KR100471694B1 - 단순화된샘플율변환기를갖는수신장치 - Google Patents

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안토니우스 핸드리쿠스 후베르투스 요제프 닐레센
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코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

디지털 수신기(2)에 있어서, 입력 신호는 튜너(4), 필터(6), 및 직교 신호들(I 및 Q)을 유도하는 복조기(8)에 의해 처리된다. 직교 신호들(I 및 Q)은 고정된 샘플율(fSAMPLE)로 샘플링된다. 샘플율 변환기(14)는 심볼 주파수의 두 배와 동일한 샘플 주파수를 갖는 출력 신호(I0 및 Q0)를 유도한다. 샘플율 변환기(14)의 출력 신호들이 제곱근 니퀴스트 필터(30,32)에 의해 필터링된다. 에일리어싱을 방지하기 위하여, 반-에일리어싱 필터들(22,24)이 사용된다. 이 발명의 개념에 따르면, 반- 에일리어싱 필터들(22,24)의 전이 대역은 fB 및 2fSYMBOL-fB 범위 내에 놓인다. 이러한 상대적으로 넓은 전이 대역이 반-에일리어싱 필터들(22,24)의 복잡성의 상당한 감소를 허용한다.

Description

단순화된 샘플율 변환기를 갖는 수신장치
본 발명은 입력 신호로부터 제 1 샘플 주파수를 가지는 제 1 신호를 유도하기 위한 제 1 필터와, 제 1 신호로부터 제 2 샘플율을 가지는 제 2 신호를 유도하기 위한 제 2 필터를 포함하는 수신장치에 관한 것이다.
이 발명은 또한 제 1 샘플율을 갖는 제 1 신호를 제 2 샘플율을 갖는 제 2 신호로 변환하기 위한 샘플율 변환기에 관한 것이다.
상기와 같은 수신기는 미국 특허 제 5,058,107 호에 공지되어 있다.
그러한 수신기들은, 예를 들어, DAB 및 DVB 신호들인, (디지털) 방송 신호들을 수신하는데 사용될 수 있다. 그러한 수신기들에서, 입력의 RF 신호는 상기 RF 신호의 주파수보다 실질적으로 낮은 주파수를 갖는 신호로 하향 변환된 후, 디지털 신호로 변환된다. 아날로그 신호에서 디지털 신호로의 변환은 아날로그 대 디지털 변환기에 의해 행해지는데, 이는 아날로그 신호를 제 1 샘플율로 샘플링하고, 그 아날로그 신호를 제 1 샘플링율로 디지털 신호로 변환시킨다. 일반적으로, 상기 제 1 샘플 주파수는 고정되고, 그 값은 샘플링 이론에 적합하게 선택된다.
디지털 신호들용 수신기들에서, 디지털 신호를 수신된 신호의 심벌율(symbol rate)의 배수인 제 2 샘플율로 처리하는 것은 간단하다. 이 처리는, 소위 하프 나이퀴스트 필터(half Nyquist filter)로 필터링하는 것을 포함할 수 있다. 이를 가능하게 하기 위해, 제 1 샘플율을 가진 신호는 제 2 샘플율의 신호로 변환되어야 한다. 소위 에일리어싱(aliasing)을 방지하기 위해, 제 1 필터는, 제 2 신호에 대한 샘플링 이론이 여전히 부합한 그러한 방식으로, 제 1 신호를 필터링하기 위해 배열된다. 제 2 샘플링율이 제 1 샘플링율보다 실질적으로 낮다면, 제 1 필터는, 상기 제 1 필터의 감쇠(attenuation)가 전이 대역의 낮은 값으로부터 정지 대역의 높은 값으로 증가하는, 매우 좁은 전이 대역을 갖는다.
도 1 은 이 발명이 이용될 수 있는 수신기를 도시한 도면
도 2는 도 1에 따른 샘플율 변환기(14)의 예를 도시한 도면
도 3은 이 발명에 따른 제 1 및 제 2 필터의 전달 함수들의 그래프들
도 4는 이 발명의 예에 따라 전환된 제 1 필터의 전달 함수들의 그래프
도 5는 이 발명에 따른 제 1 필터의 대안적인 예를 도시한 도면
본 발명의 목적은, 제 1 필터의 복잡성이 실질적으로 감소되는 서두에 따른 수신기를 제공하는 것이다.
따라서, 이 발명에 따른 수신기는, 제 1 필터의 전이 대역의 상한이 제 2 샘플율의 1/2 보다 크고 제 2 샘플율과 상기 제 2 필터의 컷 오프 주파수 사이의 차 보다 작은 것을 특징으로 한다.
본 발명은, 주파수 범위에서 어떤 신호들도 제 2 필터를 통과할 수 없기 때문에, 제 1 필터가 제 2 필터의 컷 오프 주파수와, 제 2 샘플율 및 상기 컷 오프 주파수간의 차이 사이의 주파수를 갖는 신호들을 억제할 필요가 없다는 인식에 기초한다. 따라서, 전이 대역의 상한은, 어떠한 에일리어싱을 유도하지 않고, 제 2 샘플링율의 1/2보다 큰 것이 가능하다.
이 발명의 실시예는, 제 2 샘플율이 복수의 가능한 샘플율들을 포함하고, 제 1 필터의 전이 대역의 상한이 복수의 샘플율들 중 적어도 하나 샘플율의 1/2 보다 크고 제 2 샘플율의 가능한 값들 중 최소값과 이 제 2 샘플율의 가능한 값들의 최소값에 대한 제 2 필터의 컷 오프 주파수 사이의 차 보다 작은 것을 특징으로 한다.
몇 개의 수신기들에서, 심벌율은 차이 값들을 가질 수 있다. 예들로는, PSTN용 음성 대역 모뎀들이나, DVB에서 사용되는 수신기들이 있다. 후자에 있어서, 심벌율은 1Mbaud 및 45MBaud 사이에서 변화할 수 있다. 따라서, 제 2 샘플율은 적절하게 적응되어야 한다, 위에 언급한 발명적 구상에 따라, 상기 전이 대역을 선택함으로써, 모든 심벌율들을 다룰 수 있는 단일 필터를 얻게 된다.
이 발명의 다른 실시예는, 제 2 샘플율이 복수의 샘플 주파수들 값들 보다 큰 값들을 갖는 부가적인 복수의 샘플율들을 포함하며, 샘플율이 복수의 샘플율들중 하나를 가지면 제 1 필터의 전달 함수가 H(f)의 값을 갖고, 실제의 샘플 주파수가 부가적인 복수의 샘플율들 중 하나와 동일하면 제 2 필터의 전달 함수가 H(0) - 1/2{H(f-fSAMPLE/2)+H(f+fSAMPLE/2)}의 값으로 전환되는 것을 특징으로 한다.
제 2 샘플율의 가능한 값들의 수가 많아질 수록, 제 1 필터가 가파라져야하고(steeper), 이로 인해 상기 필터가 복잡해진다. 따라서, 부가적인 복수의 샘플율들에 대해 상이한 필터 계수들을 사용하는 것이 유리할 수 있다. 이 상이한 필터 계수들을 얻는 간편한 방법은 제 1 필터의 필터 계수들 중 일부를 변환시키고, 1에서 필터의 중간 계수를 빼는 것이다.
이 발명의 또다른 실시예는, 제 1 필터가 복수의 연속적인 필터링 및 샘플율 감소 동작들을 수행하기 위한 시분배(time sharing) 필터링 수단을 포함하며, 상기 각각의 연속적인 필터링 및 샘플율 감소 동작들은 이전의 필터 및 샘플율 감소 동작의 결과에 수행되는 것을 특징으로 한다.
제 1 필터를 실현하는 편리한 방법은 필터부들과 데시메이터(decimator)와의케스케이드(cascade)이다. 요구되는 계산 노력이 각 단계에 대해 감소하기 때문에,모든 필터링을 수행하기 위해 필터를 시간 다중으로 사용하는 것이 가능하게 된다.예를 들어 2의 데서메이션 인자를 갖는 데시메이터가 사용된다면, 요구된 계산 노력은 각 단계에 대해 이전 단계의 것보다 인자(2) 더 낮다. 계산 속도를 갖는 필터가 제1 필터 단계에 요구되는 계산 속도의 2배이면, 임의의 희망하는 수의 필터 단계들이 실현될 수 있다.
이 발명은 이제 도면들을 참조하여 설명될 것이다.
도 1에 따른 수신기(2)에서, 입력 신호는 튜너(4)의 제 1 입력에 인가된다. 선택된 채널을 나타내는 신호를 전달하는 제어 신호는 튜너(4)의 제 2 입력에 인가된다. 튜너(4)의 IF 출력은 SAW(surface acoustic wave) 필터(6)의 입력에 접속된다. SAW 필터(6)의 출력은 복조기(8)의 입력에 접속된다.
동위상 신호(I)를 전달하는, 복조기(8)의 제 1 출력은 아날로그 대 디지털 변환기(10)에 접속된다. 직교 위상 신호(Q)를 전달하는, 복조기의 제 2 출력은, 아날로그 디지털 변환기(12)의 입력에 접속된다. 아날로그 디지털 변환기(10)의 출력은 샘플율 변환기(14)의 제 1 입력에 접속된다. 아날로그 디지털 변환기(12)의 출력은 샘플율 변환기(14)의 제 2 입력에 접속되어 있다. 샘플율 변환기는 동위상 신호(IB)와 직각 위상 신호(QB)로서 그 출력을 나타낸다.
튜너(4)는 480MHz의 선택 입력 신호를 공칭 주파수(nominal frequency)를 갖는 IF 신호로 변환한다. DBS용으로 사용된 수신기의 경우, IF 주파수는 옥외 유닛의 LNC에서 사용된 국부 발진기의 드리프팅(drift)으로 인해 공칭 주파수와는 5MHz만큼 다를 수 있다.
SAW 필터(6)는 인접 채널 선택성을 제공한다. 그 대역폭은 수신될 신호의 최대 대역폭보다도 10MHz 넓게 선택된다. 부가적인 10MHz는 LNC의 드리프트와 허용 오차(tolerance)들로 인해 SAW 필터의 전이 대역의 외부에 원하는 신호가 떨어지는것을 방지하기 위해 선택된다.
복조기(8)에서 입력 신호는 480MHz의 고정 주파수를 갖는 직교 발진기(quadrature oscillator) 신호와 혼합된다. 복조기(8)의 출력에서, 복조된 신호들(I 및 Q)은 이용 가능하다. 이들 직교 신호들은 제 1 샘플율로 샘플링되며 아날로그 디지털 변환기들(10 및 12)에 의해 디지털 신호들로 변환된다. DVB를 위한 수신기의 경우에서 상기 제 1 샘플율에 대한 적합한 선택은 64MHz이다.
샘플율 변환기(14)는 제 1 샘플율에 의해 샘플링된 직교 신호들을 실제 심볼비의 두 배의 샘플율로 샘플링된 직교 신호들로 변환한다. 심볼율은 12에서 24MHz로 변화할 수 있다. 샘플율 변환기(14)는 또한 그것의 입력에서 신호의 주파수 및위상 오프셋들을 제거하기 위해 배열된다.
도 2에 따른 샘플율 변환기(14)에서, 동상 신호(I)는 혼합기(16)의 제 1 입력에 인가되며, 직교 신호(Q)는 혼합기(20)의 제 1 입력에 인가된다. 디지털 조절가능 발진기(digital tunable oscillator)DTO)(18)의 제 1 출력은 혼합기(16)의 제2 입력에 연결되며 디지털 조절가능 발진기(DTO)(18)의 제 2 출력은 혼합기(20)의제 2 입력에 연결된다. 혼합기(16)의 출력은 제 1 (동상) 필터의 입력에 연결되며,여기서 저역 통과 필터(22)가 존재한다. 혼합기(20)의 출력은 제 1 (직교) 필터의입력에 연결되며, 이는 여기서 저역 통과 필터(24)이다. 저역 통과 필터(32)의 출력은 데시메이터(decimator)(26)의 입력에 연결되며, 저역 통과 필터(24)의 출력은데시메이터(28)의 입력에 연결된다. 데시메이터(26)의 출력은 제곱근 나이퀴스트(Nyquist) 필터(30)의 입력에 연결되며 데시메이터(28)의 출력은 제곱근 니퀴스트필터(32)의 입력에 연결된다. 데시메이터(26), 제곱근 니퀴스트 필터(30), 디서메이트(28) 및 제곱근 니퀴스트 필터(32)의 조합은 제 2 (동상 및 직교) 필터를 구성한다. 데시메이터들(26 및 28)은 클럭 신호 회복 회로(31)에 의해 생성된 클록 신호에 의해 제어된다. 상기 클럭 신호의 주파수는 심볼비(fSYMBOL)의 두 배에 상응한다.
필터(30)의 출력은 AGC 증폭기(34)의 입력에 연결되며, 필터(32)의 출력은AGC 증폭기(36)의 입력에 연결된다. 출력신호(IA)를 운반하는 AGC 증폭기(34)의 출력은 혼합기(42)의 제 1 입력에 연결되며 AGC 제어기(38)의 제 1 입력에 연결된다.출력 신호(QB)를 운반하는 AGC 증폭기(36)의 출력은 혼합기(44)의 제 1 입력에 연결되며 AGC 제어기(38)의 제 2 입력에 연결된다. AGC 제어기(38)의 출력은 AGC 증폭기들(34 및 36)의 제어 입력에 연결된다.
디지털 발진기(40)의 제 1 출력은 혼합기(42)의 제 2 입력에 연결되며, 디지털 발진기(40)의 제 2 출력은 혼합기(44)의 제 2 입력에 연결된다. 혼합기(42)의 출력은 디지털 발진기(40)의 제 1 입력에 연결되며, 혼합기(44)의 출력은 디지털 발진기(40)의 제 2 입력에 연결된다.
혼합기(42)의 출력들에서 또한 출력 신호들(IB 및 QB)은 이용 가능하다. 혼합기(16 및 20) 및 디지털 조절가능 발진기(18)의 조합의 목적은 주파수 오프셋들로부터 자유로운 제 1 (동상 및 직교) 필터들(22 및 24)에 대한 신호를 제공하는 것이다. 만일 상기 신호들의 주파수가 0과 상이하다면, 이것은 신호들(IA 및 QA)의 주파수를 측정함으로써 그리고 발진기(18)를 조정함으로써 행해진다. 혼합기들(16 및20)의 출력 신호들은 데시메이터들(26 및 28)내에 샘플율의 감소에 기인한 에일리어싱을 방지하기 위하여 제 1 필터들(22 및 24)에 의해 여과된다.
데시메이터들(26 및 28)은 제 1 샘플율(예컨대, 64MHz)을 갖는 그들의 입력신호들을 입력된 신호의 실제 심볼비의 두 배와 같게 되는 제 2 샘플율을 갖는 출력 신호로 변환한다. 이 제 2 샘플율은 예컨대 24에서 48MHz로 변할 수 있다. 데시메이터들(26 및 28)은 이 기술분야에 숙련된 자들에게 공지되어 있으며 예컨대 디지털 모뎀들내 보간법 - 파트 I : 원리(fundamental) 1993년 3월에 발간된 IEEE transactions on communications, 제 41권, 제 3 호, 501-507쪽에서 F.M. Gardner와 디지털 모뎀들내 보간법 - 파트 Ⅱ: 구현 및 실행(implementation and performance), 1993년 6월에 발간된 IEEE transactions on communications, 제 41권, 제 6 호, 998-1008쪽에서 L.Erup, F.M. Gardner 및 R.A. Harris 논문에서 기술된다. 데시메이터들(26 및 28)의 다른 실시예는 미국 특허 번호 제 5,349,548 호에기술된다.
데시메이터들(26 및 28)의 출력 신호들은 제곱근 니퀴스트 전달 함수를 갖는필터들(30 및 32)에 의해 여과된다. 이러한 전달 함수의 경우는 다음과 같이 쓰여진다:
[수학식 1]
수학식 1에서 ┃H(f)┃2 는 필터들(30 및 32)의 전달 함수의 모듈러스(modulus) 제곱이며, fSYMBOL은 실제 심볼 주파수이고, α 는 소위 롤-오프(roll-off) 인자이다.
AGC 제어기(38)와 함께 증폭기들(34 및 36)은 일정한 진폭을 갖는 출력 신호를 제공한다. 혼합기들(42 및 44)은 증폭기들(34 및 36)의 출력 신호들로부터 위상오류들을 제거하기 위해 배열된다. 그러므로 증폭기들의 출력 신호들은 위상 오류를 결정하기 위하여 기준값과 비교하여 혼합기들(42 및 44)의 출력 신호들(IB 및 QB)을 사용하는 제어된 발진기(40)로부터 신호와 혼합된다. 신호들(IB 및 QB)은 샘플율 변환기(14)의 출력 신호들을 구성한다.
도 3에서, 샘플율 변환기(14)의 출력 신호의 스펙트럼은 문자 C 로 지시된다. 입력 신호의 스펙트럼은 수신기 내에서 사용되는 것과 동일한 α 값을 갖는 제곱근 니퀴스트 필터에 따른 송신기내에서 형성된다는 것이 가정된다. 이 스펙트럼은 f < fB 에 대해 fB = (11+α)fSYMBOL/2인 영이 아닌 구성 요소를 갖는다. 비 이상적인 필터링, 그리고 전송 매체 상의 잡음 및 간섭 신호들의 도입으로 인해, 샘플율 변환기(14)의 입력 신호는 또한 fB 보다 더 큰 주파수들에 대한 실제적인 값들을가질 수 있다. 도 3으로부터, fB 와 2fSYMBOL-fB 사이의 주파수들 b를 갖는 모든 신호들이 제곱근 니퀴스트 필터들(30 및 32)에 의해 도 3에서 그래프(B)로부터 보여질수 있는 바와 같이, 억제되는 것을 볼 수 있다. 결과적으로 도 3에서 그래프(A)로부터 보여진 바와 같이 반 에일리어싱 필터들(22 및 24)의 전이 대역이 fB 와2fSYMBOL-fB 가 될 수 있다. 앞서 주어진 fB 및 fSYMBOL 사이 관계를 이용하여, 전이 대역의 범위를 찾는다:
[수학식 2]
전술한 fMIN 에 대한 값은 제 1 필터가 fB 아래의 주파수들에 대한 필터링을실행하지 않다는 가정 하에 결정된다. 만일 fB 아래의 어떤 필터링이 허용된다면, fMIN의 값은 더욱 낮을 수 있다.
아래 표에서, 심볼 주파수 및 주파수들(fMIN 및 fMAN) 사이에 관계가 α =0.35일 경우 주어진다.
[표 1]
fMIN 의 가장 큰 값이 fMAN 의 가장 작은 값보다 크기 때문에, 전술한 테이블에 따른 요구들이 fMIN 및 fMAN 의 고정 값들을 갖는 단일 필터에 의해 충족될 수 없다. 이 문제의 해결은 심볼 주파수에 의존하여 전환되는 두 세트의 계수들을 갖는필터를 사용하는 것이다. 가능한 해답은 10.8-15.9로부터의 전이 대역을 가진, 12-16MHz로부터의 심볼 주파수들에 대한 제 1 세트의 계수들을 사용하는 것이며, 16.2-21.2MHz로부터의 전이 대역을 가진, 16에서 24MHz까지의 심볼 주파수들에 대한 제 2 세트의 계수들을 사용하는 것이다.
본 발명의 다른 양상에 따라, 필터들 세트들 모두에 대응하는 전달 함수들이16MHz 주위에 대칭적으로 만들어지면, 이들 두 개 세트들의 계수들이 쉬운 방식으로 실행될 수 있다. 도 3은 그래프들(A 및 B)에서 이러한 대칭을 보인다.
두 개 세트들의 계수들에 대응하는 전달 함수들 H'(f) 및 H(f) 사이의 관계는 다음 식으로 주어진다.
[수학식 3]
필터 H'(f)의 계수들은 필터 H(f)의 계수들로부터 쉽게 찾을 수 있다. 필터H'(f)의 중간 계수는 1로부터 필터 H(f)의 중간 계수를 감산함으로써 찾을 수 있다. 필터 H'(f)의 나머지 계수들은 중간 계수들로부터 시작하는 필터 H(f)의 계수들의 부호를 교대로 반전시킴으로써 찾을 수 있다. 필터 H(f)의 계수들은 0.1, 0.2, 0.4, 0.2, 0.6, 0.2, 0.4, 0.2, 0.1 이라면, 필터 H'(f)의 계수들은 -0.1, 0.2, -0.4, 0.2, 0.4, 0.2, -0.4, 0.2, -0.1과 동일하다.
도 5에 따른 제 1 필터들(22,24)에서, 입력은 저역 필터(50)의 입력에 연결된다. 저역 필터(50)의 출력이 데시메이터(52)의 입력에 연결된다. 데시메이터(50)의 출력은 저역 필터(54)의 입력에 연결된다. 저역 필터(54)의 출력은 데시메이터(56)의 입력에 연결된다.
번호 오타브들의 주파수 범위에 걸쳐 반-에일이리싱 필터(anti-aliasing filter)를 실현할 수 있게 하기 위하여, 도 5에 도시된 바와 같이, 데시메이터들을 갖는 복수의 필터들이 이용될 수 있다. 필터들의 각각은 대응하는 데시메이션 동작이 발생한 후에 에일리어싱(aliasing)을 방지하기에 충분하게 반-에일리어싱 동작을 실행한다. 이 발명의 다른 양상에 따라, 복수의 반-에일리어싱 필터들이 시간 분배(time sharing)를 사용함으로써 하나의 단일 필터 상에서 실현될 수 있다.
두 개의 인자에 의한 데시메이션이 사용된다면, 각각의 다음 필터가 이전 필터에 요구되는 시간 슬롯들의 단지 절반을 필요로 한다. 3 개의 필터들이 1,2,3으로 번호 매겨져서 존재하면, 시간 슬롯 할당이 이하 표에 따라서 행해질 수 있다.
[표 2]
표로부터, 아직도 몇 개의 시간 슬롯들이 사용되지 않는 것이 명백하다. 이들 비사용된 시간 슬롯에서 3 번째 필터의 샘플율의 1/2에서 실행하는 4 번째 필터가 실현될 수 있으며, 여전히 몇 개의 사용되지 않은 시간 슬롯을 남기고 그 시간 슬롯에서 5 번째 필터가 실현될 수 있다. 이러한 방식으로, 데시메이팅 필터들의 임의의 수들이 시간 분배로 단일 필터를 사용하여 실행될 수 있다.

Claims (8)

  1. 입력 신호로부터 제 1 샘플 주파수를 가진 제 1 신호를 유도하기 위한 제 1 필터, 및 상기 제 1 신호로부터 제 2 샘플율을 가진 제 2 신호를 유도하기 위한 제 2 필터를 포함하는 수신기에 있어서,
    상기 제 1 필터의 전이 대역의 상한이 상기 제 2 샘플율의 1/2 보다 크고 상기 제 2 샘플율과 상기 제 2 필터의 컷 오프 주파수 사이의 차이 보다 작은 것을 특징으로 하는, 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 샘플율이 복수의 가능한 샘플율들을 포함하고, 상기 제 1 필터의 상기 전이 대역의 상한이 상기 복수의 샘플율들 중 적어도 하나의 샘플율의 1/2 보다 크고, 상기 제 2 샘플율의 가능한 값들 중 최소값과 상기 제 2 샘플율의 가능한 값들의 최소값에 대한 제 2 필터의 상기 컷 오프 주파수 사이의 차이 보다 작은 것을 특징으로 하는, 수신기.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 2 샘플율은 복수의 샘플 주파수들의 값들보다 큰 값들을 갖는 부가적인 복수의 샘플율들을 포함하며, 샘플율이 상기 복수의 샘플율들 중 하나를 가지면 상기 제 1 필터의 전달 함수가 H(f)의 값을 갖고, 실제의 샘플 주파수가 상기 부가적인 복수의 샘플율들 중 하나와 동일하면 상기 제 2 필터의 전달 함수가 H(0) - 1/2{H(f-fSAMPLE/2)+H(f+fSAMPLE/2)}의 값으로 전환되는 것을 특징으로 하는, 수신기.
  4. 제 1항 내지 제 3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 1 필터가 복수의 연속적인 필터링 및 샘플율 감소 동작들을 수행하기 위한 시분배 필터링 수단을 포함하며, 상기 연속적인 필터링 및 샘플율 감소 동작들 각각은 이전 필터링 및 샘플율 감소 동작의 결과에 수행되는 것을 특징으로 하는, 수신기.
  5. 입력 신호로부터 제 1 샘플 주파수를 가진 제 1 신호를 유도하기 위한 제 1 필터, 및 상기 제 1 신호로부터 제 2 샘플율을 가진 제 2 신호를 유도하기 위한 제 2 필터를 포함하는 샘플율 변환기에 있어서,
    상기 제 1 필터의 전이 대역의 상한이 상기 제 2 샘플율의 1/2 보다 크고, 상기 제 2 샘플율과 상기 제 2 필터의 상기 컷 오프 주파수 사이의 차이 보다 작은 것을 특징으로 하는, 샘플율 변환기.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 제 2 샘플율이 복수의 가능한 샘플율들을 포함하고, 상기 제 1 필터의 상기 전이 대역의 상한이 상기 복수의 샘플율들 중 적어도 하나의 샘플율의 1/2 보다 크고, 상기 제 2 샘플율의 가능한 값들 중 최소값과 상기 제 2 샘플율의 가능한 값들 중 최소값에 대한 상기 제 2 필터의 상기 컷 오프 주파수 사이의 차이 보다 작은 것을 특징으로 하는 샘플율 변환기.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 제 2 샘플율은 상기 복수의 샘플 주파수 값들보다 큰 값들을 갖는 상기 부가적인 복수의 샘플율들을 포함하며, 상기 샘플율이 상기 복수의 샘플율들 중 하나를 가지면 상기 제 1 필터의 전달 함수가 H(f)의 값을 가지고, 상기 실제의 샘플 주파수가 상기 부가적인 복수의 샘플율들 중 하나와 동일하면 상기 제 2 필터의 전달 함수가 H(0) - 1/2{H(f-fSAMPLE/2)+H(f+fSAMPLE/2)}의 값으로 전환되는 것을 특징으로 하는, 샘플율 변환기.
  8. 제 5항 또는 제 6항 또는 제 7항에 있어서,
    상기 제 1 필터가 복수의 연속적인 필터링 및 샘플율 감소 동작들을 수행하기 위한 시분배 필터링 수단을 포함하며, 상기 연속적인 필터링 및 샘플율 감소 동작들 각각은 이전의 필터링 및 샘플율 감소 동작의 결과에 수행되는 것을 특징으로 하는, 샘플율 변환기.
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