JP4594535B2 - 受信機回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信機回路、より詳細には無線周波数受信機回路に関するものである。特に、一実施例では、本発明は、DVB‐Tヨーロッパ標準を使用するディジタル地上テレビジョンのための無線受信機に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
従来の無線受信機回路は、受信アナログ信号が第1のミキサ段階で第1の中間周波数に逓減され、次に、第2のミキサ段階で第2の中間周波数に逓減される。第2の中間周波数のアナログ信号は、次いで、アナログ/ディジタル変換器でサンプリングされる。
【0003】
ディジタルサブサンプリングの技術も公知であり、それによってアナログ/ディジタル変換器は信号の逓減を行うために使用される。これはエイリアシングの現象による。Fのサンプリング速度(または周波数)を有するアナログ/ディジタル変換器は、F/2以下の周波数を有する信号を完全且つ確実に再生のみ可能である。しかしながら、より高い周波数信号は今もなお検出されるが、これらは0〜F/2の範囲にある周波数の出力ディジタル信号に生じる。したがって、周波数f、(F−f)、(F+f)、(2F−f)、(2F+f)等を有する入力アナログ信号は、全て周波数fの出力信号に生じる。
【0004】
この技術を、信号、特に比較的狭い範囲にだけ成分を有する信号の逓減を行うために使用できることは、例えば米国特許第5,630,227号から公知である。例えば、アナログ信号が、範囲3F〜3.5F内に指定された1つまたはそれ以上の周波数の周波数成分(3F+f)のみを有し、サンプリング周波数Fのアナログ/ディジタル変換器によってサンプリングされる場合、出力ディジタル信号は、範囲0〜0.5Fの周波数の対応する成分を有する。換言すると、周波数範囲3F〜3.5Fは0〜0.5Fにエイリアシングされる。
【0005】
しかしながら、この公知のシステムは、隣接するチャネル干渉の影響を処理することができない。より詳細には、入力の必要信号の中の1つの周波数に近い周波数に生じる信号の場合、公知の技術によって、この信号は、予測できない方法で必要出力信号と干渉する出力を生じる。換言すると、干渉器は、必要出力が生じる周波数に近い周波数にエイリアシングでき、さらに必要信号よりも強度の大きい信号であり得るので、この信号はフィルタリングすることによって容易に取り除くことができる。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、このようなエイリアシング問題を避けるために、アナログ/ディジタル変換器入力信号の中心周波数、必要としない周波数の信号およびアナログ/ディジタル変換器のサンプリング速度間の関係を決定することによって公知の技術に関連した問題を回避するものである。
【0007】
本発明の第1の態様によれば、受信信号周波数帯域の入力信号を受信する無線受信機回路が提供され、この入力信号は、下部の必要周波数と上部の必要周波数との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、この必要信号は必要中心周波数において中心を有し、この入力信号は、受信信号帯域内の干渉周波数の干渉信号も含み、この無線受信機回路は、この入力信号を逓減し、この必要信号中心周波数の2倍よりも小さいサンプリング周波数を有するアナログ/ディジタル変換器を備え、このサンプリング周波数は、逓減後の第1の必要周波数帯域への干渉信号のエイリアシング度が所定の閾値未満に保持されるように選択される。
【0008】
本発明の第2の態様によれば、受信信号周波数帯域の入力信号を受信する方法が提供され、この入力信号は、下部の必要周波数と上部の必要周波数との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、この必要信号は必要中心周波数において中心を有し、この入力信号は、受信信号帯域内の干渉周波数の干渉信号も含み、この方法は、この必要信号中心周波数の2倍よりも小さいサンプリング周波数のこの入力信号をサンプリングすることによってこの入力信号を逓減し、もって、逓減された干渉信号および逓減された必要信号を含む逓減された入力信号を得ることを含み、このサンプリング周波数は、逓減後の第1の必要周波数帯域への干渉信号のエイリアシング度が所定の閾値未満に保持されるように選択される。
【0009】
本発明の第3の態様によれば、テレビジョン信号を処理する方法が提供され、この信号を中間周波数において中心を有する必要周波数帯域に逓減し、この必要周波数帯域を通過させ、かつ干渉信号を通過させることができるフィルタを使用してこの逓減された信号をフィルタリングし、サンプリング周波数のこのフィルタリングされた逓減信号をサブサンプリングすることによって、フィルタリングされた逓減信号をさらに逓減することとを含み、このサンプリング周波数は、逓減後の第1の必要周波数帯域への前記干渉信号のエイリアシング度が所定の閾値未満に保持されるように選択される。
【0010】
本発明の第4の態様によれば、下部の受信周波数IF1−CW/2と上部の受信周波数IF1+CW/2との間の受信信号帯域の入力信号を受信する無線受信機回路が提供され、この入力信号は、下部の必要周波数IF1−SB/2と上部の必要周波数IF1+SB/2との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、この必要信号が必要信号の中心周波数IF1において中心を有し、この入力信号は、前記受信信号帯域内の干渉周波数IF1+Nにおける干渉信号も含み、この無線受信機回路は、サンプリング周波数SR<2IF1を有するアナログ/ディジタル変換器を備え、式(I):(N−k・SR+IF1)<(k・SR−IF1−SB/2)であり、このサンプリング周波数SRは、この受信信号帯域の一部がサンプリング後、(k−1/2)・SRからk・SRまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、(k−1/2)・SR<IF1−CW/2およびIF1+SB/2<k・SR<IF1+CW/2(kは整数である)であり、かつ式(II):(k・SR−IF1+SB/2)<1/2・SRであり、このサンプリング周波数SRは、前記受信信号帯域の一部が、サンプリング後(k−1/2)・SRからk・SRまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、IF1−CW/2<(k−1/2)・SR<IF1−SB/2およびk・SR>IF1+SB/2である。
【0011】
本発明の第5の態様によれば、下部の受信周波数IF1−CW/2と上部の受信周波数IF1+CW/2との間の受信信号帯域の入力信号を受信する無線受信機回路が提供され、この入力信号は、下部の必要周波数IF1−SB/2と上部の必要周波数IF1+SB/2との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、この必要信号が必要信号の中心周波数IF1において中心を有し、この入力信号は、この受信信号帯域内の干渉周波数IF1+Nに干渉信号も含み、この無線受信機回路は、サンプリング周波数SR<2IF1を有するアナログ/ディジタル変換器を備え、式(I):(N−(k+1/2)・SR+IF1)<((k+1/2)・SR−IF1−SB/2)であり、このサンプリング周波数SRは、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後、k・SRから(k+1/2)・SRまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、k・SR<IF1−CW/2およびIF1+SB/2<(k+1/2)・SR<IF1+CW/2(kは整数である)であり、かつ式(II):((k+1/2)・SR−IF1+SB/2)<1/2・SRであり、前記サンプリング周波数SRは、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後k・SRから(k+1/2)・SRまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、IF1−CW/2<k・SR<IF1−SB/2および(k+1/2)・SR>IF1+SB/2である。
【0012】
本発明の第6の態様によれば、下部の受信周波数IF1−CW/2と上部の受信周波数IF1+CW/2との間の受信信号帯域の入力無線信号を受信する方法が提供され、この入力信号は、下部の必要周波数IF1−SB/2と上部の必要周波数IF1+SB/2との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、前記必要信号が必要信号の中心周波数IF1において中心を有し、この入力信号は、前記受信信号帯域内の干渉周波数IF1+Nにおける干渉信号も含み、この方法は、サンプリング周波数SR<2IF1のこの入力信号をサンプリングすることによってこの入力信号を逓減することを含み、式(I):(N−k・SR+IF1)<(k・SR−IF1−SB/2)であり、このサンプリング周波数SRは、この受信信号帯域の一部がサンプリング後(k−1/2)・SRからk・SRまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、(k−1/2)・SR<IF1−CW/2およびIF1+SB/2<k・SR<IF1+CW/2(kは整数である)であり、かつ式(II):(k・SR−IF1+SB/2)<1/2・SRであり、このサンプリング周波数SRは、この受信信号帯域の一部がサンプリング後(k−1/2)・SRからk・SRまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、IF1−CW/2<(k−1/2)・SR<IF1−SB/2およびk・SR>IF1+SB/2である。
【0013】
本発明の第7の態様によれば、下部の受信周波数IF1−CW/2と上部の受信周波数IF1+CW/2との間の受信信号帯域の入力無線信号を受信する方法が提供され、この入力信号は、下部の必要周波数IF1−SB/2と上部の必要周波数IF1+SB/2との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、この必要信号は必要信号の中心周波数IF1において中心を有し、この入力信号は、前記受信信号帯域内の干渉周波数IF1+Nにおける干渉信号も含み、この方法は、サンプリング周波数SR<2IF1のこの入力信号をサンプリングすることによってこの入力信号を逓減することを含み、式(I):(N−(k+1/2)・SR+IF1)<((k+1/2)・SR−IF1−SB/2)であり、このサンプリング周波数SRは、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後k・SRから(k+1/2)・SRまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、k・SR<IF1−CW/2およびIF1+SB/2<(k+1/2)・SR<IF1+CW/2(kは整数である)であり、かつ式(II):((k+1/2)・SR−IF1+SB/2)<1/2・SRであり、このサンプリング周波数SRは、この受信信号帯域の一部がサンプリング後k・SRから(k+1/2)・SRまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、IF1−CW/2<k・SR<IF1−SB/2および(k+1/2)・SR>IF1+SB/2である。
【0014】
したがって、好ましくは、サブサンプリングするためのサンプリング周波数は、干渉信号がサブサンプリング後に保持され、干渉信号がベースバンドで除去できるように最初の逓減後の第1の中間周波数であることが有利である第1の必要周波数帯域中心周波数に対して選択される。
【0015】
【発明の実施の形態】
図1は受信機回路を示す。本発明の使用法は受信されている信号の種類とは無関係であることが分かるけれども、本発明は、ここでは符号化直交周波数分割多重化(COFDM)に基づいたヨーロッパDVB‐T標準を使用するディジタル地上テレビジョン(DTT)信号の受信の本発明の用途に関して記載されている。
【0016】
図1は、符号化直交周波数分割多重化(COFDM)を使用して変調されたビデオデータを含み、アナログチューナ4に供給された放送UHF/VHF信号を受信するアンテナ2を示している。このチューナ4は、第1の中間周波数への受信信号の逓減のための第1の局部発振器信号LO1を受信するミキサ6と、例えば一対のSAWフィルタから形成されてもよいバンドパスフィルタ8とを含む。このフィルタ8は、幅CWのチャネル以外の全ての信号を少なくともこの信号が必要受信信号と干渉できないレベルに減衰すると仮定される。
【0017】
従来の逓減工程は、一般的には受信信号スペクトルの周波数ベクトルの方向を反転することに注目すべきである。
【0018】
アナログチューナの出力10でアナログチューナ4からの出力信号は、したがって第1の中間周波数IF1にあり、この信号は自動利得制御回路11に印加され、次に第1の中間周波数IF1の2倍よりも小さいサンプリング速度SRを有するアナログ/ディジタル変換器12に印加されるので、この信号をサブサンプリングし、ベースバンドに近い第2の中間周波数IF2にエイリアシングすることによってこの信号を効率的に逓減する。したがって、アナログ/ディジタル変換器12は、第1の中間周波数IF1の信号に適当な応答があるように設計されるべきである。自動利得制御回路11は、必要信号および干渉信号がアナログ/ディジタル変換器によって正確にサンプリングできるようにアナログ/ディジタル変換器に供給された入力信号の信号レベルを保持する。
【0019】
アナログ/ディジタル変換器12からのベースバンド出力は、フィルタリング装置13に、次に復調器14に信号のディジタル化サンプルの形で供給される。フィルタリング装置13は、第2の局部発振器信号LO2を受信するミキサ16を含む。第2の局部発振器信号LO2は第2の中間周波数IF2にある。ミキサ16からの出力は、必要としない成分を除去するためにローパスフィルタ18に送られる。次に、復調器14は、COFDM変調を取り除き、表示するのに適する形式に変換できる出力信号を供給する。
【0020】
図1は、いくつかの個別ブロックを示しているけれども、異なるステージは望ましい限り例えば単一チップ上に統合されてもよいしまたは他の機能の装置が使用されてもよいことが分かる。
【0021】
例えば、アナログチューナ4は、1つの構成要素であってもよいが、アナログ/ディジタル変換器12、復調器14およびその後の処理回路が組み合わされる。
【0022】
図2は、チューナ4の出力にある信号を概略形式で示している。
【0023】
逓減された信号は前述されるように第1の中間周波数IF1において中心を有している。バンドパスフィルタ8は、IF1に中心を有するチャネル幅CWを有するので、範囲(IF1−CW/2)〜(IF1+CW/2)の信号は出力10に生じる。斜線を付けられた領域20は、必要COFDM信号を含む信号バンド幅SBを示している。
【0024】
複雑な点は、チャネル幅CWが必要信号バンド幅SBだけでなく、周波数(IF1+N)に生じ得るいかなる隣接する可能性として干渉する必要信号もまた通過させるのに十分大きいということである。例えば、英国では、NICAM(近瞬時圧伸オーディオ多重化)音声信号はこの特徴で生じ得る。さらに、NICAM信号は、必要COFDM信号に対して強くてもよい(例えば+10dB)。
【0025】
原則として、この必要としない信号がこの点でフィルタリング出力されるようにバンドパスフィルタ8を設計することは可能である。しかしながら、必要信号のバンド幅のエッジと隣接する必要としない信号との間のギャップは、少なくとも中間周波数IF1に比較すれば比較的狭いので、このフィルタリングを中間周波数で行うことは比較的困難である。
【0026】
この必要としない信号をベースバンドでフィルタリング出力できることは好ましいが、これを行うことができるために、必要としない信号がエイリアシングの結果として逓減された信号の必要信号内に生じる状態を避ける必要がある。
【0027】
本発明は、この問題を回避する方法に関し、それによってチューナのフィルタに過剰な要求をしないで単一の逓減工程を有するチューナの使用を可能にする。
【0028】
さらに、この1つの態様は、正確に干渉信号が除去されるまで干渉信号を変わらない状態に保つことを含む。したがって、アナログ/ディジタル変換器12は、干渉信号および必要信号の両方を正確に示すことができるのに十分なヘッドルーム、すなわち十分な有効なビットを有するべきである。さらに、自動利得回路11は、チューナ出力を増減するので、このチューナ出力はアナログ/ディジタル変換器の使用可能な範囲に最適にぴったりと収まる。
【0029】
図3は、アナログ/ディジタル変換器12の出力のサブサンプリング後の可能な状態を示している。
【0030】
この場合、サンプリング速度SRは、(IF1−CW/2)から(IF1+CW/2)までのチューナパスバンドの全部が(k−1/2)・SRからk・SR(ここで、kは整数である)までの周波数範囲内に生じるように選択される。サブサンプリング後、全チューナパスバンドは、0〜1/2・SRの範囲の周波数で反転されて生じる。特に、パスバンドの中心周波数、すなわち中間周波数IF1は、サンプリング周波数の関連倍数k・SRから周波数分離FS1だけ分離される、すなわちk・SR−IF1=FS1である場合、逓減された信号の中心周波数は、実際はベースバンドの近くにある第2の中間周波数であるFS1に生じる。
【0031】
第1の逓減工程がスペクトルの周波数ベクトルの方向を反転する場合、この反転が望ましいことに注目すべきである。しかしながら、このコンバージョンは、必要ならばIおよびQ個のディジタルサンプルの全Q個の値の符号を反転することによって後で取り除くことができる。
【0032】
(IF1−CW/2)から(IF1+CW/2)までのパスバンドは、(FS1−CW/2)から(FS1+CW/2)までの範囲にエイリアシングするのに対して、可能性として干渉する必要としない信号は(IF1+N)から(FS1−N)までエイリアシングする。
【0033】
必要としない信号は、いまFS1上に中心を有する信号帯域外のままであるので、この信号は、さらに処理される前に復調器14で比較的容易にフィルタリング出力できる。特に、この信号は、好ましくはミキサ16でFS1の複素キャリアと混合される。必要信号よりFS1から遠い必要としない信号は、より高い周波数まで混合され、他の処理に影響を及ぼすことを避けるのに十分な程度までローパスフィルタ18によって除去できる。必要ならば、第2の自動利得制御回路(図示せず)は、この信号を適切なレベルまで引き上げるために使用できる。
【0034】
図4は、アナログ/ディジタル変換器12の出力のサブサンプリング後の代替の可能な状態を示す。
【0035】
この場合、サンプリング速度SRは、k・SR(ここでkは整数である)が(IF1−CW/2)から(IF1+CW/2)までのチューナパスバンド内に含まれる。
【0036】
サブサンプリング後、(IF1−CW/2)からk・SRまでのチューナパスバンドのこの一部は、0から1/2・SRまでの周波数範囲で反転されて生じる。しかしながら、さらに、k・SRから(IF1+CW/2)までのチューナパスバンドのこの一部も、0から1/2・SRまでの周波数範囲で反転されないで生じる。
【0037】
実際は、エイリアシングは、チューナパスバンドの上部端が逓減された信号のゼロ周波数点の周りに折り返すように見えることを意味する。
【0038】
この場合、パスバンドの中心周波数、すなわち中間周波数IF1は、サンプリング周波数の関連倍数k・SRから周波数分離FS2だけ分離される、すなわちk・SR−IF1=FS2である場合、逓減された信号の中心周波数は、FS2に生じる。
【0039】
前述されるように、(IF1−CW/2)からk・SRまでのパスバンドの一部は、0から(FS2+CW/2)までの範囲にエイリアシングするのに対して、k・SRから(IF1+CW/2)までのパスバンドの一部は0から(IF1+CW/2−k・SR)まで、換言すると0から(CW/2−FS2)までエイリアシングする。
【0040】
もちろん、それ自体へのCOFDMの必要信号のエイリアシングは全く生じないことが重要である。すなわち、図4では、(IF1+SB/2)の必要信号の上部端は、(FS2−SB/2)にエイリアシングするので、(FS2−SB/2)>0であることが重要である。
【0041】
さらに、特に、(IF1+N)の可能性として干渉する必要としない信号は、FS2>Nならば、(FS2−N)に、またはN>FS2ならば、(N−FS2)にエイリアシングする。
【0042】
必要としない信号が復調器14でフィルタリング出力できるために、必要としない信号は、その時点でFS2に中心を有する信号帯域SB外のままであるべきであることが重要である。さらに、必要としない信号は、それからフィルタリングされる信号帯域外からはるかに離れているべきで、さらに存在し得るいかなる周波数オフセットも可能にする。
【0043】
FS2>Nならば、N>SB/2であるために(第1の中間周波数の信号の必要信号帯域外で生じる必要としない信号は公知であるために)、必要としない信号は必要信号帯域外でエイリアシングされる。しかしながら、N>FS2ならば、必要としない信号は必要信号帯域の中へエイリアシングされることが可能である。
【0044】
従って、これを避けるために、(N−FS2)<(FS2−SB/2)または好ましくは(N−FS2)+△<(FS2−SB/2)であることが望ましい。ここで、△は、許容周波数オフセットであり、多分(IF1+N)の必要としない信号は有限バンド幅を有し、この周波数に中心があってもよい。
【0045】
反対に、サンプリング速度SRは、(k−1/2)・SRがパスバンド内に含まれるように選択される場合、(IF1−CW/2)から(k−1/2)・SRまでのパスバンドの一部は、周波数反転がない場合、0から1/2SRまでの範囲にエイリアシングするのに対して、(k−1/2)・SRから(IF1+CW/2)までのパスバンドの一部も、周波数反転の場合、0から1/2・SRまでの範囲にエイリアシングする。
【0046】
実際は、エイリアシングは、チューナパスバンドの下部端が逓減された信号の1/2・SR周波数点の周りに折り返すように見えることを意味する。
【0047】
これは図5に示される。この場合、パスバンドの中心周波数、すなわち中間周波数IF1が、サンプリング周波数の関連倍数k・SRから周波数分離FS3だけ分離される、すなわちk・SR−IF1=FS3である場合、逓減された信号の中心周波数は、FS3に生じる。
【0048】
前述されるように、(IF1−CW/2)から(k−1/2)・SRまでのパスバンドの一部は、0から1/2・SRまでの範囲にエイリアシングするのに対して、(k−1/2)・SRから(IF1+CW/2)までのパスバンドの一部は(FS3−CW/2)から1/2・SRまでエイリアシングする。
【0049】
もちろん、それ自体へのCOFDMの必要信号のエイリアシングが全く生じないことが重要である。すなわち、図5では、(IF1−SB/2)の必要信号の下部端は、(FS3+SB/2)にエイリアシングするので、(FS3+SB/2)<1/2・SR、または、好ましくは(FS3+SB/2)+△<1/2・SRであることが重要である。ここで、△はさらに可能なオフセットである。
【0050】
しかしながら、この場合、(IF1+N)の可能性として干渉する必要としない信号は、(FS3−N)にエイリアシングし、必要信号にエイリアシングできない。
【0051】
図3に示された代替例の他の代替例は図6に示される。ここで、サンプリング速度SRは、チューナパスバンドの全部がk・SRから(k+1/2)・SR)(ここで、kは整数である)までの周波数範囲内に生じるように選択された。サブサンプリング後、全チューナパスバンドは、中心周波数FS4の場合、0から1/2・SRまでの周波数範囲で非反転されて生じる。ここでFS4=IF1−k・SRである。
【0052】
図3の例におけるように、必要としないNICAM信号は、この逓減後、FS4に中心を有する信号帯域外のままであり、復調器14でフィルタリング出力できる。
【0053】
正に図3が、チューナパスバンドの全部が(k−1/2)・SRからk・SRまでの周波数範囲内に生じるように選択されたサンプリング速度SRを示し、図6が、チューナパスバンドの全部がk・SRから(k+1/2)・SRまでの周波数範囲内に生じるように選択されたサンプリング速度SRを示すように、他方、図4および図5は、チューナパスバンドが(k−1/2)・SRからk・SRまでの周波数範囲内に一般に生じる(が完全でない)ように選択されるサンプリング速度SRを示し、チューナパスバンドが同じ制約でk・SRから(k+1/2)・SRまでの周波数範囲内に一般に生じるが完全に生じないようにサンプリング速度を選択することもできる。
【0054】
この場合、および上記の図3〜図5に既に開示されていることと一致して、
(N−(k+1/2)・SR+IF1))<((k+1/2)・SR−IF1−SB/2)であり、
サンプリング周波数SRが、受信信号帯域の一部がサンプリング後、k・SRから(k+1/2)・SRまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、k・SR<IF1−CW/2およびIF1+SB/2<(k+1/2)・SR<IF1+CW/2(kは整数である)であり、
かつ((k+1/2)・SR−IF1+SB/2)<1/2・SRであり、
サンプリング周波数SRが、受信信号帯域の一部がサンプリング後、k・SRから(k+1/2)・SRまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、IF1−CW/2<k・SR<IF1−SB/2および(k+1/2)・SR>IF1+SB/2である。
【0055】
さらに、この場合、万一、干渉信号がバンド幅△を有する場合、上記の式は、(N−(k+1/2)・SR+IF1)+△<((k+1/2)・SR−IF1−SB/2)および
((k+1/2)・SR−IF1+SB/2)+△<1/2・SR
によってそれぞれ置き換えることができる。
【0056】
次に、これらの場合は、9.40MHzのパスバンド幅を有する36.167MHzの第1の中間周波数に第1の工程で逓減された受信COFDM信号の場合のために示される。実際の必要信号バンド幅は、36.167MHzの中間周波数において中心を有する7.61MHzである。最も近くに隣接する干渉信号は(36.167+4.1981)=40.3651MHzのNICAM信号である。
【0057】
20.5MHzのサンプリング速度SRを選択することは、31.467MHz〜40.687MHzからのパスバンドの全部が1.5・SR〜2・SRからの範囲内に含まれることを意味し、パスバンドの如何なる部分も他のものへのエイリアシングは全く生じない。これは、必要としない信号がフィルタリング出力できることを意味する。
【0058】
一方、21.0Ms/sのサンプリング速度を選択することは、パスバンドの下部端が図5に示されるように1.5・SR以下に含まれることを意味する。この場合、31.467MHzのパスバンドの下部エッジは、0.5・SR以下の(1.5・SR−31.467)=0.033MHzにエイリアシングするのに対して、(36.167−7.61/2)MHzの必要信号帯域の下部エッジは0.5・SR以下の(36.167−7.61/2−1.5・SR)=0.862MHzにエイリアシングする。したがって、干渉は全く生じず、必要としない信号がフィルタリング出力できる。
【0059】
20Ms/sのサンプリング速度を選択することは、図4におけるように、パスバンドの上部端は出力へエイリアシングし、必要としない信号は可能性として必要信号と干渉し得ることを意味する。
【0060】
この場合、(36.167+7.61/2)=39.972MHzの必要帯域の上部エッジは0.028MHzにエイリアシングするのに対して、(36.167+4.1981)=40.3651MHzの必要としない信号は必要帯域内にある0.3651MHzにエイリアシングする。これは、要件(N−FS2)+△<(FS2−SB/2)が△のいかなる値に対しても満たすことができないことを意味する。
【0061】
したがって、必要としない信号が必要信号へエイリアシングされないので、サブサンプリング後それからフィルタリングできるように第1の中間周波数信号をサブサンプリングすることによって、チューナのフィルタリングに余分の要求を課すことなしに単一逓減工程を有する比較的簡単なチューナの使用を可能にする受信機が開示される。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の1つの態様による受信機回路を概略形式で示している。
【図2】 図1の回路の受信信号のエイリアシングの第1の例を示している。
【図3】 図1の回路の受信信号のエイリアシングの第2の例を示している。
【図4】 図1の回路の受信信号のエイリアシングの第3の例を示している。
【図5】 図1の回路の受信信号のエイリアシングの第4の例を示している。
【図6】 図1の回路の受信信号のエイリアシングの第5の例を示している。
Claims (16)
- 受信信号周波数帯域の入力信号を受信する無線受信機回路であって、
前記入力信号が、下部の必要周波数と上部の必要周波数との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、前記必要信号は必要中心周波数において中心を有しており、
前記入力信号が、前記受信信号帯域内の干渉周波数における干渉信号をも含んでおり、
前記無線受信機回路は、
前記入力信号を逓減し、前記必要信号中心周波数の2倍よりも小さいサンプリング周波数を有するアナログ/ディジタル変換器を備え、逓減後の第1の必要周波数帯域への前記干渉信号のエイリアシング度が所定の閾値未満に保持されるように、前記サンプリング周波数が選択されることを特徴とする無線受信機回路。 - 前記アナログ/ディジタル変換器に供給された前記入力信号の信号レベルを保持する自動利得制御回路をさらに含むことを特徴とする請求項1記載の無線受信機回路。
- 逓減後前記必要帯域中心周波数に等しい周波数を有する局部発振器信号を逓減された入力信号と混合するミキサと、そして、
ミキサ出力に接続されて、混合された逓減入力信号から前記干渉信号をフィルタリングするローパスフィルタとをさらに含むことを特徴とする請求項1または2記載の無線受信機。 - 受信信号帯域の入力無線信号を受信する方法であって、前記入力信号が、下部の必要周波数と上部の必要周波数との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、前記必要信号は必要中心周波数において中心を有しており、前記入力信号が、前記受信信号帯域内の干渉周波数における干渉信号をも含んでおり、
前記必要信号中心周波数の2倍よりも小さいサンプリング周波数の入力信号をサンプリングすることによって前記入力信号を逓減し、もって、逓減された干渉信号および逓減された必要信号を含む逓減された入力信号を得ることとを含み、必要周波数帯域への前記干渉信号のエイリアシング度が所定の閾値未満に保持されるように、前記サンプリング周波数が選択されることを特徴とする方法。 - アナログ/ディジタル変換器に供給された前記入力信号の信号レベルを保持することを含む請求項4記載の方法。
- 前記逓減された入力信号と、逓減後前記必要信号中心周波数に等しい周波数を有する局部発振器信号とを混合し、もって、混合された逓減信号を得、そして、
前記混合された逓減信号をローパスフィルタリングして、前記逓減された必要信号から前記逓減された干渉信号を除去することを更に含む請求項4記載の方法。 - テレビジョン信号を処理する方法であって、
前記信号を中間周波数に中心が位置する必要周波数帯域に逓減し、
前記必要周波数帯域を通過させ、かつ干渉信号を通過させることができるフィルタを使用して、前記逓減された信号をフィルタリングし、
サンプリング周波数の前記フィルタリングされた逓減信号をサブサンプリングすることによって、前記フィルタリングされた逓減信号をさらに逓減することとを含み、更なる逓減後の第1の必要周波数帯域への前記干渉信号のエイリアシング度が所定の閾値未満に保持されるように、前記サンプリング周波数が選択されることを特徴とするテレビジョン信号を処理する方法。 - 更に逓減するステップが、サンプリング周波数におけるフィルタリングされた逓減信号をサブサンプリングすることを含み、前記干渉信号が更なる逓減後前記必要周波数帯域からフィルタリングされるように、前記サンプリング周波数が選択されることを特徴とする請求項7記載の方法。
- 下部の受信周波数IF1−CW/2と上部の受信周波数IF1+CW/2との間の受信信号帯域の入力信号を受信する無線受信機回路であって、
前記入力信号が、下部の必要周波数IF1−SB/2と上部の必要周波数IF1+SB/2との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、前記必要信号は、必要信号中心周波数IF1において中心を有しており、
前記入力信号が、前記受信信号帯域内の干渉周波数IF1+Nにおける干渉信号も含み、
前記無線受信機回路は、
サンプリング周波数SR<2IF1を有するアナログ/ディジタル変換器を備え、
式(I):(N−k・SR+IF1)<(k・SR−IF1−SB/2)であり、前記サンプリング周波数SRが、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後、(k−1/2)・SRからk・SRまでの周波数帯域内にあるように選択される場合には、
(k−1/2)・SR<IF1−CW/2および
IF1+SB/2<k・SR<IF1+CW/2であり、ここにおいて、kは整数であり、そして、
式(II):(k・SR−IF1+SB/2)<1/2・SRであり、
前記サンプリング周波数SRが、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後、(k−1/2)・SRからk・SRまでの周波数帯域内にあるように選択される場合には、
IF1−CW/2<(k−1/2)・SR<IF1−SB/2および
k・SR>IF1+SB/2である
ことを特徴とする無線受信機回路。 - 前記干渉信号が、干渉信号帯域幅△を有し、かつ式(I)および(II)が、それぞれ
式(III):(N−k・SR+IF1)+△<(k・SR−IF1−SB/2)および
式(IV):(k・SR−IF1+SB/2)+△<1/2・SR
で置き換えられることを特徴とする請求項9の無線受信機回路。 - 下部の受信周波数IF1−CW/2と上部の受信周波数IF1+CW/2との間の受信信号帯域の入力信号を受信する無線受信機回路であって、
前記入力信号が、下部の必要周波数IF1−SB/2と上部の必要周波数IF1+SB/2との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、前記必要信号が必要信号中心周波数IF1において中心を有しており、
前記入力信号が、前記受信信号帯域内の干渉周波数IF1+Nにおける干渉信号も含んでおり、
前記無線受信機回路は、
サンプリング周波数SR<2IF1を有するアナログ/ディジタル変換器を備え、
式(I):(N−(k+1/2)・SR+IF1)<((k+1/2)・SR−IF1−SB/2)であり、
前記サンプリング周波数SRが、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後、k・SRから(k+1/2)・SRまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、
k・SR<IF1−CW/2および
IF1+SB/2<(k+1/2)・SR<IF1+CW/2であり、ここにおいて、kは整数であり、そして、
式(II):((k+1/2)・SR−IF1+SB/2)<1/2・SRであり、
前記サンプリング周波数SRが、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後、k・SRから(k+1/2)・SRまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、
IF1−CW/2<k・SR<IF1−SB/2および
(k+1/2)・SR>IF1+SB/2である
ことを特徴とする無線受信機回路。 - 前記干渉信号が、干渉信号帯域幅△を有し、かつ式(I)および(II)が、それぞれ
式(III):(N−(k+1/2)・SR+IF1)+△<((k+1/2)・SR−IF1−SB/2)および
式(IV):((k+1/2)・SR−IF1+SB/2)+△<1/2・SRで置き換えられることを特徴とする請求項11の無線受信機回路。 - 下部の受信周波数IF1−CW/2と上部の受信周波数IF1+CW/2との間の受信信号帯域の入力無線信号を受信する方法であって、
前記入力信号が、下部の必要周波数IF1−SB/2と上部の必要周波数IF1+SB/2との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、前記必要信号は、必要信号中心周波数IF1において中心を有しており、
前記入力信号が、前記受信信号帯域内の干渉周波数IF1+Nにおける干渉信号も含み、
前記方法は、
サンプリング周波数SR<2IF1において前記入力信号をサンプリングすることによって前記入力信号を逓減することを含み、
式(I):(N−k・SR+IF1)<(k・SR−IF1−SB/2)であり、前記サンプリング周波数SRが、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後、(k−1/2)・SRからk・SRまでの周波数帯域内にあるように選択される場合には、
(k−1/2)・SR<IF1−CW/2および
IF1+SB/2<k・SR<IF1+CW/2であり、ここにおいて、kは整数であり、そして、
式(II):(k・SR−IF1+SB/2)<1/2・SRであり、
前記サンプリング周波数SRが、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後、(k−1/2)・SRからk・SRまでの周波数帯域内にあるように選択される場合には、
IF1−CW/2<(k−1/2)・SR<IF1−SB/2および
k・SR>IF1+SB/2である
ことを特徴とする方法。 - 前記干渉信号が、干渉信号帯域幅△を有し、かつ式(I)および(II)が、それぞれ
式(III):(N−k・SR+IF1)+△<(k・SR−IF1−SB/2)および
式(IV):(k・SR−IF1+SB/2)+△<1/2・SR
で置き換えられることを特徴とする請求項13の方法。 - 下部の受信周波数IF1−CW/2と上部の受信周波数IF1+CW/2との間の受信信号帯域の入力無線信号を受信する方法であって、
前記入力信号が、下部の必要周波数IF1−SB/2と上部の必要周波数IF1+SB/2との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、前記必要信号が必要信号中心周波数IF1において中心を有しており、
前記入力信号が、前記受信信号帯域内の干渉周波数IF1+Nにおける干渉信号も含んでおり、
前記方法は、
サンプリング周波数SR<2IF1の前記入力信号をサンプリングすることによって前記入力信号を逓減することを含み、
式(I):(N−(k+1/2)・SR+IF1)<((k+1/2)・SR−IF1−SB/2)であり、
前記サンプリング周波数SRが、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後、k・SRから(k+1/2)・SRまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、
k・SR<IF1−CW/2および
IF1+SB/2<(k+1/2)・SR<IF1+CW/2であり、ここにおいて、kは整数であり、そして、
式(II):((k+1/2)・SR−IF1+SB/2)<1/2・SRであり、
前記サンプリング周波数SRが、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後、k・SRから(k+1/2)・SRまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、
IF1−CW/2<k・SR<IF1−SB/2および
(k+1/2)・SR>IF1+SB/2である
ことを特徴とする方法。 - 前記干渉信号が、干渉信号帯域幅△を有し、かつ式(I)および(II)が、それぞれ
式(III):(N−(k+1/2)・SR+IF1)+△<((k+1/2)・SR−IF1−SB/2)および
式(IV):((k+1/2)・SR−IF1+SB/2)+△<1/2・SRで置き換えられることを特徴とする請求項15の方法。
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