JP2002502142A - 搬送波形式のデータ伝送により送信された2次元データシンボルの復調回路 - Google Patents
搬送波形式のデータ伝送により送信された2次元データシンボルの復調回路Info
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- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
Abstract
Description
のデータ伝送により送信された2次元データシンボルの復調回路に関する。
し搬送周波数(DVB−T,DVB−S,DVB−C,DAB,ADSL等)を
基礎とするデータ伝送のための、現在のほとんど全ての方法に関連する。現在、
デジタル信号処理を用いて復調を行うことは通常のことである。
構造を示す。信号は例えばアンテナによって、またはケーブル端子を介してチュ
ーナに入力側1で供給される。チューナは2つの中間周波段2と3を有し、第1
の中間周波段2では第1の中間周波数f1に変換され、これにより第1の中間周
波段の1つの後置接続された、急峻なエッジを有する高調波フィルタ4によって
所望のチャネルを取り出すことができる。ここで隣接するチャネルは強力に抑圧
される。フィルタ4に続く第2の中間周波段3で別の比較的に低い中間周波数f
2に変換される。これにより信号をA/D変換器によりデジタル化することがで
きる。両方の中間周波数変換に対して、基本的にはそれぞれ2つの混合周波数を
選択することができる。すなわち、和形成に基づく混合周波数:入力搬送周波数
+出力搬送周波数、および差形成に基づく混合周波数:入力搬送周波数−出力搬
送周波数である。
1のチューナにより受信された、搬送周波数f2の入力信号をベースバンドに変
換し、その際に信号を同相成分と直交成分とに分離することである。通常その際
に、まずアナログ・アンチエーリアスフィルタ5によって障害となる全てのスペ
クトル成分が抑圧される。この抑圧されたスペクトル成分はサンプリングにより
有効バンドに畳み込むことができる。安価な一般消費機器に対し、例えば娯楽機
器の分野でチューナの第2中間周波段3に使用されるようなミキサ構成素子はそ
の出力信号に障害となる成分を含んでおり、この成分がアンチ・エーリアスフィ
ルタ5に対する回路コストを大きく上昇させる。ここでもっとも強力に障害とな
る成分は、発振器信号と周波数f1−f2またはf1+f2とのクロストークに
よって発生する。
るA/D変換器6続き、このA/D変換器には並列に接続された2つのミキサロ
ーパスフィルタ7,8、および同様に並列に接続され、周波数fa’により駆動
されるサンプリングレート変換器9,10が続く。A/D変換器6と2つのミキ
サローパスフィルタ7,8との間には乗算段12,13が接続されている。これ
ら乗算段は、周波数f2により動作するDTO(デジタル時間発振器)回路11
により制御される。
キサによって入力信号は同相成分と直交成分の2つに分割される。これらの成分
はそれぞれミキサローパスフィルタ7,8の一方に供給される。デジタルミキサ
ローパスフィルタ7,8は、混合の際に発生する、和周波数の信号を抑圧する。
同期動作する2つのサンプリングレート変換器9,10により仮想サンプリング
周波数fa’が再計算される。この仮想サンプリング周波数は受信信号に含まれ
るサンプリングレートfaと同期している。
よび直交復調器を含む回路の種々異なる点における信号スペクトルを概略的に示
す。図3Aは、第2中間周波段3の入力側における、混合周波数f1−f2を備
えたスペクトルを示す。図3Bは、混合周波数f1−f2による混合後の出力ス
ペクトルを示す。図3Cは、発振器とクロストークした際のミキサの出力スペク
トルを示し、ここでは和項が抑圧されることを前提としている。図3Dは、周波
数faでのサンプリング後のスペクトルを示す。図3Aから3Dは図4Aから4
Dとは、単に混合周波数が異なる点でのみ相違する。したがって簡単にするため
以降、図3Aから3Dだけを詳細に説明する。
数の位置を示す。図3Bは、混合後のスペクトルを示す。アンチエーリアスフィ
ルタ5のフィルタ機能は図3Bに破線で示されている。和項2(f1−f2)(
図4Bでは2(f1+f2))をアンチエーリアスフィルタ5によって抑圧しな
ければならない。前に述べたクロストークの結果、周波数f1−f2(図4Bの
場合は、f1+f2)のスペクトルラインが発生すれば、アンチエーリアスフィ
ルタ5はこのスペクトルラインも同様に抑圧しなければならない。このことは回
路コストの大きな上昇につながる。このスペクトルライン抑圧が行われなければ
、これらの成分は図3Dないし図4Dに示すように、サンプリングの際に有効バ
ンドに畳み込まれ、受信品質が格段に劣化する。
波数faを次のように選択しなければならない。すなわち、障害となるスペクト
ルラインがサンプリング後に有効バンドに存在せず、これによりデジタルフィル
タを用いて無害化できるように選択しなければならない。ここで周波数の選択は
、周波数f1が多数の適用事例で固定的に設定されているため制限される。
ければならない。
なわち通過領域と阻止領域との間の移行領域をできるだけ大きくしなければなら
ない。
しなければならない。図3と図4には、それぞれ最大のバンド幅が実線により、
比較的小さいバンド幅が破線により示されている。
を使用して、データレートと同期したサンプリング周波数を準備することが提案
された。しかしこの手段は、前記の問題を一部でしか解決しない。
負うことになる。中間周波数f2を巧妙に選択することにより、ミキサローパス
フィルタ7ないし8に対する回路コストを低減することができる。しかしこの最
適化はそれぞれのシンボルレートに対してだけ実行することができる。
ばならない。このことはサンプリングレート当たりに2つの発振水晶子を必要と
する。
サンプリングレートに同期されたサンプリングレートのデータ流を形成する解決
手段がすでに存在する(サンプリングレート変換、仮想サンプリング)。ここで
はとりわけ、アナログ入力信号中の障害成分がアナログ・アンチエーリアルフィ
ルタによってA/D変換器の前に完全に抑圧されることが前提である。
き場合には、大きな製造公差が伴う。とりわけ急峻なフィルタエッジと、周波数
通りの深い伝送ゼロ位置(いわゆるトラップ)は高い実現コストを要求し、これ
は集積化を非常に困難にする。ここで問題となるのは、調整、ノイズおよび非線
形の歪みである。
/D変換器が欠けているためこれまで実現されていない。しかし中間周波段を2
つ有する従来のチューナと比較して非常に簡素化されているので基本的には、こ
の種の簡単な回路に対して大きな需要が存在する。ただし、同相成分によるA/
D変換器の出力側でのこれまで予期されたような復調の妨害を甘受しなければな
らないようなことがあってはならない。
の復調回路を次のように構成することである。すなわち、A/D変換器のサンプ
リング周波数がシンボルレートに依存しないで選択可能であり、チューナの出力
信号にある障害となるスペクトル成分がサンプリングにより有効バンドに畳み込
まれないことが保証されるように構成することである。このようにして簡単な手
段によりデジタル直交復調器において、同相成分がA/D変換器の出力側で復調
を妨害しないことを保証する。
数とサンプリング周波数の適切な設定により克服される。
なわち、デジタル直交復調器のサンプリング周波数とチューナの中間周波数とを
、発振器クロストークのサンプリングによりチューナの第2段に発生し得るA−
リアス成分をデータ信号のシンボルレートに依存しないで所定の周波数位置へも
たらすためにはどのように選択しなければならないかを表す数学的関係の知識に
基づくのである。この所定の周波数位置は、障害信号がデジタル直交復調器にお
いて簡単な手段により抑圧できることを保証しなければならない。A/D変換器
の出力側における同相成分はここでは自動的に無害化される。
リングする受信器コンセプトでも有効である。
調するための公知の回路の、2つの中間周波段を有するチューナの実施例のブロ
ック回路図である。
2次元データシンボルを復調するための回路のデジタル直交復調器の実施例のブ
ロック回路図である。
択された図1ないし図2のチューナないし直交復調器の種々異なる測定点におけ
る信号スペクトルの第1の周波数振幅線図である。
しかし図3Aから図3Dとは異なって選択された図1ないし図2のチューナない
し直交復調器の種々異なる測定点における信号スペクトルの第2の周波数振幅線
図である。
り設定された図1ないし図2のチューナないし直交復調器の種々異なる測定点に
おける第3の周波数振幅線図である。
り設定された図1ないし図2のチューナないし直交復調器の種々異なる測定点に
おける信号の第4の周波数振幅線図である。
設定された図1ないし図2のチューナないし直交復調器の種々異なる測定点にお
ける信号スペクトルの第5の周波数振幅線図である。
定された図12ないし図13のただ1つの中間周波段ないし直交復調器の種々異
なる測定点における信号スペクトルの第6の周波数振幅線図であり、図8Aは中
間周波段の後のスペクトルを示し、図8Bはfa<f1によるダイレクトサンプ
リング後のスペクトルを示し、図8Cは直交混合後のスペクトルを示し、図8D
はサンプリングレート変換(fa’<fa/2)後のスペクトルを示す。
された図12ないし図13のチューナないし直交復調器の種々異なる測定点にお
ける信号スペクトルの周波数振幅線図であり、図9Aはfa=4/5*f1ないし fa=6/5*faによるダイレクトサンプリング後のスペクトルを示し、図9B は直交混合後のスペクトルを示す。
サローパスフィルタの有利な実施例を示す。
パストラップの有利な実施例を示す。
復調するための回路のただ1つの中間周波段を有するチューナの実施例のブロッ
ク回路図である。
た2次元データシンボルをただ1つの中間周波数によるダイレクトサンプリング
により復調するための回路のデジタル直交復調器の実施例のブロック回路図であ
る。
頭に述べた問題が周波数f1,f2およびfaの適切な選択により次のように解
消される。
波数、そしてfaはA/D変換器6のサンプリング周波数である。
グ周波数とをこのように選択することにより、周波数f1−f2ないしf1+f
2において特別に不快な障害成分(これは発振器と第2中間周波段3とのクロス
トークによって生じる)がミキサローパスフィルタ7,8の移行領域の中央へ畳
み込まれ、ないしシフトされる。
f1−f2=4*f2(f2=f1/5)との混合後のスペクトルを示す。図5
Bは、fa=4*f2によるサンプリング後のスペクトルを示し、図5Cは、f
2による直交混合後のスペクトルを示す。図6Aは、発振器のクロストークによ
るf1+f2=6*f2(f2=f1/5)との混合後のスペクトルを示す。図
6Bは、fa=4*f2によるサンプリング後のスペクトルを示し、図6Cは、
f2による直交混合後のスペクトルを示す。
はサンプリングの際にf=0に畳み込まれる。第2の場合には、f1+f2=6
*f2=fa+(2*f2)が成り立つ。すなわち障害成分はf=2*f2=f
a/2に畳み込まれる。したがって障害成分は、直交混合後に正確にサンプリン
グ周波数の1/4になり、例えば特性1+z-2を有する非常に簡単なフィルタに
より抑圧することができる。図11は、所属の回路を示す。
合後のスペクトルを示し、図7Bは、サンプリングレート変換(fa’<fa/
2)後のスペクトルを示す)は、前もってフィルタリングを施さずにサンプリン
グレート変換した際に、成分が有効バンドに畳み込まれることを示す。なぜなら
所属の十進法ローパスフィルタは、反復スペクトルをサンプリングレートfaの
倍数の場合に抑圧するように選定されているからである。成分はf2=fa/4
の場合には、ほとんど減衰されない。ミキサローパスフィルタ7,8は、適用に
応じてFIRフィルタまたはIIRフィルタとして構成することができる。この
ミキサローパスフィルタは、周波数トラップにより生じる、通過領域における減
衰を補償するように選定しなければならない。このことはコストを掛けずに、な
いしは非常に僅かなコストで可能である(図13参照)。フィルタ次数を2だけ
増やすことによりゼロ位置をローパスフィルタ回路に組み込むこと(図11)、
またはミキサローパスフィルタをサンプリングレート変換器のローパスフィルタ
と組み合わせることができる。後者の変形実施例は、DVB−T用の上に述べた
プロセッサに対して選択された。冒頭に述べた問題1と2はこれにより克服され
る。
、有効信号と不所望の混合積とが均等に分散されているスペクトルが発生する。
2つのスペクトル成分は同じ幅を有し、この成分間の間隔は最大の大きさである
。冒頭に述べた問題3はこれにより克服される。
までシンボルレートに適合する必要がないから、前記の全ての特性はシンボルレ
ートに依存しない。冒頭に述べた問題4はこれにより解決される。
よびサンプリングレート変換後のサンプリング周波数の不利な選択により、有効
バンドに畳み込まれることがある(図7参照)。すなわちこれを付加的にろ波し
なければならない。
在する(f2=fa/4)のと同じ箇所にシフトされる。すなわち同相成分によ
り惹起されるスペクトルラインは付加コストを掛けずに同様に処理される。
よるダイレクトサンプリングを用いた受信器コンセプトも可能となるであろう。
これに適したチューナおよび直交復調器が図12と図13に示されている。ここ
で図2のチューナと図2の直交復調器に相応する回路構成部分には同じ参照番号
が付してある。したがって同じ回路構成部分の説明は省略する。図12ではAG
C回路がチューナの出力側に使用され、アンチエーリアス素子5は図13ではロ
ーパスフィルタの代わりのバンドバスフィルタであり、図12の中間周波段は混
合周波数fm±f1を使用し、ミキサローパスフィルタ7,8は図10に相応し
てfa/4でのトラップにより構成されている。この技術により、2つの中間周
波段を有するチューナの発振器クロストークの問題がなくなる。しかし同相成分
の障害となる作用を阻止する必要性は依然として存在する(図8参照)。本発明
を基礎として、fa=4/5*f1またはfa=6/5*f1の選択により、同相成分
が再びfa/4にシフトされ、そこで変形されたミキサローパスフィルタにより 抑圧されることが示された(図9参照)。fa=4/5*faの選択によりさらに 、図1と図2のデジタル復調回路全体を変更せずに引き継ぐことができ、単にア
ンチエーリアスローパスフィルタをアンチエーリアスバンドパスフィルタにより
置換すれば良いだけである(図13参照)。
調するための公知の回路の、2つの中間周波段を有するチューナの実施例のブロ
ック回路図である。
2次元データシンボルを復調するための回路のデジタル直交復調器の実施例のブ
ロック回路図である。
択された図1ないし図2のチューナないし直交復調器の種々異なる測定点におけ
る信号スペクトルの第1の周波数振幅線図である。
しかし図3Aから図3Dとは異なって選択された図1ないし図2のチューナない
し直交復調器の種々異なる測定点における信号スペクトルの第2の周波数振幅線
図である。
り設定された図1ないし図2のチューナないし直交復調器の種々異なる測定点に
おける第3の周波数振幅線図である。
り設定された図1ないし図2のチューナないし直交復調器の種々異なる測定点に
おける信号の第4の周波数振幅線図である。
設定された図1ないし図2のチューナないし直交復調器の種々異なる測定点にお
ける信号スペクトルの第5の周波数振幅線図である。
定された図12ないし図13のただ1つの中間周波段ないし直交復調器の種々異
なる測定点における信号スペクトルの第6の周波数振幅線図であり、図8Aは中
間周波段の後のスペクトルを示し、図8Bはfa<f1によるダイレクトサンプ
リング後のスペクトルを示し、図8Cは直交混合後のスペクトルを示し、図8D
はサンプリングレート変換(fa’<fa/2)後のスペクトルを示す。
された図12ないし図13のチューナないし直交復調器の種々異なる測定点にお
ける信号スペクトルの周波数振幅線図であり、図9Aはfa=4/5*f1ないし fa=6/5*faによるダイレクトサンプリング後のスペクトルを示し、図9B は直交混合後のスペクトルを示す。
サローパスフィルタの有利な実施例を示す。
パストラップの有利な実施例を示す。
復調するための回路のただ1つの中間周波段を有するチューナの実施例のブロッ
ク回路図である。
た2次元データシンボルをただ1つの中間周波数によるダイレクトサンプリング
により復調するための回路のデジタル直交復調器の実施例のブロック回路図であ
る。
Claims (7)
- 【請求項1】 搬送波形式のデータ伝送により送信された2次元データシン
ボルの復調回路であって、チューナと、該チューナに後置接続された直交復調器
(11,12,13)とを有し、 前記チューナは、2次元データシンボルを含む受信側入力信号の搬送周波数(
fm)を第1の中間周波数(f1)に変換するための第1の中間周波段(2)と
、該第1の中間周波段(2)に後置接続された高調波フィルタ(4)と、該高調
波フィルタに後置接続され、入力信号の搬送周波数を第2の中間周波数(f2)
に変換するための第2の中間周波段(3)とを有し、 前記第2の中間周波数(f2)は前記第1の中間周波数(f1)よりも低く、 前記直交復調器(11,12,13)は、第2搬送波中間周波数(f2)の入
力信号をベースバンドに変換し、同相成分と直交成分との分離を実行し、かつ所
定のサンプリング周波数(fa)のA/D変換器(6)を有しており、 該A/D変換器にはアンチエーリアスフィルタ(5)が前置接続されており、
これにより障害となる信号スペクトル成分を有効信号から除去する形式の復調回
路において、 第1と第2の中間周波数(f1,f2)、およびA/D変換器(6)のサンプ
リング周波数(fa)との間には少なくとも近似的に次の関係が成立する: f2=f1/5 かつ fa=4*f2 または fa=4/5*f1 ことを特徴とする復調回路。 - 【請求項2】 搬送波形式のデータ伝送により送信された2次元データシン
ボルの復調回路であって、チューナと、該チューナに後置接続された直交復調器
(11,12,13)とを有し、 前記チューナは、2次元データシンボルを含む受信側入力信号の搬送周波数(
fm)を中間周波数(f1)に変換するためのただ1つの中間周波段(2)と、
該中間周波段(2)に後置接続された高調波フィルタ(4)とを有し、 前記直交復調器(11,12,13)は、中間周波数(f1)の入力信号をベ
ースバンドに変換し、同相成分と直交成分との分離を実行し、かつ所定のサンプ
リング周波数(fa)のA/D変換器(6)を有しており、 該A/D変換器にはアンチエーリアスフィルタ(5)が前置接続されており、
これにより障害となる信号スペクトル成分を有効信号から除去する形式の復調回
路において、 中間周波数(f1)と、A/D変換器(6)のサンプリング周波数(fa)と
の間には少なくとも近似的に次の関係が成立する: fa=4/5*f1 または fa=6/5*f1 ことを特徴とする復調回路。 - 【請求項3】 アンチエーリアスフィルタ(5)はローパスフィルタまたは
バンドパスフィルタとして実現される、請求項1または2記載の回路。 - 【請求項4】 直交復調器(11,12,13)は、A/D変換器(6)に
後置接続された、周波数fa/4を除去するための除去装置を有する、請求項1
から3までのいずれか1項記載の回路。 - 【請求項5】 前記除去装置は、fa/4における周波数トラップを備えた
ミキサローパスフィルタ装置(7,8)を有する、請求項4記載の回路。 - 【請求項6】 前記除去装置は、ゼロ箇所を備えたミキサローパスフィルタ
装置を有する、請求項4記載の回路。 - 【請求項7】 直交復調器(1,12,13)は、A/D変換器(6)に後
置接続されたミキサローパスフィルタ装置(7,8)を有し、 該ミキサローパスフィルタ装置は、後置されたサンプリングレート変換器(9
,10)のローパスフィルタと組み合わされている、請求項4記載の回路。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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DE19802373.1 | 1998-01-22 | ||
DE19802373A DE19802373C1 (de) | 1998-01-22 | 1998-01-22 | Schaltung zur Demodulation von durch geträgerte Datenübertragung gesendeten zweidimensionalen Datensymbolen |
PCT/DE1999/000131 WO1999038269A1 (de) | 1998-01-22 | 1999-01-20 | Schaltung zur demodulation von durch geträgerte datenübertragung gesendeten zweidimensionalen datensymbolen |
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Publication Number | Publication Date |
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JP3739653B2 JP3739653B2 (ja) | 2006-01-25 |
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Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000529046A Expired - Fee Related JP3739653B2 (ja) | 1998-01-22 | 1999-01-20 | 搬送波形式のデータ伝送により送信された2次元データシンボルの復調回路 |
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JP (1) | JP3739653B2 (ja) |
KR (1) | KR100421815B1 (ja) |
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DE10005497A1 (de) * | 2000-02-08 | 2001-08-09 | Infineon Technologies Ag | Verfahren und Schaltungsanordnung zum Demodulieren eines quadraturamplituden- oder phasenmodulierten Signals |
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DE102004059958B4 (de) | 2004-12-13 | 2007-10-04 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Vorrichtung und Verfahren zum Bestimmen eines Korrelationswertes |
DE102004059939A1 (de) * | 2004-12-13 | 2006-06-14 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Frequenzumsetzer zum spektralen Umsetzen eines Startsignals und Verfahren zur spektralen Umsetzung eines Startsignals |
DE102004059957A1 (de) | 2004-12-13 | 2006-06-14 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Synchronisationsvorrichtung und Vorrichtung zum Erzeugen eines Synchronisationssignals |
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