JPH02244922A

JPH02244922A - デジタル周波数分割多重信号受信器

Info

Publication number: JPH02244922A
Application number: JP2000361A
Authority: JP
Inventors: Wade J Stone; ウエイド・ジェイ・ストーン; Kikuo Ichiroku; キクオ・イチロク; Edwin Kelley; エドウイン・ケリー; Don C Devendorf; ドン・シー・デブンドルフ
Original assignee: Hughes Aircraft Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1989-01-05
Filing date: 1990-01-05
Publication date: 1990-09-28
Also published as: EP0377509A3; KR900012444A; AU4763290A; DE69028416T2; AU606007B2; US5058107A; EP0377509B1; CA2004860A1; IL92883A; CA2004860C; IL92883A0; KR930002085B1; DE69028416D1; ES2091219T3; EP0377509A2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）この発明は、周波数分割多重信号の中間周波数（ＩＦ）
受信器に関し、更に詳細には、周波数変調（ＦＭ）ラジ
オ放送信号のような周波数分割多重（ＦＤＭ）信号を受
信するデジタル受信信号に関する。

（従来の技術）周波数分割多重（ＦＤＭ）通信は、各搬送波周波数によ
って共通に特徴ずけられる、隣り合う周波数バンド又は
チャンネルを使用する。このような周波数バンドは、通
常は広帯域の特定されるバンド幅を有する。広帯域ＦＤ
Ｍ通信の良く知られている例は、振幅変調（ＡＭ）ラジ
オ周波数バンドであり、アメリカ合衆国に於ては、５５
０ＫＨｚから１６００ＫＨｚに固定されており、各チャ
ンネルの周波数は１０ＫＨｚ離れている。広帯域ＦＤＭ
通信の良く知られている他の例は、Ｆ′Ｎ１ラジオ放送
バンドであり、アメリカ合衆国に於ては、８８ＭＨｚか
ら１０８ＭＨｚの２０Ｍ　Ｈｚの周波数帯域である。

通常、ＦＤＭ通信に用いられる受信器はＩＦ受信器を含
む。ＩＦ受信器は選択的に受信されたチャンネルの変調
されたラジオ周波数（ＲＦ）信号を、ＩＦ搬送波と呼ば
れる低搬送波周波数を有する変調された信号に変換する
。変換された信号は、検出及びデコーディング（ｄｅｃ
ｏｄｉｎｇ）回路に供給され、これら回路は、ＦＭステ
レオチューナーの右と左のオーディオ出力のような適切
な出力信号を供給する。

（発明が解決しようとする課題）一般に、大部分のＩＦ受信器はアナログであり、又実際
のチューナ機能の後に（即ち、チャンネルが選択された
後）、幾らかのデジタル処理を行うＩＦ受信器がある。

１Ｆ受信器に関する重要な考察は、正確な回路製造技術
の必要性、及びそれに付随する手作業の調節を含む。ノ
イズは非常に望ましくない成分であり、設計から製造を
通して常に注意深く考慮しなければならない。歪みの問
題は、ＩＦレシーノく回路全体を通して考えられなけれ
ばならない。望ましくないミキサ生成物が存在し、これ
は対象のチャンネルを歪ませ、ミキサ局部発振器のフィ
ードスルーが問題となる。アナログ構成要素の大部分は
、形が大きく、集積化に適していない。更に、アナログ
構成要素の大部分は、時間と温度変化によって性能がド
リフトしやすく、このドリフトは補償されなければなら
ない。アナログフィルタの特性は、元来非線形位相であ
る。

（問題を解決するための手段）従って、周波数分割多重信号に対して、歪み、ドリフト
、及びアナログＩＦ受信器では限界のある信号・ノイズ
比を伴わないデジタルＩＦ受信器を提供することは有意
義である。

他の利点は、周波数分割多重信号に対して用いるデジタ
ルＩＦ受信器を大量生産技術を用いて、多量に供給でき
ることである。

前述した利点、及び他の利点は、周波数分割多重信号を
受信するための回路、及び受信信号をサンプルされたデ
ジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換器を含む
デジタルＩＦ受信器によって提供することができる。受
信されたデジタル信号周波数に応答するデジタル複合ミ
キサは、受信したデジタル信号を変換し、所望の周波数
の多重チャンネルを出力する。この多重チャンネルの中
心周波数は零であり、信号の複合エンベロープ（ｅｎｖ
ｅｌｏｐｅ）を示す。デジタル・ローパスフィルタ回路
は、デジタルミキサ出力を濾波し、中心が０周波数であ
る濾波された所望のデジタル周波数多重チャンネルを分
離する。濾波されたデジタル周波数多重チャンネルに応
答するデジタル多重ミキサは、選択されたチャンネルを
所定のＩＦ周波数に変換する。

（実施例）以下に示す説明及び図面に於て、同一要素は同一参照番
号によって識別される。

この発明は周波数分割多重（ＦＤＭ）通信システムに関
し、この通信システムは通常、各搬送波周波数によって
特徴が示され、隣り合う周波数バンド、即ちチャンネル
を有する。参照しやすくするために、受信の際に選択即
ちチューニングされる特定のチャンネルは、選択された
チャンネル又は周波数に属していると見なすべきである
。周波数は選択されたチャンネルに関する搬送波周波数
に関する。

所定の通信システムに用いられるＦＤＭ信号は、特定の
帯域幅に制限される。ここで簡単のため、この帯域幅を
周波数分割多重信号帯域、即ちＦＤＭ信号帯域と呼ぶ。

第１図はデジタル中間周波数（ＩＦ）受信器１０を示す
。この受信器１０は、周波数変調（ＦＭ）ラジオ放送帯
域周波数のＦＤＭを受信する。このラジオ放送帯域は、
合衆国に於て８８ＭＨｚと１０８ＭＨｚの間の２０　Ｍ
　Ｈｚ帯域を占有する。

デジタル受信信号１０は、アナログ信号プロセッサー（
ＡＳＰ）２０を含み、ＡＰＳ　　２０はアンテナ１２を
介して所定のＦＤＭ帯域のＦＤＭ信号を受信する。又、
ＡＰＳ　　２０は、サンプリングされたデジタル受信信
号Ｒｓを供給し、この信号Ｒｓは、低周波数帯域に変換
されるＦＤＭ帯域を含む。ＡＳＰの例は、第２図及び第
３図に示される。

第２図に於て、ＡＰＳ　　２０ａはラジオ周波数（ＲＦ
）アンプ１１を含み、アンテナ１２を介して、所定のＦ
ＤＭ信号帯域を有するＦＤＭ信号を受信する。ＲＦアン
プ１１の出力は、ＲＦアンチアライアス（ａｎｔｉ−ａ
ｌｉａｓ）フィルタ１３に供給され、このフィルタ１３
は、濾波されたＲＦ出力を、一般に知られるゲインコン
トロールアンプ（ＯＣＡ）１４に供給する。ＧＣＡ１４
の出力は、高速高精度アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変
換器１５に供給され、この変換器１５はサンプリングさ
れた受信信号Ｒｓを供給する。

ＧＣＡ　　１４は、周期的に更新されるフィードバック
・デジタルコントロールワードによって制御され、この
ワードはデジタル・自動ゲインコントロール（ＤＡＧＣ
）プロセッサ１７によって供給され、ＤＡＧＣプロセッ
サ］７はＡ／Ｄ変換器１５の出力Ｒｓに応答する。ＤＡ
ＧＣプロセッサ１７は、従来のＤＡＧＣプロセッサで良
く、ピーク検出回路及びコントロールワード発生回路を
含む。このコントロールワードは定電流に変換され、Ｇ
ＣＡ　　１４のゲインを制御するのに用いられる。

ＲＦアンチアライアスフィルタ１３の特性は特定の応用
及び要求される内容に依存し、線形位相に非常に近く、
損失は最小であることが望まれる。

一般に、ＲＦアンチアライアスフィルタ１３は、例えば
−３ｄＢのような適切な減衰レベルによって定義される
通過帯域を有し、この通過帯域は、ＦＤＭ帯域の最低周
波数から最高周波数に及んでいる。この通過帯域の外側
に於いて、−１００ｄＢのような適切な拒絶レベルによ
って定義されるストップバンドエツジ（ｓ　ｔｏｐｂａ
ｎｄｅｄｇｅ）は、アライアスされたスペクトルイメー
ジから、フィルタスカート（即ち、通過帯域エツジと隣
接するストップバンドエツジの間の帯域）までの程度に
対するＡ／Ｄ変換器サンプリングレートに依存し、所望
のスペクトルイメージの通過帯域に侵入しない。

従来の分析に従えば、Ａ／Ｄ変換器１５のサンプリング
レートは、次の要因に依存する。即ち（ａ）ベースバン
ド又は帯域通過（バントハス）サンプリングが用いられ
るかどうか、（ｂ）信号の情報帯域幅、及び／又は最高
信号周波数、及び（Ｃ）アライアスされたイメージの位
置である。

ベースバンドサンプリングは、サンプリングされる信号
に含まれる瞬間最高周波数の少なくとも２倍のサンプリ
ングレートを必要とする。サンプルレートが、ＲＦアン
チアライアスフィルタ１３によって供給される信号帯域
幅の少なくとも２倍の帯域幅である限り、バンドパスサ
ンプリングによって、低いバンドエツジの周波数よりも
少ないサンプルレートを用いることができる。しかし、
バンドパスサンプリングによる歪みの無いアライアスさ
れたイメージを得るために、サンプルレートＦｓは、次
の要求に合うように選択される。

Ｆ　３　　＝４　ｎ　Ｆ　ＢＷ＋　Ｆ　Ｌ　　　　　　
　　　　　　　　・−（ｉｌここで、ＦＢＷは、ＦＤＭ
バンドの帯域幅、ｎは整数、ｆｌｌａｍｌはＲＦアンチ
アライアスフィルタのフィルタスカート幅（過渡帯域（
ｔ　ｒａｎｓ　ｉ　ｔ　ｔｏｎ　　ｂａｎｄ）としても
知られる）、ＦＬは所望のアライアスイメージの低域エ
ツジの位置。

ＦＭ放送の実現にあたり、ＲＦアンチアライアスフィル
タ１３は、８８ＭＨｚから１０８ＭＨｚの−３ｄＢバス
バンドを有することができ、ストップバンドエツジにお
いて一１００ｄＢの減衰を有する８　０　Ｍ　Ｈｚと１
１６ＭＨｚのストップバンドエツジを有することができ
る。４ＭＨｚと２４Ｍ　Ｈｚの間に含まれるＦＤＭバン
ドのサンプルされ、アライアス（ａｌｉａｓ）された所
望のイメージを生成するため°に、８４ＭＨｚのバンド
パスサンプルレートが選択される。第５図は、ＦＭ放送
の実現に関して、Ａ／Ｄ変換器１５のサンプルされ受信
された信号出力Ｒｓのスペクトルの成分を示す。良く知
られるように、単一チャンネルアナログ濾波され、サン
プルされた信号のスペクトル成分は、そのサンプリング
のためにネガティブイメージ及びアライアスされたイメ
ージを含む。

第５図に於て、原ＦＤＭバンド内にあるポジティブ及び
ネガチイブのミラーイメージは、影で示される。

第３図に於て、ＡＳＰ　　２０Ｂの他の実施例のブロッ
ク図が示され、ＡＰ５　２０ＢはＲＦアンプ２１１．Ｒ
Ｆアンチアライアスフィルタ２１３、ＧＣＡ　　２１４
、及びＤＡＧＣプロセッサ２１７を含み、ＤＡＧＣプロ
セッサ２１７は、第２図のＡＳＰ２ＯＡの対応する要素
として実質的に同一である。ＯＣＡ　　２１４の出力は
、アナログミキサ２１６に供給され、アナログミキサ２
１６は周波数ｆＬｏの定周波数発振器（ＬＯ）に応答し
、ＦＤＭバンドからベースバンドへの固定周波数シフト
を提供する。ミキサ２１６のアナログ出力はローパスフ
ィルタ２１８に供給され、ローパスフィルタ２１８は、
アンプ２１９へ自身の出力を供給する。アンプ２１９の
出力は、高速高精度アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換
器２１５に供給され、（Ａ／Ｄ）変換器２１５は、サン
プルされた受信信号Ｒｓを供給する。

アナログミキサ２１６は一般的な構成のミキサでよいが
、システムの総合的なエラー見積もり全以内の適切な要
求仕様に対して線形でなければならない。Ｆ　Ｍ放送の
例として、ＬＯ周波数は８４ＭＨｚにすることができ、
この周波数は、ＦＤＭバンドを４ＭＨｚから２４　Ｍ　
Ｈｚに含まれるように変換する。

アンチアライアス・フィルタ２１３の出力に於て供給さ
れる自動ゲインコントロール機能は、口〜バスフィルタ
２１８の出力に於て供給されることができるのは、当業
者にとって明らかである。

ローパスフィルタ２１８は、変換される周波数に於ける
通過帯域エツジｆ　ＰＬＰを有し、この変換される周波
数はＦＤＭバンドの高域通過帯域エツジに一致し、スト
ップバンド　エツジ周波数ｆｓｌｌを有するであろう。

エツジ周波数ｆ　５Ｂは一般に、原Ｆ　Ｄ　Ｍバンドの
低域通過帯域エツジ周波数ｆ　ＰＦＤＭより少ない。従
って原Ｆ　Ｄ　ｋｉバンドに於ける周波数は拒否される
。最も好ましくは、ローパスフィルター２１８のストッ
プバンドエツジ周波数ｆ３．は、Ａ／Ｄ変換器２１５の
サンプルレートＦｓとローパスフィルタ通過帯域エツジ
の間の差の周波数と同−又は、その周波数より少ないの
が望ましい。従って、ローパスフィルタ２１８のストッ
プバンド・エツジ周波数ｆｓＢは、（ａ）次式３に示す
ような特徴となり、（ｂ）最適には次式４に示す特徴を
有することができる。

ｆ　ｓａ＜　ｆ　ＰＰＤＭ　　　　　　　　　　　　　
　　　−（３）ｆ　ｓａ＜　ＦＳ　　−ｆ　ＰＬＰ　　
　　　　　　　　　　　・・・（４）一般に、ローパス
フィルタ２１８の過渡帯域は、ＲＦアンチアライアス・
フィルタ２１３の高域送信帯域に実質的に同一である。

ローパスフィルタは、線形位相に非常に近く、損失が最
小であることが望まれる。

ＬＯ周波数の積分乗数であるＦｓを用いて、ＬＯ周波数
のフィードスルー（ｆｅｅａｔｈｒｏｕｇｈ）を、サン
プルされ変換されたＦＤＭ帯域幅に削除し、従って、ロ
ーパスフィルタ２１８を使用しないこともできる。

上述したように第２図のＡＳＰ　　２ＯＡに関して、ベ
ースバンドサンプリングは、対象とする信号の最高周波
数の少なくとも２倍のサンプルレートを必要とし、例え
ばＦＭ放送の場合、サンプルレートは４８ＭＨｚである
。しかし、更に高いサンプルレートが、理想的ではない
濾波に対してエラーの余裕を提供するために用いること
ができる。

特に、歪みのないサンプルされたベースバンド出力を得
るために、サンプルレートＦｓは、次の基準に合致する
ように選択されるべきである。

Ｆ　５　＞　Ｆ　＊　ｍ　＋　ａ　　　　　　　　　　
　　　・・・（５）Ｆ　ｓ＋＋＋１ｍ−２［ｆ　＋＋ａ
＊ａ　＋　ｆ　ＢＷＩ　　　　　・・・（６）ここで、
Ｆｓｍｉｎは最低サンプルレート、ｆ　ｔ　ｒａｎｓは
ローパスフィルタ２１８又は、ローパスフィルタ２１８
が使用されない場合のＲＦアンチアライアス・フィルタ
２１３の過渡帯域即ちスカート帯域幅である。ｆ　ＢＷ
はＦＤＭバンドのバンド幅である。

Ｆ　Ｍ放送を実現するにあたり、ＲＦアンチアライアス
・フィルタ２１３は、第２図のＡＰＳ２ＯＡのアンチア
ライアスフィルタ１３と特性に関して同一である。前述
したローパスフィルタ２１８についての基準に基づいて
、ローパスフィルタ２１８は、ＦＭ放送の導入に於て、
２４ＭＨｚの通過帯域エツジ、３２ＭＨｚのストップバ
ンド・エツジ（即ち、８　Ｍ　Ｈｚの過渡帯域）を有す
ることができる。式（６）に基づく最低サンプルレート
は、５６ＭＨｚとなり、第６図は、このレートについて
、Ａ／Ｄ変換器２１５のサンプルされた受信信号出力Ｒ
ｓのスペクトル成分を示す。良く知られるように、単一
チャンネルアナログ濾波され、サンプルされた信号のス
ペクトル成分は、サンプル周波数の整数倍付近にネガテ
ィブイメージ及びアライアスされたイメージを含む。

第６図に於て、原ＦＤＭバンドのベースバンド変換内の
ポジティブ及びネガティブのミラーイメージは影で示さ
れる。

より高いサンプルレートを第３図のＡＰＳ２０Ｂに用い
ることができる。これによってローパスフィルタ２１８
に関する厳しい要求を減少させることができるが、Ａ／
Ｄ変換器２１５についての更に厳しい要求が増加する。

例えば、Ｆ　Ｍ放送の例に於ける第２図のＡＰＳ　　２
ＯＡと同じ８４　Ｍ　Ｈｚのサンプルレートを用いるこ
とができる。第７図は８４　Ｍ　Ｈｚのサンプルレート
についてのサンプルされた受信信号のスペクトル成分を
示す。このサンプルレートは、第５図に示されるような
第２図のＡＳＰ　　２ＯＡの出力のスペクトル成分と実
質的に同一である。第７図に於て、原ＦＤＭバンドのベ
ースバンド変換内にあるポジティブ及びネガティブのミ
ラーイメージは影で示される。

アナログ信号プロセッサ２０の流れに沿った回路を容易
に理解するために、ＡＰＳ　　２０の出力に於ける８　
４　Ｍ　Ｈｚのサンプルレートに関してＦＭ放送の例を
説明する。

ＡＰＳ　　２０のサンプルされたデジタル受信信号Ｒｓ
は、デジタル複合ミキサ１９に供給される。

このミキサ１９は、デジタルクワドラチュア周波数総含
ミキサとして第４図に例示される。用語。

複合“はミキサ１９の出力に関しており、このミキサは
同期及びクワドラチュア成分（Ｉ及びＱ）を含み、この
成分は、この分野で良く知られるように”複素数°を用
いて数学的に表現することができる。複素数による表現
に於て、同期及びクワドラチュア成分は、一般に゛リア
ル”及び″イマジナリ゛成分と呼ばれる。

リアル″ミキシングから識別されるように、全てのスペ
クトルが単一方向にシフトされるので（即ち、単一の乗
法のみが用いられる場合）、投合ミキシングが用いられ
る。この゛リアル″ミキシングは重なるイメージを生成
する歪みを誘起することがある。良く知られるように、
リアルミギシングはオリジナルのポジティブ及びネガテ
ィブなスペクトルイメージの４つのイメージを生成する
。それぞれのオリジナルイメージに関して、リアルミキ
ザの出力は、ポジティブ及びネガティブに入れ代わった
２つのイメージを含み、局部発振器周波数が不適切に選
択された場合、重なるイメージによる歪みを生じること
がある。

第４図のデジタル複合ミキサは、デジタルクワドラチュ
ア周波数シンセサイザ１１１を含み、このシンセサイザ
１１１は、チューニングされる特定のチャンネルを指示
するコントロール入力信号を受信する。デジタル周波数
シンセサイザ１１１は、−収約なものでよく、サンプル
されたデジタルのサイン及びコサイン出力を供給する。

この出力はチューニングされる特定チャンネルの搬送波
周波数と同一の周波数を有する。伝統的な表現を用いる
と、デジタルクヮドラチュア周波数シンセサイザ１１１
の出力は、局部発振器（ＬＯ）のクワドラチュア出力と
考えることができる。

デジタルクワドラチュア周波数シンセサイザ１１１のコ
サイン出力は、第１マルチプライア１１９に一人力とし
て供給される。一方、デジタルクワドラチュア周波数シ
ンセサイザ１１１のサイン出力は、第２マルチプライア
１２１の一人力として供給される。サンプルされたＲＦ
信ｑＲｓは、他の入力として、第１マルチプライア１１
９及び第２マルチプライア１２１に各々接続される。

マルチプライア１１９．１２１の出力は各々、複合信号
の同期及びクワドラチュア成分（Ｉ及びＱ）である。こ
の複合信号は、所望のサンプルされアライアスされたＦ
ＤＭバンドイメージ（例示されるＦＭ放送に於ける４　
Ｍ　Ｈｚと２４ＭＨｚの間であった帯域）を含み、この
イメージは、０周波数（ＤＣ）を中心とする選択された
ＦＤＭチャンネルを用いて周波数に関して変換されたも
のである。この周波数変換はデジタルクワドラチュア・
シンセサイザ１１１の周波数によって決定され、このシ
ンセサイザ１１１は自身の入力コントロール信号によっ
て順番に制御される。このＦＭ放送の例に於けるデジタ
ル複合ミキサ１９の複合出力のスペクトル特性は、第８
図に示される。

複合ミキサ１９の出力は、選択されたチャンネル（即ち
、シフトされアライアスされたイメージ及び非選択のチ
ャンネル）を含み、ローパスフィルタはＤＣを中心とす
る選択されたＦＤＭチャンネルを分離する必要がある。

このような濾波は同期及びクワドラチュア成分に対する
非複合濾波をそれぞれ含み、フィルタ係数は単一　リア
ル′成分を含む。即ち、各フィルタ係数のみが単一成分
を有し、°イマジナリ″成分を有することはない。

複合ミキサ１９の出力の低帯域濾波は、適度に鋭いカッ
トオフ、及び線形位相特性を有する単一デジタルフィル
タによって提供することができる。

しかし直列ローパスフィルタ及びリサンブラーベア（ｒ
ｅ−ｓａｍｐｌｅｒ　　ｐａｉｒｓ）を更に効果的な濾
波、及び簡単なフィルタ構成を実現するために用いるこ
とができる。直列のフィルタ／リサンブラーペアによっ
て、各フィルタの通過帯域エツジは、ＤＣを中心周波数
とする所望のチャンネルの通過帯域エツジと同一である
。所定のフィルタのストップバンドエツジは、通過帯域
エツジと同様にフィルタ出力に適用されたりサンプル・
レートによって決定する。各フィルタのストップバンド
圧縮の量は、システム全体に対する許容できるアライア
ス基準によって決定される。直列のフィルタ／リサンブ
ラ回路についての技術的背景にっては、’Ｍｕｌｔ１ｒ
ａｔｅ　Ｄｌｇｉｔａｌ　ＳｌｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓ
ｌｎｇ　　（Ｃｒｏｃｈｌｅｒｅ　ａｎｄ　Ｒａｂｌｎ
ｅｒ、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ、Ｉｎｃ、Ｅｎｇｌ
ｅｖｏｏｄ　　ｅｌｉｆｒｓ、Ｎｅｖ　　Ｊｅｒｓｅｙ
　　ロア８３２゜１９８３）の第５章、更に詳細にはｐ
１９３〜ｐ２５０を参照。

ＦＭ放送の例に於て、多段濾波によって提供される適切
な構成の低帯域濾波は、ＤＣから７５ＫＨｚの通過帯域
、及び約１２５ＫＨｚから始まる約１００ｄＢのストッ
プバンド圧縮を実現することができる。

このＦＭ放送の例に於て更に、デジタル複合ミキサ１９
の複合出力は、第１０−パスフィルタ２１に供給される
。このフィルタ２１は例えば、従来の有限インパルス応
答（ＦＩＲ）フィルタ又は無限インパルス応答（ＩＩＲ
）フィルタによって構成することができる。第１ローパ
スフィルタ２１の出力は、第１リサンブラ回路２３に供
給される。このリサンブラ回路２３は、サンプルレート
を減少させる。このＦ　Ｍ放送の例に於て、８４ＭＨｚ
のサンプルレートは、１／４の係数によって２１ＭＨｚ
に減少する。

リサンブラ２３の出力は第２デジタルローパスフィルタ
２５に供給され、フィルタ２５は更に低帯域濾波を行う
。デジタルフィルタ２５の出力は、第２リサンブラ２７
に供給され、サンプルレートを更に減少する。ＦＭ放送
の例に於て、２１ＭＨｚのサンプルレートは１／４の係
数によって、５．２５ＭＨｚに減少する。

リサンブラ２７の出力は、第３ローパスフィルタ２９に
供給され、第３ローパスフィルタ２９は更に低帯域濾波
を行う。フィルタ２９の出力は、第３リサンブラ３１に
供給され、サンプリングレートを減少する。このＦ　Ｍ
放送の例に於て、５．２５ＭＨｚのサンプルレートは、
１／４の係数によって、１．３１２５ＭＨｚに減少する
。

リサンプラ３１の出力は、第４デジタルローパスフィル
タ３３に供給され、このフィルタ３３は更に低い低帯域
濾波を行う。フィルタ３３の出力は、第４リサンブラ３
５に供給され、リサンブラ３５は更にサンプリングレー
トを減少する。このＦ　Ｍ放送の例においては、１．３
１５ＭＨｚのサンプルレートは、１／２の係数によって
、０．６５６２５　Ｍ　Ｈｚ即ち、６５６．２５ＫＨｚ
に減少する。

第９図は、前述したフィルタ／リサンブラ・ベアの一つ
のスペクトル特性を示し、リサンプリングの結果として
のアライアジングを介して、一般にサンプル周波数の１
／２の周波数付近のフィルタスカートの重なり（ｆｏｌ
ｄｂａｃｋ）が示される。この様な重なりは、フィルタ
ストップバンドが適切に圧縮されなかった場合、ベース
バンド領域での歪みの原因となりえる。

第４リサンブラ３５の出力は、最後のデジタルフィルタ
３７に供給される。デジタルローパスフィルタ３７の出
力は選択されたＦＤＭチャンネルを含み、ＦＤＭチャン
ネルの中心周波数はＤＣであり分離されている。

デジタルＪＦ受信器１０の出力を処理する復調器の選択
に依存し、デジタル口・−バスフィルタ３７の出力は、
デジタル複合ミキサ３９へ供給することができる。ミキ
サ３９は、選択されたＦＤＭチャンネルの周波数を、所
定の中心周波数を有する周波数に変換する。デジタル複
合ミキサ３９は、前述のデジタル複合ミキサ１９と次の
部分を除き同一とすることができる。それは、複合ミキ
サ１９は、固定ＬＯ周波数、及び複合データ入力を使用
することである。本質的に、複合ミキサ１９は、ローパ
スフィルタ３７の複合出力に、局部発振器の出力を掛は
合わせる。ローパスフィルタ３７の各サンプル出力は、
複素数（Ａ＋ｊＢ）によって表すことができ、所定のサ
ンプル時刻に於ける局部発振器の位相は、複素数（ＣＯ
Ｓ　（Ｚ）＋ｊｓｉｎ（ｚ））によって表すことができ
る。

ここでｊは−１の１／２乗を示す。複合ミキサによって
達成される複素乗算は次のように示される。

Ｙ＝　（Ａ＋　ｊ　Ｂ）　＊　（ｃ　ｏ　ｓ　（ｚ）＋
ｊｓｉｎ（ｚ））・・・（７） −（Ａｃｏｓ　　（ｚ）　　−Ｂｓ　　ｉｎ　　（ｚ）
）＋　ｊ　　（Ｂｃｏｓ　　（ｚ）＋Ａｓ　　ｉｎ　　
（ｚ）Ｌ＝（８）ここで、（Ａｃｏｓ　（ｚ）−Ｂｓ　
ｉｎ　（ｚ））はこのサンプル時刻に於ける同期、即ち
リアル成分、（Ｂｃｏｓ　（ｚ）＋Ａｓ　ｔｎ　（ｚ）
）はこのサンプル時刻に於けるクワドラチュア、即ちイ
マジナリ成分である。いうまでもなく、複合ミキサ３９
は従来の構成の複合ミキサでよく、効果的に実際の乗法
を減少又は削除することができる。

デジタル複合ミキサ３９の出力の同期成分は、極小歪み
の選択されたＦ　Ｄ　Ｍチャンネルを表し、このＦＤＭ
チャンネルは、周波数のＤＣ付近で対称であるＩＦ周波
数を中心周波数とする。特にこのＦ　Ｍ放送の例では、
複合ミキサ３９の出力の同期成分は、選択された周波数
分割多重チャンネルを示し、このチャンネルは、例えば
Ｆ　Ｍステレオのように即、デジタル的に復調され、デ
コードされる。

前記ＦＭ受信器は、Ｆ　Ｍ放送信号の受信に関しである
程度説明されたが、この発明は周波数分割複合通信を一
般的に考えるものである。他の応用に関して、サンプル
レート、フィルタ特性、及び他のパラメータは、明らか
に決定されなければならない。当業者によって理解され
るように、このような決定は、従来のアナログシステム
での濾波パラメータ、所望とする最適の利用法、信号・
ノイズ比に関する要求、及びそれぞれの応用に独立した
他の要因に基づくものである。

（発明の効果）開示されたデジタルＩＦ受信器は、ミキサ局部発振器の
フィードスルー（１’ｅｅｄｔｈｒｏｕｇｈ）、局部発
振器のプリントスルー（ｐｒｉｎｔ−ｔｈｒｏｕｇｈ）
　（中間変調歪みのための局部発振器周波数の改変）、
フィルタ位相の非線形性、及びＩＦの覆い（異なる２つ
のＦＤＭチャンネルによって構成されるミキサ生成物に
よるＩＦの差ミキシング）を実質的に削除できる利点を
提供する。ＲＦアンプ及びアナログ・デジタル変換器の
りニアリティと分解能、デジタルフィルタの複雑度、及
び受信器に用いられるデジタル・ワードサイズによって
、性能は任意に高度にすることができる。この処理は、
情報内容と変調に関して独立している。鋭い線形位相デ
ジタル濾波、及びリサンプリングのために信号・ノイズ
比は良い。１Ｆ中間周波数偏重歪みによる誘起電圧、及
びミキサによって生じるエラー成分は、実質的に削除さ
れる。

この発明のデジタルＩＦ受信器は総合することが容易で
、幾つかのＶＬＳＩチップに製作することができる。更
に、この発明のデジタル受信器は製造性に関して非常に
優れている。アンプ、アナログフィルタ、必要であれば
アナログミキサ、及びアナログ・デジタル変換器に関し
て、厳しい回路技術は要求されず、信頼性、一貫性を伴
って製造されるデジタルＩＦ受信器のバランスを保つこ
とができる。デジタルフィルタはアナログフィルタに比
べ、非常に優れた位相リニアリティを有することができ
る。

以上、この発明の特定の実施例について説明されたが、
様々な修正及び変更が特許請求の範囲水されるこの発明
の範囲及び精神を逸脱することなく、当業者によって実
施されるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明によるデジタルＩＦ受信器の略ブロ
ック図であり、ＦＭバンド受信器の特定例が示され、第
２図は第１図のデジタルＩＦ受信器のアナログ信号プロ
セッサの一実施例を示すブロック図、第３図は第１図の
デジタルＩＦ受信器のアナログ信号プロセッサの他の一
実施例を示すブロック図、第４図はデジタルクワドラチ
ュア周波数同期多重ミキサのブロック図を示し、このミ
キサは第１図のデジタルＩＦ受信器の複合デジタルミキ
サとして利用することができ、第５図は受信され、サン
プリングされたデジタル受信放送信号のスペクトル特性
の一例を示し、この信号は第２図のアナログ信号プロセ
ッサのアナログ・デジタル変換器によって供給され、第
６図は受信され、サンプリングされたデジタル受信放送
信号のスペクトル特性の一例を示し、この信号は第３図
のアナログ信号プロセッサのアナログ−デジタル変換器
によって、第１サンプリング周波数について供給され、
第７図は受信され、サンプリングされたデジタルＦ　Ｍ
放送信号のスペクトル特性の一例を示し、この信号は第
３図のアナログ信号プロセッサのアナログ・デジタル変
換器によって、第２サンプリング周波数について供給さ
れ、第８図は周波数変換されたデジタル受信放送信号の
スペクトル特性を示す略図であり、この信号は第１図の
ＩＦ受信器の複合ミキサによって供給され、第９図は第
１図のＩＦ受信器のデジタルフィルタ／リサンブラ一対
のスペクトル特性を示す略図である。１１・・・ＲＦアンプ、１２・・・アンテナ、１３・・
・ＲＦアンチアライアス・フィルタ、１４・・・ゲイン
・コントロールアンプ、１５・・・アナログ・デジタル
変換器、１７・・・ＤＡＧＣプロセッサ、２０・・・ア
ナログ信号プロセッサ、１９・・・デジタル複合ミキサ
、２１・・・デジタルＬＰフィルタ、２３・・・リサン
プリング。出願人代理人　弁理士　鈴江武彦〜

Claims

【特許請求の範囲】

（１）周波数分割多重チャンネルを分離するために使用
する周波数分割多重受信器に於いて、周波数分割多重信
号を受信し、アナログ受信信号を供給する手段と、前記アナログ受信信号をサンプルされたデジタル受信信
号に変換する手段と、前記サンプルされたデジタル受信信号を周波数変換し、
選択されたチャンネルの中心を零周波数に於いて有する
、周波数変換されサンプルされたデジタル受信信号を供
給するためのデジタル複合ミキシング手段と、前記選択されたチャンネルを分離するために、前記変換
されサンプルされたデジタル受信信号を濾波する手段、とを具備することを特徴とする周波数分割多重受信器。
（２）前記濾波する手段は、前記周波数変換されサンプルされたデジタル受信信号に
応答し、第１フィルタ出力を供給する第１デジタル・ロ
ーパスフィルタと、前記第１フィルタ出力に応答する第１サンプルレート減
少回路、とを更に具備することを特徴とする請求項１記載の周波
数分割多重受信器。
（３）前記濾波する手段は、前記第１サンプルレート減
少回路に応答し、第２フィルタ出力を供給する第２デジ
タル・ローパスフィルタを更に含むことを特徴とする請
求項２記載の周波数分割多重受信器。
（４）前記濾波する手段は、前記周波数変換されサンプルされたデジタル受信信号に
応答し、第１フィルタ出力を供給するための第１デジタ
ルローパス濾波手段と、前記第１フィルタ出力に応答し、第２フィルタ出力を供
給するための第２デジタルローパス濾波手段、とを具備することを特徴とする請求項１記載の周波数分
割多重受信器。
（５）前記受信器は、前記濾波する手段に応答し、前記
分離され選択されたチャンネルを所定の中間周波数に変
換するための周波数変換手段を更に具備することを特徴
とする請求項１記載の周波数分割多重受信器。
（６）前記周波数変換手段は、デジタル複合ミキサを具
備することを特徴とする請求項５記載の周波数分割多重
受信器。
（７）周波数分割多重チャンネルを分離するために使用
する周波数分割多重受信器に於いて、周波数分割多重信
号を受信し、アナログ受信信号を供給するための手段と
、前記アナログ受信信号をサンプルされたデジタル受信信
号に変換するための手段と、前記サンプルされたデジタル受信信号に応答し、複合デ
ジタル信号を発生する手段であり、前記複合デジタル信
号は、選択されたチャンネルの中心周波数が零周波数と
なるために、同期及びクワドラチュア成分、及びサンプ
ルされたデジタル受信信号に関して周波数変換されたス
ペクトル成分を有し、前記選択されたチャンネルを分離するために前記複合デ
ジタル信号を濾波する手段、とを具備することを特徴と
する周波数分割多重受信器。
（８）前記濾波する手段は、前記周波数変換されサンプルされたデジタル受信信号に
応答し、第１フィルタ出力を供給する第１デジタル・ロ
ーパスフィルタと、前記第１フィルタ出力に応答する第１サンプルレート減
少回路、とを更に具備することを特徴とする請求項７記載の周波
数分割多重受信器。
（９）前記濾波する手段は、第２フィルタ出力を供給す
るために、前記第１サンプルレート減少回路に応答する
第２デジタル・ローパスフィルタを更に含むことを特徴
とする請求項８記載の周波数分割多重受信器。
（１０）前記濾波する手段は、前記周波数変換されサンプルされた受信信号に応答し、
第１フィルタ出力を供給するための第１デジタル・ロー
パス濾波手段と、前記第１フィルタ出力に応答し、第２フィルタ出力を供
給するための第２デジタル・ローパス濾波手段、とを具備することを特徴とする請求項７記載の周波数分
割多重受信器。
（１１）前記受信器は、前記濾波する手段に応答し、前
記分離され選択されたチャンネルを所定の中間周波数に
変換するための周波数変換手段を更に具備することを特
徴とする請求項７記載の周波数分割多重受信器。
（１２）前記周波数変換手段は、デジタル複合ミキサを
具備することを特徴とする請求項１１記載の周波数分割
多重受信器。
（１３）周波数分割多重チャンネルを分離するために使
用する周波数分割多重受信器に於いて、所定の周波数分
割多重帯域の信号を受信し、アナログ受信信号を供給す
るためのアナログ手段と、前記アナログ受信信号をサン
プルされたデジタル受信信号に変換するためのアナログ
・デジタル変換器と、選択可能の局部発振器周波数に応答する前記サンプルさ
れた受信信号を周波数変換し、周波数変換されサンプル
されたデジタル受信信号を供給するための第１デジタル
複合ミキサであり、前記周波数変換されサンプルされた
デジタル受信信号は、前記局部発振器周波数によって示
されるチャンネルの中心周波数は零周波数に位置し前記周波数変換されサンプルされたデジタル受信信号に
応答し、前記選択されたチャンネルを分離するためのデ
ジタル・ローパス濾波手段と、前記分離されサンプルさ
れたチャンネルを所定の中間周波数に周波数変換するた
めの第２デジタル複合ミキサ、とを具備することを特徴とする周波数分割多重受信器。
（１４）前記デジタル・ローパス濾波手段は、前記周波
数変換されサンプルされたデジタル受信信号に応答し、
第１フィルタ出力を供給する第１デジタル・ローパスフ
ィルタと、前記第１フィルタ出力に応答する第１サンプルレート減
少回路、とを更に具備することを特徴とする請求項１３記載の周
波数分割多重受信器。
（１５）前記デジタル・ローパス濾波手段は、前記第１
サンプルレート減少回路に応答し、第２フィルタ出力を
供給する第２デジタル・ローパスフィルタを更に含むこ
とを特徴とする請求項１４記載の周波数分割多重受信器
。
（１６）前記濾波する手段は、前記周波数変換されサンプルされた受信信号に応答し、
第１フィルタ出力を供給するための第１デジタル・ロー
パス濾波手段と、前記第１フィルタ出力に応答し、第２フィルタ出力を供
給するための第２デジタル・ローパス濾波手段、とを具備することを特徴とする請求項１３記載の周波数
分割多重受信器。
（１７）周波数分割多重チャンネルを分離するために使
用する周波数分割多重受信器に於いて、周波数分割多重
信号を受信し、アナログ受信信号を供給するためのアナ
ログ手段と、前記アナログ受信信号をベースバンド信号に変換するた
めのアナログ手段と、前記ベースバンド信号をサンプルされたデジタル受信信
号に変換するためのアナログ・デジタル変換器と、前記サンプルされた受信信号を周波数変換し、選択され
たチャンネルの中心周波数を零周波数に有する周波数変
換されサンプルされたデジタル受信信号を供給する手段
と、前記選択されたチャンネルを分離するために、前記変換
されサンプルされたデジタル受信信号を濾波する手段、とを具備することを特徴とする周波数分割多重受信器。
（１８）前記濾波する手段は、前記周波数変換されサンプルされたデジタル受信信号に
応答し、第１フィルタ出力を供給する第１デジタル・ロ
ーパスフィルタと、前記第１フィルタ出力に応答する第１サンプルレート減
少回路、とを更に具備することを特徴とする請求項１７記載の周
波数分割多重受信器。
（１９）前記濾波する手段は、前記第１サンプルレート
減少回路に応答し、第２フィルタ出力を供給する第２デ
ジタル・ローパスフィルタを更に含むことを特徴とする
請求項１８記載の周波数分割多重受信器。
（２０）前記濾波する手段は、前記周波数変換されサンプルされたデジタル受信信号に
応答し、第１フィルタ出力を供給するための第１ローパ
ス濾波手段と、前記第１フィルタ出力に応答し、第２フィルタ出力を供
給するための手段、とを具備することを特徴とする請求項１７記載の周波数
分割多重受信器。
（２１）前記受信器は、前記濾波手段に応答し、前記分
離され選択されたチャンネルを所定の中間周波数に変換
するための周波数変換手段を更に具備することを特徴と
する請求項１７記載の周波数分割多重受信器。
（２２）前記周波数変換手段は、デジタル複合ミキサを
具備することを特徴とする請求項２１記載の周波数分割
多重受信器。
（２３）前記アナログ変換手段は、アナログミキサを具
備することを特徴とする請求項１７記載の周波数分割多
重受信器。