JPH09325181A - デジタルセンターラインフィルタ - Google Patents

デジタルセンターラインフィルタ

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JPH09325181A
JPH09325181A JP8346036A JP34603696A JPH09325181A JP H09325181 A JPH09325181 A JP H09325181A JP 8346036 A JP8346036 A JP 8346036A JP 34603696 A JP34603696 A JP 34603696A JP H09325181 A JPH09325181 A JP H09325181A
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    • H03H17/00Networks using digital techniques
    • H03H17/02Frequency selective networks
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、パルススペクトルの単一ライン以
外のすべてをフィルタリングするセンターラインフィル
タを提供することを目的とする。 【解決手段】 レーダ受信機(50)用のセンターライン
フィルタは、アナログフィルタ(54A )とデジタルフィ
ルタ(58A )との縦続接続である。信号はアナログフィ
ルタを通り、そしてアナログデジタルコンバータ(56A
)によりオーバーサンプリングされる。シャープなカ
ットオフFIRフィルタがデジタルフィルタ(58A )と
して使用され、残りの所望されないラインを除去する。
アナログフィルタは、パスバンドにおいて正しい整合フ
ィルタ特性をすでに備えているので、デジタルフィルタ
パスバンドは、故意に広くそして非対称となっている。
デジタルフィルタリング後、フィルタ出力は、所望の出
力データレートを得るために、デシメーションプロセッ
サ(60A )によりデシメートされる。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、レーダ受信機に関
し、特に、デジタルフィルタと結合されたベースバンド
アナログフィルタを含んでいるセンターラインフィルタ
に関する。
【0002】
【従来の技術】本発明は特に、空対空ミサイルで運ばれ
るレーダ受信機に有用性がある。受信機ではアナログセ
ンターラインフィルタが伝統的に使用されており、これ
は、それぞれセンターラインフィルタを必要とするいく
つかのチャネルを持っている。センターラインフィルタ
は、性能がほぼ同一でなければならない。連続信号の周
波数fs におけるデジタルサンプリングは、そのデジタ
ルデータ値がfs の高調波に対するものと同じとなる。
例えば、0.9 fs 、1.9 fs 、2.9 fs 、3.9 fs 等の
間の差を区別することができない。これは、エーリアジ
ングや、フォールディングや、スペクトルのあいまいさ
と呼ばれている。問題は、2つの典型的な信号や多重信
号音において、高周波数干渉信号が所望の信号近くまた
はその上のスペクトルに折り返る(すなわちエーリアジ
ングする)時に生じる。アンチエーリアジングフィルタ
は、デジタルサンプリング前に潜在的なエーリアジング
周波数を取り除く。そしてユーザに信号の正しい周波数
が分かる。古典的なセンターラインフィルタは、対象と
する周波数の非常に狭い領域のみを通過させるので、ス
ーパーアンチエーリアジングフィルタと似ている。した
がってデジタルサンプリング後は、スペクトルエーリア
ジングは存在しない。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】空間(大きさ)の懸念
はアナログフィルタの設計を制限し、アナログフィルタ
の遅いロールオフは、このタイプのフィルタをアンチエ
ーリアジングフィルタとして受け入れ難いものにする。
さらに、アナログフィルタは比較的高価である。従来の
アナログセンターラインフィルタはベースバンドで動作
し、周波数バンドをより高い中間周波数IFに移動させ
ることは、フィルタのQが非常に高いことから困難であ
る。さらに、周波数ドリフトによるチャネルマッチング
要求を満たすことは困難である。
【0004】
【課題を解決するための手段】センターラインフィルタ
装置は、パルス反復周波数(PRF)により特徴付けら
れるパルス信号の周波数スペクトルのfc における単一
ライン以外のすべてをフィルタリングするために説明さ
れている。センターラインフィルタ装置は、PRFに整
合したノイズバンド幅特性を有し、アナログフィルタ信
号を供給するためにパルス信号をフィルタリングするベ
ースバンドアナログフィルタを含んでいる。アナログデ
ジタルコンバータは、アナログフィルタ信号に応答し
て、アナログフィルタ信号をデジタルコンバータ信号に
変換する。コンバータは、PRFと比較して高いレート
で、例えば30対1程度で、アナログフィルタ信号をサ
ンプリングする。デジタルフィルタは、デジタルコンバ
ータ信号を処理し、複素数重み(すなわち、実数部と虚
数部を有する)をデジタルコンバータ信号に加える重み
付け手段を含んでいる。アナログフィルタとデジタルフ
ィルタは組合わされて機能し、fc が中心である狭いパ
スバンドを提供する複合フィルタ応答特性を有するフィ
ルタを提供する。
【0005】本発明のさらに別の観点にしたがうと、フ
ィルタ装置は、予め定められた係数によりデジタルフィ
ルタの出力をデシメートするデシメーションプロセッサ
を含んでいる。この係数は、アナログデジタルコンバー
タがサンプリングされる、PRFの倍数である整数値に
等しくてもよい。
【0006】
【発明の実施の形態】本発明のこれらのおよび他の特徴
ならびに効果は、添付図面をとともに以下の実施例の詳
細な説明から明らかになるであろう。図1は、本発明を
具体化したレーダ受信機50の簡単化されたブロック図で
ある。レーダシステムは、受信信号をアナログ形態で受
信機アナログ部50A に給電するアンテナ40を含んでい
る。この例示的な実施例では、受信機は多重チャネルを
有しており、受信信号をNチャネルに分割して分配する
電力分割器52を含み、この内の一つのみ(チャネルA)
が図1に示されている。各チャネルでは、ベースバンド
アナログセンターラインフィルタ、例えばフィルタ54A
が受信信号をフィルタリングする。技術的によく知られ
ているように、ベースバンドは情報信号のベースすなわ
ち正しい周波数である。無線送信機では、送信のために
高周波数搬送波と信号が混合(あるいは乗算)され、変
調される。受信時では、信号はベースバンドへ周波数的
に復調される。この例示的な適用に対して、信号の内容
が高周波数のためアナログフィルタはベースバンドにあ
る必要がある。現在のアナログデジタル変換技術は、よ
り高いパスバンドからの適用を制限する。しかしながら
一般的に、本発明は、十分に高速なアナログデジタルコ
ンバータを備え、バンドパス(対ベースバンドまたはロ
ーパス)フィルタに後続するデジタルフィルタで使用す
ることができる。
【0007】アナログフィルタ54A によりフィルタリン
グした後、アナログ信号はA/Dコンバータ56A により
デジタル形態に変換され、受信機50のデジタル処理部50
B に送られる。そしてデジタル信号はデジタルセンター
ラインフィルタ58A に送られ、デシメーション処理部60
A によりデシメートされる。デジタルフィルタのデシメ
ート出力は、さらに従来の受信機処理部に送られる。例
示的な実施例では、デジタルフィルタ58A は、有限イン
パルス応答(FIR)フィルタである。
【0008】一般的に、アンテナ40における受信信号
は、アクティブレーダ反射信号であり、送信機パルス反
復周波数すなわちレート(PRF)におけるパルス列で
ある。
【0009】従来のレーダ受信機は、パルス列がアナロ
グセンターラインフィルタを通った後に、入ってくるパ
ルス列をPRFで時にはPRFの2倍でサンプリングす
る。入ってくるパルス列のサンプリングはPRFで実行
することができ、同位相/直角位相(IQ)処理を使用
して、PRFでエーリアス処理する。実数数学的処理す
るより簡単なシステムは、PRFでエーリアジング処理
を達成するためにPRFの2倍でサンプリングしなけれ
ばならない。トレードオフは、I/Qシステムはチャネ
ルごとに2つのA/Dコンバータを必要とするのに対
し、実数処理に対しては、一つのA/Dコンバータが必
要なだけであるということである。例示的な適用では、
本発明にしたがったこのシステムはI/Q処理を使用す
るが、本発明はI/Q処理に依存しない。このような処
理は、必要なA/D速度と要求されるA/Dコンバータ
の数に衝撃を与える。
【0010】本発明にしたがうと、受信信号は非常に高
いレートfs で、例示的な実施例では、PRFのほぼ3
0倍のレートでA/Dコンバータ56A によりサンプリン
グされる。A/Dコンバータに対する入来信号サンプル
周波数fs は、アナログフィルタの減衰により表され
る。このアナログフィルタは、図2に示されているよう
に、所望しない高周波数信号を除去して、サンプリング
後のエーリアジングを排除している。アナログフィルタ
54A が、+fs と−fs のセンターラインフィルタにお
いて信号を除去するように、サンプリング周波数fs が
決められる。潜在的なエーリアジング領域の除去は、サ
ンプリングの前になされる。より高い領域(2fs 、3
fs など)もあるが、fs における第1高調波が最も近
接し最も危険であることは明らかである。これはfs の
最小値を決定する。選択されたfsは、例示的な実施例
では、fs 最小値より大きくて、最も低いPRF高調波
(NXPRF)である。fs をfs 最小値より大きいP
RF多重倍にすることは、さらになる処理のためにデジ
タルフィルタ出力を所望のPRFレートにデシメーショ
ンする際の便宜のためになされる。これは、一般的に入
力信号列PRFと同じではない。さらなる処理のために
確立されるPRFは入力信号列PRFと同じでもよい
が、信号送信機におけるクロックレートが受信機で使用
されているものと異なるクロックであるため、通常は異
なる。
【0011】この例示的な実施例では、A/Dコンバー
タ56A に対するクロックレートCLKは、入力信号列の
PRFの約30倍である。例えば信号列PRFが130 K
Hzであれば、A/Dサンプルレートは約3.75MHzで
ある。この高いサンプル周波数では、sin(x/x)
スペクトル減衰と組合わされたアナログフィルタロール
オフは、エーリアジングが問題でなくなるのに十分であ
る。したがって、PRFに整合されたノイズバンド幅を
有する従来のアナログフィルタは、オーバーサンプリン
グおよび後続するデジタルフィルタリングと組合わされ
た時、アンチエーリアジングフィルタとして使用され
る。
【0012】整合フィルタは、システムに対する入力信
号の信号対ノイズ比を最大にする。時間期間tのパルス
入力は、1/tに比例したマッチングノイズバンド幅を
持っており、例えば、1μに対して1MHzである。簡
単にいうと、信号バンド幅より広いフィルタは、信号よ
り多いノイズを許容することになる。より狭いフィルタ
は、ノイズと信号の両方をカットオフする。整合フィル
タは、可能性ある最高の機能を発揮する。
【0013】入ってくる信号はアナログフィルタ54A に
送られ、そしてコンバータ56A 、例えば12ビットアナ
ログデジタル(A/D)コンバータにより、130 KHz
のPRFに対して約3.75MHzにおいてサンプリングさ
れる。デジタルフィルタ58Aは、所望しないすべてのス
ペクトルラインを除去するシャープなカットオフフィル
タである。パルス列は、PRFだけ間隔が隔てられたス
ペクトルラインを有しており、1/tにおいてゼロであ
るsin(x/x)包絡線で減衰する。パルス列は図3
に示されている。減衰されたスペクトルラインを有する
sin(x/x)包絡線が図4に図示されている。セン
ターラインは、f0 (搬送波基本周波数)におけるライ
ンである。他のラインは所望されない。デジタルフィル
タ58A は、センターラインのみを通す一方、他の所望さ
れないラインを排除する。
【0014】図5は、アナログセンターラインフィルタ
54A の周波数応答、FIRフィルタ58A の周波数応答、
および2つのフィルタ54A および58A の複合周波数応答
を図示しているグラフである。複素数FIR重みを使用
しているFIRデジタルフィルタに対する複合応答が、
非対称FIRパスバンドを生み出し、同様に非対称複合
パスバンドを生み出していることが分かる。フィルタパ
スバンドは、カットオフ周波数により定義され、通常
は、バンド(パスバンド)利得の最大値と比較して−3
dBの点(電力点の半分)である。しかしながら図5で
は、カットオフ周波数が破線として示されている。アナ
ログフィルタ54A がパスバンドにおいてすでに正しい整
合フィルタ特性を備えているので、デジタルフィルタパ
スバンドの上側のカットオフ周波数は、アナログフィル
タのものよりも故意に高くしてある。複合すなわち縦続
フィルタのパスバンドは、アナログフィルタまたはデジ
タルのいずれかのパスバンドより狭い。
【0015】デシメーション機能ブロック60により示さ
れているように、その後FIRフィルタ58A の出力はデ
シメートされ、すなわちn番目ごとのフィルタ出力のみ
が使用され、受信機の次の従来の処理段階に入るデータ
レートは、従来のセンターラインアナログフィルタを備
えた従来のレーダ受信機のものと同じである。デシメー
ションは、デジタル処理部50B において実行される別の
機能として図示されているが、当該技術分野の当業者に
明らかなように、デジタル処理部のFIR機能により実
行することができる。
【0016】アナログフィルタと縦続接続されたデジタ
ルフィルタが所望の結果を達成することを示すために、
シミュレーションが実行された。シミュレーションに対
して、アナログフィルタの応答がデジタルシミュレーシ
ョンで再現され、そして、いくつかの異なるデジタルフ
ィルタモデルが試された。一つのデジタルフィルタモデ
ルは、出力においてデシメーションが生じる、単なる9
0ポイント有限インパルス応答(FIR)フィルタであ
った。A/Dコンバータ56A は、連続的に時間変化する
信号(アナログ)である電圧をサンプリングし、時間的
に離散した点において数(デジタル)を出力する。A/
Dコンバータからのそれぞれの数は、ポイントと呼ばれ
る。図6は、3.6 MHzに対する正規化周波数の関数と
して、3つの90ポイントFIRフィルタの応答を示し
ており、フィルタは重みにおけるビット数のみが異なっ
ている。したがって、重みを規定する12ビット、重み
を規定する14ビット、および浮動小数点(可変ビット
数)重みを有するFIRフィルタの応答が示されてい
る。
【0017】図7は、例示的な単一チャネルFIRフィ
ルタの簡単化した図であり、FIRフィルタは、30で
デシメーションされる90ポイントを持っている。この
例では、3つの並列なFIRフィルタ5824A ,5826A ,
および5828A が必要とされる。一般的に、必要とされる
FIRフィルタの数、すなわち最小数は、デシメーショ
ン係数により分割されるポイントの数より少なくとも大
きい整数である。FIR重みは、図5に示されているよ
うに、FIRフィルタのパスバンドをシフトする複素数
値である。複素数重みを有するデジタルフィルタの設計
は、アナログビデオバンド幅の非対称を無くすことがで
きる。これは、アナログフィルタ設計を用いてはできな
いものである。
【0018】図7は、FIRフィルタへの最初の90個
のデータサンプル入力を示している。このデータサンプ
ルは、遅延無しで第1のフィルタ5824A に入力され、こ
こで複素数重みと乗算される。サンプルの複製信号が第
2のFIRフィルタ5826A に入力される前に、第1の遅
延5820A がサンプルの複製信号に適用され、30サンプ
ルを生成するのに必要なものと等しい時間期間だけ、す
なわち30サンプル遅延だけ、サンプルが遅延される。
遅延サンプルが第3のFIRフィルタ5828A に入力され
る前に、60サンプル期間の第2の遅延5822A がサンプ
ルの他の複製信号に適用される。各FIRフィルタは複
素数重みを各サンプルに適用して、図5に示されている
ように、フィルタのパスバンドをシフトさせる。各累積
器5830A,5832A ,および5834A は、各FIRフィルタ
出力の90サンプルを累積する。デシメーションは各累
積器の出力において生じる。すなわち、90サンプルご
とに1出力だけが各累積器から生じるだけである。した
がって、A/Dコンバータ56A により取られた各30サ
ンプルに対して、3つのFIRフィルタにより、デジタ
ルセンターラインフィルタ58A から一つのサンプルだけ
が生成される。これは、従来のアナログセンターライン
フィルタおよび受信機のものと等価なサンプルデータレ
ートであり、これはPRFにおけるサンプリングを使用
する。この実施例におけるA/DサンプルレートはPR
Fの30倍であったので、各30入力サンプルに対して
1出力サンプルのみが出力され、出力データレートはP
RFと等しいものとなっている。
【0019】図8は、デジタルフィルタ実施例のブロッ
クであり、必要なデシメーションを2つの段階に分割す
る、2つの縦続FIRフィルタ58A1および58A2が含まれ
ている。第1のFIRフィルタ58A1は、6によりデシメ
ートされる18ポイントフィルタであり、5によりデシ
メートされる20ポイントFIRフィルタ58A2がこれに
後続する。この例示的な実施例では全デシメートは、6
×5=30である。
【0020】上記に説明した実施例は単に可能性ある特
定の実施例を単に図示したものであり、本発明の原理の
適用を表しているものであることを理解すべきである。
本発明の技術的範囲を逸脱することなく当該技術分野の
当業者によりこれらの原理にしたがって他の構成が容易
に成し得るものである。
【図面の簡単な説明】
【図1】図1は、本発明を具体化したレーダ受信機の簡
単化したブロック図である。
【図2】図2は、本発明にしたがって図1のレーダ受信
機を構成しているアナログフィルタの、最小デジタルサ
ンプリング周波数に対する応答関係と、デジタルサンプ
リングプロセスから生じる潜在的なエーリアジング周波
数に対するその関係とを図示している。
【図3】図3は、例示的な信号パルス列を図示してい
る。
【図4】図4は、搬送波基本周波数に関するパルス列ス
ペクトルのsin(x/x)包絡線を図示している。
【図5】図5は、図1の受信機を構成しているアナログ
フィルタおよびデジタルFIRフィルタの各周波数応答
とその複合応答を図示している。
【図6】図6は、3.6 MHzに正規化された周波数の関
数として、例示的なFIRフィルタ応答を示している。
【図7】図7は、30でデシメーションされる例示的な
90ポイントFIRフィルタに対する、図1の受信機を
構成する単一チャネルFIRフィルタの簡単化されたブ
ロック図である。
【図8】図8は、2つの段階にデシメーションを分割し
た2つの縦続FIRフィルタを含むデジタルフィルタの
実施例のブロック図である。

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 パルス反復周波数(PRF)により特徴
    付けられる受信パルス信号の周波数スペクトルのfc に
    おける単一ライン以外のすべてをフィルタリングするセ
    ンターラインフィルタ装置において、 前記PRFに整合したノイズバンド幅特性を有し、前記
    受信パルス信号をフィルタリングしてアナログフィルタ
    信号を出力するベースバンドアナログフィルタ(54A )
    と、 前記アナログフィルタ信号に応答し、前記PRFと比較
    して高いレートで前記アナログフィルタ信号をサンプリ
    ングして、前記アナログフィルタ信号をデジタルコンバ
    ータ信号に変換するアナログデジタルコンバータ(56A
    )と、 前記デジタルコンバータ信号に複素数重みを適用する重
    み付け手段を含み、前記デジタルコンバータ信号を処理
    するデジタルフィルタ(58A )とを具備し、 前記アナログフィルタと前記デジタルフィルタは組合わ
    されて、fc における狭いパスバンドを有する複合フィ
    ルタ応答を持つフィルタを提供するように機能すること
    を特徴とするセンターラインフィルタ装置。
  2. 【請求項2】 前記センターラインフィルタ装置が、予
    め定められた係数によりデジタルフィルタの出力をデシ
    メーションするデシメーションプロセッサ(60A )をさ
    らに含むことを特徴とする請求項1記載のセンターライ
    ンフィルタ装置。
  3. 【請求項3】 前記アナログデジタルコンバータが前記
    PRFのn倍に等しいレートで前記アナログフィルタ信
    号をサンプリングし、前記予め定められた係数がnに等
    しいことを特徴とする請求項2記載のセンターラインフ
    ィルタ装置。
  4. 【請求項4】 前記デジタルフィルタ(58A )が有限イ
    ンパルス応答(FIR)デジタルフィルタであることを
    特徴とする請求項1ないし請求項3のいずれか1項記載
    のセンターラインフィルタ装置。
  5. 【請求項5】 前記複合フィルタ応答がゼロ周波数に関
    して非対称であることを特徴とする請求項1ないし請求
    項4のいずれか1項記載のセンターラインフィルタ装
    置。
  6. 【請求項6】 前記アナログフィルタ(54A )がアナロ
    グフィルタパスバンドを有するローパスフィルタであ
    り、前記アナログデジタルコンバータ(56A )のサンプ
    リングレートが潜在的なエーリアジング周波数を決定
    し、前記サンプリングレートは、前記潜在的なエーリア
    ジング周波数を前記アナログフィルタパスバンドの外側
    に位置させるために十分高く、前記アナログフィルタ
    が、前記アナログデジタルコンバータのサンプリングレ
    ートにおけるすべての潜在的なエーリアジング周波数を
    排除することを特徴とする請求項1ないし請求項5のい
    ずれか1項記載のセンターラインフィルタ装置。
  7. 【請求項7】 センターラインフィルタ装置がレーダ受
    信機で使用されることを特徴とする請求項1ないし請求
    項6のいずれか1項記載のセンターラインフィルタ装
    置。
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DE (1) DE69628130T2 (ja)
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