーバであって、 第1値を、第2値、第3値、第4値、第5値を受信および記憶するプログラム
可能メモリを有し、前記第1値がプログラム可能パラメータkを表し、前記第2
値がプログラム可能パラメータNを表し、前記第3値がプログラム可能パラメー
タGを表し、前記第4値がプログラム可能パラメータBを表し、前記第5値がプ
ログラム可能パラメータLを表し、 前記プログラム可能メモリと結合したクロック発生器を有し、前記クロック発
生器が、第1、第2、第3、第4、第5、第6クロック信号を生成し、前記第1
クロック信号が第1周波数flを有し、前記第2クロック信号がfl/kとほぼ等
しい第2周波数を有し、前記第3クロック信号がfl/Nとほぼ等しい第3周波数
を有し、前記第4クロックがfl/Bとほぼ等しい第4周波数を有し、前記第5ク
ロック信号がfl/GBとほぼ等しい第5周波数を有し、前記第6クロック信号が
fl/Lとほぼ等しい第6周波数を有し、 第1中間周波数を有するアナログ入力信号を受信する受信機をさらに有し、前
記受信機が、 第1デジタル信号セットを生成するために、前記第1クロック信号を用いて前
記アナログ入力信号をサンプリングするシグマ/デルタ変換器と、 第2デジタル信号セットを生成するために、前記第2クロック信号を用いて、
前記第1デジタル信号セットをミックスダウンするデジタルダウンコンバータと
、 第3デジタル信号セットを生成するために、前記第3クロック信号を用いて、
前記第2デジタル信号セットをフィルタリングするデシメーションフィルタネッ
トワークとを有し、 第2中間周波数を有するアナログ出力信号を送信する送信機をさらに有し、前
記送信機が、 第5デジタル信号セットを生成するために、前記第4、第5クロック信号を用
いて、第4デジタル信号セットを補間するデジタル補間器ネットワークと、 第6デジタル信号を生成するために、前記第6クロック信号を用いて、前記第
5デジタル信号セットをミックスアップするデジタル直角変調器と、 前記第6デジタル信号セットを前記アナログ出力信号に変換するデジタル/ア
ナログ変換器とを有することを特徴とするモノリシックCMOSプログラム可能
デジタル中間周波数トランシーバ。 - 【請求項3】 CMOSプログラム可能デジタル中間周波数受信機を用いた
、中間周波数を有するアナログ入力信号の受信方法であって、前記方法が、 プログラム可能パラメータkを表す第1値と、プログラム可能パラメータNを
表す第2値を受信および記憶し、 第1周波数flを有する第1クロック信号と、fl/kとほぼ等しい第2周波数
を有する第2クロック信号と、fl/Nとほぼ等しい第3周波数を有する第3クロ
ック信号を生成し、 第1デジタル信号セットを生成するために、シグマ/デルタ変換器と前記第1
クロック信号を用いて、中間周波数を有する前記アナログ入力信号をサンプリン
グし、 第2デジタル信号セットを生成するために、前記第2クロック信号を用いて、
前記第1デジタル信号セットをミックスダウンし、 第3デジタル信号セットを生成するために、前記第3クロック信号を用いて、
前記第2デジタル信号セットをフィルタリングすることを特徴とする方法。 - 【請求項4】 モノリシックCMOSプログラム可能デジタル中間周波数ト
ランシーバを用いて、アナログIF信号を受信および送信する方法であって、前
記方法が、 第1値、第2値、第3値、第4値、第5値を受信および記憶し、前記第1値が
プログラム可能パラメータkを表し、前記第2値がプログラム可能パラメータN
を表し、前記第3値がプログラム可能パラメータGを表し、前記第4値がプログ
ラム可能パラメータBを表し、前記第5値がプログラム可能パラメータLを表し
、 第1、第2、第3、第4、第5、第6クロック信号を生成し、前記第1クロッ
ク信号が第1周波数flを有し、前記第2クロック信号が、fl/kとほぼ等しい
第2周波数を有し、前記第3クロック信号が、fl/Nとほぼ等しい第3周波数を
有し、前記第4クロック信号が、fl/Bとほぼ等しい第4周波数を有し、前記第
5クロック信号が、fl/GBとほぼ等しい第5周波数を有し、前記第6クロック
信号が、fl/Lとほぼ等しい第6周波数を有し、 第1デジタル信号セットを生成するために、シグマ/デルタ変換器と前記第1
クロック信号を用いて、第1IF周波数を有するアナログ入力信号をサンプリン
グし、 第2デジタル信号セットを生成するために、前記第2クロック信号を用いて、
前記第1デジタル信号セットをミックスダウンし、 第3デジタル信号セットを生成するために、前記第3クロック信号を用いて、
前記第2デジタル信号セットをフィルタリングし 第5デジタル信号セットを生成するために、前記第4、第5クロック信号を用
いて、第4デジタル信号セットを補間し、 第6デジタル信号セットを生成するために、前記第6クロック信号を用いて、
前記第5デジタル信号セットをミックスアップし、 前記第6デジタル信号セットを、第2IF周波数を有するアナログ出力信号に
変換することを特徴とする方法。 - 【請求項5】 モノリシックCMOSプログラム可能デジタル中間周波数送
信機であって、 第1値、第2値、第3値、第4値、第5値を受信および記憶するプログラム
可能メモリを有し、前記第1値がプログラム可能パラメータkを表し、前記第2
値がプログラム可能パラメータNを表し、前記第3値がプログラム可能パラメー
タGを表し、前記第4値がプログラム可能パラメータBを表し、前記第5値がプ
ログラム可能パラメータLを表し、 前記プログラム可能メモリと結合したクロック発生器を有し、前記クロック発
生器が、第1、第2、第3クロック信号を生成し、前記第1クロック信号が、f l /Bとほぼ等しい第1周波数を有し、前記第2クロック信号が、fl/GBとほぼ
等しい第2周波数を有し、前記第3クロック信号が、fl/Lとほぼ等しい第3周
波数を有し、 第2デジタル信号セットを生成するために、前記第1、第2クロック信号を用
いて、第1デジタル信号を補間するデジタル補間器ネットワークと、 第3デジタル信号セットを生成するために、前記第3クロック信号を用いて、
前記第2デジタル信号セットをミックスアップするデジタル直角変調器と、 前記第3デジタル信号セットをアナログ出力信号に変換するデジタル/アナロ
グ変換器とを有することを特徴とするモノリシックCMOSプログラム可能デジ
タル中間周波数送信機。
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US13313699P | 1999-05-07 | 1999-05-07 | |
US60/133,136 | 1999-05-07 | ||
PCT/US2000/012475 WO2000069085A1 (en) | 1999-05-07 | 2000-05-05 | Programmable digital intermediate frequency transceiver |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002544705A true JP2002544705A (ja) | 2002-12-24 |
Family
ID=22457180
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000617570A Pending JP2002544705A (ja) | 1999-05-07 | 2000-05-05 | プログラム可能デジタル中間周波数トランシーバ |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6611570B1 (ja) |
EP (1) | EP1192723A1 (ja) |
JP (1) | JP2002544705A (ja) |
KR (1) | KR100645249B1 (ja) |
AU (1) | AU5127300A (ja) |
CA (1) | CA2371090A1 (ja) |
WO (1) | WO2000069085A1 (ja) |
Families Citing this family (21)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CA2281236C (en) | 1999-09-01 | 2010-02-09 | Tajinder Manku | Direct conversion rf schemes using a virtually generated local oscillator |
US7346134B2 (en) * | 2001-05-15 | 2008-03-18 | Finesse Wireless, Inc. | Radio receiver |
US7149261B2 (en) * | 2001-12-15 | 2006-12-12 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Image reject circuit using sigma-delta conversion |
US7310386B2 (en) * | 2002-04-25 | 2007-12-18 | Broadcom Corporation | Radio receiver utilizing a single analog to digital converter |
US7173980B2 (en) * | 2002-09-20 | 2007-02-06 | Ditrans Ip, Inc. | Complex-IF digital receiver |
US6987953B2 (en) | 2003-03-31 | 2006-01-17 | Nortel Networks Limited | Digital transmitter and method |
US7136430B2 (en) | 2003-03-31 | 2006-11-14 | Nortel Networks Limited | Digital receiver and method |
US8019035B2 (en) | 2003-08-05 | 2011-09-13 | Stmicroelectronics Nv | Noise shaped interpolator and decimator apparatus and method |
US6954160B1 (en) * | 2004-04-09 | 2005-10-11 | Micrel, Inc. | Filter for digitally processing an analog input signal with analog feedback |
US20060115005A1 (en) * | 2004-11-26 | 2006-06-01 | Technoconcepts, Inc. | Direct conversion delta-sigma transmitter |
US7236112B2 (en) * | 2005-01-21 | 2007-06-26 | Technoconcepts, Inc. | Self-tuning output digital filter for direct conversion delta-sigma transmitter |
US20060290546A1 (en) * | 2005-06-24 | 2006-12-28 | Northrop Grumman Corporation | Wideband digital receiver architecture |
GB2440187A (en) | 2006-07-17 | 2008-01-23 | Ubidyne Inc | DUC and DDC forming digital transceiver |
US9071496B2 (en) | 2007-11-02 | 2015-06-30 | Fadhel M. Ghannouchi | All-digital multi-standard transmitter architecture using delta-sigma modulators |
US8724733B2 (en) * | 2007-11-02 | 2014-05-13 | Fadhel M. Ghannouchi | All-digital multi-standard transmitters architecture using delta-sigma modulators |
US7782237B2 (en) * | 2008-06-13 | 2010-08-24 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University | Semiconductor sensor circuit arrangement |
US8553807B2 (en) * | 2008-10-20 | 2013-10-08 | Apple Inc. | Methods and systems for programmable digital up-conversion |
US8948291B2 (en) | 2010-11-18 | 2015-02-03 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Methods and systems for programmable digital down-conversion |
US8625726B2 (en) * | 2011-09-15 | 2014-01-07 | The Boeing Company | Low power radio frequency to digital receiver |
US9998158B2 (en) | 2015-05-27 | 2018-06-12 | Finesse Wireless, Inc. | Cancellation of spurious intermodulation products produced in nonlinear channels by frequency hopped signals and spurious signals |
US11171674B2 (en) * | 2019-09-18 | 2021-11-09 | Texas Instruments Incorporated | Low-complexity inverse sinc for RF sampling transmitters |
Family Cites Families (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1993025968A1 (en) | 1992-06-10 | 1993-12-23 | Furtek Frederick C | A modular computer based on reconfigurable logic |
WO1994005087A1 (en) | 1992-08-25 | 1994-03-03 | Wireless Access, Inc. | A direct conversion receiver for multiple protocols |
US5375146A (en) | 1993-05-06 | 1994-12-20 | Comsat Corporation | Digital frequency conversion and tuning scheme for microwave radio receivers and transmitters |
US5574775A (en) | 1993-08-04 | 1996-11-12 | Lucent Technologies, Inc. | Universal wireless radiotelephone system |
JPH08204763A (ja) | 1994-11-21 | 1996-08-09 | Sony Corp | 送信機及び送受信機 |
US5579341A (en) | 1994-12-29 | 1996-11-26 | Motorola, Inc. | Multi-channel digital transceiver and method |
US5640416A (en) * | 1995-06-07 | 1997-06-17 | Comsat Corporation | Digital downconverter/despreader for direct sequence spread spectrum communications system |
US5909193A (en) | 1995-08-31 | 1999-06-01 | Northrop Grumman Corporation | Digitally programmable radio modules for navigation systems |
US6009130A (en) | 1995-12-28 | 1999-12-28 | Motorola, Inc. | Multiple access digital transmitter and receiver |
US5748047A (en) | 1996-08-15 | 1998-05-05 | Northrop Grumman Corporation | Microwave frequency generator and method of generating a desired microwave frequency signal |
US5805108A (en) * | 1996-09-16 | 1998-09-08 | Trimble Navigation Limited | Apparatus and method for processing multiple frequencies in satellite navigation systems |
US6097768A (en) | 1996-11-21 | 2000-08-01 | Dps Group, Inc. | Phase detector for carrier recovery in a DQPSK receiver |
-
2000
- 2000-05-05 US US09/565,650 patent/US6611570B1/en not_active Expired - Fee Related
- 2000-05-05 AU AU51273/00A patent/AU5127300A/en not_active Abandoned
- 2000-05-05 EP EP00935877A patent/EP1192723A1/en not_active Withdrawn
- 2000-05-05 JP JP2000617570A patent/JP2002544705A/ja active Pending
- 2000-05-05 CA CA002371090A patent/CA2371090A1/en not_active Abandoned
- 2000-05-05 WO PCT/US2000/012475 patent/WO2000069085A1/en not_active Application Discontinuation
- 2000-05-05 KR KR1020017014176A patent/KR100645249B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CA2371090A1 (en) | 2000-11-16 |
EP1192723A1 (en) | 2002-04-03 |
US6611570B1 (en) | 2003-08-26 |
WO2000069085A9 (en) | 2002-06-13 |
AU5127300A (en) | 2000-11-21 |
KR100645249B1 (ko) | 2006-11-13 |
KR20020006044A (ko) | 2002-01-18 |
WO2000069085A1 (en) | 2000-11-16 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2002544705A (ja) | プログラム可能デジタル中間周波数トランシーバ | |
US8532162B2 (en) | Transceiver front end for software radio system | |
US6160859A (en) | Integrated multi-mode bandpass sigma-delta receiver subsystem with interference mitigation and method of using the same | |
US5557642A (en) | Direct conversion receiver for multiple protocols | |
EP0819338B1 (en) | In-phase and quadrature sampling circuit | |
CA2224899C (en) | Receiver with analog and digital channel selectivity | |
GB2215945A (en) | Digital direct conversion radio | |
JPH07154152A (ja) | デジタル信号周波数変換を行うための装置 | |
JP2002503912A (ja) | 受信信号を複数のディジタル化周波数でディジタル化する無線受信機 | |
US6683905B1 (en) | Dual-mode receiver | |
WO2007114599A1 (en) | Apparatus and method for digital frequency up-conversion | |
JP4042978B2 (ja) | マルチレート・アナログ/ディジタル変換器 | |
JP2002543655A (ja) | アナログ送信のためにデジタル信号を処理する方法および装置 | |
WO1998020657A1 (en) | A method and system for quadrature modulation and digital-to-analog conversion | |
JP2005512405A (ja) | マルチレートデジタルトランシーバー | |
US6806820B1 (en) | Analog reconstruction of a digital signal | |
JP4146145B2 (ja) | ソフトウェア無線機及びソフトウェア無線機の信号処理方法 | |
JP3639146B2 (ja) | レーダ装置 | |
JP2001274714A (ja) | ソフトウェア受信機 | |
JPH11284519A (ja) | 非周期的デ―タを伴うシグマ―デルタ復調器のための方法および装置 | |
WO1998043349A2 (en) | Receiver with a simplified sample rate converter | |
JP2007519279A (ja) | デルタ−シグマ変調器を使用して周波数信号を受信する受信器 | |
EP0905889B1 (en) | Distributed decimation sample rate conversion | |
JP2022134759A (ja) | Ad変換装置および無線受信装置 | |
KR100471694B1 (ko) | 단순화된샘플율변환기를갖는수신장치 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711 Effective date: 20050524 |