JP2002544703A - 受信機回路 - Google Patents
受信機回路Info
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
- H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
ディジタル地上テレビジョン放送信号を受信する無線周波数受信機回路。このような信号は、必要周波数帯域中の必要信号を含む。受信機回路は、第１の中間周波数信号を受信し、アナログ／ディジタル変換器でサブサンプリングすることによって逓減を行う。アナログ／ディジタル変換器のサンプリング速度は、既知の干渉信号が必要周波数帯域にエイリアシングしなく、この信号がベースバンドで取り除くことができるように中間周波数に対して選択される。
Description
【０００１】
本発明は、受信機回路、より詳細には無線周波数受信機回路に関するものであ
る。特に、一実施例では、本発明は、ＤＶＢ‐Ｔヨーロッパ標準を使用するディ
ジタル地上テレビジョンのための無線受信機に関するものである。
る。特に、一実施例では、本発明は、ＤＶＢ‐Ｔヨーロッパ標準を使用するディ
ジタル地上テレビジョンのための無線受信機に関するものである。
【０００２】
従来の無線受信機回路は、受信アナログ信号が第１のミキサ段階で第１の中間
周波数に逓減され、次に、第２のミキサ段階で第２の中間周波数に逓減される。
第２の中間周波数のアナログ信号は、次いで、アナログ／ディジタル変換器でサ
ンプリングされる。
周波数に逓減され、次に、第２のミキサ段階で第２の中間周波数に逓減される。
第２の中間周波数のアナログ信号は、次いで、アナログ／ディジタル変換器でサ
ンプリングされる。
【０００３】 ディジタルサブサンプリングの技術も公知であり、それによってアナログ／デ
ィジタル変換器は信号の逓減を行うために使用される。これはエイリアシングの
現象による。Ｆのサンプリング速度（または周波数）を有するアナログ／ディジ
タル変換器は、Ｆ／２以下の周波数を有する信号を完全且つ確実に再生のみ可能
である。しかしながら、より高い周波数信号は今もなお検出されるが、これらは
０〜Ｆ／２の範囲にある周波数の出力ディジタル信号に生じる。したがって、周
波数ｆ、（Ｆ−ｆ）、（Ｆ＋ｆ）、（２Ｆ−ｆ）、（２Ｆ＋ｆ）等を有する入力
アナログ信号は、全て周波数ｆの出力信号に生じる。
ィジタル変換器は信号の逓減を行うために使用される。これはエイリアシングの
現象による。Ｆのサンプリング速度（または周波数）を有するアナログ／ディジ
タル変換器は、Ｆ／２以下の周波数を有する信号を完全且つ確実に再生のみ可能
である。しかしながら、より高い周波数信号は今もなお検出されるが、これらは
０〜Ｆ／２の範囲にある周波数の出力ディジタル信号に生じる。したがって、周
波数ｆ、（Ｆ−ｆ）、（Ｆ＋ｆ）、（２Ｆ−ｆ）、（２Ｆ＋ｆ）等を有する入力
アナログ信号は、全て周波数ｆの出力信号に生じる。
【０００４】 この技術を、信号、特に比較的狭い範囲にだけ成分を有する信号の逓減を行う
ために使用できることは、例えば米国特許第５，６３０，２２７号から公知であ
る。例えば、アナログ信号が、範囲３Ｆ〜３．５Ｆ内に指定された１つまたはそ
れ以上の周波数の周波数成分（３Ｆ＋ｆ）のみを有し、サンプリング周波数Ｆの
アナログ／ディジタル変換器によってサンプリングされる場合、出力ディジタル
信号は、範囲０〜０．５Ｆの周波数の対応する成分を有する。換言すると、周波
数範囲３Ｆ〜３．５Ｆは０〜０．５Ｆにエイリアシングされる。
ために使用できることは、例えば米国特許第５，６３０，２２７号から公知であ
る。例えば、アナログ信号が、範囲３Ｆ〜３．５Ｆ内に指定された１つまたはそ
れ以上の周波数の周波数成分（３Ｆ＋ｆ）のみを有し、サンプリング周波数Ｆの
アナログ／ディジタル変換器によってサンプリングされる場合、出力ディジタル
信号は、範囲０〜０．５Ｆの周波数の対応する成分を有する。換言すると、周波
数範囲３Ｆ〜３．５Ｆは０〜０．５Ｆにエイリアシングされる。
【０００５】 しかしながら、この公知のシステムは、隣接するチャネル干渉の影響を処理す
ることができない。より詳細には、入力の必要信号の中の１つの周波数に近い周
波数に生じる信号の場合、公知の技術によって、この信号は、予測できない方法
で必要出力信号と干渉する出力を生じる。換言すると、干渉器は、必要出力が生
じる周波数に近い周波数にエイリアシングでき、さらに必要信号よりも強度の大
きい信号であり得るので、この信号はフィルタリングすることによって容易に取
り除くことができる。
ることができない。より詳細には、入力の必要信号の中の１つの周波数に近い周
波数に生じる信号の場合、公知の技術によって、この信号は、予測できない方法
で必要出力信号と干渉する出力を生じる。換言すると、干渉器は、必要出力が生
じる周波数に近い周波数にエイリアシングでき、さらに必要信号よりも強度の大
きい信号であり得るので、この信号はフィルタリングすることによって容易に取
り除くことができる。
【０００６】
本発明は、このようなエイリアシング問題を避けるために、アナログ／ディジ
タル変換器入力信号の中心周波数、必要としない周波数の信号およびアナログ／
ディジタル変換器のサンプリング速度間の関係を決定することによって公知の技
術に関連した問題を回避するものである。
タル変換器入力信号の中心周波数、必要としない周波数の信号およびアナログ／
ディジタル変換器のサンプリング速度間の関係を決定することによって公知の技
術に関連した問題を回避するものである。
【０００７】 本発明の第１の態様によれば、受信信号周波数帯域の入力信号を受信する無線
受信機回路が提供され、この入力信号は、下部の必要周波数と上部の必要周波数
との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、この必要信号は必要中心周波数に
おいて中心を有し、この入力信号は、受信信号帯域内の干渉周波数の干渉信号も
含み、この無線受信機回路は、この入力信号を逓減し、この必要信号中心周波数
の２倍よりも小さいサンプリング周波数を有するアナログ／ディジタル変換器を
備え、このサンプリング周波数は、逓減後の第１の必要周波数帯域への干渉信号
のエイリアシング度が所定の閾値未満に保持されるように選択される。
受信機回路が提供され、この入力信号は、下部の必要周波数と上部の必要周波数
との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、この必要信号は必要中心周波数に
おいて中心を有し、この入力信号は、受信信号帯域内の干渉周波数の干渉信号も
含み、この無線受信機回路は、この入力信号を逓減し、この必要信号中心周波数
の２倍よりも小さいサンプリング周波数を有するアナログ／ディジタル変換器を
備え、このサンプリング周波数は、逓減後の第１の必要周波数帯域への干渉信号
のエイリアシング度が所定の閾値未満に保持されるように選択される。
【０００８】 本発明の第２の態様によれば、受信信号周波数帯域の入力信号を受信する方法
が提供され、この入力信号は、下部の必要周波数と上部の必要周波数との間の必
要周波数帯域中の必要信号を含み、この必要信号は必要中心周波数において中心
を有し、この入力信号は、受信信号帯域内の干渉周波数の干渉信号も含み、この
方法は、この必要信号中心周波数の２倍よりも小さいサンプリング周波数のこの
入力信号をサンプリングすることによってこの入力信号を逓減し、もって、逓減
された干渉信号および逓減された必要信号を含む逓減された入力信号を得ること
を含み、このサンプリング周波数は、逓減後の第１の必要周波数帯域への干渉信
号のエイリアシング度が所定の閾値未満に保持されるように選択される。
が提供され、この入力信号は、下部の必要周波数と上部の必要周波数との間の必
要周波数帯域中の必要信号を含み、この必要信号は必要中心周波数において中心
を有し、この入力信号は、受信信号帯域内の干渉周波数の干渉信号も含み、この
方法は、この必要信号中心周波数の２倍よりも小さいサンプリング周波数のこの
入力信号をサンプリングすることによってこの入力信号を逓減し、もって、逓減
された干渉信号および逓減された必要信号を含む逓減された入力信号を得ること
を含み、このサンプリング周波数は、逓減後の第１の必要周波数帯域への干渉信
号のエイリアシング度が所定の閾値未満に保持されるように選択される。
【０００９】 本発明の第３の態様によれば、テレビジョン信号を処理する方法が提供され、
この信号を中間周波数において中心を有する必要周波数帯域に逓減し、この必要
周波数帯域を通過させ、かつ干渉信号を通過させることができるフィルタを使用
してこの逓減された信号をフィルタリングし、サンプリング周波数のこのフィル
タリングされた逓減信号をサブサンプリングすることによって、フィルタリング
された逓減信号をさらに逓減することとを含み、このサンプリング周波数は、逓
減後の第１の必要周波数帯域への前記干渉信号のエイリアシング度が所定の閾値
未満に保持されるように選択される。
この信号を中間周波数において中心を有する必要周波数帯域に逓減し、この必要
周波数帯域を通過させ、かつ干渉信号を通過させることができるフィルタを使用
してこの逓減された信号をフィルタリングし、サンプリング周波数のこのフィル
タリングされた逓減信号をサブサンプリングすることによって、フィルタリング
された逓減信号をさらに逓減することとを含み、このサンプリング周波数は、逓
減後の第１の必要周波数帯域への前記干渉信号のエイリアシング度が所定の閾値
未満に保持されるように選択される。
【００１０】 本発明の第４の態様によれば、下部の受信周波数ＩＦ１−ＣＷ／２と上部の受
信周波数ＩＦ１＋ＣＷ／２との間の受信信号帯域の入力信号を受信する無線受信
機回路が提供され、この入力信号は、下部の必要周波数ＩＦ１−ＳＢ／２と上部
の必要周波数ＩＦ１＋ＳＢ／２との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、こ
の必要信号が必要信号の中心周波数ＩＦ１において中心を有し、この入力信号は
、前記受信信号帯域内の干渉周波数ＩＦ１＋Ｎにおける干渉信号も含み、この無
線受信機回路は、サンプリング周波数ＳＲ＜２ＩＦ１を有するアナログ／ディジ
タル変換器を備え、式（Ｉ）：（Ｎ−ｋ・ＳＲ＋ＩＦ１）＜（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１
−ＳＢ／２）であり、このサンプリング周波数ＳＲは、この受信信号帯域の一部
がサンプリング後、（ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲまでの周波数帯域内にあ
るように選択される場合、（ｋ−１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１−ＣＷ／２およびＩＦ
１＋ＳＢ／２＜ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１＋ＣＷ／２（ｋは整数である）であり、かつ式
（ＩＩ）：（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＜１／２・ＳＲであり、このサンプ
リング周波数ＳＲは、前記受信信号帯域の一部が、サンプリング後（ｋ−１／２
）・ＳＲからｋ・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、ＩＦ１
−ＣＷ／２＜（ｋ−１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１−ＳＢ／２およびｋ・ＳＲ＞ＩＦ１
＋ＳＢ／２である。
信周波数ＩＦ１＋ＣＷ／２との間の受信信号帯域の入力信号を受信する無線受信
機回路が提供され、この入力信号は、下部の必要周波数ＩＦ１−ＳＢ／２と上部
の必要周波数ＩＦ１＋ＳＢ／２との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、こ
の必要信号が必要信号の中心周波数ＩＦ１において中心を有し、この入力信号は
、前記受信信号帯域内の干渉周波数ＩＦ１＋Ｎにおける干渉信号も含み、この無
線受信機回路は、サンプリング周波数ＳＲ＜２ＩＦ１を有するアナログ／ディジ
タル変換器を備え、式（Ｉ）：（Ｎ−ｋ・ＳＲ＋ＩＦ１）＜（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１
−ＳＢ／２）であり、このサンプリング周波数ＳＲは、この受信信号帯域の一部
がサンプリング後、（ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲまでの周波数帯域内にあ
るように選択される場合、（ｋ−１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１−ＣＷ／２およびＩＦ
１＋ＳＢ／２＜ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１＋ＣＷ／２（ｋは整数である）であり、かつ式
（ＩＩ）：（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＜１／２・ＳＲであり、このサンプ
リング周波数ＳＲは、前記受信信号帯域の一部が、サンプリング後（ｋ−１／２
）・ＳＲからｋ・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、ＩＦ１
−ＣＷ／２＜（ｋ−１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１−ＳＢ／２およびｋ・ＳＲ＞ＩＦ１
＋ＳＢ／２である。
【００１１】 本発明の第５の態様によれば、下部の受信周波数ＩＦ１−ＣＷ／２と上部の受
信周波数ＩＦ１＋ＣＷ／２との間の受信信号帯域の入力信号を受信する無線受信
機回路が提供され、この入力信号は、下部の必要周波数ＩＦ１−ＳＢ／２と上部
の必要周波数ＩＦ１＋ＳＢ／２との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、こ
の必要信号が必要信号の中心周波数ＩＦ１において中心を有し、この入力信号は
、この受信信号帯域内の干渉周波数ＩＦ１＋Ｎに干渉信号も含み、この無線受信
機回路は、サンプリング周波数ＳＲ＜２ＩＦ１を有するアナログ／ディジタル変
換器を備え、式（Ｉ）：（Ｎ−（ｋ＋１／２）・ＳＲ＋ＩＦ１）＜（（ｋ＋１／
２）・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／２）であり、このサンプリング周波数ＳＲは、前記
受信信号帯域の一部がサンプリング後、ｋ・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲまで
の周波数帯域内にあるように選択される場合、ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１−ＣＷ／２およ
びＩＦ１＋ＳＢ／２＜（ｋ＋１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１＋ＣＷ／２（ｋは整数であ
る）であり、かつ式（ＩＩ）：（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＜
１／２・ＳＲであり、前記サンプリング周波数ＳＲは、前記受信信号帯域の一部
がサンプリング後ｋ・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周波数帯域内にある
ように選択される場合、ＩＦ１−ＣＷ／２＜ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１−ＳＢ／２および
（ｋ＋１／２）・ＳＲ＞ＩＦ１＋ＳＢ／２である。
信周波数ＩＦ１＋ＣＷ／２との間の受信信号帯域の入力信号を受信する無線受信
機回路が提供され、この入力信号は、下部の必要周波数ＩＦ１−ＳＢ／２と上部
の必要周波数ＩＦ１＋ＳＢ／２との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、こ
の必要信号が必要信号の中心周波数ＩＦ１において中心を有し、この入力信号は
、この受信信号帯域内の干渉周波数ＩＦ１＋Ｎに干渉信号も含み、この無線受信
機回路は、サンプリング周波数ＳＲ＜２ＩＦ１を有するアナログ／ディジタル変
換器を備え、式（Ｉ）：（Ｎ−（ｋ＋１／２）・ＳＲ＋ＩＦ１）＜（（ｋ＋１／
２）・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／２）であり、このサンプリング周波数ＳＲは、前記
受信信号帯域の一部がサンプリング後、ｋ・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲまで
の周波数帯域内にあるように選択される場合、ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１−ＣＷ／２およ
びＩＦ１＋ＳＢ／２＜（ｋ＋１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１＋ＣＷ／２（ｋは整数であ
る）であり、かつ式（ＩＩ）：（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＜
１／２・ＳＲであり、前記サンプリング周波数ＳＲは、前記受信信号帯域の一部
がサンプリング後ｋ・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周波数帯域内にある
ように選択される場合、ＩＦ１−ＣＷ／２＜ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１−ＳＢ／２および
（ｋ＋１／２）・ＳＲ＞ＩＦ１＋ＳＢ／２である。
【００１２】 本発明の第６の態様によれば、下部の受信周波数ＩＦ１−ＣＷ／２と上部の受
信周波数ＩＦ１＋ＣＷ／２との間の受信信号帯域の入力無線信号を受信する方法
が提供され、この入力信号は、下部の必要周波数ＩＦ１−ＳＢ／２と上部の必要
周波数ＩＦ１＋ＳＢ／２との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、前記必要
信号が必要信号の中心周波数ＩＦ１において中心を有し、この入力信号は、前記
受信信号帯域内の干渉周波数ＩＦ１＋Ｎにおける干渉信号も含み、この方法は、
サンプリング周波数ＳＲ＜２ＩＦ１のこの入力信号をサンプリングすることによ
ってこの入力信号を逓減することを含み、式（Ｉ）：（Ｎ−ｋ・ＳＲ＋ＩＦ１）
＜（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／２）であり、このサンプリング周波数ＳＲは、こ
の受信信号帯域の一部がサンプリング後（ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲまで
の周波数帯域内にあるように選択される場合、（ｋ−１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１−
ＣＷ／２およびＩＦ１＋ＳＢ／２＜ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１＋ＣＷ／２（ｋは整数であ
る）であり、かつ式（ＩＩ）：（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＜１／２・ＳＲ
であり、このサンプリング周波数ＳＲは、この受信信号帯域の一部がサンプリン
グ後（ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択さ
れる場合、ＩＦ１−ＣＷ／２＜（ｋ−１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１−ＳＢ／２および
ｋ・ＳＲ＞ＩＦ１＋ＳＢ／２である。
信周波数ＩＦ１＋ＣＷ／２との間の受信信号帯域の入力無線信号を受信する方法
が提供され、この入力信号は、下部の必要周波数ＩＦ１−ＳＢ／２と上部の必要
周波数ＩＦ１＋ＳＢ／２との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、前記必要
信号が必要信号の中心周波数ＩＦ１において中心を有し、この入力信号は、前記
受信信号帯域内の干渉周波数ＩＦ１＋Ｎにおける干渉信号も含み、この方法は、
サンプリング周波数ＳＲ＜２ＩＦ１のこの入力信号をサンプリングすることによ
ってこの入力信号を逓減することを含み、式（Ｉ）：（Ｎ−ｋ・ＳＲ＋ＩＦ１）
＜（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／２）であり、このサンプリング周波数ＳＲは、こ
の受信信号帯域の一部がサンプリング後（ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲまで
の周波数帯域内にあるように選択される場合、（ｋ−１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１−
ＣＷ／２およびＩＦ１＋ＳＢ／２＜ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１＋ＣＷ／２（ｋは整数であ
る）であり、かつ式（ＩＩ）：（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＜１／２・ＳＲ
であり、このサンプリング周波数ＳＲは、この受信信号帯域の一部がサンプリン
グ後（ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択さ
れる場合、ＩＦ１−ＣＷ／２＜（ｋ−１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１−ＳＢ／２および
ｋ・ＳＲ＞ＩＦ１＋ＳＢ／２である。
【００１３】 本発明の第７の態様によれば、下部の受信周波数ＩＦ１−ＣＷ／２と上部の受
信周波数ＩＦ１＋ＣＷ／２との間の受信信号帯域の入力無線信号を受信する方法
が提供され、この入力信号は、下部の必要周波数ＩＦ１−ＳＢ／２と上部の必要
周波数ＩＦ１＋ＳＢ／２との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、この必要
信号は必要信号の中心周波数ＩＦ１において中心を有し、この入力信号は、前記
受信信号帯域内の干渉周波数ＩＦ１＋Ｎにおける干渉信号も含み、この方法は、
サンプリング周波数ＳＲ＜２ＩＦ１のこの入力信号をサンプリングすることによ
ってこの入力信号を逓減することを含み、式（Ｉ）：（Ｎ−（ｋ＋１／２）・Ｓ
Ｒ＋ＩＦ１）＜（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／２）であり、このサン
プリング周波数ＳＲは、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後ｋ・ＳＲから
（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、ｋ・Ｓ
Ｒ＜ＩＦ１−ＣＷ／２およびＩＦ１＋ＳＢ／２＜（ｋ＋１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１
＋ＣＷ／２（ｋは整数である）であり、かつ式（ＩＩ）：（（ｋ＋１／２）・Ｓ
Ｒ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＜１／２・ＳＲであり、このサンプリング周波数ＳＲは
、この受信信号帯域の一部がサンプリング後ｋ・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲ
までの周波数帯域内にあるように選択される場合、ＩＦ１−ＣＷ／２＜ｋ・ＳＲ
＜ＩＦ１−ＳＢ／２および（ｋ＋１／２）・ＳＲ＞ＩＦ１＋ＳＢ／２である。
信周波数ＩＦ１＋ＣＷ／２との間の受信信号帯域の入力無線信号を受信する方法
が提供され、この入力信号は、下部の必要周波数ＩＦ１−ＳＢ／２と上部の必要
周波数ＩＦ１＋ＳＢ／２との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、この必要
信号は必要信号の中心周波数ＩＦ１において中心を有し、この入力信号は、前記
受信信号帯域内の干渉周波数ＩＦ１＋Ｎにおける干渉信号も含み、この方法は、
サンプリング周波数ＳＲ＜２ＩＦ１のこの入力信号をサンプリングすることによ
ってこの入力信号を逓減することを含み、式（Ｉ）：（Ｎ−（ｋ＋１／２）・Ｓ
Ｒ＋ＩＦ１）＜（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／２）であり、このサン
プリング周波数ＳＲは、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後ｋ・ＳＲから
（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、ｋ・Ｓ
Ｒ＜ＩＦ１−ＣＷ／２およびＩＦ１＋ＳＢ／２＜（ｋ＋１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１
＋ＣＷ／２（ｋは整数である）であり、かつ式（ＩＩ）：（（ｋ＋１／２）・Ｓ
Ｒ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＜１／２・ＳＲであり、このサンプリング周波数ＳＲは
、この受信信号帯域の一部がサンプリング後ｋ・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲ
までの周波数帯域内にあるように選択される場合、ＩＦ１−ＣＷ／２＜ｋ・ＳＲ
＜ＩＦ１−ＳＢ／２および（ｋ＋１／２）・ＳＲ＞ＩＦ１＋ＳＢ／２である。
【００１４】 したがって、好ましくは、サブサンプリングするためのサンプリング周波数は
、干渉信号がサブサンプリング後に保持され、干渉信号がベースバンドで除去で
きるように最初の逓減後の第１の中間周波数であることが有利である第１の必要
周波数帯域中心周波数に対して選択される。
、干渉信号がサブサンプリング後に保持され、干渉信号がベースバンドで除去で
きるように最初の逓減後の第１の中間周波数であることが有利である第１の必要
周波数帯域中心周波数に対して選択される。
【００１５】
図１は受信機回路を示す。本発明の使用法は受信されている信号の種類とは無
関係であることが分かるけれども、本発明は、ここでは符号化直交周波数分割多
重化（ＣＯＦＤＭ）に基づいたヨーロッパＤＶＢ‐Ｔ標準を使用するディジタル
地上テレビジョン（ＤＴＴ）信号の受信の本発明の用途に関して記載されている
。
関係であることが分かるけれども、本発明は、ここでは符号化直交周波数分割多
重化（ＣＯＦＤＭ）に基づいたヨーロッパＤＶＢ‐Ｔ標準を使用するディジタル
地上テレビジョン（ＤＴＴ）信号の受信の本発明の用途に関して記載されている
。
【００１６】 図１は、符号化直交周波数分割多重化（ＣＯＦＤＭ）を使用して変調されたビ
デオデータを含み、アナログチューナ４に供給された放送ＵＨＦ／ＶＨＦ信号を
受信するアンテナ２を示している。このチューナ４は、第１の中間周波数への受
信信号の逓減のための第１の局部発振器信号ＬＯ１を受信するミキサ６と、例え
ば一対のＳＡＷフィルタから形成されてもよいバンドパスフィルタ８とを含む。
このフィルタ８は、幅ＣＷのチャネル以外の全ての信号を少なくともこの信号が
必要受信信号と干渉できないレベルに減衰すると仮定される。
デオデータを含み、アナログチューナ４に供給された放送ＵＨＦ／ＶＨＦ信号を
受信するアンテナ２を示している。このチューナ４は、第１の中間周波数への受
信信号の逓減のための第１の局部発振器信号ＬＯ１を受信するミキサ６と、例え
ば一対のＳＡＷフィルタから形成されてもよいバンドパスフィルタ８とを含む。
このフィルタ８は、幅ＣＷのチャネル以外の全ての信号を少なくともこの信号が
必要受信信号と干渉できないレベルに減衰すると仮定される。
【００１７】 従来の逓減工程は、一般的には受信信号スペクトルの周波数ベクトルの方向を
反転することに注目すべきである。
反転することに注目すべきである。
【００１８】 アナログチューナの出力１０でアナログチューナ４からの出力信号は、したが
って第１の中間周波数ＩＦ１にあり、この信号は自動利得制御回路１１に印加さ
れ、次に第１の中間周波数ＩＦ１の２倍よりも小さいサンプリング速度ＳＲを有
するアナログ／ディジタル変換器１２に印加されるので、この信号をサブサンプ
リングし、ベースバンドに近い第２の中間周波数ＩＦ２にエイリアシングするこ
とによってこの信号を効率的に逓減する。したがって、アナログ／ディジタル変
換器１２は、第１の中間周波数ＩＦ１の信号に適当な応答があるように設計され
るべきである。自動利得制御回路１１は、必要信号および干渉信号がアナログ／
ディジタル変換器によって正確にサンプリングできるようにアナログ／ディジタ
ル変換器に供給された入力信号の信号レベルを保持する。
って第１の中間周波数ＩＦ１にあり、この信号は自動利得制御回路１１に印加さ
れ、次に第１の中間周波数ＩＦ１の２倍よりも小さいサンプリング速度ＳＲを有
するアナログ／ディジタル変換器１２に印加されるので、この信号をサブサンプ
リングし、ベースバンドに近い第２の中間周波数ＩＦ２にエイリアシングするこ
とによってこの信号を効率的に逓減する。したがって、アナログ／ディジタル変
換器１２は、第１の中間周波数ＩＦ１の信号に適当な応答があるように設計され
るべきである。自動利得制御回路１１は、必要信号および干渉信号がアナログ／
ディジタル変換器によって正確にサンプリングできるようにアナログ／ディジタ
ル変換器に供給された入力信号の信号レベルを保持する。
【００１９】 アナログ／ディジタル変換器１２からのベースバンド出力は、フィルタリング
装置１３に、次に復調器１４に信号のディジタル化サンプルの形で供給される。
フィルタリング装置１３は、第２の局部発振器信号ＬＯ２を受信するミキサ１６
を含む。第２の局部発振器信号ＬＯ２は第２の中間周波数ＩＦ２にある。ミキサ
１６からの出力は、必要としない成分を除去するためにローパスフィルタ１８に
送られる。次に、復調器１４は、ＣＯＦＤＭ変調を取り除き、表示するのに適す
る形式に変換できる出力信号を供給する。
装置１３に、次に復調器１４に信号のディジタル化サンプルの形で供給される。
フィルタリング装置１３は、第２の局部発振器信号ＬＯ２を受信するミキサ１６
を含む。第２の局部発振器信号ＬＯ２は第２の中間周波数ＩＦ２にある。ミキサ
１６からの出力は、必要としない成分を除去するためにローパスフィルタ１８に
送られる。次に、復調器１４は、ＣＯＦＤＭ変調を取り除き、表示するのに適す
る形式に変換できる出力信号を供給する。
【００２０】 図１は、いくつかの個別ブロックを示しているけれども、異なるステージは望
ましい限り例えば単一チップ上に統合されてもよいしまたは他の機能の装置が使
用されてもよいことが分かる。
ましい限り例えば単一チップ上に統合されてもよいしまたは他の機能の装置が使
用されてもよいことが分かる。
【００２１】 例えば、アナログチューナ４は、１つの構成要素であってもよいが、アナログ
／ディジタル変換器１２、復調器１４およびその後の処理回路が組み合わされる
。
／ディジタル変換器１２、復調器１４およびその後の処理回路が組み合わされる
。
【００２２】 図２は、チューナ４の出力にある信号を概略形式で示している。
【００２３】 逓減された信号は前述されるように第１の中間周波数ＩＦ１において中心を有
している。バンドパスフィルタ８は、ＩＦ１に中心を有するチャネル幅ＣＷを有
するので、範囲（ＩＦ１−ＣＷ／２）〜（ＩＦ１＋ＣＷ／２）の信号は出力１０
に生じる。斜線を付けられた領域２０は、必要ＣＯＦＤＭ信号を含む信号バンド
幅ＳＢを示している。
している。バンドパスフィルタ８は、ＩＦ１に中心を有するチャネル幅ＣＷを有
するので、範囲（ＩＦ１−ＣＷ／２）〜（ＩＦ１＋ＣＷ／２）の信号は出力１０
に生じる。斜線を付けられた領域２０は、必要ＣＯＦＤＭ信号を含む信号バンド
幅ＳＢを示している。
【００２４】 複雑な点は、チャネル幅ＣＷが必要信号バンド幅ＳＢだけでなく、周波数（Ｉ
Ｆ１＋Ｎ）に生じ得るいかなる隣接する可能性として干渉する必要信号もまた通
過させるのに十分大きいということである。例えば、英国では、ＮＩＣＡＭ（近
瞬時圧伸オーディオ多重化）音声信号はこの特徴で生じ得る。さらに、ＮＩＣＡ
Ｍ信号は、必要ＣＯＦＤＭ信号に対して強くてもよい（例えば＋１０ｄＢ）。
Ｆ１＋Ｎ）に生じ得るいかなる隣接する可能性として干渉する必要信号もまた通
過させるのに十分大きいということである。例えば、英国では、ＮＩＣＡＭ（近
瞬時圧伸オーディオ多重化）音声信号はこの特徴で生じ得る。さらに、ＮＩＣＡ
Ｍ信号は、必要ＣＯＦＤＭ信号に対して強くてもよい（例えば＋１０ｄＢ）。
【００２５】 原則として、この必要としない信号がこの点でフィルタリング出力されるよう
にバンドパスフィルタ８を設計することは可能である。しかしながら、必要信号
のバンド幅のエッジと隣接する必要としない信号との間のギャップは、少なくと
も中間周波数ＩＦ１に比較すれば比較的狭いので、このフィルタリングを中間周
波数で行うことは比較的困難である。
にバンドパスフィルタ８を設計することは可能である。しかしながら、必要信号
のバンド幅のエッジと隣接する必要としない信号との間のギャップは、少なくと
も中間周波数ＩＦ１に比較すれば比較的狭いので、このフィルタリングを中間周
波数で行うことは比較的困難である。
【００２６】 この必要としない信号をベースバンドでフィルタリング出力できることは好ま
しいが、これを行うことができるために、必要としない信号がエイリアシングの
結果として逓減された信号の必要信号内に生じる状態を避ける必要がある。
しいが、これを行うことができるために、必要としない信号がエイリアシングの
結果として逓減された信号の必要信号内に生じる状態を避ける必要がある。
【００２７】 本発明は、この問題を回避する方法に関し、それによってチューナのフィルタ
に過剰な要求をしないで単一の逓減工程を有するチューナの使用を可能にする。
に過剰な要求をしないで単一の逓減工程を有するチューナの使用を可能にする。
【００２８】 さらに、この１つの態様は、正確に干渉信号が除去されるまで干渉信号を変わ
らない状態に保つことを含む。したがって、アナログ／ディジタル変換器１２は
、干渉信号および必要信号の両方を正確に示すことができるのに十分なヘッドル
ーム、すなわち十分な有効なビットを有するべきである。さらに、自動利得回路
１１は、チューナ出力を増減するので、このチューナ出力はアナログ／ディジタ
ル変換器の使用可能な範囲に最適にぴったりと収まる。
らない状態に保つことを含む。したがって、アナログ／ディジタル変換器１２は
、干渉信号および必要信号の両方を正確に示すことができるのに十分なヘッドル
ーム、すなわち十分な有効なビットを有するべきである。さらに、自動利得回路
１１は、チューナ出力を増減するので、このチューナ出力はアナログ／ディジタ
ル変換器の使用可能な範囲に最適にぴったりと収まる。
【００２９】 図３は、アナログ／ディジタル変換器１２の出力のサブサンプリング後の可能
な状態を示している。
な状態を示している。
【００３０】 この場合、サンプリング速度ＳＲは、（ＩＦ１−ＣＷ／２）から（ＩＦ１＋Ｃ
Ｗ／２）までのチューナパスバンドの全部が（ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲ
（ここで、ｋは整数である）までの周波数範囲内に生じるように選択される。サ
ブサンプリング後、全チューナパスバンドは、０〜１／２・ＳＲの範囲の周波数
で反転されて生じる。特に、パスバンドの中心周波数、すなわち中間周波数ＩＦ
１は、サンプリング周波数の関連倍数ｋ・ＳＲから周波数分離ＦＳ１だけ分離さ
れる、すなわちｋ・ＳＲ−ＩＦ１＝ＦＳ１である場合、逓減された信号の中心周
波数は、実際はベースバンドの近くにある第２の中間周波数であるＦＳ１に生じ
る。
Ｗ／２）までのチューナパスバンドの全部が（ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲ
（ここで、ｋは整数である）までの周波数範囲内に生じるように選択される。サ
ブサンプリング後、全チューナパスバンドは、０〜１／２・ＳＲの範囲の周波数
で反転されて生じる。特に、パスバンドの中心周波数、すなわち中間周波数ＩＦ
１は、サンプリング周波数の関連倍数ｋ・ＳＲから周波数分離ＦＳ１だけ分離さ
れる、すなわちｋ・ＳＲ−ＩＦ１＝ＦＳ１である場合、逓減された信号の中心周
波数は、実際はベースバンドの近くにある第２の中間周波数であるＦＳ１に生じ
る。
【００３１】 第１の逓減工程がスペクトルの周波数ベクトルの方向を反転する場合、この反
転が望ましいことに注目すべきである。しかしながら、このコンバージョンは、
必要ならばＩおよびＱ個のディジタルサンプルの全Ｑ個の値の符号を反転するこ
とによって後で取り除くことができる。
転が望ましいことに注目すべきである。しかしながら、このコンバージョンは、
必要ならばＩおよびＱ個のディジタルサンプルの全Ｑ個の値の符号を反転するこ
とによって後で取り除くことができる。
【００３２】 （ＩＦ１−ＣＷ／２）から（ＩＦ１＋ＣＷ／２）までのパスバンドは、（ＦＳ
１−ＣＷ／２）から（ＦＳ１＋ＣＷ／２）までの範囲にエイリアシングするのに
対して、可能性として干渉する必要としない信号は（ＩＦ１＋Ｎ）から（ＦＳ１
−Ｎ）までエイリアシングする。
１−ＣＷ／２）から（ＦＳ１＋ＣＷ／２）までの範囲にエイリアシングするのに
対して、可能性として干渉する必要としない信号は（ＩＦ１＋Ｎ）から（ＦＳ１
−Ｎ）までエイリアシングする。
【００３３】 必要としない信号は、いまＦＳ１上に中心を有する信号帯域外のままであるの
で、この信号は、さらに処理される前に復調器１４で比較的容易にフィルタリン
グ出力できる。特に、この信号は、好ましくはミキサ１６でＦＳ１の複素キャリ
アと混合される。必要信号よりＦＳ１から遠い必要としない信号は、より高い周
波数まで混合され、他の処理に影響を及ぼすことを避けるのに十分な程度までロ
ーパスフィルタ１８によって除去できる。必要ならば、第２の自動利得制御回路
（図示せず）は、この信号を適切なレベルまで引き上げるために使用できる。
で、この信号は、さらに処理される前に復調器１４で比較的容易にフィルタリン
グ出力できる。特に、この信号は、好ましくはミキサ１６でＦＳ１の複素キャリ
アと混合される。必要信号よりＦＳ１から遠い必要としない信号は、より高い周
波数まで混合され、他の処理に影響を及ぼすことを避けるのに十分な程度までロ
ーパスフィルタ１８によって除去できる。必要ならば、第２の自動利得制御回路
（図示せず）は、この信号を適切なレベルまで引き上げるために使用できる。
【００３４】 図４は、アナログ／ディジタル変換器１２の出力のサブサンプリング後の代替
の可能な状態を示す。
の可能な状態を示す。
【００３５】 この場合、サンプリング速度ＳＲは、ｋ・ＳＲ（ここでｋは整数である）が（
ＩＦ１−ＣＷ／２）から（ＩＦ１＋ＣＷ／２）までのチューナパスバンド内に含
まれる。
ＩＦ１−ＣＷ／２）から（ＩＦ１＋ＣＷ／２）までのチューナパスバンド内に含
まれる。
【００３６】 サブサンプリング後、（ＩＦ１−ＣＷ／２）からｋ・ＳＲまでのチューナパス
バンドのこの一部は、０から１／２・ＳＲまでの周波数範囲で反転されて生じる
。しかしながら、さらに、ｋ・ＳＲから（ＩＦ１＋ＣＷ／２）までのチューナパ
スバンドのこの一部も、０から１／２・ＳＲまでの周波数範囲で反転されないで
生じる。
バンドのこの一部は、０から１／２・ＳＲまでの周波数範囲で反転されて生じる
。しかしながら、さらに、ｋ・ＳＲから（ＩＦ１＋ＣＷ／２）までのチューナパ
スバンドのこの一部も、０から１／２・ＳＲまでの周波数範囲で反転されないで
生じる。
【００３７】 実際は、エイリアシングは、チューナパスバンドの上部端が逓減された信号の
ゼロ周波数点の周りに折り返すように見えることを意味する。
ゼロ周波数点の周りに折り返すように見えることを意味する。
【００３８】 この場合、パスバンドの中心周波数、すなわち中間周波数ＩＦ１は、サンプリ
ング周波数の関連倍数ｋ・ＳＲから周波数分離ＦＳ２だけ分離される、すなわち
ｋ・ＳＲ−ＩＦ１＝ＦＳ２である場合、逓減された信号の中心周波数は、ＦＳ２
に生じる。
ング周波数の関連倍数ｋ・ＳＲから周波数分離ＦＳ２だけ分離される、すなわち
ｋ・ＳＲ−ＩＦ１＝ＦＳ２である場合、逓減された信号の中心周波数は、ＦＳ２
に生じる。
【００３９】 前述されるように、（ＩＦ１−ＣＷ／２）からｋ・ＳＲまでのパスバンドの一
部は、０から（ＦＳ２＋ＣＷ／２）までの範囲にエイリアシングするのに対して
、ｋ・ＳＲから（ＩＦ１＋ＣＷ／２）までのパスバンドの一部は０から（ＩＦ１
＋ＣＷ／２−ｋ・ＳＲ）まで、換言すると０から（ＣＷ／２−ＦＳ２）までエイ
リアシングする。
部は、０から（ＦＳ２＋ＣＷ／２）までの範囲にエイリアシングするのに対して
、ｋ・ＳＲから（ＩＦ１＋ＣＷ／２）までのパスバンドの一部は０から（ＩＦ１
＋ＣＷ／２−ｋ・ＳＲ）まで、換言すると０から（ＣＷ／２−ＦＳ２）までエイ
リアシングする。
【００４０】 もちろん、それ自体へのＣＯＦＤＭの必要信号のエイリアシングは全く生じな
いことが重要である。すなわち、図４では、（ＩＦ１＋ＳＢ／２）の必要信号の
上部端は、（ＦＳ２−ＳＢ／２）にエイリアシングするので、（ＦＳ２−ＳＢ／
２）＞０であることが重要である。
いことが重要である。すなわち、図４では、（ＩＦ１＋ＳＢ／２）の必要信号の
上部端は、（ＦＳ２−ＳＢ／２）にエイリアシングするので、（ＦＳ２−ＳＢ／
２）＞０であることが重要である。
【００４１】 さらに、特に、（ＩＦ１＋Ｎ）の可能性として干渉する必要としない信号は、
ＦＳ２＞Ｎならば、（ＦＳ２−Ｎ）に、またはＮ＞ＦＳ２ならば、（Ｎ−ＦＳ２
）にエイリアシングする。
ＦＳ２＞Ｎならば、（ＦＳ２−Ｎ）に、またはＮ＞ＦＳ２ならば、（Ｎ−ＦＳ２
）にエイリアシングする。
【００４２】 必要としない信号が復調器１４でフィルタリング出力できるために、必要とし
ない信号は、その時点でＦＳ２に中心を有する信号帯域ＳＢ外のままであるべき
であることが重要である。さらに、必要としない信号は、それからフィルタリン
グされる信号帯域外からはるかに離れているべきで、さらに存在し得るいかなる
周波数オフセットも可能にする。
ない信号は、その時点でＦＳ２に中心を有する信号帯域ＳＢ外のままであるべき
であることが重要である。さらに、必要としない信号は、それからフィルタリン
グされる信号帯域外からはるかに離れているべきで、さらに存在し得るいかなる
周波数オフセットも可能にする。
【００４３】 ＦＳ２＞Ｎならば、Ｎ＞ＳＢ／２であるために（第１の中間周波数の信号の必
要信号帯域外で生じる必要としない信号は公知であるために）、必要としない信
号は必要信号帯域外でエイリアシングされる。しかしながら、Ｎ＞ＦＳ２ならば
、必要としない信号は必要信号帯域の中へエイリアシングされることが可能であ
る。
要信号帯域外で生じる必要としない信号は公知であるために）、必要としない信
号は必要信号帯域外でエイリアシングされる。しかしながら、Ｎ＞ＦＳ２ならば
、必要としない信号は必要信号帯域の中へエイリアシングされることが可能であ
る。
【００４４】 従って、これを避けるために、（Ｎ−ＦＳ２）＜（ＦＳ２−ＳＢ／２）または
好ましくは（Ｎ−ＦＳ２）＋△＜（ＦＳ２−ＳＢ／２）であることが望ましい。
ここで、△は、許容周波数オフセットであり、多分（ＩＦ１＋Ｎ）の必要としな
い信号は有限バンド幅を有し、この周波数に中心があってもよい。
好ましくは（Ｎ−ＦＳ２）＋△＜（ＦＳ２−ＳＢ／２）であることが望ましい。
ここで、△は、許容周波数オフセットであり、多分（ＩＦ１＋Ｎ）の必要としな
い信号は有限バンド幅を有し、この周波数に中心があってもよい。
【００４５】 反対に、サンプリング速度ＳＲは、（ｋ−１／２）・ＳＲがパスバンド内に含
まれるように選択される場合、（ＩＦ１−ＣＷ／２）から（ｋ−１／２）・ＳＲ
までのパスバンドの一部は、周波数反転がない場合、０から１／２ＳＲまでの範
囲にエイリアシングするのに対して、（ｋ−１／２）・ＳＲから（ＩＦ１＋ＣＷ
／２）までのパスバンドの一部も、周波数反転の場合、０から１／２・ＳＲまで
の範囲にエイリアシングする。
まれるように選択される場合、（ＩＦ１−ＣＷ／２）から（ｋ−１／２）・ＳＲ
までのパスバンドの一部は、周波数反転がない場合、０から１／２ＳＲまでの範
囲にエイリアシングするのに対して、（ｋ−１／２）・ＳＲから（ＩＦ１＋ＣＷ
／２）までのパスバンドの一部も、周波数反転の場合、０から１／２・ＳＲまで
の範囲にエイリアシングする。
【００４６】 実際は、エイリアシングは、チューナパスバンドの下部端が逓減された信号の
１／２・ＳＲ周波数点の周りに折り返すように見えることを意味する。
１／２・ＳＲ周波数点の周りに折り返すように見えることを意味する。
【００４７】 これは図５に示される。この場合、パスバンドの中心周波数、すなわち中間周
波数ＩＦ１が、サンプリング周波数の関連倍数ｋ・ＳＲから周波数分離ＦＳ３だ
け分離される、すなわちｋ・ＳＲ−ＩＦ１＝ＦＳ３である場合、逓減された信号
の中心周波数は、ＦＳ３に生じる。
波数ＩＦ１が、サンプリング周波数の関連倍数ｋ・ＳＲから周波数分離ＦＳ３だ
け分離される、すなわちｋ・ＳＲ−ＩＦ１＝ＦＳ３である場合、逓減された信号
の中心周波数は、ＦＳ３に生じる。
【００４８】 前述されるように、（ＩＦ１−ＣＷ／２）から（ｋ−１／２）・ＳＲまでのパ
スバンドの一部は、０から１／２・ＳＲまでの範囲にエイリアシングするのに対
して、（ｋ−１／２）・ＳＲから（ＩＦ１＋ＣＷ／２）までのパスバンドの一部
は（ＦＳ３−ＣＷ／２）から１／２・ＳＲまでエイリアシングする。
スバンドの一部は、０から１／２・ＳＲまでの範囲にエイリアシングするのに対
して、（ｋ−１／２）・ＳＲから（ＩＦ１＋ＣＷ／２）までのパスバンドの一部
は（ＦＳ３−ＣＷ／２）から１／２・ＳＲまでエイリアシングする。
【００４９】 もちろん、それ自体へのＣＯＦＤＭの必要信号のエイリアシングが全く生じな
いことが重要である。すなわち、図５では、（ＩＦ１−ＳＢ／２）の必要信号の
下部端は、（ＦＳ３＋ＳＢ／２）にエイリアシングするので、（ＦＳ３＋ＳＢ／
２）＜１／２・ＳＲ、または、好ましくは（ＦＳ３＋ＳＢ／２）＋△＜１／２・
ＳＲであることが重要である。ここで、△はさらに可能なオフセットである。
いことが重要である。すなわち、図５では、（ＩＦ１−ＳＢ／２）の必要信号の
下部端は、（ＦＳ３＋ＳＢ／２）にエイリアシングするので、（ＦＳ３＋ＳＢ／
２）＜１／２・ＳＲ、または、好ましくは（ＦＳ３＋ＳＢ／２）＋△＜１／２・
ＳＲであることが重要である。ここで、△はさらに可能なオフセットである。
【００５０】 しかしながら、この場合、（ＩＦ１＋Ｎ）の可能性として干渉する必要としな
い信号は、（ＦＳ３−Ｎ）にエイリアシングし、必要信号にエイリアシングでき
ない。
い信号は、（ＦＳ３−Ｎ）にエイリアシングし、必要信号にエイリアシングでき
ない。
【００５１】 図３に示された代替例の他の代替例は図６に示される。ここで、サンプリング
速度ＳＲは、チューナパスバンドの全部がｋ・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲ）
（ここで、ｋは整数である）までの周波数範囲内に生じるように選択された。サ
ブサンプリング後、全チューナパスバンドは、中心周波数ＦＳ４の場合、０から
１／２・ＳＲまでの周波数範囲で非反転されて生じる。ここでＦＳ４＝ＩＦ１−
ｋ・ＳＲである。
速度ＳＲは、チューナパスバンドの全部がｋ・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲ）
（ここで、ｋは整数である）までの周波数範囲内に生じるように選択された。サ
ブサンプリング後、全チューナパスバンドは、中心周波数ＦＳ４の場合、０から
１／２・ＳＲまでの周波数範囲で非反転されて生じる。ここでＦＳ４＝ＩＦ１−
ｋ・ＳＲである。
【００５２】 図３の例におけるように、必要としないＮＩＣＡＭ信号は、この逓減後、ＦＳ
４に中心を有する信号帯域外のままであり、復調器１４でフィルタリング出力で
きる。
４に中心を有する信号帯域外のままであり、復調器１４でフィルタリング出力で
きる。
【００５３】 正に図３が、チューナパスバンドの全部が（ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲ
までの周波数範囲内に生じるように選択されたサンプリング速度ＳＲを示し、図
６が、チューナパスバンドの全部がｋ・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周
波数範囲内に生じるように選択されたサンプリング速度ＳＲを示すように、他方
、図４および図５は、チューナパスバンドが（ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲ
までの周波数範囲内に一般に生じる（が完全でない）ように選択されるサンプリ
ング速度ＳＲを示し、チューナパスバンドが同じ制約でｋ・ＳＲから（ｋ＋１／
２）・ＳＲまでの周波数範囲内に一般に生じるが完全に生じないようにサンプリ
ング速度を選択することもできる。
までの周波数範囲内に生じるように選択されたサンプリング速度ＳＲを示し、図
６が、チューナパスバンドの全部がｋ・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周
波数範囲内に生じるように選択されたサンプリング速度ＳＲを示すように、他方
、図４および図５は、チューナパスバンドが（ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲ
までの周波数範囲内に一般に生じる（が完全でない）ように選択されるサンプリ
ング速度ＳＲを示し、チューナパスバンドが同じ制約でｋ・ＳＲから（ｋ＋１／
２）・ＳＲまでの周波数範囲内に一般に生じるが完全に生じないようにサンプリ
ング速度を選択することもできる。
【００５４】 この場合、および上記の図３〜図５に既に開示されていることと一致して、 （Ｎ−（ｋ＋１／２）・ＳＲ＋ＩＦ１））＜（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１
−ＳＢ／２）であり、 サンプリング周波数ＳＲが、受信信号帯域の一部がサンプリング後、ｋ・ＳＲか
ら（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、ｋ・
ＳＲ＜ＩＦ１−ＣＷ／２およびＩＦ１＋ＳＢ／２＜（ｋ＋１／２）・ＳＲ＜ＩＦ
１＋ＣＷ／２（ｋは整数である）であり、 かつ（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＜１／２・ＳＲであり、 サンプリング周波数ＳＲが、受信信号帯域の一部がサンプリング後、ｋ・ＳＲか
ら（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、ＩＦ
１−ＣＷ／２＜ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１−ＳＢ／２および（ｋ＋１／２）・ＳＲ＞ＩＦ
１＋ＳＢ／２である。
−ＳＢ／２）であり、 サンプリング周波数ＳＲが、受信信号帯域の一部がサンプリング後、ｋ・ＳＲか
ら（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、ｋ・
ＳＲ＜ＩＦ１−ＣＷ／２およびＩＦ１＋ＳＢ／２＜（ｋ＋１／２）・ＳＲ＜ＩＦ
１＋ＣＷ／２（ｋは整数である）であり、 かつ（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＜１／２・ＳＲであり、 サンプリング周波数ＳＲが、受信信号帯域の一部がサンプリング後、ｋ・ＳＲか
ら（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、ＩＦ
１−ＣＷ／２＜ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１−ＳＢ／２および（ｋ＋１／２）・ＳＲ＞ＩＦ
１＋ＳＢ／２である。
【００５５】 さらに、この場合、万一、干渉信号がバンド幅△を有する場合、上記の式は、
（Ｎ−（ｋ＋１／２）・ＳＲ＋ＩＦ１）＋△＜（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１
−ＳＢ／２）および （（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＋△＜１／２・ＳＲ によってそれぞれ置き換えることができる。
（Ｎ−（ｋ＋１／２）・ＳＲ＋ＩＦ１）＋△＜（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１
−ＳＢ／２）および （（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＋△＜１／２・ＳＲ によってそれぞれ置き換えることができる。
【００５６】 次に、これらの場合は、９．４０ＭＨｚのパスバンド幅を有する３６．１６７
ＭＨｚの第１の中間周波数に第１の工程で逓減された受信ＣＯＦＤＭ信号の場合
のために示される。実際の必要信号バンド幅は、３６．１６７ＭＨｚの中間周波
数において中心を有する７．６１ＭＨｚである。最も近くに隣接する干渉信号は
（３６．１６７＋４．１９８１）＝４０．３６５１ＭＨｚのＮＩＣＡＭ信号であ
る。
ＭＨｚの第１の中間周波数に第１の工程で逓減された受信ＣＯＦＤＭ信号の場合
のために示される。実際の必要信号バンド幅は、３６．１６７ＭＨｚの中間周波
数において中心を有する７．６１ＭＨｚである。最も近くに隣接する干渉信号は
（３６．１６７＋４．１９８１）＝４０．３６５１ＭＨｚのＮＩＣＡＭ信号であ
る。
【００５７】 ２０．５ＭＨｚのサンプリング速度ＳＲを選択することは、３１．４６７ＭＨ
ｚ〜４０．６８７ＭＨｚからのパスバンドの全部が１．５・ＳＲ〜２・ＳＲから
の範囲内に含まれることを意味し、パスバンドの如何なる部分も他のものへのエ
イリアシングは全く生じない。これは、必要としない信号がフィルタリング出力
できることを意味する。
ｚ〜４０．６８７ＭＨｚからのパスバンドの全部が１．５・ＳＲ〜２・ＳＲから
の範囲内に含まれることを意味し、パスバンドの如何なる部分も他のものへのエ
イリアシングは全く生じない。これは、必要としない信号がフィルタリング出力
できることを意味する。
【００５８】 一方、２１．０Ｍｓ／ｓのサンプリング速度を選択することは、パスバンドの
下部端が図５に示されるように１．５・ＳＲ以下に含まれることを意味する。こ
の場合、３１．４６７ＭＨｚのパスバンドの下部エッジは、０．５・ＳＲ以下の
（１．５・ＳＲ−３１．４６７）＝０．０３３ＭＨｚにエイリアシングするのに
対して、（３６．１６７−７．６１／２）ＭＨｚの必要信号帯域の下部エッジは
０．５・ＳＲ以下の（３６．１６７−７．６１／２−１．５・ＳＲ）＝０．８６
２ＭＨｚにエイリアシングする。したがって、干渉は全く生じず、必要としない
信号がフィルタリング出力できる。
下部端が図５に示されるように１．５・ＳＲ以下に含まれることを意味する。こ
の場合、３１．４６７ＭＨｚのパスバンドの下部エッジは、０．５・ＳＲ以下の
（１．５・ＳＲ−３１．４６７）＝０．０３３ＭＨｚにエイリアシングするのに
対して、（３６．１６７−７．６１／２）ＭＨｚの必要信号帯域の下部エッジは
０．５・ＳＲ以下の（３６．１６７−７．６１／２−１．５・ＳＲ）＝０．８６
２ＭＨｚにエイリアシングする。したがって、干渉は全く生じず、必要としない
信号がフィルタリング出力できる。
【００５９】 ２０Ｍｓ／ｓのサンプリング速度を選択することは、図４におけるように、パ
スバンドの上部端は出力へエイリアシングし、必要としない信号は可能性として
必要信号と干渉し得ることを意味する。
スバンドの上部端は出力へエイリアシングし、必要としない信号は可能性として
必要信号と干渉し得ることを意味する。
【００６０】 この場合、（３６．１６７＋７．６１／２）＝３９．９７２ＭＨｚの必要帯域
の上部エッジは０．０２８ＭＨｚにエイリアシングするのに対して、（３６．１
６７＋４．１９８１）＝４０．３６５１ＭＨｚの必要としない信号は必要帯域内
にある０．３６５１ＭＨｚにエイリアシングする。これは、要件（Ｎ−ＦＳ２）
＋△＜（ＦＳ２−ＳＢ／２）が△のいかなる値に対しても満たすことができない
ことを意味する。
の上部エッジは０．０２８ＭＨｚにエイリアシングするのに対して、（３６．１
６７＋４．１９８１）＝４０．３６５１ＭＨｚの必要としない信号は必要帯域内
にある０．３６５１ＭＨｚにエイリアシングする。これは、要件（Ｎ−ＦＳ２）
＋△＜（ＦＳ２−ＳＢ／２）が△のいかなる値に対しても満たすことができない
ことを意味する。
【００６１】 したがって、必要としない信号が必要信号へエイリアシングされないので、サ
ブサンプリング後それからフィルタリングできるように第１の中間周波数信号を
サブサンプリングすることによって、チューナのフィルタリングに余分の要求を
課すことなしに単一逓減工程を有する比較的簡単なチューナの使用を可能にする
受信機が開示される。
ブサンプリング後それからフィルタリングできるように第１の中間周波数信号を
サブサンプリングすることによって、チューナのフィルタリングに余分の要求を
課すことなしに単一逓減工程を有する比較的簡単なチューナの使用を可能にする
受信機が開示される。
【図１】 本発明の１つの態様による受信機回路を概略形式で示している。
【図２】 図１の回路の受信信号のエイリアシングの第１の例を示している。
【図３】 図１の回路の受信信号のエイリアシングの第２の例を示している。
【図４】 図１の回路の受信信号のエイリアシングの第３の例を示している。
【図５】 図１の回路の受信信号のエイリアシングの第４の例を示している。
【図６】 図１の回路の受信信号のエイリアシングの第５の例を示している。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 パーカー，ジョナサン イギリス国，ビーエス２ オージェイエイ ブリストル，タワー ヒル，キャッスル ゲイト，コネクサント デジタル インフ ォテインメント リミテッド Ｆターム(参考） 5K020 AA02 DD03 EE04 FF04 GG00 HH13 NN08
Claims (16)
- 【請求項１】 受信信号周波数帯域の入力信号を受信する無線受信機回路で
あって、 前記入力信号が、下部の必要周波数と上部の必要周波数との間の必要周波数帯
域中の必要信号を含み、前記必要信号は必要中心周波数において中心を有してお
り、 前記入力信号が、前記受信信号帯域内の干渉周波数における干渉信号をも含ん
でおり、 前記無線受信機回路は、 前記入力信号を逓減し、前記必要信号中心周波数の２倍よりも小さいサンプリ
ング周波数を有するアナログ／ディジタル変換器を備え、逓減後の第１の必要周
波数帯域への前記干渉信号のエイリアシング度が所定の閾値未満に保持されるよ
うに、前記サンプリング周波数が選択されることを特徴とする無線受信機回路。 - 【請求項２】 前記アナログ／ディジタル変換器に供給された前記入力信号
の信号レベルを保持する自動利得制御回路をさらに含むことを特徴とする請求項
１記載の無線受信機回路。 - 【請求項３】 逓減後前記必要帯域中心周波数に等しい周波数を有する局部
発振器信号を逓減された入力信号と混合するミキサと、そして、 ミキサ出力に接続されて、混合された逓減入力信号から前記干渉信号をフィル
タリングするローパスフィルタとをさらに含むことを特徴とする請求項１または
２記載の無線受信機。 - 【請求項４】 受信信号帯域の入力無線信号を受信する方法であって、前記
入力信号が、下部の必要周波数と上部の必要周波数との間の必要周波数帯域中の
必要信号を含み、前記必要信号は必要中心周波数において中心を有しており、前
記入力信号が、前記受信信号帯域内の干渉周波数における干渉信号をも含んでお
り、 前記必要信号中心周波数の２倍よりも小さいサンプリング周波数の入力信号を
サンプリングすることによって前記入力信号を逓減し、もって、逓減された干渉
信号および逓減された必要信号を含む逓減された入力信号を得ることとを含み、
必要周波数帯域への前記干渉信号のエイリアシング度が所定の閾値未満に保持さ
れるように、前記サンプリング周波数が選択されることを特徴とする方法。 - 【請求項５】 アナログ／ディジタル変換器に供給された前記入力信号の信
号レベルを保持することを含む請求項４記載の方法。 - 【請求項６】 前記逓減された入力信号と、逓減後前記必要信号中心周波数
に等しい周波数を有する局部発振器信号とを混合し、もって、混合された逓減信
号を得、そして、 前記混合された逓減信号をローパスフィルタリングして、前記逓減された必要
信号から前記逓減された干渉信号を除去することを更に含む請求項４記載の方法
。 - 【請求項７】 テレビジョン信号を処理する方法であって、 前記信号を中間周波数に中心が位置する必要周波数帯域に逓減し、 前記必要周波数帯域を通過させ、かつ干渉信号を通過させることができるフィ
ルタを使用して、前記逓減された信号をフィルタリングし、 サンプリング周波数の前記フィルタリングされた逓減信号をサブサンプリング
することによって、前記フィルタリングされた逓減信号をさらに逓減することと
を含み、更なる逓減後の第１の必要周波数帯域への前記干渉信号のエイリアシン
グ度が所定の閾値未満に保持されるように、前記サンプリング周波数が選択され
ることを特徴とするテレビジョン信号を処理する方法。 - 【請求項８】 更に逓減するステップが、サンプリング周波数におけるフィ
ルタリングされた逓減信号をサブサンプリングすることを含み、前記干渉信号が
更なる逓減後前記必要周波数帯域からフィルタリングされるように、前記サンプ
リング周波数が選択されることを特徴とする請求項７記載の方法。 - 【請求項９】 下部の受信周波数ＩＦ１−ＣＷ／２と上部の受信周波数ＩＦ
１＋ＣＷ／２との間の受信信号帯域の入力信号を受信する無線受信機回路であっ
て、 前記入力信号が、下部の必要周波数ＩＦ１−ＳＢ／２と上部の必要周波数ＩＦ
１＋ＳＢ／２との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、前記必要信号は、必
要信号中心周波数ＩＦ１において中心を有しており、 前記入力信号が、前記受信信号帯域内の干渉周波数ＩＦ１＋Ｎにおける干渉信
号も含み、 前記無線受信機回路は、 サンプリング周波数ＳＲ＜２ＩＦ１を有するアナログ／ディジタル変換器を備
え、 式（Ｉ）：（Ｎ−ｋ・ＳＲ＋ＩＦ１）＜（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／２）であ
り、前記サンプリング周波数ＳＲが、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後
、（ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択され
る場合には、 （ｋ−１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１−ＣＷ／２および ＩＦ１＋ＳＢ／２＜ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１＋ＣＷ／２であり、ここにおいて、ｋは整
数であり、そして、 式（ＩＩ）：（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＜１／２・ＳＲであり、 前記サンプリング周波数ＳＲが、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後、（
ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場
合には、 ＩＦ１−ＣＷ／２＜（ｋ−１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１−ＳＢ／２および ｋ・ＳＲ＞ＩＦ１＋ＳＢ／２である ことを特徴とする無線受信機回路。 - 【請求項１０】 前記干渉信号が、干渉信号帯域幅△を有し、かつ式（Ｉ）
および（ＩＩ）が、それぞれ 式（ＩＩＩ）：（Ｎ−ｋ・ＳＲ＋ＩＦ１）＋△＜（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／
２）および 式（ＩＶ）：（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＋△＜１／２・ＳＲ で置き換えられることを特徴とする請求項９の無線受信機回路。 - 【請求項１１】 下部の受信周波数ＩＦ１−ＣＷ／２と上部の受信周波数Ｉ
Ｆ１＋ＣＷ／２との間の受信信号帯域の入力信号を受信する無線受信機回路であ
って、 前記入力信号が、下部の必要周波数ＩＦ１−ＳＢ／２と上部の必要周波数ＩＦ
１＋ＳＢ／２との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、前記必要信号が必要
信号中心周波数ＩＦ１において中心を有しており、 前記入力信号が、前記受信信号帯域内の干渉周波数ＩＦ１＋Ｎにおける干渉信
号も含んでおり、 前記無線受信機回路は、 サンプリング周波数ＳＲ＜２ＩＦ１を有するアナログ／ディジタル変換器を備
え、 式（Ｉ）：（Ｎ−（ｋ＋１／２）・ＳＲ＋ＩＦ１）＜（（ｋ＋１／２）・ＳＲ
−ＩＦ１−ＳＢ／２）であり、 前記サンプリング周波数ＳＲが、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後、ｋ
・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場
合、 ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１−ＣＷ／２および ＩＦ１＋ＳＢ／２＜（ｋ＋１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１＋ＣＷ／２であり、ここにお
いて、ｋは整数であり、そして、 式（ＩＩ）：（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＜１／２・ＳＲで
あり、 前記サンプリング周波数ＳＲが、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後、ｋ
・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場
合、 ＩＦ１−ＣＷ／２＜ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１−ＳＢ／２および （ｋ＋１／２）・ＳＲ＞ＩＦ１＋ＳＢ／２である ことを特徴とする無線受信機回路。 - 【請求項１２】前記干渉信号が、干渉信号帯域幅△を有し、かつ式（Ｉ）お
よび（ＩＩ）が、それぞれ 式（ＩＩＩ）：（Ｎ−（ｋ＋１／２）・ＳＲ＋ＩＦ１）＋△＜（（ｋ＋１／２
）・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／２）および 式（ＩＶ）：（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＋△＜１／２・Ｓ
Ｒで置き換えられることを特徴とする請求項１１の無線受信機回路。 - 【請求項１３】 下部の受信周波数ＩＦ１−ＣＷ／２と上部の受信周波数Ｉ
Ｆ１＋ＣＷ／２との間の受信信号帯域の入力無線信号を受信する方法であって、 前記入力信号が、下部の必要周波数ＩＦ１−ＳＢ／２と上部の必要周波数ＩＦ
１＋ＳＢ／２との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、前記必要信号は、必
要信号中心周波数ＩＦ１において中心を有しており、 前記入力信号が、前記受信信号帯域内の干渉周波数ＩＦ１＋Ｎにおける干渉信
号も含み、 前記方法は、 サンプリング周波数ＳＲ＜２ＩＦ１において前記入力信号をサンプリングする
ことによって前記入力信号を逓減することを含み、 式（Ｉ）：（Ｎ−ｋ・ＳＲ＋ＩＦ１）＜（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／２）であ
り、前記サンプリング周波数ＳＲが、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後
、（ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択され
る場合には、 （ｋ−１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１−ＣＷ／２および ＩＦ１＋ＳＢ／２＜ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１＋ＣＷ／２であり、ここにおいて、ｋは整
数であり、そして、 式（ＩＩ）：（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＜１／２・ＳＲであり、 前記サンプリング周波数ＳＲが、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後、（
ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場
合には、 ＩＦ１−ＣＷ／２＜（ｋ−１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１−ＳＢ／２および ｋ・ＳＲ＞ＩＦ１＋ＳＢ／２である ことを特徴とする方法。 - 【請求項１４】 前記干渉信号が、干渉信号帯域幅△を有し、かつ式（Ｉ）
および（ＩＩ）が、それぞれ 式（ＩＩＩ）：（Ｎ−ｋ・ＳＲ＋ＩＦ１）＋△＜（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／
２）および 式（ＩＶ）：（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＋△＜１／２・ＳＲ で置き換えられることを特徴とする請求項１３の方法。 - 【請求項１５】 下部の受信周波数ＩＦ１−ＣＷ／２と上部の受信周波数Ｉ
Ｆ１＋ＣＷ／２との間の受信信号帯域の入力無線信号を受信する方法であって、 前記入力信号が、下部の必要周波数ＩＦ１−ＳＢ／２と上部の必要周波数ＩＦ
１＋ＳＢ／２との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、前記必要信号が必要
信号中心周波数ＩＦ１において中心を有しており、 前記入力信号が、前記受信信号帯域内の干渉周波数ＩＦ１＋Ｎにおける干渉信
号も含んでおり、 前記方法は、 サンプリング周波数ＳＲ＜２ＩＦ１の前記入力信号をサンプリングすることに
よって前記入力信号を逓減することを含み、 式（Ｉ）：（Ｎ−（ｋ＋１／２）・ＳＲ＋ＩＦ１）＜（（ｋ＋１／２）・ＳＲ
−ＩＦ１−ＳＢ／２）であり、 前記サンプリング周波数ＳＲが、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後、ｋ
・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場
合、 ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１−ＣＷ／２および ＩＦ１＋ＳＢ／２＜（ｋ＋１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１＋ＣＷ／２であり、ここにお
いて、ｋは整数であり、そして、 式（ＩＩ）：（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＜１／２・ＳＲで
あり、 前記サンプリング周波数ＳＲが、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後、ｋ
・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場
合、 ＩＦ１−ＣＷ／２＜ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１−ＳＢ／２および （ｋ＋１／２）・ＳＲ＞ＩＦ１＋ＳＢ／２である ことを特徴とする方法。 - 【請求項１６】前記干渉信号が、干渉信号帯域幅△を有し、かつ式（Ｉ）お
よび（ＩＩ）が、それぞれ 式（ＩＩＩ）：（Ｎ−（ｋ＋１／２）・ＳＲ＋ＩＦ１）＋△＜（（ｋ＋１／２
）・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／２）および 式（ＩＶ）：（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＋△＜１／２・Ｓ
Ｒで置き換えられることを特徴とする請求項１５の方法。
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| GB9910662.7 | 1999-05-07 | ||
| GB9910662A GB2349783A (en) | 1999-05-07 | 1999-05-07 | Receiver circuit using sub sampling analogue to digital converter to frequency shift the signal |
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Publications (2)
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|---|---|
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Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP2000617568A Expired - Lifetime JP4594535B2 (ja) | 1999-05-07 | 2000-05-04 | 受信機回路 |
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|---|---|
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| JP (1) | JP4594535B2 (ja) |
| GB (1) | GB2349783A (ja) |
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Family Cites Families (5)
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|---|---|---|---|---|
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-
1999
- 1999-05-07 GB GB9910662A patent/GB2349783A/en not_active Withdrawn
-
2000
- 2000-05-04 EP EP00930391A patent/EP1177635A1/en not_active Withdrawn
- 2000-05-04 WO PCT/US2000/012298 patent/WO2000069083A1/en not_active Application Discontinuation
- 2000-05-04 JP JP2000617568A patent/JP4594535B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0888578A (ja) * | 1994-08-08 | 1996-04-02 | Thomson Multimedia Sa | アナログ及びディジタル信号に適合された放送用受信器 |
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