JPH0884049A - ディジタル処理信号分割器及びディジタル処理信号合成器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 フィルタタップ長、演算速度を小とする。 【構成】 信号Ａ０〜Ａ３を周波数分割多重化した入力
信号を、信号Ａ０の中心を、サンプリング周波数ｆｓの
整数倍に乗算器６１でずらし、内挿率２の内挿ハーフバ
ンドフィルタ６２へ供給すると共に乗算器６３でｆｓ／
４だけずらして内挿率２の内挿ハーフバンドフィルタ６
４へ供給する。フィルタ６２の出力をハーフバンドフィ
ルタ６５へ供給して信号Ａ０を取出し、かつ乗算器６６
でｆｓ／２だけずらしてハーフバンドフィルタ６７へ供
給する。フィルタ６５，６７の各出力をダウンサンプラ
６８，６９で間引き率４で間引き、サンプリング周波数
ｆｓ／４の信号Ａ０，Ａ２をそれぞれ得る。フィルタ６
４の出力も同様に処理する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、例えば周波数分割多
重化方式通信における周波数多重化信号の分離（分割）
器、逆に周波数多重化のための信号合成器に利用され、
特にディジタル信号で処理し、ＦＤＭ−ＴＤＭ変換装置
の分割部分や合成部に適し、マルチステージ方式で分
割、合成を行うディジタル処理信号分離、合成器に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】周波数帯域分割・合成方式において、マ
ルチステージ方式は分割すべきチャネル数（周波数帯域
合成の場合は合成すべきチャネル数）が５０チャネル以
下と比較的小さく、チャネル間隔が５０ｋＨｚ以下と比
較的小さい場合に有効な手法である。帯域分割の場合、
図１２Ａに示すように、各ステージとも入力端子１１か
らの入力信号は低域通過フィルタ１２と高域通過フィル
タ１３とによって帯域が２等分割されるのが一般的であ
る。そのため、各ステージともフィルタ１２，１３の各
出力はそれぞれ間引き率２のデシメータ、つまりダウン
サンプラ１４，１５により１サンプル置きに間引かれ、
出力信号のサンプリング周波数は入力信号のサンプリン
グ周波数の半分にする操作が行われる。

【０００３】入力端子１１の実入力信号（複素入力信号
に対する）の周波数特性はサンプリング周波数がｆｓ
で、図１２Ｂに示す周波数特性の場合、低域通過フィル
タ１２の出力の周波数特性は図１２Ｃに示すものとな
り、ダウンサンプラ１４の出力の周波数特性は図１２Ｄ
に示すようになる。この帯域２等分割を行う場合、デシ
メータ（ダウンサンプラ）の前段のフィルタとしてハー
フバンドフィルタがしばしば用いられる。ハーフバンド
フィルタの周波数特性は図１２Ｅに示す通りであり、サ
ンプリング周波数ｆｓの１／４倍の周波数（ｆｓ／４）
での振幅値が０．５であって、この点１５を中心とし
て、低域側と高域側とが奇対称になっている。また、図
１２Ｆは、このフィルタのタップ係数を示しているが、
タップ番号が０を除く偶数番でその係数が０値となるた
め、通常の実係数ＦＩＲフィルタに比べ、タップ長を約
半分にすることができる。

【０００４】図１３にこのハーフバンドフィルタを用い
た帯域４等分割の従来の分割器を示す。入力端子１１か
らのサンプリング周波数ｆｓの入力信号は、２分岐され
て、その一方は第１ステージのハーフバンドフィルタ１
６で他方は乗算器１７でｅｘｐ（−ｊπｎ）（ｎは入力
系列の順番を示す）が乗算されてｆｓ／２だけ周波数が
負側にシフトされた後、ハーフバンドフィルタ１８でそ
れぞれフィルタリングされ、その後、その各出力は、間
引き率２のデシメータ１９，２１でそれぞれ間引かれ
る。これにより、各フィルタ出力のサンプリング周波数
はｆｓ／２となる。さらに各系列、つまりデシメータ１
９，２１の各出力はおのおの２分岐され、その各一方は
それぞれ乗算器２２，２３でｅｘｐ（−ｊ（π／２）
ｎ）が乗算されてｆｓ／８だけ負側にシフトされ、他方
は乗算器２４，２５でｅｘｐ（ｊ（π／２）ｎ）が乗算
されて正側にｆｓ／８シフトされて第２ステージのハー
フバンドフィルタ２６〜２９へ供給され、フィルタリン
グされ、第１ステージと同様、その各フィルタの出力は
間引き率２のデシメータ３１〜３４によりそれぞれ間引
かれる。これにより分割された４つの出力信号のサンプ
リング周波数はそれぞれｆｓ／４となる。なお、乗算器
１７，２２〜２５を省略して、つまり信号の周波数シフ
トを行わず、ハーフバンドフィルタ１８，２６〜２９の
各タップ係数値を変化させ、つまり高域通過フィルタと
する方法もある。

【０００５】図１４に図１３の分割器の動作概念を示
す。図１４（ａ）〜（ｇ）は図１３中のそれらと対応し
ている。図１４中の２πは正規化サンプリング角周波数
を示している。入力信号は複素信号であり、信号Ａ０か
らＡ３までが周波数軸上で多重されたものとしている。
入力信号（ａ）のサンプリング周波数をｆｓ、信号間の
ガードバンドをΔＦとする。以上のことを前提とする
と、第１ステージでのハーフバンドフィルタ１６，１８
の周波数特性は図１４（ｂ）に示すように通過帯域がほ
ぼｆｓ／４の低域通過フィルタであり、過渡帯域幅はΔ
Ｆ以下であることが要求される。これ以上の過渡帯域幅
を有するフィルタでフィルタリングすると、後続のデシ
メータ１９，２１でサンプリング周波数を入力サンプリ
ング周波数の半分、すなわちｆｓ／２に低減する際、信
号帯域内に不要帯域が重なる。以上のことは第２ステー
ジでのハーフバンド・フィルタ２６〜２９についても言
え、このフィルタの過渡帯域幅もΔＦ以下としなければ
ならない。

【０００６】ハーフバンドフィルタ１６から図１４
（ｃ）に示すように信号Ａ０とＡ３の成分が取出され、
このフィルタ１６の出力を間引き率２で間引いた出力は
図１４（ｄ）に示すように、ｆｓ／２とその整数倍の各
周波数とをそれぞれ中心として信号Ａ０とＡ３とが配さ
れる。このダウンサンプラ１９の出力は乗算器２２でｆ
ｓ／８だけ負側へシフトされて、図１４（ｅ）に示す周
波数特性のハーフバンドフィルタ２６に通され、図１４
（ｆ）に示すように信号Ａ０が取出せる。この信号Ａ０
が１／２にダウンサンプリングされて図１４（ｇ）に示
すようにサンプリング周波数ｆｓ／４の信号Ａ０が得ら
れる。

【０００７】乗算器２４で図１４（ｄ）の信号がｆｓ／
８だけ正側へシフトされ、フィルタ２８で信号Ａ３が取
出され、乗算器１７ではｆｓ／２だけシフトされ、−ｆ
ｓ，０，ｆｓ，の各両側に信号Ａ１，Ａ２が位置し、フ
ィルタ１８から信号Ａ１，Ａ２の成分が取出され、Ａ
０，Ａ３の処理と同様にして、デシメータ２７，２９か
らそれぞれサンプリング周波数ｆｓ／４の信号Ａ２，Ａ
１が出力される。

【０００８】一般に最適ＦＩＲフィルタを設計する場
合、主要パラメータは信号帯域内及び阻止域リプル、フ
ィルタの過渡帯域幅ΔＦとサンプリング周波数ｆｓであ
り、等リプル近似ＦＩＲフィルタの必要タップ長Ｎの概
算式を下記に示す。 Ｎ≒Ｄ（δ_p ，δ_s ）・ｆｓ／ΔＦ Ｄ（δ_p ，δ_s ）：通過域リプル最大値δ_p ，阻止域リ
プル最大値δ_s から決る定数 サンプリング周波数ｆｓが高いほど、過渡帯域幅ΔＦが
狭いほど、すなわちサンプリング周波数の過渡帯域幅に
対する比が大きいほど、フィルタの必要タップ長Ｎは大
きくなる。先に述べた、ハーフバンドフィルタを用いた
方式においても同様のことが言え、入力信号のサンプリ
ング周波数ｆｓに比べフィルタ過渡域ΔＦを十分小さく
する必要がある場合、やはりタップ長Ｎの増大は免れ
ず、係数メモリの増大と演算回数の増大とを招く。ま
た、図１３の従来の分割器では、（サンプリング周波数
ｆｓ／過渡帯域幅ΔＦ）で表される比が、ステージ毎に
異なってくる。そのため必要タップ長もステージ毎に異
なる。よってステージ毎に異なるタップ係数を個別に用
意する必要が出てくる。

【０００９】以上述べた従来の分割器は、複素入力信号
帯域と等しい周波数でサンプリングするクリティカル・
サンプリングを前提としたものである。この従来の分割
器の技術的課題を克服する方法として、入力信号帯域の
２倍の周波数でサンプリングし、その後マルチステージ
構成で、帯域を分割・合成する方法が知られている。以
下にその概念を説明する。

【００１０】図１５に帯域４等分割の場合のその構成を
示す。この場合は入力端子１１からの入力信号をアップ
サンプラ３５で２倍の周波数２ｆｓのサンプリングを行
ってオーバーサンプリングしている。従って図１４
（ａ）に示した入力信号は、図１６（ａ）に示すよう
に、０，２ｆｓの整数倍の正側にのみ信号Ａ０〜Ａ３が
位置するように表せる。これが乗算器３６で図１６（ａ
´）に示すようにｆｓ／４だけ負側にシフトされ、その
出力は２分岐されて一方はハーフバンドフィルタ３７へ
供給され、他方は乗算器３８でｆｓ／２だけ負側へシフ
トされてハーフバンドフィルタ３９へ供給される。ハー
フバンドフィルタ３７，３９の周波数特性は図１６
（ｂ）に示すように、信号Ａ０，Ａ１の各成分を取出
し、過渡帯域幅ΔＦはｆｓ／２とされている。ハーフバ
ンドフィルタ３７の出力は図１６（ｃ）に示すようにな
り、これがダウンサンプラ４１で周波数ｆｓでサンプリ
ングされ、図１６（ｄ）に示すようにｆｓの各整数倍の
所を挟んで信号Ａ０，Ａ１が現われる。このダウンサン
プラ４１の出力は２分岐され、それぞれ乗算器４２，４
３でそれぞれｆｓ／８だけ負側、正側にシフトされてハ
ーフバンドフィルタ４５，４６へ供給される。乗算器４
２の出力は図１６（ｅ）に示すように信号Ａ１の中心が
周波数０となる。ハーフバンドフィルタ４５の周波数特
性は図１６（ｆ）に示すように、各信号Ａ１を通過帯域
とし、その過渡帯域幅ΔＦはｆｓ／４である。従ってハ
ーフバンドフィルタ４５から図１６（ｇ）に示すように
信号Ａ１の他に両隣りの信号Ａ０，Ａ２が減衰されて出
力される。このフィルタ出力はダウンサンプラ４７で周
波数ｆｓ／２にサンプリングされ、図１６（ｈ）に示す
ように、周波数０，ｆｓ／２の各整数位置に信号Ａ１の
中心が位置する。この信号は更に図１６（ｉ）に示す周
波数特性のハーフバンドフィルタ４８に通され、図１６
（ｊ）に示すように各信号Ａ１の成分のみが取出され
る。この信号はダウンサンプラ４９により周波数ｆｓ／
４でサンプリングされ、０，ｆｓ／４の各整数倍の位置
に信号Ａ１の中心が位置した信号が図１６（ｋ）に示す
ように得られる。

【００１１】乗算器４３の出力は同様にしてハーフバン
ドフィルタ４６に通され、ダウンサンプラ５１でダウン
サンプリングされ、更にハーフバンドフィルタ５２を通
された後ダウンサンプラ５３でダウンサンプリングされ
て信号Ａ０が取出される。また乗算器３８で図１６（ａ
´）に示した周波数の信号がｆｓ／２だけ負側にシフト
され、ハーフバンドフィルタ３９で信号Ａ２，Ａ３が取
出され、これに対して、以下ハーフバンドフィルタ３７
の出力に対して行った処理と同様のことを行って、サン
プリング周波数ｆｓ／４の信号Ａ２，Ａ３を得る。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】この図１５に示した分
割器は入力信号帯域ｆｓの２倍のサンプリング周波数２
ｆｓとなるが、クリティカル・サンプリング（入力信号
帯域とサンプリング周波数とが等しい）の場合よりプロ
ットタイプフィルタでのサンプリング周波数の過渡帯域
幅に対する比が大きくなるため、フィルタ３７，３９の
必要タップ長の削減が図られる。このことは図１６
（ｆ）からわかるように第２ステージのフィルタ４５，
４６についても言える。また、第１ステージと第２ステ
ージでは（サンプリング周波数／過渡帯域幅）がほぼ等
しくなっているため、各ステージとも同一のタップ係数
を共用することができ、係数メモリの削減が図れること
も特徴の一つである。

【００１３】このように図１５の分割器によればタップ
長と演算速度の削減を図ることができる。しかし第２ス
テージでの出力信号は図１６（ｈ）に示したように、出
力サンプリング周波数はｆｓ／２となるとともに、所望
信号Ａ１の各帯域の間に不要信号Ａ０，Ａ２が挿入され
た形態となる。そのため、入力信号帯域を均等に４分割
する必要がある場合、図１６（ｊ）で示す特性のフィル
タを通し、不要信号を阻止した後でなければ、間引き、
ダウンサンプリングを行うことができず、図１３に示し
たクリティカル・サンプリングの場合よりステージ数が
１ステージ増加し、計３ステージとなる。しかもこの第
３ステージのフィルタのタップ係数は、第１，第２ステ
ージのフィルタのタップ係数との共用は困難である。ま
たこの図１５の場合は、入力信号帯域ｆｓの２倍の入力
サンプリング周波数２ｆｓが要求されるため、Ａ／Ｄ変
換器の消費電力の増大や、分割器に要求されるシステム
クロック速度の増大を招く。

【００１４】この発明の目的はフィルタのタップ長を小
とすることができ、かつ演算速度を消減することができ
るディジタル処理信号分割器、分配器を提供することに
ある。

【００１５】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明によれば
周波数帯域幅がほぼ等しい第１〜第４信号が周波数分割
多重化されてなる入力信号から、内挿率２の第１内挿Ｆ
ＩＲフィルタ手段により、上記第１，第３信号の各成分
が取出され、上記入力信号から内挿率２の第２内挿ＦＩ
Ｒフィルタ手段により上記第２，第４信号の各成分が取
出され、上記第１内挿ＦＩＲフィルタの出力から第３Ｆ
ＩＲフィルタ手段により上記第１信号の成分が取出さ
れ、上記第１内挿ＦＩＲフィルタの出力から、第４ＦＩ
Ｒフィルタ手段により上記第３信号の成分が取出され、
上記第２内挿ＦＩＲフィルタの出力から、第５ＦＩＲフ
ィルタ手段により上記第２信号の成分が取出され、上記
第２内挿ＦＩＲフィルタの出力から第６ＦＩＲフィルタ
手段により、上記第４信号の成分が取出され、上記第３
乃至第６ＦＩＲフィルタ手段の各出力は第１乃至第４ダ
ウンサンプラによりサンプリング周波数がそれぞれ４分
の１にされる。

【００１６】請求項２の発明によれば周波数帯域幅がほ
ぼ等しい第１〜第８信号が周波数分割多重化されてなる
入力信号から内挿率４の第１内挿ＦＩＲフィルタ手段に
より、上記第１，第３，第５，第７信号の各成分が取出
され、上記入力信号から、内挿率４の第２内挿ＦＩＲフ
ィルタ手段により上記第２，第４，第６，第８信号の各
成分が取出され、上記第１内挿ＦＩＲフィルタの出力か
ら内挿率２の第３ＦＩＲフィルタ手段により、上記第
１，第５信号の成分が取出され、上記第１内挿ＦＩＲフ
ィルタの出力から、内挿率２の第４ＦＩＲフィルタ手段
により上記第３，第７信号の成分が取出され、上記第２
内挿ＦＩＲフィルタの出力から内挿率２の第５ＦＩＲフ
ィルタ手段により上記第２，第６信号の成分が取出さ
れ、上記第２内挿ＦＩＲフィルタの出力から内挿率２の
第６ＦＩＲフィルタ手段により、上記第４，第８信号の
成分が取出され、上記第３ＦＩＲフィルタ手段の出力か
ら第７ＦＩＲフィルタ手段により上記第１信号の成分が
取出され、上記第３ＦＩＲフィルタ手段の出力から、第
８ＦＩＲフィルタ手段により上記第５信号の成分が取出
され、上記第４ＦＩＲフィルタ手段の出力から第９ＦＩ
Ｒフィルタ手段により上記第３信号の成分が取出され、
上記第４ＦＩＲフィルタ手段の出力から、第１０ＦＩＲ
フィルタ手段により上記第７信号の成分が取出され、上
記第５ＦＩＲフィルタ手段の出力から、第１１ＦＩＲフ
ィルタ手段により上記第２信号の成分が取出され、上記
第５ＦＩＲフィルタ手段の出力から、第１２ＦＩＲフィ
ルタ手段により上記第６信号の成分が取出され、上記第
６ＦＩＲフィルタ手段の出力から、第１３ＦＩＲフィル
タ手段により上記第４信号の成分が取出され、上記第６
ＦＩＲフィルタ手段の出力から、第１４ＦＩＲフィルタ
手段により上記第８信号の成分が取出され、上記第７乃
至第１４ＦＩＲフィルタ手段の各出力は第１乃至第８ダ
ウンサンプラによりそれぞれサンプリング周波数を８分
の１にされる。

【００１７】請求項３の発明によれば、周波数帯域幅が
ほぼ等しい第１〜第１６信号が周波数分割多重化されて
なる入力信号から内挿率２の第１内挿ＦＩＲフィルタ手
段により上記第１，第８，第９，第１６信号の各成分が
取出され、上記入力信号から、内挿率２の第２内挿ＦＩ
Ｒフィルタ手段により上記第２，第３，第１０，第１１
信号の各成分が取出され、入力信号から内挿率２の第３
ＦＩＲフィルタ手段により上記第４，第５，第１２，第
１３信号の各成分が取出され、入力信号から内挿率２の
第４ＦＩＲフィルタ手段により上記第６，第７，第１
４，第１５信号の各成分が取出され、上記第１内挿ＦＩ
Ｒフィルタの出力から、第５ＦＩＲフィルタ手段により
上記第１，第１６信号の各成分が取出され、上記第１内
挿ＦＩＲフィルタの出力から、第６ＦＩＲフィルタ手段
により上記第８，第９信号の各成分が取出され、上記第
２内挿ＦＩＲフィルタの出力から、第７ＦＩＲフィルタ
手段により上記第２，第３信号の各成分が取出され、上
記第２内挿ＦＩＲフィルタの出力から、第８ＦＩＲフィ
ルタ手段により上記第１０，第１１信号の各成分が取出
され、上記第３ＦＩＲフィルタ手段の出力から第９ＦＩ
Ｒフィルタ手段により第４，第５信号の各成分が取出さ
れ、上記第３ＦＩＲフィルタ手段の出力から第１０ＦＩ
Ｒフィルタ手段により第１２，第１３信号の各成分が取
出され、上記第４ＦＩＲフィルタ手段の出力から第１１
ＦＩＲフィルタ手段により第６，第７信号の各成分が取
出され、上記第４ＦＩＲフィルタ手段の出力から第１２
ＦＩＲフィルタ手段により第１４，第１５信号の各成分
が取出され、上記第５〜第１２ＦＩＲフィルタ手段の各
出力のサンプリング周波数がそれぞれ第１〜第８ダウン
サンプラにより４分の１にされ、これら第１〜第８ダウ
ンサンプラの出力から、それぞれに含まれている各２つ
の信号成分が、それぞれ内挿率２のＦＩＲフィルタを含
む第１３〜第２０ＦＩＲフィルタ手段により取出され、
これら第１３〜第２０ＦＩＲフィルタ手段の各出力のサ
ンプリング周波数がそれぞれ第９〜第１６ダウンサンプ
ラにより４分の１にされる。

【００１８】請求項４の発明によれば、ほぼ同一周波数
帯域、同一サンプリング周波数ｆｓの第１〜第４入力信
号のサンプリング周波数が第１〜第４アップサンプラで
それぞれ４倍とされ、その第１アップサンプラの出力か
らサンプリング周波数４ｆｓの第１ＦＩＲフィルタ手段
でサンプリング周波数が４ｆｓとされた上記第１入力信
号が得られ、その第１ＦＩＲフィルタ手段から得られる
第１入力信号に対し２ｆｓ離れ、サンプリング周波数が
４ｆｓに変換された第３入力信号が上記第３アップサン
プラの出力からサンプリング周波数が４ｆｓの第２ＦＩ
Ｒフィルタ手段で得られ、上記第２アップサンプラの出
力からサンプリング周波数が４ｆｓに変換された上記第
２入力信号がサンプリング周波数４ｆｓの第３ＦＩＲフ
ィルタ手段により得られ、その第３ＦＩＲフィルタ手段
から得られる第２入力信号に対し２ｆｓ離れ、サンプリ
ング周波数が４ｆｓに変換された第４入力信号が、上記
第４アップサンプラの出力からサンプリング周波数２ｆ
ｓの第４ＦＩＲフィルタにより得られ、上記第１，第２
ＦＩＲフィルタ手段の各出力から、２ｆｓ離れた上記第
１，第３入力信号が、サンプリング周波数４ｆｓ、内挿
率２の第５内挿ＦＩＲフィルタ手段により得られ、上記
第３，第４ＦＩＲフィルタ手段の各出力から、上記第５
内挿ＦＩＲフィルタ手段の出力の第１，第３入力信号に
対してそれぞれｆｓ離れ、サンプリング周波数が４ｆｓ
に変換された上記第２，第４入力信号が、サンプリング
周波数４ｆｓ、内挿率２の第６内挿ＦＩＲフィルタ手段
により得られ、上記第５，第６内挿ＦＩＲフィルタ手段
の各出力が合成される。

【００１９】請求項５の発明によれば、ほぼ同一周波数
帯域、同一サンプリング周波数ｆｓの第１〜第８入力信
号のサンプリング周波数が第１〜第８アップサンプラに
より８倍にされ、これら第１，第３，第５，第７アップ
サンプラの各出力からサンプリング周波数４ｆｓの第１
〜第４ＦＩＲフィルタ手段によりそれぞれ第１，第３，
第２，第４入力信号が取出され、これら第１〜第４ＦＩ
Ｒフィルタ手段から取出される第１，第３，第２，第４
入力信号に対しそれぞれ４ｆｓ離れた第５，第７，第
６，第８入力信号が、サンプリング周波数８ｆｓの第５
〜第８ＦＩＲフィルタ手段により得られ、上記第１，第
５ＦＩＲフィルタ手段の各出力から、４ｆｓ離れた上記
第１，第５入力信号の周波数多重化された信号がサンプ
リング周波数８ｆｓ、内挿率２の第９内挿ＦＩＲフィル
タ手段により得られ、上記第２，第６ＦＩＲフィルタ手
段の各出力から、上記第９内挿ＦＩＲフィルタ手段の出
力の第１，第５入力信号に対してそれぞれ２ｆｓ離れた
上記第３，第７入力信号の周波数多重化された信号が、
サンプリング周波数８ｆｓ、内挿率２の第１０内挿ＦＩ
Ｒフィルタ手段により得られ、上記第３，第７ＦＩＲフ
ィルタ手段の各出力から、上記第９内挿ＦＩＲフィルタ
手段の出力の第１，第５入力信号に対してそれぞれｆｓ
離れた第２，第６入力信号の周波数多重化された信号
が、サンプリング周波数８ｆｓ，内挿率２の第１１内挿
ＦＩＲフィルタ手段により取出され、第４，第８ＦＩＲ
フィルタ手段の各出力から、第９内挿ＦＩＲフィルタ手
段の出力の第１，第５入力信号に対してそれぞれ３ｆｓ
離れた第４，第８入力信号の周波数多重化された信号
が、サンプリング周波数８ｆｓ，内挿率２の第１２内挿
ＦＩＲフィルタ手段により取出され、第９，第１０内挿
ＦＩＲフィルタ手段の各出力から、順次２ｆｓずれた第
１，第３，第５，第７入力信号の周波数多重化された信
号が、サンプリング周波数８ｆｓ、内挿率４の第１３内
挿ＦＩＲフィルタ手段により取出され、第１１，第１２
内挿ＦＩＲフィルタ手段の各出力から、第１３内挿ＦＩ
Ｒフィルタ手段の出力の第１，第３，第５，第７入力信
号に対してそれぞれｆｓずれた第２，第４，第６，第８
入力信号の周波数多重化された信号が、サンプリング周
波数８ｆｓ、内挿率４の第１４内挿ＦＩＲフィルタ手段
により取出され、第１３，第１４内挿ＦＩＲフィルタ手
段の出力が合成される。

【００２０】請求項６の発明によれば、同一周波数帯
域、同一サンプリング周波数ｆｓの第１〜第１６信号が
第１〜第１６アップサンプラで、それぞれサンプリング
周波数が４倍され、これら第１〜第１６アップサンプラ
の各出力中の２つづつを組として、互いに周波数がｆｓ
だけずれた信号として、内挿率２の内挿ＦＩＲフィルタ
を含む第１〜第８ＦＩＲフィルタ手段で合成され、これ
ら第１〜第８ＦＩＲフィルタ手段の各出力はそれぞれ第
１７〜第２４アップサンプラでそれぞれサンプリング周
波数が４倍とされ、これら第１７〜第２４アップサンプ
ラの各出力中の２つづつを組としてそれぞれ、互いに周
波数が８ｆｓずれた各２つの信号として第９〜第１２Ｆ
ＩＲフィルタ手段で合成され、これら第９〜第１２ＦＩ
Ｒフィルタ手段の各出力は、内挿率２の第１３〜第１６
ＦＩＲフィルタ手段により、順次ｆｓ／２ずれた信号が
取出され、これら第１３〜第１６ＦＩＲフィルタ手段の
出力が合成される。

【００２１】

【実施例】この発明に内挿ＦＩＲフィルタが用いられる
が、特に内挿ハーフバンドフィルタが好ましい。従って
先ず、内挿ハーフバンドフィルタについて図１７を参照
して説明する。サンプリング周波数がｆｓ／４のハーフ
バンドフィルタはインパルス応答が図１７Ａに示すよう
になり、これに対し内挿ハーフバンドフィルタは、図１
７Ａのインパルス応答の各タップ係数間に図１７Ｂに示
すように（Ｍ−１）個の０値を挿入（同図ではＭ＝４）
し、これをインパルス応答とするフィルタである。これ
により０値を含めたタップ長は増大し、最大（２Ｍ−
１）個の０値が連続することになる。しかし実際の回路
上では、これら０値を単に入力サンプルの遅延として扱
うため、メモリに格納されるタップ長や乗算速度が増大
することはない。図１７Ａに示したインパルス応答を有
するハーフバンドフィルタをサンプリング周波数ｆｓ／
Ｍで動作させた場合の周波数特性は図１７Ｃに示すよう
になる。一方図１７Ｂに示したインパルス応答を有する
ハーフバンド・フィルタをサンプリング周波数ｆｓで動
作させた場合の周波数特性は図１７Ｄに示すようにな
る。内挿ハーフバンドフィルタは通過帯域幅、阻止帯域
幅はサンプリング周波数ｆｓのハーフバンドフィルタと
同一となるが、ｆｓ／Ｍの整数倍で、これを中心周波数
とするイメージング成分がハーフバンドフィルタの通過
帯域の間に生じている。このイメージ成分の数はＭ−１
である。ハーフバンド・フィルタを例にとりその内挿化
を説明したが、この概念はＦＩＲフィルタ一般について
いえるものである。

【００２２】次に図１を参照して請求項１の発明の実施
例を説明する。入力端子２２に図２（ａ）に示すよう第
１〜第４信号Ａ０〜Ａ３が周波数多重化されたサンプリ
ング周波数ｆｓの入力信号が入力され、これは乗算器６
１でｅｘｐ（−ｊ（π／４））ｎが乗算され、図２
（ｂ）に示すように周波数がｆｓ／８だけ負側にシフト
され、この信号は２分され、一方は内挿率２、サンプリ
ング周波数ｆｓのハーフバンドフィルタ６２へ供給さ
れ、他方は乗算器６３で周波数がｆｓ／４だけ負側にず
らされて内挿率２のハーフバンドフィルタ６４へ供給さ
れる。ハーフバンドフィルタ６２，６４は図２（ｃ）に
示すように周波数ｆｓの各整数倍を中心とする低域通過
特性であるが、ｆｓ／２の奇数倍の位置にイメージ成分
が通過帯域となる周波数特性をもつ。この過渡帯域幅
は、信号Ａ０〜Ａ３の隣接信号間隔ΔＦと等しくされて
いる。従って内挿ハーフバンドフィルタ６２から図２
（ｄ）に示すように本来の通過帯域から信号Ａ０が取出
され、その他にイメージング成分から信号Ａ２が出力さ
れる。フィルタ６２の出力は２分岐され、その一方はハ
ーフバンドフィルタ６５へ供給され、他方は乗算器６６
で周波数がｆｓ／２だけ負側にシフトされてハーフバン
ドフィルタ６７へ供給される。ハーフバンドフィルタ６
５，６７の周波数特性は図２（ｅ）に示すようにサンプ
リング周波数ｆｓの低域通過フィルタで信号Ａ０〜Ａ３
中の１つの信号を取出すことができ、過渡帯域幅はｆｓ
／４と信号Ａ０〜Ａ３の隣接間隔ΔＦとの和とされてい
る。従ってフィルタ６５の出力は図２（ｆ）に示すよう
に信号Ａ０のみが取出される。この信号Ａ０はダウンサ
ンプラ６８により間引き率４で間引かれ、つまりｆｓ／
４でリサンプリングされ、図２（ｇ）に示すようにｆｓ
／４の各整数倍に信号Ａ０の中心が位置した信号、つま
りサンプリング周波数ｆｓ／４の信号Ａ０が得られる。

【００２３】乗算器６６の出力は図２（ｄ）の信号がｆ
ｓ／２だけシフトされたものとなるから、フィルタ６７
から信号Ａ２が取出され、これがダウンサンプラ６９で
率４で間引かれ、サンプリング周波数ｆｓ／４の信号Ａ
２が得られる。フィルタ６４から図２（ｄ）中の信号Ａ
０，Ａ２の各位置に信号Ａ１，Ａ３が位置した状態で取
出され、この信号は２分岐され、その一方はハーフバン
ドフィルタ７１へ供給され、他方は乗算器７２でｆｓ／
２だけ負側にシフトされてハーフバンドフィルタ７３へ
供給される。ハーフバンドフィルタ７１，７３は図２
（ｅ）に示した周波数特性を有し、フィルタ７１，７３
の各出力はそれぞれダウンサンプラ７４，７５でそれぞ
れの周波数ｆｓ／４でリサンプリングされる。従ってダ
ウンサンプラ７４，７５からそれぞれサンプリング周波
数ｆｓ／４の信号Ａ１，Ａ３が得られることは容易に理
解されよう。

【００２４】図３に請求項２の発明の実施例を示す。こ
れは周波数多重化された信号Ｂ０〜Ｂ７を８つの各信号
は分割する場合で、サンプリング周波数ｆｓの図４
（ａ）に示す周波数多重化信号は２分岐され、その一方
は内挿率４の内挿ハーフバンドフィルタ７６へ供給さ
れ、他方は乗算器７７で周波数をｆｓ／８だけ負側にシ
フトして内挿率４の内挿ハーフバンドフィルタ７８へ供
給される。内挿ハーフバンドフィルタ７６，７８の各周
波数特性は図４（ａ）の曲線７９に示すように、ハーフ
バンドフィルタとして信号Ｂ０〜Ｂ７の各１つを取出す
低域通過特性を有すると共に、ｆｓ／４の奇数倍に信号
Ｂ０〜Ｂ７の１つの中心に位置した通過帯域がイメージ
成分として３つ存在する。従ってフィルタ７６からは図
（ａ）から信号Ｂ０，Ｂ２，Ｂ４，Ｂ６の各成分が図４
（ｂ）に示すように取出され、乗算器７７で信号Ｂ１は
信号Ｂ０の位置にずらされるから、フィルタ７８から信
号Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５，Ｂ７の各成分が取出される。

【００２５】フィルタ７６の出力は２分岐され、その一
方に内挿率２の内挿ハーフバンドフィルタ８１へ供給さ
れ、他方は乗算器８２により周波数がｆｓ／４だけ負方
向にずらされて内挿率２の内挿ハーフバンドフィルタ８
３へ供給される。フィルタ７９，８２の各周波数特性は
図４（ｂ）の曲線８４に示すようにイメージ成分は１つ
であり、ｆｓ／４，３ｆｓ／４が位置している信号成分
を阻止すればよく、過渡帯域幅を１つの信号帯域と同程
度よりやや大とされている。従ってフィルタ８１からｆ
ｓ／４，３ｆｓ／４を中心周波数とするイメージング成
分を除去した信号Ｂ０，Ｂ４の各成分が図４（ｃ）に示
すように取出される。乗算器８２により図４（ｂ）の信
号Ｂ０の位置に信号Ｂ２が位置されるため、フィルタ８
３から信号Ｂ２，Ｂ６の各成分が取出される。フィルタ
８１の出力は２分岐され、その一方はハーフバンドフィ
ルタ８５へ供給され、他方は乗算器８６でｆｓ／２だけ
負方向に周波数シフトされてハーフバンドフィルタ８７
へ供給される。フィルタ８５，８７の周波数特性は図４
（ｃ）の曲線８８に示すように、ｆｓ／２の位置のイメ
ージング成分を阻止する過渡帯域幅がｆｓ／２よりやや
大とされた１信号帯域の低域通過フィルタである。従っ
てフィルタ８５から信号Ｂ０の成分のみが取出され、フ
ィルタ８７から信号Ｂ４の成分のみが取出される。これ
らフィルタ８５，８７の各出力はそれぞれダウンサンプ
ラ８９，９１で間引き率８で間引かれ、サンプリング周
波数ｆｓ／８の信号Ｂ０，Ｂ４がそれぞれ得られる。

【００２６】フィルタ８５，８７、乗算器８６、ダウン
サンプラ８９，９１なるユニット９２同様のユニット９
３がフィルタ８３の出力側に接続され、フィルタ７８の
出力はフィルタ９４に供給されると共に乗算器９５でｆ
ｓ／４だけ負方向に周波数がシフトされてフィルタ９６
へ供給される。フィルタ９４，９６はフィルタ８１と同
一特性の内挿フィルタであり、フィルタ９４，９６の出
力側にユニット９２と同様のユニット９７，９８がそれ
ぞれ設けられる。フィルタ８３から取出された信号Ｂ
２，Ｂ６の各成分はユニット９３より、サンプリング周
波数ｆｓ／４の信号Ｂ２とＢ６とが取出され、フィルタ
７８で取出された信号Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５，Ｂ７の各成分
中信号Ｂ１，Ｂ５の成分はフィルタ９４で、信号Ｂ３，
Ｂ７の各成分はフィルタ９５でそれぞれ取出され、ユニ
ット９７からサンプリング周波数ｆｓ／４の信号Ｂ１，
Ｂ５が、ユニット９８からサンプリング周波数ｆｓ／４
の信号Ｂ３，Ｂ７がそれぞれ取出されることは容易に理
解されよう。

【００２７】次に図５及び図６を参照して請求項３の発
明の実施例を説明する。この例は周波数多重化された信
号Ｃ０〜Ｃ１５を分離する場合で、入力端子１１からの
サンプリング周波数がｆｓの入力信号は内挿率２の内挿
ハーフバンドフィルタ１０１へ供給されると共に乗算器
１０２でｆｓ／４だけ周波数が負側へシフトされて内挿
率２の内挿ハーフバンドフィルタ１０３へ供給され、ま
た乗算器１０４でｆｓ／８だけ負側へ周波数シフトして
内挿率２の内挿ハーフバンドフィルタ１０５へ供給さ
れ、更に乗算器１０６でｆｓ／８だけ正側へ周波数シフ
トして内挿率２の内挿ハーフバンドフィルタ１０７へ供
給される。

【００２８】フィルタ１０１，１０３，１０５，１０７
は同一周波数特性であって図６（ａ）の曲線１０８に示
すように、２つの信号成分を通過する低域フィルタであ
り、かつイメージ成分が１つあり、過渡帯域幅は、ほぼ
２つの信号分よりわずか大とされている。従ってフィル
タ１０１から図６（ｂ）に示すように信号Ｃ０，Ｃ７，
Ｃ８，Ｃ１５の各成分が正しく取出される。このフィル
タ出力はハーフバンドフィルタ１０９へ供給されると共
に乗算器１１１でｆｓ／２だけ負側に周波数シフトして
ハーフバンドフィルタ１１２へ供給される。ハーフバン
ドフィルタ１０９，１１２は図６（ｂ）の曲線１１３に
示すように、６つの信号帯域分を通過させる低域フィル
タであり、過渡帯域幅は２つの信号分よりやや大とさ
れ、つまりフィルタ１０１の過渡帯域幅と等しくされて
いる。フィルタ１０９から信号Ｃ０，Ｃ１５の各成分が
取出され、フィルタ１１２から信号Ｃ７，Ｃ８の各成分
が取出される。

【００２９】これらフィルタ１０９，１１２の各出力は
ダウンサンプラ１１４，１１５でそれぞれ間引き率４で
間引かれ、サンプリング周波数ｆｓ／４の信号とされ
る。ダウンサンプラ１１４の出力は乗算器１１６でｆｓ
／３２だけ負側に周波数シフトされ、図６（ｃ）に示す
ような信号となる。この信号は図６（ｃ）に示すように
信号Ｃ０中心がサンプリング周波数ｆｓ／４上に位置す
るこの信号の内挿率２の内挿ハーフバンドフィルタ１１
７へ供給されると共に乗算器１１８でｆｓ／１６だけ正
側に周波数シフトされて内挿率２の内挿ハーフバンドフ
ィルタ１１９へ供給される。フィルタ１１７，１１９の
周波数特性は図６（ｃ）の曲線１２１に示すように、ｆ
ｓ／３６を遮断周波数とする低域通過フィルタであっ
て、１つのイメージ成分を有する。このフィルタ１１７
から図６（ｄ）に示すように信号Ｃ０の成分が取出せる
が、ｆｓ／８の位置にレベルが小さいが信号Ｃ１４が残
る。よってフィルタ１１７の出力は図６（ｄ）の曲線１
２２に示す周波数特性のハーフバンドフィルタ１２３へ
供給されて、信号Ｃ１４の成分が除去される。フィルタ
１２３の過渡帯域幅はｆｓ／１６よりやや大とされる。

【００３０】フィルタ１２３の出力はダウンサンプラ１
２４で間引き率４で間引かれ、サンプリング周波数ｆｓ
／４の信号Ｃ０が得られる。フィルタ１１９はフィルタ
１２３と同一特性のフィルタ１２５へ供給され、フィル
タ１２５の出力は間引き率４のダウンサンプラ１２６へ
供給される。フィルタ１１９で図６（ｃ）中の信号Ｃ１
５の成分が取出され、ダウンサンプラ１２６からサンプ
リング周波数ｆｓ／４の信号Ｃ１５が得られる。乗算器
１１６，１１８、フィルタ１１７，１１９，１２３，１
２５、ダウンサンプラ１２４，１２６からなるユニット
１２７と同一構成のユニット１２８がダウンサンプラ１
１５の出力側に接続される。フィルタ１１２から主に信
号Ｃ７，Ｃ８の各成分が取出され、よってユニット１２
８からサンプリング周波数ｆｓ／４の信号Ｃ８，Ｃ７が
それぞれ得られることは理解されよう。

【００３１】フィルタ１０９，１１２、乗算器１１１、
ダウンサンプラ１１４，１１５からなるニット１２９と
同一構成のユニット１３１，１３２，１３３がそれぞれ
フィルタ１０３，１０５，１０７の出力側に接続され、
更にユニット１３１，１３２，１３３の各二つの出力側
に、ユニット１２７と同一構成のユニット１３４と１３
５、１３６と１３７、１３８と１３９が接続される。フ
ィルタ１０３から信号Ｃ３，Ｃ４，Ｃ１１，Ｃ１２が取
出され、ユニット１３４から信号Ｃ４，Ｃ３、ユニット
１３５から信号Ｃ１２，Ｃ１１がそれぞれサンプリング
周波数ｆｓ／４の信号として得られる。同様にフィルタ
１０５から、信号Ｃ１，Ｃ２，Ｃ９，Ｃ１０の各成分が
取出され、ユニット１３６から信号Ｃ２，Ｃ１、ユニッ
ト１３７から信号Ｃ１０，Ｃ９がサンプリング周波数ｆ
ｓ／４の信号として得られ、フィルタ１０７から信号Ｃ
５，Ｃ６，Ｃ１３，Ｃ１４の各成分が得られ、ユニット
１３８から信号Ｃ６，Ｃ５、ユニット１３９から信号Ｃ
１４，Ｃ１３がそれぞれサンプリング周波数ｆｓ／４の
信号として得られる。

【００３２】図７を参照して請求項４の発明の実施例を
説明する。これは４つの同一周波数帯域のサンプリング
周波数ｆｓ／４の信号Ａ０〜Ａ１を周波数多重化するた
めの合成器の場合である。入力端子１４１，１４２，１
４３，１４４からの信号Ａ０，Ａ２，Ａ１，Ａ３がそれ
ぞれ内挿率４のアップサンプラ（インタポレータ）１４
５〜１４８で各隣接サンプル間に０値が３つずつ挿入さ
れて４倍のサンプリング周波数ｆｓにされる。例えば図
８（ａ）に示すサンプリング周波数ｆｓ／４の信号Ａ０
は図８（ｂ）に示すようにサンプリング周波数ｆｓの信
号となると共に２イメージング成分が生じる。これらア
ップサンプラ１４５〜１４８の各出力はそれぞれハーフ
バンドフィルタ１４９〜１５２でそれぞれイメージング
成分が除去される。つまりフィルタ１４９〜１５２の各
周波数特性は図８（ｃ）に示すように、周波数０、ｆｓ
の整数倍の位置で１つの信号を通過させる低域通過特性
であり、その過渡帯域幅は、ｆｓ／４のサンプリング信
号Ａ０の各隣接間隔ΔＦとｆｓ／４との和とされてい
る。フィルタ１４９，１５１の各出力は内挿率２の内挿
ハーフバンドフィルタ１５３，１５４へ供給され、フィ
ルタ１５０，１５２の各出力は乗算器１５５，１５６で
それぞれｆｓ／２だけ負側に周波数シフトされて内挿ハ
ーフバンドフィルタ１５３，１５４にそれぞれ供給され
る。

【００３３】フィルタ１５３にはフィルタ１４９の出力
（図８（ｄ））と、フィルタ１５０の出力がｆｓ／２だ
けシフトされたものとが合成された図８（ｅ）に示す信
号が入力される。フィルタ１５３，１５４の周波数特性
は図８（ｆ）に示すように、入力端子１４１〜１４４の
１つの信号の帯域を通過させ、過渡帯域幅がΔＦである
低域通過フィルタであり、１つのイメージング成分を有
する。従ってフィルタ１５３から図８（ｇ）に示すよう
に信号Ａ０とこれに対してｆｓ／２だけ離れた位置の信
号Ａ２とが得られる。同様にしてフィルタ１５４から信
号Ａ１とこれに対しｆｓ／２だけ離れた位置の信号Ａ３
とが得られる。フィルタ１５４の出力は乗算器１５７で
ｆｓ／４だけ正側に周波数シフトされ、フィルタ１５３
の出力と合成されて図８（ｈ）に示すような多重化出力
となる。

【００３４】図７を図１と比較すると直ちにわかるが、
図７は図１を逆に動作させている。即ち図１中の終段が
間引率４のダウンサンプラ６８，６９，７４，７５の代
りに、初段に内挿率４のアップサンプラ１４５〜１４８
が用いられ、図１中の終段の直前のハーフバンドフィル
タ６５，６７，７１，７３の代りにこれと同一特性のハ
ーフバンドフィルタ１４９〜１５２が第２段に用いら
れ、乗算器６６，７２と対応して乗算器１５５，１５６
が設けられ、更に内挿率２の内挿ハーフバンドフィルタ
６２，６４と同一特性の内挿率２の内挿ハーフバンドフ
ィルタ１５３，１５４が用いられ、乗算器６３の代りに
乗算器１５７が用いられている。図７の出力信号として
図１の入力信号（図２（ａ））のような周波数配置とす
るには図７の出力信号に対し乗算器でｆｓ／８だけ正側
に周波数シフトすればよく、つまり図１中の乗算器６１
と対応したものを必要とする。このように図７は図１の
分割の手法を全く逆に行っていると云える。

【００３５】従って図３に示した８分割の分割器と対応
する８信号の合成器も容易に構成できる。それを図９に
示す。これは請求項５の実施例であって、入力端子１５
８〜１６５に信号Ｂ０，Ｂ４，Ｂ２，Ｂ６，Ｂ１，Ｂ
５，Ｂ３，Ｂ７が入力され、これはそれぞれ内挿率８の
アップサンプラ１６６でアップサンプリングされ、それ
ぞれハーフバンドフィルタ１６７へ供給され、信号Ｂ
４，Ｂ６，Ｂ５，Ｂ７が得られるハーフバンドフィルタ
１６７の各出力は乗算器１６８で周波数シフトされてそ
れぞれ信号Ｂ０，Ｂ２，Ｂ１，Ｂ３を得るフィルタ１６
７の各出力と合成される。つまり図３のユニット９２，
９３，９７，９８と対応するユニット１６９，１７０，
１７１，１７２が、各２つの入力端子ごとに設けられ
る。ユニット１６９，１７０の各合成出力は内挿ハーフ
バンドフィルタ８１，８３と対応する内挿ハーフバンド
フィルタ１７３，１７４を通され、フィルタ１７４の出
力は乗算器１７５により、乗算器８２と対応して周波数
シフトされてフィルタ１７３の出力と合成されて内挿ハ
ーフバンドフィルタ７６と対応する内挿ハーフバンドフ
ィルタ１７６へ供給される。

【００３６】同様にしてユニット１７１，１７２の各合
成出力は内挿ハーフバンドフィルタ１７７，１７８へ供
給され、フィルタ１７８の出力は乗算器１７９で周波数
シフトされてフィルタ１７７の出力と合成されて内挿ハ
ーフバンドフィルタ１８０へ供給され、フィルタ１８０
の出力が乗算器１８１で周波数シフトされてフィルタ１
７６の出力と合成されて合成出力信号が得られる。この
場合の各フィルタの特性は図３の対応するものと同一で
あり、その動作は図３と全く逆である。

【００３７】同様に図５の１６分割器と対応した１６信
号合成器を図１０に示す。図５のユニット１２７，１２
８，１３４〜１３９と対応したユニット１８２〜１８９
に１６の信号の各二つが入力されてそれぞれ合成され
る。各ユニット１８２〜１８９は初段に間引き率４のダ
ウンサンプラ１２４の代りにそれぞれ、内挿率４のアッ
プサンプラ１９０が設けられ、ハーフバンドフィルタ１
２３、内挿ハーフバンドフィルタ１１７と対応して、ア
ップサンプラ１９０の次にハーフバンドフィルタ１９
１、内挿ハーフバンドフィルタ１９２が順次設けられ、
乗算器１１８，１１６と対応して乗算器１９３，１９４
が設けられる。図５のユニット１２９，１３１〜１３３
と対応して、ユニット１８２〜１８９の各二つに対して
ユニット１９５〜１９８が接続され、それぞれ２つのユ
ニットの合成出力を更に合成する。

【００３８】ユニット１９５〜１９８はその入力段に間
引き率４のダウンサンプラ１１４と対応して内挿率４の
アップサンプラ１９９が設けられ、その次段にハーフバ
ンドフィルタ１０９と同一特性のハーフバンドフィルタ
２００が設けられる。また乗算器１１１と対応して乗算
器２０１が設けられる。ユニット１９５〜１９８の各合
成出力は、それぞれ内挿ハーフバンドフィルタ１０１と
同一特性の内挿ハーフバンドフィルタ２０２〜２０５へ
供給され、フィルタ２０３，２０４，２０５の各出力は
乗算器２０６，２０７，２０８で、乗算器１０２，１０
４，１０６と対応した周波数シフトが行われてフィルタ
２０２の出力と合成され、１６信号を合成した出力を得
る。

【００３９】図１において乗算器６１の周波数シフト
は、受信信号をベースバンド信号に変換する際に、図２
（ｂ）に示したように周波数配置とすることにより省略
することができる。また乗算器６３を省略して、内挿ハ
ーフバンドフィルタ６４のタップ係数を選定して所望の
帯域を取出すようにしてもよい。つまり図２（ｃ）に点
線で示す高域通過特性としてもよい。要は図２（ｂ）中
の信号Ａ１，Ａ３の各成分をフィルタ６４の出力として
得ればよく、この手段として乗算器６３及びフィルタ６
４よりなるフィルタ手段と、乗算器６３を含まないフィ
ルタ手段とがある、同様に乗算器６６を省略してフィル
タ６７を高域通過ハーフバンドフィルタとしてもよい。
このように周波数をシフトすることなく、フィルタで信
号Ａ１，Ａ３を取出し、また、信号Ａ２を取出しても、
ダウンサンプラ６９，７４，７５のダウンサンプリング
により、それぞれ目的とする図２（ｇ）に示す信号が得
られる。同様に図７の乗算器１５５を省略して、ハーフ
バンドフィルタ１５０を図８（ｃ）に示すように高域通
過フィルタとしてもよい。従って図３，図５，図７，図
９，図１０にそれぞれ示した実施例においても、乗算器
を省略してフィルタのタップ係数を選定して、所望の信
号を取出すようにしてもよい。つまり所望の信号を取出
すフィルタ手段には乗算器を含むものと含まないものと
がある。上述においてはプロットタイプフィルタとして
ハーフバンドフィルタを用いたが、通常のＦＩＲフィル
タを用いてもよい。

【００４０】

【発明の効果】この発明によれば例えば図２（ｃ）の場
合のようにサンプリング周波数ｆｓと過渡帯域幅ΔＦと
が従来のクリティカルサンプリング方式でのフィルタと
同一とすると、内挿ＦＩＲフィルタを用いているためメ
モリに格納されたタップ長や、乗算速度は内挿率Ｍ分の
１になる。また多段構成としているため、内挿しないＦ
ＩＲフィルタについては過渡帯域幅を例えば図２
（ｅ），図４（ｃ），図６（ｂ），（ｄ），図８（ｃ）
に示すようにガードバンドΔＦよりも広くすることがで
き、それだけタップ長を小にすることができ、かつ演算
速度も遅くすることができる。

【００４１】しかも図１を図１５（オーバサンプリング
方式）とを比較してみれば理解されるようにステージの
段数が１段少なくて済む。図１１にこの発明の効果を示
す。図１１Ａは帯域４等分割の例をとり、全ステージ全
体での必要タップ長及び乗算速度について、この発明を
用いた場合の、クリティカル・サンプリングを前提とす
る従来方式を用いた場合に対する比を示す。横軸は入力
サンプリング周波数ｆｓで正規化した帯域間のガードバ
ンド幅ΔＦ／ｆｓであり、縦軸はタップ長及び乗算速度
についての比率である。同図より明らかなように、ΔＦ
／ｆｓが大になるに従ってタップ長比、乗算速度比の何
れも大きくなるが、１より小であり、この発明は、タッ
プ長、乗算速度の両者について有効であり、ｆｓに対し
ガードバンドΔＦが狭いほど、その効果は大きい。図１
１Ｂは、必要タップ長及び乗算速度について、この発明
を用いた場合の、オーバー・サンプリングを前提とする
従来方式を用いた場合に対する比を示す。この場合はタ
ップ長比はほぼ１であって、タップ長の削減については
ほとんど効果はないが、乗算速度については図１１Ａと
は逆にガードバンドΔＦが広くなるほど、その効果は大
きくなる。なお、従来方式では３ステージ構成となる
が、第１ステージと第２ステージでは同一のタップ係数
を使用することを前提としている。

【００４２】以上説明したように、この発明は従来方式
に対し演算速度の削減（クリティカルサンプリング方式
に対してはタップ長の削減も）を図ることが可能であ
る。従って回路規模を小とすることができ、低消費電力
化も可能である。この発明は、周波数多重方式を採用す
る通信システムにおける、周波数多重信号分波器、周波
数多重信号合波器、ＦＤＭ−ＴＤＭ変換装置、ＴＤＭ−
ＦＤＭ変換装置などへ適用して有効である。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１の発明の実施例を示すブロック図。

【図２】図１の各部の信号、フィルタの各周波数特性を
示す図。

【図３】請求項２の発明の実施例を示すブロック図。

【図４】図３の各部の信号、フィルタの各周波数特性を
示す図。

【図５】請求項３の発明の実施例を示すブロック図。

【図６】図５の各部の信号、フィルタの各周波数特性を
示す図。

【図７】請求項４の発明の実施例を示すブロック図。

【図８】図７の各部の信号、フィルタの各周波数特性を
示す図。

【図９】請求項５の発明の実施例を示すブロック図。

【図１０】請求項６の発明の実施例を示すブロック図。

【図１１】この発明の従来技術に対するタップ長比、乗
算速度比を示す図。

【図１２】Ａは従来の帯域分割を簡単に示すブロック
図、Ｂ〜Ｄはその各部の信号、フィルタの周波数特性
図、Ｅはハーフバンドフィルタの周波数特性図、Ｆはそ
のタップ係数を示す図である。

【図１３】従来のクリティカルサンプリング方式の４帯
域分割器を示すブロック図。

【図１４】図１３の各部の信号、フィルタの各周波数特
性を示す図。

【図１５】従来のオーバサンプリング方式の４帯域分割
器を示すブロック図。

【図１６】図１５の各部の信号、フィルタの各周波数特
性を示す図。

【図１７】Ａはハーフバンドフィルタのインパルス応答
を示す図、Ｂは内挿ハーフバンドフィルタのインパルス
応答を示す図、Ｃはハーフバンドフィルタの振幅周波数
特性図、Ｄは内挿ハーフバンドフィルタの振幅周波数特
性図である。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 周波数帯域幅がほぼ等しい第１〜第４信
   号が周波数分割多重化されてなる入力信号が供給され、
   上記第１，第３信号の各成分を取出す、内挿率２の第１
   内挿ＦＩＲフィルタ手段と、 上記入力信号が供給され、上記第２，第４信号の各成分
   を取出す、内挿率２の第２内挿ＦＩＲフィルタ手段と、 上記第１内挿ＦＩＲフィルタの出力が供給され、上記第
   １信号の成分を取出す第３ＦＩＲフィルタ手段と、 上記第１内挿ＦＩＲフィルタの出力が供給され、上記第
   ３信号の成分を取出す第４ＦＩＲフィルタ手段と、 上記第２内挿ＦＩＲフィルタの出力が供給され、上記第
   ２信号の成分を取出す第５ＦＩＲフィルタ手段と、 上記第２内挿ＦＩＲフィルタの出力が供給され、上記第
   ４信号の成分を取出す第６ＦＩＲフィルタ手段と、 上記第３乃至第６ＦＩＲフィルタ手段の各出力のサンプ
   リング周波数をそれぞれ４分の１にする第１乃至第４ダ
   ウンサンプラと、 を具備するディジタル処理信号分割器。
2. 【請求項２】 周波数帯域幅がほぼ等しい第１〜第８信
   号が周波数分割多重化されてなる入力信号が供給され、
   上記第１，第３，第５，第７信号の各成分を取出す、内
   挿率４の第１内挿ＦＩＲフィルタ手段と、 上記入力信号が供給され、上記第２，第４，第６，第８
   信号の各成分を取出す、内挿率４の第２内挿ＦＩＲフィ
   ルタ手段と、 上記第１内挿ＦＩＲフィルタの出力が供給され、上記第
   １，第５信号の各成分を取出す内挿率２の第３内挿ＦＩ
   Ｒフィルタ手段と、 上記第１内挿ＦＩＲフィルタの出力が供給され、上記第
   ３，第７信号の各成分を取出す内挿率２の第４内挿ＦＩ
   Ｒフィルタ手段と、 上記第２内挿ＦＩＲフィルタの出力が供給され、上記第
   ２，第６信号の各成分を取出す内挿率２の第５内挿ＦＩ
   Ｒフィルタ手段と、 上記第２内挿ＦＩＲフィルタの出力が供給され、上記第
   ４，第８信号の各成分を取出す内挿率２の第６内挿ＦＩ
   Ｒフィルタ手段と、 上記第３内挿ＦＩＲフィルタ手段の出力が供給され、上
   記第１信号の成分を取出す第７ＦＩＲフィルタ手段と、 上記第３内挿ＦＩＲフィルタ手段の出力が供給され、上
   記第５信号の成分を取出す第８ＦＩＲフィルタ手段と、 上記第４内挿ＦＩＲフィルタ手段の出力が供給され、上
   記第３信号の成分を取出す第９ＦＩＲフィルタ手段と、 上記第４内挿ＦＩＲフィルタ手段の出力が供給され、上
   記第７信号の成分を取出す第１０ＦＩＲフィルタ手段
   と、 上記第５内挿ＦＩＲフィルタ手段の出力が供給され、上
   記第２信号の成分を取出す第１１ＦＩＲフィルタ手段
   と、 上記第５内挿ＦＩＲフィルタ手段の出力が供給され、上
   記第６信号の成分を取出す第１２ＦＩＲフィルタ手段
   と、 上記第６内挿ＦＩＲフィルタ手段の出力が供給され、上
   記第４信号の成分を取出す第１３ＦＩＲフィルタ手段
   と、 上記第６内挿ＦＩＲフィルタ手段の出力が供給され、上
   記第８信号の成分を取出す第１４ＦＩＲフィルタ手段
   と、 上記第７乃至第１４ＦＩＲフィルタ手段の各出力のサン
   プリング周波数をそれぞれ８分の１にする第１乃至第８
   ダウンサンプラと、 を具備するディジタル処理信号分割器。
3. 【請求項３】 周波数帯域幅がほぼ等しい第１〜第１６
   信号が周波数分割多重化されてなる入力信号が供給さ
   れ、上記第１，第８，第９，第１６信号の各成分を取出
   す、内挿率２の第１内挿ＦＩＲフィルタ手段と、 上記入力信号が供給され、上記第２，第３，第１０，第
   １１信号の各成分を取出す、内挿率２の第２内挿ＦＩＲ
   フィルタ手段と、 上記入力信号が供給され、上記第４，第５，第１２，第
   １３信号の各成分を取出す内挿率２の第３内挿ＦＩＲフ
   ィルタ手段と、 上記入力信号が供給され、上記第６，第７，第１４，第
   １５信号の各成分を取出す内挿率２の第４内挿ＦＩＲフ
   ィルタ手段と、 上記第１内挿ＦＩＲフィルタの出力が供給され、上記第
   １，第１６信号の各成分を取出す第５ＦＩＲフィルタ手
   段と、 上記第１内挿ＦＩＲフィルタの出力が供給され、上記第
   ８，第９信号の各成分を取出す第６ＦＩＲフィルタ手段
   と、 上記第２内挿ＦＩＲフィルタの出力が供給され、上記第
   ２，第３信号の各成分を取出す第７ＦＩＲフィルタ手段
   と、 上記第２内挿ＦＩＲフィルタの出力が供給され、上記第
   １０，第１１信号の各成分を取出す第８ＦＩＲフィルタ
   手段と、 上記第３内挿ＦＩＲフィルタ手段の出力が供給され、上
   記第４，第５信号の各成分を取出す第９ＦＩＲフィルタ
   手段と、 上記第３内挿ＦＩＲフィルタ手段の出力が供給され、上
   記第１２，第１３信号の各成分を取出す第１０ＦＩＲフ
   ィルタ手段と、 上記第４内挿ＦＩＲフィルタ手段の出力が供給され、上
   記第６，第７信号の各成分を取出す第１１ＦＩＲフィル
   タ手段と、 上記第４内挿ＦＩＲフィルタ手段の出力が供給され、上
   記第１４，第１５信号の各成分を取出す第１２ＦＩＲフ
   ィルタ手段と、 上記第５〜第１２ＦＩＲフィルタ手段の各出力が供給さ
   れ、それぞれそのサンプリング周波数を４分の１にする
   第１〜第８ダウンサンプラと、 これら第１〜第８ダウンサンプラの各出力が供給され、
   それぞれに含まれている各２つの信号成分をそれぞれ取
   出す、それぞれ内挿率２のＦＩＲフィルタを含む第１３
   〜第２０ＦＩＲフィルタ手段と、 これら第１３〜第２０ＦＩＲフィルタ手段の各出力が供
   給され、そのサンプリング周波数を４分の１にする第９
   〜第１６ダウンサンプラと、 を具備するディジタル処理信号分割器。
4. 【請求項４】 ほぼ同一周波数帯域で、同一サンプリン
   グ周波数ｆｓの第１〜第４入力信号が供給され、それぞ
   れそのサンプリング周波数を４倍にする第１〜第４アッ
   プサンプラと、 上記第１アップサンプラの出力からサンプリング周波数
   が４ｆｓに変換された上記第１入力信号を得るサンプリ
   ング周波数が４ｆｓの第１ＦＩＲフィルタ手段と、 その第１ＦＩＲフィルタ手段から得られる第１入力信号
   に対し２ｆｓ離れたサンプリング周波数が４ｆｓに変換
   された第３入力信号を上記第３アップサンプラの出力か
   ら得るサンプリング周波数が４ｆｓの第２ＦＩＲフィル
   タ手段と、 上記第２アップサンプラの出力からサンプリング周波数
   が４ｆｓに変換された上記第２入力信号を得るサンプリ
   ング周波数が４ｆｓの第３ＦＩＲフィルタ手段と、 その第３ＦＩＲフィルタ手段から得られる第２入力信号
   に対し２ｆｓ離れたサンプリング周波数が４ｆｓに変換
   された第４入力信号を上記第４アップサンプラの出力か
   ら得るサンプリング周波数４ｆｓの第４ＦＩＲフィルタ
   と、 上記第１，第２ＦＩＲフィルタ手段の各出力が供給さ
   れ、２ｆｓ離れた上記第１，第３入力信号の周波数多重
   化された信号を得るサンプリング周波数４ｆｓ、内挿率
   ２の第５内挿ＦＩＲフィルタ手段と、 上記第３，第４ＦＩＲフィルタ手段の各出力が供給さ
   れ、上記第５内挿ＦＩＲフィルタ手段の出力の第１，第
   ３入力信号に対してそれぞれｆｓ離れた上記第２，第４
   入力信号の周波数多重化された信号を得るサンプリング
   周波数４ｆｓ、内挿率２の第６内挿ＦＩＲフィルタ手段
   と、 上記第５，第６内挿ＦＩＲフィルタ手段の各出力を合成
   する手段と、 を具備するディジタル処理信号合成器。
5. 【請求項５】 ほぼ同一周波数帯域、同一サンプリング
   周波数ｆｓの第１〜第８入力信号が供給され、それぞれ
   そのサンプリング周波数を８倍にする第１〜第８アップ
   サンプラと、 これら第１，第３，第５，第７アップサンプラからの各
   サンプリング周波数が８ｆｓに変換された上記第１，第
   ３，第２，第４入力信号を得るサンプリング周波数が８
   ｆｓの第１〜第４ＦＩＲフィルタ手段と、 これら第１〜第４ＦＩＲフィルタ手段から得られる第
   １，第３，第２，第４入力信号に対しそれぞれ４ｆｓ離
   れた第５，第７，第６，第８入力信号を上記第２，第
   ４，第６，第８アップサンプラの出力から得るサンプリ
   ング周波数が８ｆｓの第５〜第８ＦＩＲフィルタ手段
   と、 上記第１，第５ＦＩＲフィルタ手段の各出力が供給さ
   れ、４ｆｓ離れた上記第１，第５入力信号を得るサンプ
   リング周波数８ｆｓ、内挿率２の第９内挿ＦＩＲフィル
   タ手段と、 上記第２，第６ＦＩＲフィルタ手段の各出力が供給さ
   れ、上記第９内挿ＦＩＲフィルタ手段の出力の第１，第
   ５入力信号に対してそれぞれ２ｆｓ離れた上記第３，第
   ７入力信号を得るサンプリング周波数８ｆｓ、内挿率２
   の第１０内挿ＦＩＲフィルタ手段と、 上記第３，第７ＦＩＲフィルタ手段の各出力が供給さ
   れ、上記第９内挿ＦＩＲフィルタ手段の出力の第１，第
   ５入力信号に対してそれぞれｆｓ離れた上記第２，第６
   入力信号を得るサンプリング周波数８ｆｓ，内挿率２の
   第１１内挿ＦＩＲフィルタ手段と、 上記第４，第８ＦＩＲフィルタ手段の各出力が供給さ
   れ、上記第９内挿ＦＩＲフィルタ手段の出力の第１，第
   ５入力信号に対して、それぞれ３ｆｓ離れた上記第４，
   第８入力信号を得るサンプリング周波数８ｆｓ，内挿率
   ２の第１２内挿ＦＩＲフィルタ手段と、 上記第９，第１０内挿ＦＩＲフィルタ手段の各出力が供
   給され、順次２ｆｓずれた第１，第３，第５，第７入力
   信号を取出す、サンプリング周波数８ｆｓ、内挿率４の
   第１３内挿ＦＩＲフィルタ手段と、 上記第１１，第１２内挿ＦＩＲフィルタ手段の各出力が
   供給され、上記第１３内挿ＦＩＲフィルタ手段の出力の
   第１，第３，第５，第７入力信号に対してそれぞれｆｓ
   ずれた第２，第４，第６，第８入力信号を得るサンプリ
   ング周波数８ｆｓ、内挿率４の第１４内挿ＦＩＲフィル
   タ手段と、 上記第１３，第１４内挿ＦＩＲフィルタ手段の出力を合
   成する手段と、 を具備するディジタル処理信号合成器。
6. 【請求項６】 ほぼ同一周波数帯域、同一サンプリング
   周波数ｆｓの第１〜第１６信号が供給され、そのサンプ
   リング周波数をそれぞれ４倍にする第１〜第１６アップ
   サンプラと、 これら第１〜第１６アップサンプラの各出力中の２つづ
   つを組として、互いに周波数がｆｓだけずれた信号とし
   て合成する、内挿率２の内挿ＦＩＲフィルタを含む、第
   １〜第８ＦＩＲフィルタ手段と、 これら第１〜第８ＦＩＲフィルタ手段の各出力がそれぞ
   れ供給され、そのサンプリング周波数を４倍の１６ｆｓ
   とする第１７〜第２４アップサンプラと、 これらアップサンプラの各出力中の二つづつを組として
   それぞれ供給され、互いに周波数が８ｆｓずれた各２つ
   の信号として合成して出力する第９〜第１２ＦＩＲフィ
   ルタ手段と、 これら第９〜第１２ＦＩＲフィルタ手段の各出力が供給
   され、順次ｆｓ／２ずれた信号を得る内挿率２の第１３
   〜第１６ＦＩＲフィルタ手段と、 これら第１３〜第１６ＦＩＲフィルタ手段の各出力を合
   成して出力する手段と、 を具備するディジタル処理信号合成器。