KR100421815B1 - 캐리어 기반 데이터 전송에 의해 전송된 2차원 데이터 심볼의 복조 회로 - Google Patents

Abstract

본 발명은 튜너 및 상기 튜너 다음에 접속된 직교 복조기를 포함하는, 캐리어 기반 데이터 전송에 의해 전송된 2차원 데이터 심볼의 복조 회로에 관한 것이다. 상기 튜너는 2차원 데이터 심볼을 포함하는 수신측 입력 신호의 캐리어 주파수(fm)를 제 1 중간 주파수(f1)로 변환하기 위한 제 1 중간 주파수단(2), 상기 제 1 중간 주파수단(2) 다음에 접속된 표면파 필터(4), 및 상기 표면파 필터(4) 다음에 접속되어 입력 신호의 캐리어 주파수를 제 1 중간 주파수(f1) 보다 작은 제 2 중간 주파수(f2)로 변환하기 위한 제 2 중간 주파수단(3)을 포함한다. 상기 직교 복조기는 제 2 캐리어 중간 주파수(f2)를 가진 입력 신호를 베이스 밴드로 변환하고 동위상 및 직교 성분으로 분할하며 예정된 샘플링 주파수(fa)를 가진 A/D 변환기(6)를 포함한다. 상기 A/D 변환기(6) 앞에는 유효 신호로부터 신호 스펙트럼의 간섭 성분을 제거하는 안티-에일리어스 필터(5)가 접속된다. 본 발명에 따른 복조 회로는 상기 제 1 및 제 2 중간 주파수(f1, f2)와 A/D 변환기(6)의 샘플링 주파수(fa) 사이에 하기 등식이 성립되는 것을 특징으로 한다:

f2 = f1/5 및

fa = 4·f2 또는

fa = 4/5·f1.

Description

캐리어 기반 데이터 전송에 의해 전송된 2차원 데이터 심볼의 복조 회로 {CIRCUIT FOR DEMODULATING TWO-DIMENSIONAL DATA SYMBOLS TRANSMITTED BY MEANS OF SUPPORTED DATA TRANSMISSION}

도 1은 캐리어 주파수(fm)에서 캐리어 기반 신호를 수신하기 위한 튜너의 통상적인 구성을 나타낸다. 신호는 예컨대 안테나에 의해 또는 케이블 접속부를 통해 튜너의 입력(1)에 인가된다. 튜너는 2개의 중간 주파수단(2) 및 (3)을 포함한다. 따라서, 상기 신호가 제 1 중간 주파수단(2)에서 제 1 중간 주파수(f1)로 변환되고, 제 1 중간 주파수단 다음에 접속된, 급경사 에지의 표면파 필터(4)에 의해 원하는 채널이 필터링될 수 있다. 상기 프로세스에서, 인접 채널이 강력히 억압된다. 필터(4) 다음에 접속된 제 2 중간 주파수단(3)에서 신호가 보다 작은 중간 주파수(f2)로 변환되고, A/D 변환기에 의해 디지탈화된다. 2번의 중간 주파수 변환을 위해, 원칙적으로 2개의 믹서 주파수가 선택된다. 즉, 합 형성을 기초로 하는 믹서 주파수(입력 캐리어 주파수 + 출력 캐리어 주파수), 및 차 형성을 기초로 하는 믹서 주파수(입력 캐리어 주파수 - 출력 캐리어 주파수).

도 2는 도 1의 튜너에 의해 수신된, 캐리어 주파수(f2)를 가진 입력 신호를 베이스 밴드로 변환하고 동시에 상기 신호를 동위상 및 직교 성분으로 분할하는 목적을 가진디지탈 직교 복조기의 구성을 나타낸다. 통상적으로 먼저 아날로그 안티-에일리어스 필터(5)에 의해 스펙트럼의 모든 간섭 성분이 억압된다. 상기 간섭 성분은 샘플링에 의해 유효 대역으로 폴딩될 수 있다. 예컨대, 오락용 전자 기기의 분야에서 합리적인 가격의 소비재에서 튜너의 제 2 중간 주파수단(3)에 사용되는 바와 같은 믹서 모듈은 그 출력 신호에 간섭 성분을 포함한다. 상기 간섭 성분은 안티-에일리어스 필터(5)의 회로 비용을 증가시킨다. 가장 강력한 간섭 성분은 주파수 f1-f2 또는 f1+f2를 가진 발진기 신호의 크로스토크에 의해 발생된다.

직교 복조기에서 필터(5) 다음에는 예정된 샘플링 주파수(fa)로 동작하는 A/D 변환기(6)가 접속되고, 상기 A/D 변환기(6) 다음에는 2개의 병렬 접속된 믹서 저역 통과 필터(7), (8) 및 마찬가지로 2개의 병렬 접속된, 주파수(fa')로 동작하는 샘플링 레이트 변환기(9), (10)가 접속된다. A/D 변환기(6)와 2개의 믹서 저역 통과 필터(7), (8) 사이에는 승산단(12), (13)이 접속된다. 상기 승산단(12), (13)은 직교 믹서의 형성을 위한, 주파수(f2)로 동작하는 DTO(digital time oscillator) 회로(11)에 의해 제어된다.

A/D 변환기(6)에서 샘플링 후에, 소자(11), (12), (13)로 이루어진 직교 믹서에 의해 입력 신호가 2개의 동위상 및 직교 성분 신호로 분할되고, 상기 신호는 각각 믹서 저역 통과 필터(7) 또는 (8)에 공급된다. 디지탈 믹서 저역 통과 필터(7), (8)는 혼합시 생기는, 합산 주파수를 가진 신호를 억압한다. 2개의 동기로 동작하는 샘플링 레이트 변환기(9), (10)에 의해, 상기 신호는 수신 신호에 포함된 샘플링 레이트(fa)와 동기인 가상 샘플링 주파수(fa')로 변환된다.

도 3A 내지 3D 및 도 4A 내지 4D는 튜너 및 도 1 또는 도 2에 따른 직교 복조기를 포함하는 회로의 상이한 지점에서의 신호 스펙트럼을 개략적으로 나타낸다. 도 3A는 제 2 중간 주파수단(3)의 입력에서 믹서 주파수(f1-f2)를 가진 스펙트럼을 나타낸다. 도 3B는 믹서 주파수(f1-f2)로 혼합 후 출력 스펙트럼을 나타낸다. 도 3C는 발진기의 크로스토크시 믹서의 출력 스펙트럼을 나타내며, 여기서 가산 항은 억압된 것으로 가정한다. 도 3D는 주파수(fa)로 샘플링 후 스펙트럼을 나타낸다. 도 3A 내지 3D는 상이한 믹서 주파수만이 도 4A 내지 4D와 다르기 때문에, 하기에서는 편의상 도 3A 내지 3D만을 구체적으로 설명한다.

도 3A는 제 2 중간 주파수단(3)의 입력에서 신호의 스펙트럼 및 발진기 주파수의 위치를 나타낸다. 도 3B는 혼합 후 스펙트럼을 나타낸다. 안티-에일리어스 필터(5)의 필터 기능은 도 3B에 파선으로 도시된다. 가산 항 2·f1-f2(도 4B에서는 2·f1+f2)은 안티-에일리어스 필터(5)에 의해 억압되어야 한다. 전술한 크로스토크로 인해 주파수 f1-f2(도 4B에서는 f1+f2)를 가진 스펙트럼 선이 나타나면, 안티-에일리어스 필터(5)는 일반적으로 상기 스펙트럼 선을 억압해야 하며, 이것은 회로 비용을 현저히 증가시킨다. 상기 스펙트럼 선의 억압이 이루어지지 않으면, 도 3D 또는 4D에 나타나는 바와 같이, 상기 성분이 샘플링시 유효 대역으로 폴딩되고 수신 품질이 현저히 저하된다.

전술한 회로의 동작시 하기 문제점이 나타난다:

1. 중간 주파수단(2), (3)의 주파수(f1) 및 (f2) 및 직교 복조기의 샘플링 주파수(fa)는 간섭 스펙트럼 선이 샘플링 후에 유효 대역내에 나타나지 않음으로써 디지탈 필터에 의해 무해하게 렌더링될 수 있도록 선택되어야 한다. 본 명세서에서는 많은 용도에서 주파수(f1)가 거의 예정되어 있기 때문에, 상기 주파수의 선택이 제한된다.

2. 2개의 믹서 주파수 (f1-f2) 및 (f1+f2)는 하나의 동일한 회로에 의해 처리될 수 있어야 한다.

3. 믹서 저역 통과 필터(7), (8)에 대한 요구가 최소화되어야 한다. 즉, 통과 대역과 차단 대역 사이의 천이 영역이 가급적 커야 한다.

4. 다양한 신호 대역폭이 주파수(f1), (f2) 및 (fa)의 변동 없이 처리될 수 있어야 한다. 도 3 및 4에서 가장 큰 대역폭은 실선으로 도시되고, 작은 대역폭은 파선으로 도시된다.

상기 문제점을 해결하기 위해 DVB-T 수신기의 경우에는 데이터 레이트와 동기인 샘플링 주파수를 제공하기 위한 외부 VCXO가 사용될 것이 제안된다. 그러나, 이러한 조치는 전술한 문제점을 부분적으로만 해결한다.

발진기 크로스토그와 관련해서, 안티-에일리어스 필터(5)가 모든 가중을 떠맡는다. 중간 주파수(f2)의 선택에 의해 믹서 저역 통과 필터(7) 또는 (8)에 대한 회로 비용이 감소될 수 있다. 그러나, 각 경우에 하나의 심볼 레이트에 대해서만 최적화가 이루어질 수 있다.

제 2 레이트에 대해서는 샘플링 레이트 및 주파수(f2) 모두가 전환 스위칭되어야 하며, 이것은 샘플링 레이트 당 2개의 수정 발진기를 필요로 한다.

또한, 샘플링 주파수의 임의의 선택을 가능하게 하고, 수치 방법에 의해 송신기의 샘플링 레이트로 동기화된(샘플링 레이트 변환, 가상 샘플링) 샘플링 레이트로 데이터 스트림을 발생시키는 해결책도 있다. 그러나, 이 해결책은 아날로그 입력 신호의 간섭 성분이 아날로그/디지탈 변환기 이전의 아날로그 안티-에일리어스 필터에 의해 완전히 억압된다는 것을 전제로 한다.

상기 아날로그 필터는 특히 그것이 CMOS-IC에 집적되어야 하는 경우 큰 제조 공차를 갖는다. 특히 급경사 필터 에지 및 낮은, 정확한 주파수의 전송 제로점(즉, 트랩(trap))은 집적을 매우 어렵게 하는 높은 구현 비용을 필요로 한다. 이 경우에는 보상, 잡음 및 비선형 왜곡이 문제가 된다.

이론적으로는 가능하지만, 단 하나의 중간 주파수단을 기초로 하는 튜너는 지금까지는 적합한 아날로그/디지탈 변환기의 부족으로 인해 구현되지 않았다. 그러나, 2개의 중간 주파수단을 가진 종래의 튜너에 비해 현저히 간소화되기 때문에, 아날로그/디지탈 변환기의 출력에서 직류성분에 의해 발생되는 복조의 질적 저하를 감수하지 않아도 된다면, 이러한 간단한 회로가 요구된다.

본 발명은 청구항 제 1항 또는 청구항 제 2항의 서문에 제시된 방식의, 캐리어 기반 데이터 전송에 의해 전송된 2차원 데이터 심볼의 복조 회로에 관한 것이다.

본 발명은 2차원 데이터 심볼의 복조 분야이므로, 캐리어 기반 데이터 전송 또는 캐리어 주파수(DVB-T, DVB-S, DVB-C, DAB, ADSL 등)를 기초로 하는 데이터 전송에 관련된 거의 모든 방법에 관한 것이다. 요즘엔 디지털 신호 처리를 이용하여 복조를 수행한다.

도 1은 캐리어 기반 데이터 전송에 의해 전송되는 2차원 데이터 심볼의 복조를 위한 공지된 회로의 2개의 중간 주파수단을 가진 튜너 실시예의 블록 다이어그램;

도 2는 캐리어 기반 데이터 전송에 의해 전송되는 2차원 데이터 심볼의 복조를 위한, 도 1의 튜너를 포함하는 회로의 디지탈 직교 복조기 실시예의 블록 다이어그램;

도 3A 내지 3D는 종래의 방식대로 선택된 중간 주파수 및 샘플링 주파수에서 도 1 또는 도 2의 튜너 또는 직교 복조기의 상이한 측정점에서 신호 스펙트럼의 제 1 주파수 진폭 다이어그램;

도 4A 내지 4D는 종래의 방식대로 선택되지만, 도 3A 내지 3D에 도시된 중간 주파수 및 샘플링 주파수와는 다른 중간 주파수 및 샘플링 주파수에서 도 1 또는 도 2의 튜너 또는 직교 복조기의 상이한 측정점에서 신호 스펙트럼의 제 2 주파수 진폭 다이어그램;

도 5A 내지 5C는 본 발명에 따라 정해진 제 1 중간 주파수 및 샘플링 주파수에서 도 1 또는 도 2의 튜너 또는 직교 복조기의 상이한 측정점에서 신호 스펙트럼의 제 3 주파수 진폭 다이어그램;

도 6A 내지 6C는 본 발명에 따라 정해진 제 2 중간 주파수 및 샘플링 주파수에서 도 1 또는 도 2의 튜너 또는 직교 복조기의 상이한 측정점에서 신호 스펙트럼의 제 4 주파수 진폭 다이어그램;

도 7A 내지 7B는 본 발명에 따라 정해진 제 3 중간 주파수 및 샘플링 주파수에서 도 1 또는 도 2의 튜너 또는 직교 복조기의 상이한 측정점에서 신호 스펙트럼의 제 5 주파수 진폭 다이어그램;

도 8A 내지 8C는 본 발명에 따라 정해진 중간 주파수 및 샘플링 주파수에서도 12 또는 도 13의 단 하나의 중간 주파수단을 가진 튜너 또는 직교 복조기의 상이한 측정점에서 신호 스펙트럼의 제 6 주파수 진폭 다이어그램이고, 여기서 도 8A는 중간 주파수단 다음의 스펙트럼을 나타내고, 도 8B는 fa <f1로 직접 샘플링 후 스펙트럼을 나타내며, 도 8C는 직교 혼합 후 스펙트럼을 나타내고, 도 8D는 샘플링 레이트 변환(fa'<fa/2) 후 스펙트럼을 나타냄;

도 9A 및 9B는 본 발명에 따라 정해진 중간 주파수 및 샘플링 주파수에서 도 12 또는 도 13의 튜너 또는 직교 복조기의 상이한 측정점에서 신호 스펙트럼의 주파수 진폭 다이어그램이고, 여기서 도 9A는 fa = 4/5*f1 또는 fa = 6/5*fa로 직접 샘플링 후 스펙트럼을 나타내며, 도 9B는 직교 혼합 후 스펙트럼을 나타냄;

도 10은 본 발명과 일치하는 도 2 또는 도 13에 따른 디지탈 직교 복조기에서 믹서 저역 통과 필터의 바람직한 실시예;

도 11은 본 발명과 일치하는 도 2 또는 도 13에 따른 디지탈 직교 복조기에서 주파수가 fa/4일 때 저역 통과 필터 트랩(trap)의 바람직한 실시예;

도 12는 캐리어 기반 데이터 전송에 의해 전송된 2차원 데이터 심볼의 복조를 위한 회로의 단 하나의 중간 주파수단을 가진 튜너 실시예의 블록 다이어그램;

도 13은 단 하나의 중간 주파수를 직접 샘플링하는, 캐리어 기반 데이터 전송에 의해 전송된 2차원 데이터 심볼의 복조를 위한, 도 12의 튜너를 포함하는 회로의 디지탈 직교 복조기 실시예의 블록 다이어그램이다.

본 발명의 목적은 아날로그/디지탈 변환기의 샘플링 주파수가 심볼 레이트와 무관하게 선택될 수 있고, 튜너 출력 신호 스펙트럼의 간섭 성분이 샘플링에 의해 유효 대역 내로 폴딩되지 않도록 구성된 복조 회로를 제공하는 것이다. 따라서, 디지탈 직교 복조기 내의 간단한 조치에 의해, 아날로그/디지탈 변환기의 출력에서의 직류 성분이 복조에 영향을 주지 않는 것이 보장되어야 한다.

상기 목적은 청구항 제 1항 또는 2항에 제시된 바와 같은 복조 회로에 의해 달성된다.

본 발명의 바람직한 실시예는 종속항에 제시된다.

전술한 문제점들은 본 발명에 따라 중간 및 샘플링 주파수의 적합한 결정에 의해 매우 간단한 방식으로 해결된다.

달리 표현하면, 본 발명은 튜너의 제 2 단에서 발생할 수 있는 발진기 크로스토그의 샘플링에 의해 에일리어스 성분을 데이터 신호의 심볼 레이트와 무관하게 특정 주파수 위치로 변경시키기 위해, 디지탈 직교 복조기의 샘플링 주파수 및 튜너의 중간 주파수가 어떻게 선택되어야 하는지를 나타내는 수학적 관계의 인식을 기초로 한다. 상기 특정 주파수 위치는 디지탈 직교 복조기 내의 간섭 신호를 간단한 수단으로 억압할 수 있어야 한다. 아날로그/디지탈 변환기의 출력에서의 직류 성분은 자동으로 무해하게 된다.

후술한 효과는 튜너의 단 하나의 중간 주파수를 직접 샘플링하는 수신기 원리에서도 나타난다.

이하, 첨부한 도면을 참고로 본 발명에 따른 복조 회로를 구체적으로 설명한다.

청구항 제 1항의 서문에 제시된 도 1 및 도 2에 도시된 방식의 회로의 경우, 전술한 문제점이 하기와 같은 주파수 f1, f2 및 fa의 적합한 선택에 의해 해결된다:

f2 = f1 / 5,

fa = 4*f2 또는 fa = 4/5*f1

상기 식에서, f1은 제 1 중간 주파수단(2)의 중간 주파수를, f2는 제 2 중간 주파수단(3)의 중간 주파수를, 그리고 fa는 아날로그/디지탈 변환기(6)의 샘플링 주파수이다.

디지탈 직교 복조기의 아날로그/디지탈 변환기(6)의 샘플링 주파수 및 튜너의 중간 주파수를 상기와 같이 선택함으로써, 주파수 f1-f2 또는 f1+f2에서 제 2 중간 주파수단(3)의 발진기의 크로스토크에 의해 야기되는 간섭 성분이 믹서 저역 통과 필터(7), (8)의 천이 영역의 중심으로 폴딩되거나 또는 쉬프트된다.

도 5 및 6은 이것을 상세히 도시한다. 도 5A는 발진기의 크로스토그를 가진 f1 - f2 = 4*f2 (f2 = f1/5)로 혼합 후의 스펙트럼을 나타낸다. 도 5B는 fa = 4*f2로 샘플링 후의 스펙트럼을 나타내며, 도 5C는 f2로 직교 혼합 후의 스펙트럼을 나타낸다. 도 6A는 발진기의 크로스토그를 가진 f1 + f2 = 6*f2 (f2 = f1/5)로 혼합 후의 스펙트럼을 나타낸다. 도 6B는 fa = 4*f2로 샘플링 후의 스펙트럼을 나타내며, 도 6C는 f2로 직교 혼합 후의 스펙트럼을 나타낸다.

첫번째 경우에는 다음이 적용된다: f1 - f2 = 4*f2 = fa, 즉 f = 0 에 따른 샘플링시 간섭 성분이 폴딩된다. 두번째 경우에는 다음이 적용된다: f1 + f2 = 6*f2 = fa + 2*f2, 즉 간섭 성분이 f = 2*f2 = fa/2에 따라 폴딩된다. 따라서, 직교 혼합 후에, 간섭 성분이 정확히 샘플링 주파수의 1/4이 되고 예컨대 특성 1 + z^-2을 가진 매우 간단한 필터에 의해 억압될 수 있다. 도 11은 관련 회로를 도시한다.

도 7(도 7A는 가산 항이 억압된 것으로 가정될 때, f2로 직교 혼합 후 스펙트럼을 나타내고, 도 7B는 샘플링 레이트 변환(fa'<fa/2) 후 스펙트럼을 나타냄)은 데시메이션(decimation) 저역 통과 필터가 샘플링 주파수(fa)의 배수로 반복 스펙트럼을 억압하도록 설계되기 때문에, 사전 필터링 없이 샘플링 레이트 변환시 성분이 유효 대역으로 폴딩되는 것을 나타낸다. f2 = fa/4에서 성분은 현저히 감쇠되지 않는다. 용도에 따라 FIR 또는 IIR 필터로 구현될 수 있는 믹서 저역 통과 필터(7), (8)는 통과 대역에서 주파수 트랩(trap)에 의해 야기되는 감쇠를 보상하도록 설계되어야 한다. 이것은 임의의 추가 비용 없이 또는 매우 적은 추가 비용으로 가능하다(참고: 도 13). 2 만큼 필터 차수를 상승시킴으로써 제로점을 저역 통과 필터 회로 내로 통합하거나(도 11) 또는 믹서 저역 통과 필터와 샘플링 레이트 변환기의 저역 통과 필터를 조합하는 것도 가능하다. 후술한 변형예는 전술된 DVB-T용 프로세서를 위해 선택되었다. 따라서, 전술한 문제점 1 및 2가 해결된다.

주파수의 전술한 선택에 의해 디지탈 직교 믹서의 출력에는 유효 성분 및 바람직하지 않는 믹서 성분이 균일하게 분포된 스펙트럼이 나타난다: 2개의 스펙트럼 성분은 동일한 폭을 가지며 성분들 사이의 간격은 최대이다. 따라서, 전술한 문제점 3이 해결된다.

회로 블록의 샘플링 주파수가 믹서 저역 통과 필터(7), (8)의 출력까지 심볼 레이트에 매칭될 필요가 없기 때문에, 전술된 모든 특성이 심볼 레이트와 무관하게 유지된다. 따라서, 전술한 문제점 4가 해결된다.

아날로그/디지탈 변환기의 출력 신호에 포함된 직류 성분은 중간 주파수 및 샘플링 주파수의 바람직하지 않은 선택에 의해 샘플링 레이트 변환 후에 유효 대역으로 폴딩될 수 있다(참고: 도 7). 즉, 상기 직류 성분이 부가로 필터링되어야 한다.

본 발명에 따른 설계시, 직류 성분이 직교 혼합에 의해 전술한 간섭 신호가 놓이는(f2 = fa/4) 장소로 쉬프트된다. 즉, 직류 성분에 의해 야기되는 스펙트럼 선이 부가 비용 없이 제거된다.

앞으로, 아날로그/디지탈 변환기 기술의 진보에 따라 튜너의 단일 중간 주파수를 직접 샘플링하는 수신기 설계가 가능해질 것이다. 상기 목적에 적합한 튜너 및 직교 복조기는 도 12 및 도 13에 도시된다. 여기서, 도 2의 튜너 및 도 2의 직교 복조기에 상응하는 회로 부분은 도 2와 동일한 도면 부호를 갖는다. 따라서, 동일한 회로 부분은 설명하지 않는다. 도 12에서는 튜너의 출력에 AGC 회로(14)가 부가된다; 안티-에일리어스 소자(5)는 도 13에서 저역 통과 필터가 아니라 대역통과 필터이고, 도 12의 제 1 중간 주파수단은 믹서 주파수 fm ± f1 를 사용하며 믹서 저역 통과 필터(7), (8)는 도 10에 상응하게 fa/4에서 트랩(trap)을 갖도록 설계된다. 이러한 기술에 의해 2개의 중간 주파수단을 가진 튜너의 발진기 크로스토크의 문제가 나타나지 않는다. 그러나, 직류 성분에 의한 악영향을 방지해야 할 필요가 있다(참고: 도 8). 본 발명에 의해, fa = 4/5*f1 또는 fa = 6/5*f1이 선택되고 직류 성분이 fa/4에 따라 쉬프트되며 거기서 변형된 믹서 저역 통과 필터에 의해 억압된다(참고: 도 9). fa = 4/5*fa가 선택되면, 도 1 및 도 2에 따른 전체 디지탈 복조기 회로가 변경 없이 사용될 수 있고, 다만 안티-에일리어스 저역 통과 필터가 안티-에일리어스 대역통과 필터로 대체되기만 하면 된다(참고: 도 13).

Claims (7)

1. 2차원 데이터 심볼을 포함하는 수신측 입력 신호의 캐리어 주파수(fm)를 제 1 중간 주파수(f1)로 변환하기 위한 제 1 중간 주파수단(2), 상기 제 1 중간 주파수단(2) 다음에 접속된 표면파 필터(4), 및 상기 표면파 필터(4) 다음에 접속되어 상기 입력 신호의 캐리어 주파수를 상기 제 1 중간 주파수(f1) 보다 낮 제 2 중간 주파수(f2)로 변환하기 위한 제 2 중간 주파수단(3)을 포함하는 튜너; 및

   상기 튜너 다음에 접속되어 제 2 캐리어 중간 주파수(f2)를 가진 입력 신호를 베이스 밴드로 변환하고 이를 동위상 및 직교 성분으로 분할하며, 예정된 샘플링 주파수(fa)를 가진 A/D 변환기(6)와 상기 A/D 변환기(6) 앞에 접속되어 유효 신호로부터 간섭 성분을 제거하기 위한 안티-에일리어스 필터(5)를 가지는 직교 복조기를 포함하는, 캐리어 기반 데이터 전송에 의해 전송된 2차원 데이터 심볼의 복조 회로에 있어서,

   상기 제 1 및 제 2 중간 주파수(f1, f2)와 상기 A/D 변환기(6)의 상기 샘플링 주파수(fa) 사이에서 적어도 하기 등식이 성립되는 것을 특징으로 하는 2차원 데이터 심볼 복조 회로:

   f2 = f1/5 및

   fa = 4·f2 또는

   fa = 4/5·f1.
2. 2차원 데이터 심볼을 포함하는 수신측 입력 신호의 캐리어 주파수(fm)를 중간 주파수(f1)로 변환하기 위한 단일 중간 주파수단(2) 및 상기 중간 주파수단(2) 다음에 접속된 표면파 필터(4)를 포함하는 튜너; 및

   상기 튜너 다음에 접속되어 상기 중간 주파수(f1)를 가진 입력 신호를 베이스 밴드로 변환하고 이를 동위상 및 직교 성분으로 분할하며, 예정된 샘플링 주파수(fa)를 가진 A/D 변환기(6)와 상기 A/D 변환기(6) 앞에 접속되어 유효 신호로부터 간섭 스펙트럼 성분을 제거하기 위한 안티-에일리어스 필터(5)를 가지는 직교 복조기를 포함하는, 캐리어 기반 데이터 전송에 의해 전송된 2차원 데이터 심볼의 복조 회로에 있어서,

   상기 중간 주파수(f1)와 상기 A/D 변환기(6)의 상기 샘플링 주파수(fa) 사이에서 적어도 하기 등식이 성립되는 것을 특징으로 하는 2차원 데이터 심볼 복조 회로:

   fa = 4/5·f1 또는

   fa = 6/5·f1.
3. 제 1항 또는 2항에 있어서,

   상기 안티-에일리어스 필터(5)는 저역 통과 필터 또는 대역통과 필터 형태로 구현되는 것을 특징으로 하는 2차원 데이터 심볼 복조 회로.
4. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,

   상기 직교 복조기는 A/D 변환기(6) 다음에 접속되어 주파수 fa/4를 제거하는 장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 2차원 데이터 심볼 복조 회로.
5. 제 4항에 있어서,

   상기 주파수 fa/4 제거 장치는 fa/4에서 주파수 트랩(trap)을 갖는 믹서 저역 통과 필터(7, 8)를 포함하는 것을 특징으로 하는 2차원 데이터 심볼 복조 회로.
6. 제 4항에 있어서,

   상기 주파수 fa/4 제거 장치는 제로점을 가진 믹서 저역 통과 필터 장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 2차원 데이터 심볼 복조 회로.
7. 제 4항에 있어서,

   상기 직교 복조기는 상기 A/D 변환기(6) 다음에 접속되어 샘플링 레이트 변환기(9, 10) 다음에 접속된 저역 통과 필터와 결합되는 믹서 저역 통과 필터 장치(7, 8)를 포함하는 것을 특징으로 하는 2차원 데이터 심볼 복조 회로.