NO319892B1 - Senterlinje-filteranordning - Google Patents

Description

Oppfinnelsen vedrører radarmottakere, og nærmere bestemt en senterlinje-filteranordning for å filtrere ut samtlige unntatt én enkelt linje ved fc av frekvensspektrumet for et mottatt, pulset signal kjennetegnet ved en pulsrepetisjonsfrekvens (PRF).

Til belysning av kjent teknikk skal det vises til US 4.809.203-A1 som beskriver et hyb-rid filter for frekvensdeling av multiplekssignaler, der hybridfilteret omfatter et analogt

filter, en AD-omformer og et digitalt filter, der det analoge filteret først filtrerer et første signal til et andre signal, hvor AD-omformeren konverterer det andre signalet til et digitalt tredje singal, og der det digitale filteret med gitte koeffisienter filtrerer det tredje signalet til et fjerde signal.

Den foreliggende oppfinnelse har særlig anvendbarhet i en radarmottaker som bæres ombord på et luft-til-luft missil. Analoge senterlinjefiltre blir vanligvis anvendt i mottakeren, hvilken har flere kanaler, som hver krever et senterlinjefilter. Senterlinjefiltrene må være nær identiske hva angår ytelse. Digital sampling på frekvens fs av kontinuerlige signaler resulterer i digitale dataverdier som er de samme for harmoniske verdier av fs. Eksempelvis kan man ikke skjelne forskjellen mellom 0,9 fs, 1,9 fs, 2,9 fs, 3,9 fs osv. Dette kalles overlapping (aliasing), eller folding, eller tvetydighet i spektrumet. Proble-met opptrer i to typiske signal- eller flertonetilfeller, når et høyfrekvens interfererende signal folder seg (eller overlapper) tilbake inn i spektrumet nær eller på det ønskede signal. Et antioverlappingsfilter eliminerer de potentielle overlappingsfrekvenser før digital sampling. Brukeren kjenner da den samme frekvensen for signalet. Et vanlig senterlinjefilter er lik et super antioverlappingsfilter på grunn av at det kun slipper gjennom en meget smal region av frekvenser som er av interesse. Deretter, etter digital sampling, finnes der ingen spektral overlapping.

Rom (størrelse) betraktninger begrenser konstruksjonen av analoge filtre, og den lang-somme fallkurve for analoge filtre gjør denne type av filter uakseptabel som et anti-overlappingsfilter. Dessuten er analoge filtre relativt kostbare. Konvensjonelle, analoge senterlinjefiltre opererer på basisbånd, og bevegelse av frekvensbåndet til høyre mel-lomfrekvens ville være vanskelig ettersom Q-faktoren for filteret kan være for høy. Dessuten er det vanskelig å oppnå kanaltilpasningskrav på grunn av frekvensdrift.

Den foreliggende oppfinnelse tilsikter følgelig å avhjelpe de ulemper som er knyttet til den kjente teknikk, og den innledningsvis nevnte senterlinje-filteranordning kjenneteg-nes, ifølge oppfinnelsen ved et basisbånd analogt filter som har en støybåndbredde som er karakteristisk tilpasset nevnte PRF for å filtrere det mottatte, pulsede signal til å gi et analogt filtersignal, analog-til-digital omformer som reagerer på det analoge filtersignalet for å omforme det analoge filtersignalet til et digitalt omformersignal, idet omformeren sampler det analoge filtersignalet på en høy takt sammenlignet med nevnte PRF, et digitalt filter for å behandle de digitale omformersignalene, idet det digitale filteret innbefatter veiningsmiddel for å anvende komplekse vekter på de digitale omformersignalene, og der det analoge filteret og det digitale filteret virker i kombinasjon til å gi et filter som har en sammensatt filterresponskarakteristikk som gir et smalt passbånd ved fe

Nevnte PRF, kan for eksempel være av størrelsesorden 30:1. Med komplekse vekter for-stås at de har en reell del og en imaginær del på de digitale omformersignalene.

I henhold til et ytterligere aspekt ved oppfinnelsen innbefatter filteranordningen en desimeringsprosessor for å desimere utmatningen fra det digitale filteret med en forutbestemt faktor. Denne faktor kan være lik en heltallsverdi som er et multiplum av nevnte PRF på hvilken nevnte analog-til-digitale omformer samples.

Disse og andre utførelsesformer og fordeler ved den foreliggende oppfinnelse fremgår av de vedlagte patentkrav, og vil bli mer åpenbare fra den etterfølgende, detaljerte be-skrivelse av en eksempelvis utførelsesform derav, som vist på de vedlagte tegninger. Fig. 1 er et forenklet blokkskjema over en radarmottaker som omfatter oppfinnelsen. Fig. 2 viser forholdet mellom responsen hos det analoge filteret som omfatter radarmottakeren i fig. 1 og den minimale digitale samplingsfrekvens i henhold til oppfinnelsen. Fig. 2 viser videre frekvensresponsen for det analoge filteret i radarmottakeren og dets forhold til de potentielle overlappingsfrekvenser som skyldes den digitale samplingspro-sess.

Fig. 3a viser et eksempelvis signalpulstog.

Fig. 3b viser sinx/x omhylningskurven for pulstogspektrumet om bærebølgens grunnfrekvens. Fig. 4 viser frekvensresponsene henholdsvis for det analoge filteret og det digitale FIR-filteret (Finite Impulse Response Filter) som omfatter mottakeren i fig. 1, samt deres sammensatte respons. Fig. 5 viser eksempelvis FTR-filterresponser som en funksjon av frekvens normalisert til 3,6 MHz. Fig. 6 viser et forenklet blokkskjema over et enkelt-kanals FIR-filter som omfatter mottakeren i fig. 1, for et eksempelvis 90 punkts FIR-filter med desimering ved 30. Fig. 7 er et blokkskjema over en digital filterutførelsesform som omfatter to kaskadekoblede FTR-filtre med desimering delt over de to trinnene. Fig. 1 er et forenklet blokkskjema over en radarmottaker 50 som omfatter oppfinnelsen. Radarsystemet innbefatter en antenne 40 som mater mottatte signaler i analog form til mottakerens analoge seksjon 50A. I denne eksempelvise utførelsesform har mottakeren flere kanaler og innbefatter en effektdeler 52 som deler og fordeler det mottatte signalet til N kanaler, hvorav bare en av disse (kanal A) er vist i fig. 1.1 hver kanal filtrerer et basisbånd analogt senterlinjefilter, for eksempel filter 54A, det mottatte signalet. Slik det er velkjent innenfor teknikken er basisbånd basisfrekvensen eller den samme frekvensen for informasjonssignalene. Ved en radiosender blir signaler blandet (eller multi-plisert) opp og modulert på en høyfrekvensbærebølge for sending. Ved mottak demodu-leres signalene i frekvens tilbake til basisbåndet. For denne eksempelvise anvendelse trenger analoge filtre å være på basisbånd på grunn av høyfrekvensen i signalinnholdet. Nåværende analog-til-digitale omformingsteknologi begrenser anvendelse fra høyere passbånd. Generelt kan imidlertid oppfinnelsen anvendes med et digitalt filter som føl-ger et passbånd (i forhold til basisbånd eller lavpass) filter med en tilstrekkelig hurtig analog-til-digitalomformer.

Etter filtrering ved hjelp av det analoge filteret 54A, blir det analoge signalet omformet til digital form av A/D omformer 56A, og ført til den digitale behandlingsseksjon 50B i mottakeren 50. Det digitaliserte signalet føres så gjennom et digitalt senterlinjefilter 58A og desimeres så ved hjelp av desimeringsbehandling 60A. Den desimerte utmatning fra det digitale filteret føres til ytterligere konvensjonell mottakerbehandling. I en eksempelvis utførelsesform er det digitale filteret 58A et begrenset impulsrespons (FIR = Finite Impulse Response) filter.

Typisk er det mottatte signalet på antennen 40 det aktive radarretursignalet, og vil være et pulstog på senderens pulsrepetisjonsfrekvens eller takt (PRF).

En konvensjonell radarmottaker sampler det innkommende pulstoget på nevnte PRF eller av og til på to ganger nevnte PRF, etter at pulstoget har passert gjennom det analoge senterlinjefilteret. Samplingen av det innkommende pulstog kan utføres på nevnte PRF og anvendelse i-fase/kvadratur (IQ) behandling vil overlappe på nevnte PRF. Enklere systemer med reell matematikkbehandling må sample på to ganger nevnte PRF for å oppnå overlapping på nevnte PRF. Avveiningen er at I/Q-systemer krever to A/D-omformere pr. kanal, i forhold til kun A/D-omformer for reell behandling. Selv om det er i en eksempelvis anvendelse, anvender det foreliggende system ifølge oppfinnelsen I/Q-behandling, men oppfinnelsen avhenger ikke av I/Q-behandling. Slik behandling har bare påvirkning på den ønskede A/D-hastighet og antallet av A/D-omformere som er nødvendig.

I henhold til denne oppfinnelse blir det mottatte signal samplet av A/D-omformer 56A på en meget høy takt fs, i en eksempelvis utførelsesform på en takt lik ca. 30 ganger nevnte PRF. Det innkommende signals samplefrekvens fs for A/D-omformeren dikteres av dempningen i det analoge filteret som eliminerer uønskede høyfrekvenssignaler for å holde ute overlapping etter sampling, som vist i fig. 2. Samplingsfrekvensen fs velges slik at det analoge filteret 54A har eliminert signaler på senterlinjefilteret +fs og -fs. Dette gjøres forut for sampling for å eliminere regionene som har potentiell overlapping. Der finnes høyere regioner (2fs, 3fs etc.), men det er åpenbart at den første harmoniske på fs er den nærmeste og mest kritiske. Dette bestemmer minimumsverdien av fs. Den valgte fs er den laveste PRF-harmoniske (NXPRF) som er større enn fs minimum, i en eksempelvis utførelsesform. Å gjøre fs et PRF-multiplum større enn fs minimum foretas for hensiktsmessighets skyld ved desimering av det digitale filterets utmatning tilbake ned til en ønsket PRF-takt for ytterligere behandling, hvilken er typisk ikke den samme som det innmatede signaltogs PRF. Den PRF som etableres for den ytterligere behandling kunne være den samme som det innmatede signaltogs PRF, men er vanligvis forskjellig på grunn av at klokkehastigheten på signalsenderen vil være en forskjellig klokke enn den som anvendes i mottakeren.

I denne eksempelvise utførelsesform er takten for klokken CLK for A/D-omformeren 56A omtrentlig 30 ganger nevnte PRF for det innmatede signaltog. Dersom signaltogets PRF er eksempelvis 130 KHz, vil A/D-sampletakten være ca. 3,75 MHz. Ved denne høye samplefrekvens vil det analoge filterets fallkurve kombinert med nevnte sinx/x spektraldempning være tilstrekkelig til at overlapping ikke er et problem. Således blir det konvensjonelle, analoge filter med støybåndbredde tilpasset nevnte PRF anvendt som et anti-overlappingsfilter når det kombineres med oversampling og påfølgende digital filtrering.

Et tilpasset filter maksimaliserer signal/støyforholdet for inngangssignalet til systemet. En pulsinnmatning med tidsvarighet t har en tilpasset støybåndbredde som er proporsjo-nal med l/t, for eksempel 1 \ i i forhold til 1 MHz. Ganske enkelt vil et filter som er bredere enn signalets båndbredde tillate inn mer støy enn signalet. Et smalere filter kutter av både støy og signal. Det tilpassede filter utfører den best mulige jobb.

Det innkommende signal passerer gjennom det analoge filteret 54A og samples så med omformer 56A, for eksempel en 12 biters analog-til-digital (A/D) omformer på ca. 3,75 MHz for en PRF lik 130 KHz. Det digitale filteret 58A er et filter med skarpt avbrekk som eliminerer alle uønskede spektrallinjer. Et pulstog har et spektrum av linjer adskilt med nevnte PRF, som demper i en sinx/x omhylning med et null ved en l/t. Pulstoget er vist i fig. 3a. Sinx/x omhylningskurven med dempet spektrum av linjer er vist på fig. 3b. Senterlinjen er linjen ved fg (bærebølgens grunnfrekvens). De andre linjene er ikke ønsket. Det digitale filteret 58A slipper gjennom kun senterlinjen, mens det avviser de

andre, uønskede linjer.

Fig. 4 er et diagram som viser frekvensresponsen for det analoge senterlinjefilteret 54A, den for FTR-filteret 58A, og den sammensatte frekvensresponsen for de to filtrene 54A og 58A. Det vil sees at den sammensatte responsen, for FIR-digitalfilteret som anvender komplekse FIR-vekter, frembringer et usymmetrisk FIR-passbånd, og likeledes usymmetrisk, sammensatt passbånd. Et filterpassbånd defineres av en grensefrekvens, vanligvis -3 dB punktene (punkter for halv effekt) i forhold til maksimum i bånd (passbånd) forsterkning. Imidlertid, som vist i fig. 4, er grensefrekvensen vist som bruddpunktet. Ettersom det analoge filteret 54A allerede har den korrekte, tilpassede filterkarakteristikk i passbåndet, er det digitale filterets passbånds øvre grensefrekvens med vilje høy-ere enn den for det analoge filteret. Det sammensatte eller kaskadekoblede filterets passbånd er smalere enn passbåndet for enten det analoge filteret eller det digitale filteret.

FTR-filterets 58A utmatning blir så desimert, som angitt med desimeringsfunksjons-blokken 60, dvs. kun hver n'te FTR-filterutmatning anvendes, slik at datatakten inn i neste, konvensjonelle behandlingstrinn av mottakeren er identisk med den for den konvensjonelle radarmottakeren med et konvensjonelt, senterlinjeanalogt filter. Desimeringen, selv om den er vist som en separat funksjon som utføres i den digitale behand-lingsseksjonen SOB, kan utføres med FIR-funksjonen i den digitale behandling, slik det vil være åpenbart for fagfolk.

En simulering ble utført for å demonstrere at et digitalt filter kaskadekoblet med det analoge filteret oppnår de ønskede resultater. For simuleringen ble responsen hos det analoge filteret gjengitt i en digital simulering, og så ble flere forskjellige digitale filtermo-deller forsøkt. En digital filtermodell var et enkelt, begrenset impulsrespons (FIR) filter med 90 punkter med desimering opptredende på utgangen. A/D S6A sampler spenninger som er kontinuerlige, tidsvarierende signaler (analoge) og utmater et nummer på dis-krete punkter i tid (digitalt). Hvert nummer ut av A/D-omformeren kalles et punkt. Fig. 5 viser responsen hos tre 90 punkts FTR-filtre som en funksjon av normalisert frekvens i forhold til 3,6 MHz, med filtrene avvikende kun i antallet av biter i vektene. Således definerer responsene hos FIR-filtre som har 12 biter vektene, 14 biter definerer vektene, og et flytepunkts (variabelt antall av biter) vekter er vist. Fig. 6 er et forenklet skjema over et eksempelvis enkelt kanals FIR-filter, idet nevnte FIR har 90 punkter med desimering med 30. Tre parallelle FTR's 5824A, 5826A og 5828A kreves i dette eksempel. Generelt er antallet av FIR-filtre som behøves, dvs. mi-nimumsantallet, minst heltallet større enn antallet av punkter delt med desimeringsfakto-ren. FIR-vektene er komplekse verdier som forskyver passbåndet for FIR-filteret som vist i fig. 4. Utformingen av det digitale filteret med komplekse vekter tillater analoge, videobåndbreddeasymmetrier å bli eliminert, hvilket ikke er mulig ved å anvende analoge filterkonstruksjoner. Fig. 6 viser de første 90 datasampler innmatet inn i FIR-filteret. Datasamplene introduseres uten forsinkelse inn i det første filteret 5824A, der datasamplene multipliseres med den komplekse vekten. En første forsinkelse 5820A anvendes på en etterligning av samplene før etterligningsamplene introduseres i det andre FIR-filteret 5826A, idet samplene forsinkes med en tidsperiode lik den som behøves for å frembringe 30 sampler, dvs. en 30 sampleforsinkelse. En andre forsinkelse 5822A anvendes på en annen etterligning av samplene, denne med 60 samplevarighet, før de forsinkede sampler introduseres inn i det tredje FIR-filteret 5828A. Hvert FIR anvender en kompleks vekt på hver sample, for derved å forskyve passbåndet for filteret som vist i fig. 4. Respektive akkumulatorer 5830A, 5832A og 5834A akkumulerer 90 sampler fra de respektive FIR-utmatninger. Desimeringen skjer ved utmatningen fra hver akkumulator, i det henseende at kun én utmatning pr. 90 sampler frembringes fra hver akkumulator. Således, med tre FTR'er, frembringes kun 1 sample fra det digitale senterlinjefilteret 58A for hver 30 sampler

som tas av A/D-omformeren 5 6A. Dette er en sampledatatakt som er ekvivalent med den for konvensjonelle analoge senterlinjefiltre og mottagere, hvilke anvender sampling på nevnte PRF. Ettersom A/D-sampletakten i denne utførelsesform var på 30 ganger nevnte PRF, og kun én utmatningsample tilveiebringes for hver 30 innmatede sampler, er utmatningsdatatakten lik nevnte PRF.

Fig. 7 er et blokkskjema over en digital filterutførelsesform som omfatter to kaskadekoblede FIR-filtre 58A1 og 58A2, med den ønskede desimering delt over de to trinnene. Det første FIR-filteret 58A1 er et 18 punkts filter desimert med 6, fulgt av et 20 punkts FIR-filter 58A2 desimert med 5. Den totale desimering i denne eksempelvise utførelses-form er 6 x 5 = 30.

Claims (8)

1. Senterlinjefilteranordning for å filtrere ut samtlige unntatt en enkelt linje ved fc av frekvensspektrumet for et mottatt, pulset signal kjennetegnet ved en pulsrepetisjonsfrekvens(PRF), karakterisert ved : et basisbånd analogt filter (54A) som har en støybåndbredde som er karakteristisk tilpasset nevnte PRF for å filtrere det mottatte, pulsede signal til å gi et analogt filtersignal, analog-til-digital omformer (56A) som reagerer på det analoge filtersignalet for å omforme det analoge filtersignalet til et digitalt omformersignal, idet omformeren sampler det analoge filtersignalet på en høy takt sammenlignet med nevnte PRF, et digitalt filter (5 8A) for å behandle de digitale omformersignalene, idet det digitale filteret innbefatter veiningsmiddel for å anvende komplekse vekter på de digitale omformersignalene, og der det analoge filteret og det digitale filteret virker i kombinasjon til å gi et filter som har en sammensatt filterresponskarakteristikk som gir et smalt passbånd ved fc.

2. Filteranordning som angitt i krav 1, karakterisert ved at dessuten en desimeringsprosessor (60A) for å desimere utmatningen fra det digitale filteret (58A) med en forutbestemt faktor.

3. Filteranordning som angitt i krav 2, karakterisert ved dessuten at analog-til-digital omformeren (56A) sampler det analoge filtersignalet på en takt lik n ganger nevnte PRF, og der den forutbestemte faktor er lik n.

4. Filteranordning som angitt i foregående krav, karakterisert ved dessuten at det digitale filteret (58A) er et bestemt impulsrespons digitalt filter.

5. Filteranordning som angitt i et hvilket som helst foregående krav, karakterisert ved dessuten at den sammensatte filterresponsen er usymmetrisk om nullfrekvens.

6. Filteranordning som angitt i et hvilket som helst foregående krav, karakterisert ved dessuten at det analoge filteret (54A) er et lavpassfil-ter som har et analogt filterpassbånd, idet samplingstakten for nevnte analoge-til-digitale omformer (56A) bestemmer potentiell overlappingsfrekvenser, og samplingstakten er nok til å posisjonere de potentielle overlappingsfrekvenser utenfor det analoge filterets (54A) passbånd, idet det analoge filteret avviser samtlige potentielle overlappingsfrekvenser på samplingstakten for nevnte analog-til-digitale omformer (56A).

7. Filteranordning som angitt i et hvilket som helst foregående krav, karakterisert ved dessuten at anordningen anvendes i en radarmottaker.

8. Filteranordning som angitt i et hvilket som helst foregående krav, karakterisert ved dessuten at nevnte analog-til-digitale omformer sampler det analoge filtersignalet på en høy takt sammenlignet med nevnte PRF.