JPH05235701A - 環状畳み込みによるディジタルフィルタバンク処理方法及び装置 - Google Patents
環状畳み込みによるディジタルフィルタバンク処理方法及び装置Info
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- JPH05235701A JPH05235701A JP7340292A JP7340292A JPH05235701A JP H05235701 A JPH05235701 A JP H05235701A JP 7340292 A JP7340292 A JP 7340292A JP 7340292 A JP7340292 A JP 7340292A JP H05235701 A JPH05235701 A JP H05235701A
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- Japan
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- signal
- aperiodic
- processing
- periodic signal
- periodic
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- Compression Or Coding Systems Of Tv Signals (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ディジタル入力信号を幾つかの帯域信号に分
割して、各帯域ごとに適した処理を行うフィルタバンク
において、フィルタ処理に伴うデータ長の増加を回避
し、出力信号に重畳される不必要なノイズ信号の発生を
抑制する。 【構成】 分割部のダウンサンプラ３０，３１の直後に
非周期化器２２，２５を付加し、周期信号を非周期信号
に一旦変換する。そして、これに続く分割フィルタの前
に周期化器（１０）を付加し、後段の処理に必要なタイ
プの周期信号を生成し直し、第１段目のダウンサンプラ
の出力がいかなるタイプであっても、第２段目のフィル
タ入力時に新たなるタイプの周期信号を生成できるよう
にする。
割して、各帯域ごとに適した処理を行うフィルタバンク
において、フィルタ処理に伴うデータ長の増加を回避
し、出力信号に重畳される不必要なノイズ信号の発生を
抑制する。 【構成】 分割部のダウンサンプラ３０，３１の直後に
非周期化器２２，２５を付加し、周期信号を非周期信号
に一旦変換する。そして、これに続く分割フィルタの前
に周期化器（１０）を付加し、後段の処理に必要なタイ
プの周期信号を生成し直し、第１段目のダウンサンプラ
の出力がいかなるタイプであっても、第２段目のフィル
タ入力時に新たなるタイプの周期信号を生成できるよう
にする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、環状畳み込みによるデ
ィジタルフィルタバンク処理方法及び装置に係わり、特
に、音声や画像などのディジタル信号を処理するシステ
ムにおいて、入力信号を複数の周波数帯域に分割すると
ともにレート変換を行い、各帯域毎に適切な信号処理を
施した後に、再び合成して元の信号を再生するようにし
たディジタル信号処理の方法および装置である。この処
理システムは、一般的にフィルタバンクと呼ばれる。具
体的な応用分野としては、ＦＤＭ（周波数分割多重）や
周波数スクランブラなどの通信分野、周波数スペクトラ
ム分析や音声認識などの特徴抽出、高能率符号化（デー
タ圧縮）などが挙げられる。本発明は、画像データなど
の非周期信号を高能率符号化する際に特に有効である。
フィルタバンクを用いた高能率符号化としてのサブバン
ド符号化は、ＡＴＭ（Asynchronus Transfer Mode ）な
どの次世代通信網として開発途上にあるパケット通信へ
の応用が注目されている。また、画素数の異なる各種画
像データを統括して扱う際にもフィルタバンクが応用で
きる。
ィジタルフィルタバンク処理方法及び装置に係わり、特
に、音声や画像などのディジタル信号を処理するシステ
ムにおいて、入力信号を複数の周波数帯域に分割すると
ともにレート変換を行い、各帯域毎に適切な信号処理を
施した後に、再び合成して元の信号を再生するようにし
たディジタル信号処理の方法および装置である。この処
理システムは、一般的にフィルタバンクと呼ばれる。具
体的な応用分野としては、ＦＤＭ（周波数分割多重）や
周波数スクランブラなどの通信分野、周波数スペクトラ
ム分析や音声認識などの特徴抽出、高能率符号化（デー
タ圧縮）などが挙げられる。本発明は、画像データなど
の非周期信号を高能率符号化する際に特に有効である。
フィルタバンクを用いた高能率符号化としてのサブバン
ド符号化は、ＡＴＭ（Asynchronus Transfer Mode ）な
どの次世代通信網として開発途上にあるパケット通信へ
の応用が注目されている。また、画素数の異なる各種画
像データを統括して扱う際にもフィルタバンクが応用で
きる。
【０００２】
【従来技術】はじめに，フィルタバンクの構成および作
用について説明する。ここでは、２分割フィルタバンク
を縦続接続することで、分割数を増加させるツリー構成
を考える。このシステムは、１次元ディジタル信号を複
数個の周波数帯域信号に分割する分割部と、各帯域信号
毎に異なる信号処理を行う各種処理部と、各帯域信号を
合成する合成部から構成される。
用について説明する。ここでは、２分割フィルタバンク
を縦続接続することで、分割数を増加させるツリー構成
を考える。このシステムは、１次元ディジタル信号を複
数個の周波数帯域信号に分割する分割部と、各帯域信号
毎に異なる信号処理を行う各種処理部と、各帯域信号を
合成する合成部から構成される。
【０００３】分割部の構成を図１に示す。図１から明ら
かなように、分割部は非周期信号を周期化する周期化器
１０と、低い周波数帯域のみを通過させる低域通過フィ
ルタ１，３と、高い周波数帯域のみを通過させる高域通
過フィルタ２，４と、サンプリングレートを２：１に下
げるダウンサンプラ３０，３１，３２，３３と、周期信
号を非周期化する非周期化器２０，２１，２２から構成
される。なお、周期化器による周期信号の生成法は後述
する。ここでは、入力信号ｘ(ｎ) は信号端子８０から
入力され、信号線１００を通して周期化器１０に入力さ
れる。
かなように、分割部は非周期信号を周期化する周期化器
１０と、低い周波数帯域のみを通過させる低域通過フィ
ルタ１，３と、高い周波数帯域のみを通過させる高域通
過フィルタ２，４と、サンプリングレートを２：１に下
げるダウンサンプラ３０，３１，３２，３３と、周期信
号を非周期化する非周期化器２０，２１，２２から構成
される。なお、周期化器による周期信号の生成法は後述
する。ここでは、入力信号ｘ(ｎ) は信号端子８０から
入力され、信号線１００を通して周期化器１０に入力さ
れる。
【０００４】次に、周期信号sx 0 (m) ，sx 1 (m)とし
てそれぞれ信号線１０１，１０２を介して低域通過フィ
ルタ１および高域通過フィルタ２によりフィルタリング
処理され、低域信号 sy 0 (m) と高域信号 sy 1 (m) に
分割される。なお、本発明によるフィルタ処理は次式、
てそれぞれ信号線１０１，１０２を介して低域通過フィ
ルタ１および高域通過フィルタ２によりフィルタリング
処理され、低域信号 sy 0 (m) と高域信号 sy 1 (m) に
分割される。なお、本発明によるフィルタ処理は次式、
【０００５】
【数１】
【０００６】で表される環状畳み込み演算により実施さ
れる。ここで、ｈ (p)、（p=0 ，1 ，・・・、N -1）、
は直線位相ＦＩＲ（Finite Impulse Re sponse）フィル
タの係数を表す。また、この環状畳み込みはフィルタ処
理に伴うデータ数の増加を防止するために、通常の直線
状畳み込みに代わって実施される。なお、ここで用いら
れる直線位相ＦＩＲフィルタは４種類考えられるが、こ
れらの４種類の直線位相ＦＩＲフィルタのうち、どれを
選択すべきかは後述する。
れる。ここで、ｈ (p)、（p=0 ，1 ，・・・、N -1）、
は直線位相ＦＩＲ（Finite Impulse Re sponse）フィル
タの係数を表す。また、この環状畳み込みはフィルタ処
理に伴うデータ数の増加を防止するために、通常の直線
状畳み込みに代わって実施される。なお、ここで用いら
れる直線位相ＦＩＲフィルタは４種類考えられるが、こ
れらの４種類の直線位相ＦＩＲフィルタのうち、どれを
選択すべきかは後述する。
【０００７】次に、フィルタ処理された各帯域信号は、
信号線１０３，１０４を通してそれぞれダウンサンプラ
３０，３１に入力され、ここでサンプリングレートが
２：１に下げられる。具体的には、離散時間信号を時間
方向に１つおきに間引くことにより実行される。なお、
間引く際のタイミングの取り方には２通り考えられる
が、どちらを選択するかは後述する。
信号線１０３，１０４を通してそれぞれダウンサンプラ
３０，３１に入力され、ここでサンプリングレートが
２：１に下げられる。具体的には、離散時間信号を時間
方向に１つおきに間引くことにより実行される。なお、
間引く際のタイミングの取り方には２通り考えられる
が、どちらを選択するかは後述する。
【０００８】以上の処理によりレート変換された低域信
号sz0 (m) と高域信号sz1 (m) が得られる。更に、ツリ
ー構成によって低域信号のみを２分割する。即ち、低域
信号sz0 (m) は信号線１１０，１１１を通してそれぞれ
sx00(m) ，sx 01 (m) として低域通過フィルタ３、およ
び高域通過フィルタ４によりフィルタリング処理され、
低域信号sy00(m) と高域信号sy01(m) に分割される。こ
れらの各帯域信号はそれぞれ信号線１１２，１１３を通
してそれぞれダウンサンプラ３２，３３に入力され、低
域−低域信号sz00(m) と低域−高域信号sz01(m) が得ら
れる。
号sz0 (m) と高域信号sz1 (m) が得られる。更に、ツリ
ー構成によって低域信号のみを２分割する。即ち、低域
信号sz0 (m) は信号線１１０，１１１を通してそれぞれ
sx00(m) ，sx 01 (m) として低域通過フィルタ３、およ
び高域通過フィルタ４によりフィルタリング処理され、
低域信号sy00(m) と高域信号sy01(m) に分割される。こ
れらの各帯域信号はそれぞれ信号線１１２，１１３を通
してそれぞれダウンサンプラ３２，３３に入力され、低
域−低域信号sz00(m) と低域−高域信号sz01(m) が得ら
れる。
【０００９】以上で全体としては３つの帯域信号sz
00(m) ，sz 01 (m) ，sz 1 (m)が得られ、それぞれ信号
線１１４，１１５，１１６を通して非周期化器２０，２
１，２２に入力される。最後に非周期信号 z00( ｎ) ，
z 11 ( ｎ) ， z 1 (ｎ) が信号線１２０，１２１，１
２２を通して分割部の最終出力として信号端子８１，８
２，８３から出力される。
00(m) ，sz 01 (m) ，sz 1 (m)が得られ、それぞれ信号
線１１４，１１５，１１６を通して非周期化器２０，２
１，２２に入力される。最後に非周期信号 z00( ｎ) ，
z 11 ( ｎ) ， z 1 (ｎ) が信号線１２０，１２１，１
２２を通して分割部の最終出力として信号端子８１，８
２，８３から出力される。
【００１０】各種処理部では、アプリケーションに応じ
た処理が施される。データの高能率符号化（データ圧
縮）を目的としたサブバンド符号化の場合、分割部の出
力である各チャンネル信号は、それぞれの持つ分散値
（パワー）に比例したビット数が割り当てられる。この
ビット数で各帯域信号を量子化することにより、分割せ
ずに一括して量子化した場合に比べ、より少ない量子化
誤差のもとで、より低いビット数で画像データを表現で
きる。
た処理が施される。データの高能率符号化（データ圧
縮）を目的としたサブバンド符号化の場合、分割部の出
力である各チャンネル信号は、それぞれの持つ分散値
（パワー）に比例したビット数が割り当てられる。この
ビット数で各帯域信号を量子化することにより、分割せ
ずに一括して量子化した場合に比べ、より少ない量子化
誤差のもとで、より低いビット数で画像データを表現で
きる。
【００１１】この処理方法は、例えば、Didier Le Gal
l、Ali Tabatabai 共著、文献「Subband Coding of Dig
ital Images Using Symmetric Short Kernel Filters a
nd Arithmetic Coding Techniques」（ICASSP、1988年
発行）に記載の方法などが参照される。
l、Ali Tabatabai 共著、文献「Subband Coding of Dig
ital Images Using Symmetric Short Kernel Filters a
nd Arithmetic Coding Techniques」（ICASSP、1988年
発行）に記載の方法などが参照される。
【００１２】各種処理部の構成を図２に示す。信号端子
８１，８２，８３から信号線１３０，１３１，１３２を
介して各種処理部に入力された非周期信号 z00(n) ， z
01(n) ， z 1 (n)は、それぞれ符号化器５０，５１，
５２に入力されて各帯域ごとに異なる符号化がなされ
る。これらの信号は信号線１３３，１３４，１３５を介
して多重化器６０により多重化され、信号線１３６を介
して圧縮データとして通信または蓄積される。
８１，８２，８３から信号線１３０，１３１，１３２を
介して各種処理部に入力された非周期信号 z00(n) ， z
01(n) ， z 1 (n)は、それぞれ符号化器５０，５１，
５２に入力されて各帯域ごとに異なる符号化がなされ
る。これらの信号は信号線１３３，１３４，１３５を介
して多重化器６０により多重化され、信号線１３６を介
して圧縮データとして通信または蓄積される。
【００１３】元の信号を復元するためには、圧縮データ
は復号器６１に入力されて符号化器への入力信号と同じ
データが再生され、z'00(n) ，z' 01 (n) ，z' 1 (n)と
して信号線１３７，１３８，１３９を介して信号端子８
４，８５，８６から合成部へ出力される。
は復号器６１に入力されて符号化器への入力信号と同じ
データが再生され、z'00(n) ，z' 01 (n) ，z' 1 (n)と
して信号線１３７，１３８，１３９を介して信号端子８
４，８５，８６から合成部へ出力される。
【００１４】合成部の構成を図３に示す。合成部は非周
期信号を周期化する周期化器１１，１２，１３と、サン
プリングレートを１：２に上げるアップサンプラ４０，
４１，４２，４３と、低い周波数帯域のみを通過させる
低域通過フィルタ５，７と、高い周波数帯域のみを通過
させる高域通過フィルタ６，８と、周期信号を非周期化
する非周期化器２３，２４から構成される。
期信号を周期化する周期化器１１，１２，１３と、サン
プリングレートを１：２に上げるアップサンプラ４０，
４１，４２，４３と、低い周波数帯域のみを通過させる
低域通過フィルタ５，７と、高い周波数帯域のみを通過
させる高域通過フィルタ６，８と、周期信号を非周期化
する非周期化器２３，２４から構成される。
【００１５】ここでは、非周期信号z'00(n) ，z'
01 (n) はそれぞれ信号端子８４，８５に入力され、信
号線１５０，１５１を通して周期化器１１，１２により
周期信号sz' 00(m) ，sz' 01 (m)に変換される。これら
は、次に信号線１６０，１６１を介してそれぞれアップ
サンプラ４０，４１によりサンプリングレートが１：２
に上げられる。
01 (n) はそれぞれ信号端子８４，８５に入力され、信
号線１５０，１５１を通して周期化器１１，１２により
周期信号sz' 00(m) ，sz' 01 (m)に変換される。これら
は、次に信号線１６０，１６１を介してそれぞれアップ
サンプラ４０，４１によりサンプリングレートが１：２
に上げられる。
【００１６】具体的には離散時間信号に対し、時間方向
に１つおきにゼロ値を挿入することにより実行される。
こうしてレート変換された各帯域信号 sy'00(m) ，sy '
01(m) はそれぞれ信号線１６２，１６３を介して低域
通過フィルタ５および高域通過フィルタ６に入力され、
その出力 sx'00(m) ，sx' 01 (m)はそれぞれ信号線１６
４，１６５を通して加算器７０により加算されて低域信
号 sz'0 (m) となる。
に１つおきにゼロ値を挿入することにより実行される。
こうしてレート変換された各帯域信号 sy'00(m) ，sy '
01(m) はそれぞれ信号線１６２，１６３を介して低域
通過フィルタ５および高域通過フィルタ６に入力され、
その出力 sx'00(m) ，sx' 01 (m)はそれぞれ信号線１６
４，１６５を通して加算器７０により加算されて低域信
号 sz'0 (m) となる。
【００１７】一方、高域信号z'1 (n) は信号端子８６か
ら入力されて信号線１５２を通して周期化器１３により
周期信号 sz'1 (m) に変換される。これらの信号 sz'0
(m)， sz' 1 (m)はそれぞれ信号線１７０，１７１によ
りアップサンプラ４２，４３に送られ、サンプリングレ
ートが１：２に上げられる。そして、レート変換された
各帯域信号 sy'0 (m) ， sy' 1 (m)は、それぞれ信号線
１７２，１７３を介して低域通過フィルタ７，高域通過
フィルタ８に入力されてフィルタ処理される。
ら入力されて信号線１５２を通して周期化器１３により
周期信号 sz'1 (m) に変換される。これらの信号 sz'0
(m)， sz' 1 (m)はそれぞれ信号線１７０，１７１によ
りアップサンプラ４２，４３に送られ、サンプリングレ
ートが１：２に上げられる。そして、レート変換された
各帯域信号 sy'0 (m) ， sy' 1 (m)は、それぞれ信号線
１７２，１７３を介して低域通過フィルタ７，高域通過
フィルタ８に入力されてフィルタ処理される。
【００１８】その出力 sx ' 0 (m) ，sx ' 1 (m)はそれ
ぞれ信号線１７４，１７５を通して非周期化器２３，２
４に送られ、非周期信号 x ' 0 (n) ， x ' 1 (n)に変換
され、信号線１７６，１７７を介して加算器７１に入力
される。加算器の出力は信号線１７８を通して出力端子
８７から出力される。このときの出力 x '(n) は、分割
部に入力された元の入力信号 x(n) と同じ波形である必
要がある。
ぞれ信号線１７４，１７５を通して非周期化器２３，２
４に送られ、非周期信号 x ' 0 (n) ， x ' 1 (n)に変換
され、信号線１７６，１７７を介して加算器７１に入力
される。加算器の出力は信号線１７８を通して出力端子
８７から出力される。このときの出力 x '(n) は、分割
部に入力された元の入力信号 x(n) と同じ波形である必
要がある。
【００１９】また、以上の説明は一次元信号処理を仮定
しているが、画像信号などの二次元信号を、最初に縦方
向（または横方向）に一次元処理し、次に横方法（また
は縦方向）に一次元処理することで、二次元信号処理が
実現できる。また、低域信号のみを次々に２分割した
り、高域信号を２分割するなど、上記した構成以外のツ
リー構成も考えられる。いずれを用いるかは各種処理部
におけるアプリケーションに依存する。
しているが、画像信号などの二次元信号を、最初に縦方
向（または横方向）に一次元処理し、次に横方法（また
は縦方向）に一次元処理することで、二次元信号処理が
実現できる。また、低域信号のみを次々に２分割した
り、高域信号を２分割するなど、上記した構成以外のツ
リー構成も考えられる。いずれを用いるかは各種処理部
におけるアプリケーションに依存する。
【００２０】次に、フィルタの種類、周期数列の種類、
ダウンサンプルする（間引く）際のタイミングの種類を
説明する。また、それらの組合せ方法は後述する。な
お、この方法は、本発明者らは、特願平３−１４６９３
９として出願済みである。ここで用いる直線位相ＦＩＲ
フィルタは、フィルタ係数 ｈ( ｎ）の性質によって図
４に示す４つのタイプに分類できる。同図の「場合１」
は、 h (n) ＝h (N−１−n ) 、N は奇数、n=0,1,...,N-1 、 …（式１） なる性質を持つ。
ダウンサンプルする（間引く）際のタイミングの種類を
説明する。また、それらの組合せ方法は後述する。な
お、この方法は、本発明者らは、特願平３−１４６９３
９として出願済みである。ここで用いる直線位相ＦＩＲ
フィルタは、フィルタ係数 ｈ( ｎ）の性質によって図
４に示す４つのタイプに分類できる。同図の「場合１」
は、 h (n) ＝h (N−１−n ) 、N は奇数、n=0,1,...,N-1 、 …（式１） なる性質を持つ。
【００２１】このタイプのフィルタでは低域通過、高域
通過、帯域通過等、全ての特性を持つことができる。例
えば、ＳＳＫＦ（Symmetric Short Kernel Filter ）と
呼ばれるフィルタはすべてこのタイプに属する。また
「場合２」は、 h (n) ＝h (N−１−n ) 、N は偶数、n=0,1,...,N-1 、 …（式２） なる性質を持つ。
通過、帯域通過等、全ての特性を持つことができる。例
えば、ＳＳＫＦ（Symmetric Short Kernel Filter ）と
呼ばれるフィルタはすべてこのタイプに属する。また
「場合２」は、 h (n) ＝h (N−１−n ) 、N は偶数、n=0,1,...,N-1 、 …（式２） なる性質を持つ。
【００２２】このタイプのフィルタでは高域通過特性は
実現できない。例えば、ＱＭＦ（Quadrature Mirror Fi
lter）と呼ばれるフィルタの低域通過フィルタはこのタ
イプに属する。また「場合３」は、 h (n) ＝−h (N−１−n ) 、N は奇数、n=0,1,...,N-1 、 …（式３） なる性質を持つ。
実現できない。例えば、ＱＭＦ（Quadrature Mirror Fi
lter）と呼ばれるフィルタの低域通過フィルタはこのタ
イプに属する。また「場合３」は、 h (n) ＝−h (N−１−n ) 、N は奇数、n=0,1,...,N-1 、 …（式３） なる性質を持つ。
【００２３】このタイプのフィルタでは低域通過特性お
よび高域通過特性は実現できない。また「場合４」は、 h (n) ＝−h (N−１−n ) 、N は偶数、n=0,1,...,N-1 …（式４） なる性質を持つ。
よび高域通過特性は実現できない。また「場合４」は、 h (n) ＝−h (N−１−n ) 、N は偶数、n=0,1,...,N-1 …（式４） なる性質を持つ。
【００２４】このタイプのフィルタでは低域通過特性は
実現できない。例えば、ＱＭＦ（Quadrature Mirror Fi
lter）と呼ばれるフィルタの高域通過フィルタはこのタ
イプに属する。なお、ＱＭＦの設計法は、例えばJ.D.Jo
hnston著、文献「A Filter Family Designed for Use i
n Quadrature Mirror Filter Banks」（IEEE ICASSP,19
80年 4月発行）に記載されているので参照できる。
実現できない。例えば、ＱＭＦ（Quadrature Mirror Fi
lter）と呼ばれるフィルタの高域通過フィルタはこのタ
イプに属する。なお、ＱＭＦの設計法は、例えばJ.D.Jo
hnston著、文献「A Filter Family Designed for Use i
n Quadrature Mirror Filter Banks」（IEEE ICASSP,19
80年 4月発行）に記載されているので参照できる。
【００２５】次に、周期信号の生成法について説明す
る。長さＬの非周期信号 x(n) ，（n＝０、１、２、・
・・、Ｌ−１）は周期化器により、以下に示す「場合
Ａ」〜「場合Ｉ」の９種類の周期信号sx(m) ，（m ＝
０、１、２、・・・、Ｍ−１、但しＭは１周期のデータ
数）のうちのいずれかに変換される。
る。長さＬの非周期信号 x(n) ，（n＝０、１、２、・
・・、Ｌ−１）は周期化器により、以下に示す「場合
Ａ」〜「場合Ｉ」の９種類の周期信号sx(m) ，（m ＝
０、１、２、・・・、Ｍ−１、但しＭは１周期のデータ
数）のうちのいずれかに変換される。
【００２６】「場合Ａ」 sx(m) ＝x (m) 、 m ＝０，１，・・・，Ｌ
−１、sx( Ｍ−１−m)＝x (m) 、 m ＝０、１，・・
・，Ｌ−１、但し、Ｍ＝２Ｌ
−１、sx( Ｍ−１−m)＝x (m) 、 m ＝０、１，・・
・，Ｌ−１、但し、Ｍ＝２Ｌ
【００２７】「場合Ｂ」 sx(m) ＝x (m) 、 m ＝０，１，・・・，Ｌ
−１、sx( Ｍ−１−m)＝x (m) 、 m ＝０、１，・・
・，Ｌ−２、但し、Ｍ＝２Ｌ−１
−１、sx( Ｍ−１−m)＝x (m) 、 m ＝０、１，・・
・，Ｌ−２、但し、Ｍ＝２Ｌ−１
【００２８】「場合Ｃ」 sx(m) ＝x (m) 、 m ＝０，１，・・・，Ｌ
−１、sx( Ｍ−１−m)＝x ( m ＋１) 、m ＝０、１，・
・・，Ｌ−３、但し、Ｍ＝２Ｌ−２
−１、sx( Ｍ−１−m)＝x ( m ＋１) 、m ＝０、１，・
・・，Ｌ−３、但し、Ｍ＝２Ｌ−２
【００２９】「場合Ｄ」 sx(m) ＝x (m) 、 m ＝０，１，・・・，Ｌ
−１、sx( Ｍ−１−m)＝x ( m ＋１) 、m ＝０、１，・
・・，Ｌ−２、但し、Ｍ＝２Ｌ−１
−１、sx( Ｍ−１−m)＝x ( m ＋１) 、m ＝０、１，・
・・，Ｌ−２、但し、Ｍ＝２Ｌ−１
【００３０】「場合Ｅ」 sx(m) ＝ x (m) 、 m ＝０，１，・・・，Ｌ
−１、sx( Ｍ−１−m)＝−x (m) 、 m ＝０、１，・・
・，Ｌ−１、但し、Ｍ＝２Ｌ
−１、sx( Ｍ−１−m)＝−x (m) 、 m ＝０、１，・・
・，Ｌ−１、但し、Ｍ＝２Ｌ
【００３１】「場合Ｆ」 sx(m) ＝ x (m) 、 m ＝０，１，・・・，Ｌ
−１、sx( Ｍ−１−m)＝−x (m) 、 m ＝０、１，・・
・，Ｌ−２、但し、Ｍ＝２Ｌ−１
−１、sx( Ｍ−１−m)＝−x (m) 、 m ＝０、１，・・
・，Ｌ−２、但し、Ｍ＝２Ｌ−１
【００３２】「場合Ｇ」 sx(m) ＝ x (m) 、 m ＝０，１，・・・，
Ｌ−１、sx( Ｍ−１−m)＝−x ( m ＋１) 、m ＝０、
１，・・・，Ｌ−３、但し、Ｍ＝２Ｌ−２
Ｌ−１、sx( Ｍ−１−m)＝−x ( m ＋１) 、m ＝０、
１，・・・，Ｌ−３、但し、Ｍ＝２Ｌ−２
【００３３】「場合Ｉ」 sx(m) ＝ ０、 m ＝０sx( m ＋１)
＝ x (m) 、 m ＝０，１，・・・，Ｌ−１、但
し、Ｍ＝Ｌ＋１
＝ x (m) 、 m ＝０，１，・・・，Ｌ−１、但
し、Ｍ＝Ｌ＋１
【００３４】「場合Ｊ」 sx(m) ＝ x (m) 、 m ＝０，１，・・・，
Ｌ−１、但し、Ｍ＝Ｌ
Ｌ−１、但し、Ｍ＝Ｌ
【００３５】図５には、非周期信号と各周期信号の対応
関係を例示した。ここで、「場合Ｉ」、または「場合
Ｊ」を用いるとデータの端部領域において雑音が発生す
るので、これを防ぐためにはこれら以外の周期数列を生
成する必要がある。
関係を例示した。ここで、「場合Ｉ」、または「場合
Ｊ」を用いるとデータの端部領域において雑音が発生す
るので、これを防ぐためにはこれら以外の周期数列を生
成する必要がある。
【００３６】ダウンサンプルする際のタイミングは２種
類考えられる。図６には「場合Ｃ」に対する２通りの方
法を例示した。対称の中心を含むサンプリング法タイプ
Ｉのダウンサンプラでは「対称の中心」が維持されて
「場合Ｃ」に変換される。一方、対称の中心を含まない
サンプリング法タイプＩＩのダウンサンプラでは「対称
の中心」が維持されないので「場合Ａ」に変換される。
類考えられる。図６には「場合Ｃ」に対する２通りの方
法を例示した。対称の中心を含むサンプリング法タイプ
Ｉのダウンサンプラでは「対称の中心」が維持されて
「場合Ｃ」に変換される。一方、対称の中心を含まない
サンプリング法タイプＩＩのダウンサンプラでは「対称
の中心」が維持されないので「場合Ａ」に変換される。
【００３７】以上で説明した９種類の周期信号と、４種
類のフィルタの環状畳み込みは組合せは４×９＝３６通
りあり、その結果は表１にまとめられる。
類のフィルタの環状畳み込みは組合せは４×９＝３６通
りあり、その結果は表１にまとめられる。
【００３８】
【表１】
【００３９】また、ダウンサンプルに先だって行われる
フィルタ処理のうち有効な組合せは表２に示される。こ
の表では、ダウンサンプルされるべきデータが「場合
Ｃ］または「場合Ｇ」に限られることを示している。
フィルタ処理のうち有効な組合せは表２に示される。こ
の表では、ダウンサンプルされるべきデータが「場合
Ｃ］または「場合Ｇ」に限られることを示している。
【００４０】
【表２】
【００４１】また、ダウンサンプルの結果、得られる周
期信号のタイプは下記の表３に示される。
期信号のタイプは下記の表３に示される。
【００４２】
【表３】
【００４３】また、アップサンプルの結果、得られる周
期信号のタイプは表４にまとめられる。
期信号のタイプは表４にまとめられる。
【００４４】
【表４】
【００４５】
【発明が解決しようとする課題】ここでは、上記したフ
ィルタの種類、周期数列の種類、ダウンサンプルする
（間引く）際のタイミングの種類の、従来法による組合
せの決定方法を説明し、その問題点を指摘する。
ィルタの種類、周期数列の種類、ダウンサンプルする
（間引く）際のタイミングの種類の、従来法による組合
せの決定方法を説明し、その問題点を指摘する。
【００４６】今、ＳＳＫＦなどの「場合１」に属するフ
ィルタを用いて図１のフィルタバンクを構成する場合を
考える。このとき下記の表２から、第一段目の分割フィ
ルタ１への入力が「場合Ｃ］となる必要がある。なおか
つ、第二段目の分割フィルタ３、４への入力も「場合
Ｃ」となる必要がある。すなわち、ダウンサンプラ５の
出力が「場合Ｃ」でなければならない。そのためには、
表３から、タイプＩのダウンサンプラが必要になる。
ィルタを用いて図１のフィルタバンクを構成する場合を
考える。このとき下記の表２から、第一段目の分割フィ
ルタ１への入力が「場合Ｃ］となる必要がある。なおか
つ、第二段目の分割フィルタ３、４への入力も「場合
Ｃ」となる必要がある。すなわち、ダウンサンプラ５の
出力が「場合Ｃ」でなければならない。そのためには、
表３から、タイプＩのダウンサンプラが必要になる。
【００４７】しかしこの表は、Ｍを周期数列の１周期の
データ数とすると、Ｍ／２が偶数の場合にしか適用でき
ない。Ｍ／２が奇数の場合には「場合Ｃ」にはならず、
従って後段に「場合１」のフィルタを接続することが不
可能となり誤動作の原因となる。また、Ｍ／２が奇数な
らば仮のデータを１つ付加して偶数として処理を続行で
きるが、これではデータ付加に伴うバッファーまたはメ
モリ容量の制御が必要となってしまう。
データ数とすると、Ｍ／２が偶数の場合にしか適用でき
ない。Ｍ／２が奇数の場合には「場合Ｃ」にはならず、
従って後段に「場合１」のフィルタを接続することが不
可能となり誤動作の原因となる。また、Ｍ／２が奇数な
らば仮のデータを１つ付加して偶数として処理を続行で
きるが、これではデータ付加に伴うバッファーまたはメ
モリ容量の制御が必要となってしまう。
【００４８】更に、フィルタ処理されるべきデータ数が
半減できハードウェア構成の簡易化に有効なポリフェー
ス構成をとった場合、時系列データをスイッチングによ
り２つのチャンネルに振り分けるため、一方のチャンネ
ルでタイプＩのダウンサンプラを用いると、もう一方の
チャンネルではタイプＩＩのダウンサンプラを用いなけ
ればならない。
半減できハードウェア構成の簡易化に有効なポリフェー
ス構成をとった場合、時系列データをスイッチングによ
り２つのチャンネルに振り分けるため、一方のチャンネ
ルでタイプＩのダウンサンプラを用いると、もう一方の
チャンネルではタイプＩＩのダウンサンプラを用いなけ
ればならない。
【００４９】このときの出力は表３から「場合Ａ」とな
り、「場合Ｃ」にはならないため、やはり「場合１」の
フィルタが縦続接続できなくなってしまう。このように
従来法では、データ数、利用できるフィルタの種類、ダ
ウンサンプリングのタイミングに強い制約条件が課さ
れ、構成や設計の自由度が制限されるという解決すべき
問題があった。
り、「場合Ｃ」にはならないため、やはり「場合１」の
フィルタが縦続接続できなくなってしまう。このように
従来法では、データ数、利用できるフィルタの種類、ダ
ウンサンプリングのタイミングに強い制約条件が課さ
れ、構成や設計の自由度が制限されるという解決すべき
問題があった。
【００５０】
【課題を解決するための手段】そこで、上記の問題を解
決するために、分割部のダウンサンプラの直後に非周期
化器を付加し、周期信号を非周期信号に一旦変換する。
そして、これに続く分割フィルタの前に周期化器を付加
し、後段の処理に必要なタイプの周期信号を生成し直
す。これにより、第１段目のダウンサンプラの出力がい
かなるタイプであっても、第２段目のフィルタ入力時に
新たなるタイプの周期信号が生成できるので、上述の問
題が解決できる。また、Ｍ／２が奇数の場合のダウンサ
ンプリング結果を新たに表５にまとめた。
決するために、分割部のダウンサンプラの直後に非周期
化器を付加し、周期信号を非周期信号に一旦変換する。
そして、これに続く分割フィルタの前に周期化器を付加
し、後段の処理に必要なタイプの周期信号を生成し直
す。これにより、第１段目のダウンサンプラの出力がい
かなるタイプであっても、第２段目のフィルタ入力時に
新たなるタイプの周期信号が生成できるので、上述の問
題が解決できる。また、Ｍ／２が奇数の場合のダウンサ
ンプリング結果を新たに表５にまとめた。
【００５１】
【表５】
【００５２】上記表５をを用いることで，誤動作が防止
できる。
できる。
【００５３】
【作用】分割部のダウンサンプラの直後に非周期化器を
付加するとともに、これに続く分割フィルタの前に周期
化器を付加して周期信号を非周期信号に一旦変換し、そ
の後に後段の処理に必要なタイプの周期信号を生成し直
す処理を施すようにすることにより、第１段目のダウン
サンプラの出力がいかなるタイプであっても、第２段目
のフィルタ入力時に新たなるタイプの周期信号を生成す
ることができるようになり、ディジタル入力信号を幾つ
かの帯域信号に分割して、各帯域ごとに適した処理を行
う際に、フィルタ処理に伴うデータ長の増加が回避され
るとともに、出力信号に重畳される不必要なノイズ信号
の発生が抑制される。
付加するとともに、これに続く分割フィルタの前に周期
化器を付加して周期信号を非周期信号に一旦変換し、そ
の後に後段の処理に必要なタイプの周期信号を生成し直
す処理を施すようにすることにより、第１段目のダウン
サンプラの出力がいかなるタイプであっても、第２段目
のフィルタ入力時に新たなるタイプの周期信号を生成す
ることができるようになり、ディジタル入力信号を幾つ
かの帯域信号に分割して、各帯域ごとに適した処理を行
う際に、フィルタ処理に伴うデータ長の増加が回避され
るとともに、出力信号に重畳される不必要なノイズ信号
の発生が抑制される。
【００５４】
【実施例】具体例１−「場合１のフィルタによるツリー
構成」 「場合１」のタイプに属するフィルタとしてＳＳＫＦが
挙げられる。そのフィルタ係数は、文献（Didier Le Ga
ll、Ali Tabatabai 共著、文献「Subband Coding of Di
gital Images Using Symmetric Short Kernel Filters
and ArithmeticCoding Techniques」、ICASSP、1988年
発行）に掲載されているので、参照することができる。
その中の一例として、 H 0 (z) = 1/8(-1+2z -1 +6z-2 +2z-3 -z -4 ) …（式５） H 1 (z) = 1/2( 1-2z -1 + z-2 ) …（式６） が挙げられる。
構成」 「場合１」のタイプに属するフィルタとしてＳＳＫＦが
挙げられる。そのフィルタ係数は、文献（Didier Le Ga
ll、Ali Tabatabai 共著、文献「Subband Coding of Di
gital Images Using Symmetric Short Kernel Filters
and ArithmeticCoding Techniques」、ICASSP、1988年
発行）に掲載されているので、参照することができる。
その中の一例として、 H 0 (z) = 1/8(-1+2z -1 +6z-2 +2z-3 -z -4 ) …（式５） H 1 (z) = 1/2( 1-2z -1 + z-2 ) …（式６） が挙げられる。
【００５５】ここで、 H0 (z) 、 H1 (z) は、分割部の
低域通過フィルタ、高域通過フィルタの、それぞれの伝
達関数を表す。また、フィルタ係数h (n) は、上記伝達
関数におけるz の−n 乗の係数値に等しい。一方、この
ときの合成部の低域通過フィルタ、高域通過フィルタの
伝達関数はそれぞれ、 G 0 (z)= H 1 (-z) …（式７） G 1 (z)=- H 0 (-z) …（式８） で与えられる。これらのフィルタはすべて「場合１」に
属する。
低域通過フィルタ、高域通過フィルタの、それぞれの伝
達関数を表す。また、フィルタ係数h (n) は、上記伝達
関数におけるz の−n 乗の係数値に等しい。一方、この
ときの合成部の低域通過フィルタ、高域通過フィルタの
伝達関数はそれぞれ、 G 0 (z)= H 1 (-z) …（式７） G 1 (z)=- H 0 (-z) …（式８） で与えられる。これらのフィルタはすべて「場合１」に
属する。
【００５６】次に、本実施例による作用を、図７を用い
て説明する。長さＬの入力信号x (n) は信号端子８０か
ら入力され、信号線１００を通して周期化器１０により
「場合Ｃ」の周期信号sx 0(m) ，sx 1 (m)に変換され
る。これらの周期はＭ＝２（Ｌ−１）である。
て説明する。長さＬの入力信号x (n) は信号端子８０か
ら入力され、信号線１００を通して周期化器１０により
「場合Ｃ」の周期信号sx 0(m) ，sx 1 (m)に変換され
る。これらの周期はＭ＝２（Ｌ−１）である。
【００５７】次に、信号線１０１，１０２を介して「場
合１」の低域通過フィルタ１および「場合１」の高域通
過フィルタ２によりフィルタリング処理され、低域信号
s y0 (m) と高域信号sy 1(m) に分割される。次に、フ
ィルタ処理された各帯域信号は信号線１０３，１０４を
通してそれぞれタイプＩＩのダウンサンプラ３０と、タ
イプＩのダウンサンプラ３１に入力され、サンプリング
レートが２：１に下げられる。
合１」の低域通過フィルタ１および「場合１」の高域通
過フィルタ２によりフィルタリング処理され、低域信号
s y0 (m) と高域信号sy 1(m) に分割される。次に、フ
ィルタ処理された各帯域信号は信号線１０３，１０４を
通してそれぞれタイプＩＩのダウンサンプラ３０と、タ
イプＩのダウンサンプラ３１に入力され、サンプリング
レートが２：１に下げられる。
【００５８】今、Ｍ／２すなわちＬ−１が奇数と仮定す
ると、表５より、ダウンサンプリングの結果、「場合
Ｄ］の低域信号sz 0(m) と「場合Ｂ］の高域信号sz
1(m) が得られる。ここで低域信号sz 0(m) は信号線１
０５を介して非周期化器２５に入力されて、一旦、非周
期信号に変換され、次に信号線１０７を介して周期化器
１４に入力されて「場合Ｃ」の周期信号が生成される。
ると、表５より、ダウンサンプリングの結果、「場合
Ｄ］の低域信号sz 0(m) と「場合Ｂ］の高域信号sz
1(m) が得られる。ここで低域信号sz 0(m) は信号線１
０５を介して非周期化器２５に入力されて、一旦、非周
期信号に変換され、次に信号線１０７を介して周期化器
１４に入力されて「場合Ｃ」の周期信号が生成される。
【００５９】この低域信号s z 0 (m) は信号線１１０，
１１１を通してそれぞれsx00(m) ，sx 01 (m) として低
域通過フィルタ３および高域通過フィルタ４によりフィ
ルタリング処理され低域信号sy00(m) と高域信号sy01
(m)に分割される。これらの各帯域信号はそれぞれ信号
線１１２，１１３を通してそれぞれダウンサンプラ３，
４に入力され、低域−低域信号sz00 (m)と低域−高域信
号sz01 (m)が得られる。
１１１を通してそれぞれsx00(m) ，sx 01 (m) として低
域通過フィルタ３および高域通過フィルタ４によりフィ
ルタリング処理され低域信号sy00(m) と高域信号sy01
(m)に分割される。これらの各帯域信号はそれぞれ信号
線１１２，１１３を通してそれぞれダウンサンプラ３，
４に入力され、低域−低域信号sz00 (m)と低域−高域信
号sz01 (m)が得られる。
【００６０】以上で、全体としては３つの帯域信号sz00
(m) ，sz 01 (m) ，sz 1 (m)が得られ、それぞれ信号線
１１４，１１５，１１６を通して非周期化器２０，２
１，２２に入力される。最後に非周期信号 z00 (n) ，
z 01(n) ，z 1 (n) が信号線１２０，１２１，１２３を
通して分割部の最終出力として信号端子８１，８２，８
３から出力される。各種処理部および合成部での処理は
従来技術の項で記述した手順で行われる。
(m) ，sz 01 (m) ，sz 1 (m)が得られ、それぞれ信号線
１１４，１１５，１１６を通して非周期化器２０，２
１，２２に入力される。最後に非周期信号 z00 (n) ，
z 01(n) ，z 1 (n) が信号線１２０，１２１，１２３を
通して分割部の最終出力として信号端子８１，８２，８
３から出力される。各種処理部および合成部での処理は
従来技術の項で記述した手順で行われる。
【００６１】なお、以上の説明は一次元信号処理を仮定
しているが、画像信号などの二次元信号を、最初に縦方
向（または横方向）に一次元処理し、次に横方法（また
は縦方向）に一次元処理することで、二次元信号処理が
実現できる。また、低域信号のみを次々に２分割した
り、高域信号を２分割するなど、上記した構成以外のツ
リー構成も考えられる。いずれを用いるかは各種処理部
におけるアプリケーションに依存する。
しているが、画像信号などの二次元信号を、最初に縦方
向（または横方向）に一次元処理し、次に横方法（また
は縦方向）に一次元処理することで、二次元信号処理が
実現できる。また、低域信号のみを次々に２分割した
り、高域信号を２分割するなど、上記した構成以外のツ
リー構成も考えられる。いずれを用いるかは各種処理部
におけるアプリケーションに依存する。
【００６２】また、「場合１」と「場合２」と「場合
４」の各フィルタが混在したツリー構成も、上記の実施
例と同様に本発明で定める手順で実施できる。例えば、
前段の分割フィルタに「場合１」である低次のＳＳＦＫ
を用い、簡単な演算で帯域を大まかに分割し、更に、後
段の分割フィルタには、帯域分割効果が高く、高次の、
「場合２」、「場合４」であるＱＭＦを用いる場合に応
用できる。
４」の各フィルタが混在したツリー構成も、上記の実施
例と同様に本発明で定める手順で実施できる。例えば、
前段の分割フィルタに「場合１」である低次のＳＳＦＫ
を用い、簡単な演算で帯域を大まかに分割し、更に、後
段の分割フィルタには、帯域分割効果が高く、高次の、
「場合２」、「場合４」であるＱＭＦを用いる場合に応
用できる。
【００６３】
【発明の効果】本発明によれば、２分割フィルタバンク
を縦続に接続してツリー構成する際に利用できるフィル
タおよびダウンサンプラの制約条件を緩和することがで
きる。その結果、ハードウェアの簡易化に有効なポリフ
ェース構成や、ＱＭＦとＳＳＫＦとが混在したフィルタ
バンクの構成も可能となる。また、データ点数が偶数お
よび奇数のどちらの場合にも適宜処理することができ、
フィルタバンクを構成する上での設計の自由度を増加す
ることができる。
を縦続に接続してツリー構成する際に利用できるフィル
タおよびダウンサンプラの制約条件を緩和することがで
きる。その結果、ハードウェアの簡易化に有効なポリフ
ェース構成や、ＱＭＦとＳＳＫＦとが混在したフィルタ
バンクの構成も可能となる。また、データ点数が偶数お
よび奇数のどちらの場合にも適宜処理することができ、
フィルタバンクを構成する上での設計の自由度を増加す
ることができる。
【図１】ツリー構成によるフィルタバンクの分割部の構
成図である。
成図である。
【図２】フィルタバンクの各種処理部の構成図である。
【図３】ツリー構成によるフィルタバンクの合成部の構
成図である。
成図である。
【図４】環状畳み込みに用いられるフィルタ係数のタイ
プを分類する図である。
プを分類する図である。
【図５】周期化処理で生成される周期数列を表わす図で
ある。
ある。
【図６】ダウンサンプリングのタイミングを表わす図で
ある。
ある。
【図７】ツリー構成によるフィルタバンクの分割部の構
成図である。
成図である。
１，２，３，４，５，６，７，８ フィルタ １０，１１，１２，１３，１４ 周期化器 ２０，２１，２２，２３，２４，２５ 非周期化器 ３０，３１，３２，３３ ダウンサンプラ ４０，４１，４２，４３ アップサンプラ ５０，５１，５２ 符号化器 ６０ 多重化器 ６１ 復号器 ７０，７１ 加算器 ８１，８２，８３，８４，８５，８６，８７ 信号端子
Claims (4)
- 【請求項１】 複数個の二分割フィルタを縦属接続して
構成（ツリー構成）されたディジタルフィルタバンクを
用いて非周期信号を周期信号に変換し、環状畳み込みに
よるフィルタ処理を行うようにした処理方法において、 二段目以降の分割部の直前で、周期信号を非周期信号に
一旦変換してから改めて別のタイプの周期信号を生成し
直すようにしたことを特徴とする環状畳み込みによるデ
ィジタルフィルタバンク処理方法。 - 【請求項２】 周期信号の一周期のデータ数により場合
分けをするとともに、上記場合分けの結果と入力周期信
号のタイプとに応じてデシメーションタイプを決定する
ことを特徴とする請求項１記載の環状畳み込みによるデ
ィジタルフィルタバンク処理方法。 - 【請求項３】 非周期信号を周期信号に変換して環状畳
み込みによるフィルタ処理を行う二分割フィルタを縦属
に複数個接続して構成（ツリー構成）された環状畳み込
みによるディジタルフィルタバンク処理装置において、 二段目以降の分割部の直前で周期信号を非周期信号に一
旦変換する手段と、別のタイプの周期信号を改めて生成
し直す手段とを具備することを特徴とする環状畳み込み
によるディジタルフィルタバンク処理装置。 - 【請求項４】 周期信号の一周期のデータ数により場合
分けをする手段と、上記場合分けの結果と入力周期信号
のタイプとに応じてデシメーションタイプを決定する手
段とを具備することを特徴とする請求項３記載のディジ
タルフィルタバンク処理装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7340292A JPH05235701A (ja) | 1992-02-25 | 1992-02-25 | 環状畳み込みによるディジタルフィルタバンク処理方法及び装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7340292A JPH05235701A (ja) | 1992-02-25 | 1992-02-25 | 環状畳み込みによるディジタルフィルタバンク処理方法及び装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05235701A true JPH05235701A (ja) | 1993-09-10 |
Family
ID=13517169
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7340292A Withdrawn JPH05235701A (ja) | 1992-02-25 | 1992-02-25 | 環状畳み込みによるディジタルフィルタバンク処理方法及び装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05235701A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0884049A (ja) * | 1994-09-14 | 1996-03-26 | Uchu Tsushin Kiso Gijutsu Kenkyusho:Kk | ディジタル処理信号分割器及びディジタル処理信号合成器 |
| WO2004036746A1 (ja) * | 2002-10-21 | 2004-04-29 | Neuro Solution Corp. | デジタルフィルタの設計方法および装置、デジタルフィルタ設計用プログラム、デジタルフィルタ |
| WO2004036747A1 (ja) * | 2002-10-21 | 2004-04-29 | Neuro Solution Corp. | デジタルフィルタの設計方法および装置、デジタルフィルタ設計用プログラム、デジタルフィルタ |
| JP2007514962A (ja) * | 2003-10-30 | 2007-06-07 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | オーディオ信号のエンコードまたはデコード |
| JP2008519290A (ja) * | 2004-11-02 | 2008-06-05 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 複素値のフィルタ・バンクを用いたオーディオ信号の符号化及び復号化 |
| US7529788B2 (en) | 2002-10-21 | 2009-05-05 | Neuro Solution Corp. | Digital filter design method and device, digital filter design program, and digital filter |
-
1992
- 1992-02-25 JP JP7340292A patent/JPH05235701A/ja not_active Withdrawn
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0884049A (ja) * | 1994-09-14 | 1996-03-26 | Uchu Tsushin Kiso Gijutsu Kenkyusho:Kk | ディジタル処理信号分割器及びディジタル処理信号合成器 |
| WO2004036746A1 (ja) * | 2002-10-21 | 2004-04-29 | Neuro Solution Corp. | デジタルフィルタの設計方法および装置、デジタルフィルタ設計用プログラム、デジタルフィルタ |
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| JP2007514962A (ja) * | 2003-10-30 | 2007-06-07 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | オーディオ信号のエンコードまたはデコード |
| JP2011128649A (ja) * | 2003-10-30 | 2011-06-30 | Koninkl Philips Electronics Nv | オーディオ信号のエンコードまたはデコード |
| US8073685B2 (en) | 2003-10-30 | 2011-12-06 | Koninklijke Philips Electronics, N.V. | Audio signal encoding or decoding |
| KR101106026B1 (ko) * | 2003-10-30 | 2012-01-17 | 돌비 인터네셔널 에이비 | 오디오 신호 인코딩 또는 디코딩 |
| US8260607B2 (en) | 2003-10-30 | 2012-09-04 | Koninklijke Philips Electronics, N.V. | Audio signal encoding or decoding |
| KR101217649B1 (ko) * | 2003-10-30 | 2013-01-02 | 돌비 인터네셔널 에이비 | 오디오 신호 인코딩 또는 디코딩 |
| JP2013167908A (ja) * | 2003-10-30 | 2013-08-29 | Koninklijke Philips Nv | オーディオ信号のエンコードまたはデコード |
| JP2008519290A (ja) * | 2004-11-02 | 2008-06-05 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 複素値のフィルタ・バンクを用いたオーディオ信号の符号化及び復号化 |
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