JP2000505636A - 同一チャネル干渉低減用選択濾波方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 入力信号の複素信号サンプル（ｓ（ｋ））は周波数ダウンシフタ（２３）を介してディジタルフィルタ（２４）と時間周波数変換ユニット（２８）に供給され、入力する信号の帯域幅内の各周波数帯域（ｌ＝１〜６）と関連する複数の周波数成分（Ｓ₁（ｋ）〜Ｓ₆（ｋ））を生成する。最大瞬間エネルギを有する周波数成分が決定され（２９、３０）、濾波される周波数帯域に関するダウンシフト周波数を決定し、ディジタルフィルタに続く相補アップシフトを決定し、出力信号（ｆ（ｋ））を生成する。フィルタは、特に異なるタイプの無線通信システム中の同一チャネル干渉を低減するためには、帯域通過フィルタまたは帯域阻止フィルタとすることができる。

Description

【発明の詳細な説明】発明の名称 同一チャネル干渉低減用選択濾波方法発明の分野 本発明は、所望信号を選択的に濾波し、携帯無線や無線通信システムのような 通信システムにおける同一チャネル干渉を低減する方法に関する。背景技術 同一チャネル干渉（ＣＣＩ）は、通信システム内で所望信号の周波数帯域内に 複数の干渉信号が存在するため発生するものであり、携帯無線やワイヤレス通信 システムにおける周波数再利用容量を制限する主要因となっている。ＣＣＩ信号 は、所望信号の周波数帯域内に落ちてくるたため、従来の濾波技術ではＣＣＩを 減少させることはできなかった。通信システムはこれまで、一般的にキャリア（ 信号）／干渉比、またはＣ／Ｉ比と呼ばれる所望信号強度と干渉信号強度の比を 比較的に高くして良好な通信を維持する方法が一般的であった。 Ｗｅｎ Ｔｏｎｇ等は、同時継続中の「同一チャネル干渉低減」を出願してい る（以下Ｔｏｎｇ出願と呼ぶ）（米国特許優先権出願番号６０／００４，９７９ 、１９９５年１０月１０日出願、この米国出願に基づく優先権主張出願である国 際特許出願ＰＣＴ／ＣＡ９６／００６７２、およびカナダ特許出願番号２，１８ ７，４７８、１９９６年１０月９日出願）。このＴｏｎｇ出願は、ＣＣＩ低減に 関するものであり、単独または組み合わせて使うことによってＣＣＩをかなり低 減できるさまざまな方法を詳述している。これらの方法の１つが選択濾波法であ り、この選択濾波法では、所望信号を構成する複素信号サンプルが、信号帯域幅 全体にわたる狭帯域幅を持つ複数のフィルタから成る選択フィルタバンクに供給 される。フィルタバンクの出力信号は、任意の瞬間において出力のエネルギが最 大であるフィルタから選択される。これは所望信号がＣＣＩより強く、２つの信 号成 分の瞬間周波数は通常異なっていることに基づいている。計算量を減らすため、 複素信号サンプルはフィルタバンクによって濾波される前にダウンコンバートさ れ、選択された出力信号はフィルタバンクによって濾波された後にアップコンバ ートされる。しかし、この方法を使っても入力信号の最大瞬間エネルギを決定す るために全信号帯域幅を濾波する必要があるので、かなりの計算が必要であった 。 本発明は、ＣＣＩ低減のように所望信号を選択的に濾波する改良された方法お よび装置を提供することを目的とする。発明の概要 本発明の一側面によれば、本発明は、濾波される入力信号のサンプルに応答し 、信号の複数の周波数成分を生成する時間周波数変換ユニットと、最大エネルギ を周波数成分の１つとして識別する出力を供給する識別ユニットと、入力信号の より広い帯域幅内で識別された周波数成分の１つと関連して通過帯域または阻止 帯域を供給する前記識別ユニットの出力に応答し、入力信号を濾波して出力信号 を生成するように構成される。 好ましくは、選択フィルタは帯域阻止フィルタによって構成される。また、フ ィルタは、入力信号のサンプルが供給されるディジタルフィルタによって構成さ れる。また、変換ユニットは、ディジタルフィルタのタップ数と同じ数の入力信 号の連続サンプル数に応答するように構成される。 さらに、好ましくは、フィルタは周波数ダウンシフタと周波数アップシフタ間 に結合されたディジタルフィルタによって構成され、周波数ダウンシフタおよび 周波数アップシフタの各々は識別ユニットの出力に応答し、その識別ユニットの 出力と関連する各周波数によって、濾波される信号の周波数をシフトするように 構成される。好ましくは、入力信号のサンプルは複素信号サンプルによって構成 され、周波数ダウンシフタおよび周波数アップシフタの各々は複素周波数乗算器 によって構成される。 本発明の他の側面によれば、本発明は、濾波される入力信号の複素信号サンプ ルに応答し、入力信号の帯域幅内の複数の周波数帯域の各１つと関連する複数の 周波数成分を生成する変換ユニットと、複数の周波数成分に応答し、前記周波数 成分のどれが最大瞬間エネルギを持つかを決定する最大エネルギ決定ユニットと 、最大エネルギ決定ユニットによって最大瞬間エネルギを持つと決定された周波 数成分と関連する周波数帯域に対応したフィルタ通過帯域またはフィルタ阻止帯 域によって入力信号の複素信号サンプルを濾波するためのディジタルフィルタと を備えるように構成される。 この場合、好ましくは、このディジタルフィルタは、入力信号の複素信号サンプ ルと周波数帯域を示す各所定周波数の複素信号サンプルを乗算する複素信号乗算 器および複素信号乗算器からの出力が供給され実数のフィルタ係数を持つディジ タルフィルタによって構成され、その所定周波数は最大エネルギ決定ユニットに よつて最大瞬間エネルギを持つと決定された周波数成分と関連するように構成さ れる。 本発明の他の側面によれば、本発明の入力信号の選択濾波方法は、入力信号を 表わす複素信号サンプルの時間周波数変換を実行し、複数の周波数成分を生成し 、複数の周波数成分のうちのどれが最大の瞬間エネルギを有するかを決定し、入 力信号の帯域幅内で複数のフィルタの通過帯域または阻止帯域の１つを使用して 、また複数の周波数成分のどれが最大瞬間エネルギを持つかの決定に従って、選 択された入力信号を濾波するように構成される。 好ましくは、上記の入力信号を濾波するステップは、決定に依存する周波数に よって入力信号を所定の中心周波数に周波数シフトし、周波数シフトされた信号 を所定の中心周波数で濾波するように構成される。好ましくは、上記の所定の中 心周波数は、ゼロであり、濾波は実数フィルタ係数を用いたディジタル濾波であ る。 さらに、本発明の他の側面によれば、本発明は、通信システム内で受信された 信号の所定の信号帯域幅内にある所望信号との間で生じる同一チャネル干渉を低 減する方法において：本発明の入力信号の選択濾波方法を用いて受信信号を選択 的に濾波し、その受信信号は入力信号から構成され、およびその濾波ステップは 帯域通過濾波から構成されるように構成される。 さらに、本発明の他の側面によれば、本発明は、スペクトル拡散通信システム において、所望信号との干渉を低減する方法において：その干渉は所望信号より 振幅が大きく帯域幅が小さく、上記の入力信号の選択濾波方法を用いて受信信号 を選択的に濾波し、その受信信号は入力信号から構成され、およびその濾波ステ ップは帯域阻止濾波から構成される。図面の簡単な説明 本発明は、添付の図面および次の説明から理解される。 図１は選択フィルタバンクの特性を示す図である。 図２は図１に従ってフィルタ特性を提供するディジタルフィルタの概要図であ る。 図３は本発明の実施の形態における選択フィルタのブロック図である。 図４は選択フィルタ変換ユニットの概要図である。 図５は、本発明の選択フィルタの一般的な構成を示す図である。発明の実施の形態 ワイヤレス通信受信機においては、ＡＭＰＳ（最新式移動電話サービス）のよ うな通信信号や周波数変調（ＦＭ）を使ったＧＳＭ（移動通信用グローバルシス テム）信号は、ＲＦ（無線周波数）回路とダウン・コンバータを介してサンプラ に供給され、そのサンプラは信号サンプルを生成し、その信号サンプルはＡ−Ｄ （アナログディジタル）コンバータによってディジタル形式に変換される。Ｔｏ ｎｇ出願で説明されているように、ディジタル複素信号サンプルはディジタル的 に処理することができ、所望信号の帯域幅内にある同一チャネル干渉（ＣＣＩ） 信号を低減する。セルラ無線通信システムの場合、ＣＣＩはシステムの他のセル 中で周波数を再使用することが原因の場合もあり、および／または通信システム 外の源から発生することもある。よく知られているように、ディジタル信号サン プルは、１以上のＤＳＰ（ディジタル信号プロセッサ）集積回路内で処理される 。好ましくは、このＤＳＰ集積回路は信号を処理するために使用され、それによ ってＣＣＩを低減する。 Ｔｏｎｇ出願で説明されるように、ＣＣＩ削減に使用できる処理の１つが選択 濾波であり、複素信号サンプルは、全信号帯域幅に広がる複数の狭帯域の短いイ ンパルス応答フィルタ（これは矛盾する条件であるが）によって濾波される。フ ィルタバンクの出力信号は、任意の瞬間に出力エネルギが最大であるフィルタか ら選択される。これは、所望信号がＣＣＩより強く、２つの信号成分の瞬間周波 数は通常異なることに基づいている。複数の狭帯域幅フィルタは、単一ディジタ ルフィルタユニットで実行される選択フィルタバンク、および周波数コンバータ で構成される。 選択濾波の動作と効率は、フィルタ帯域の数とフィルタの特性に左右される。 特に、次のような矛盾する要求がある。すなわち、選択性のためには多数の狭い フィルタ帯域が望ましく、必要な処理を減少するためにはフィルタ帯域は少ない 方が望ましく、所望信号の瞬間周波数の変化速度に応答するには十分な帯域幅が あることが望ましく、時間分解能には最短インパルス応答が望ましく、および平 面および線形位相応答の組み合わせが要求される。 以下に説明するように、本発明では上記の要件をうまく妥協させることが可能 である。これは、例えば、ＡＭＰＳシステムに適用され、長球面関数に基づくフ ィルタ設計による６つのＦＩＲ（有限インパルス応答）を用いて、フィルタ帯域 幅とインパルス応答時間の最小の積を得る。選択的に濾波された出力は瞬間エネ ルギ出力が最大のフィルタ帯域からの出力で構成されている。これは、一般的に 弱いＣＣＩと異なり独立して、時間と信号帯域幅に渡って変化する。フィルタ帯 域幅全域ではないが１以上の出力を組み合わせて１つの出力信号を供給できるが 、構成が複雑になる。必要に応じてフィルタ帯域幅の数や特性を変えて使うこと ももちろん可能である。 図１は選択フィルタバンクの周波数応答を示す図であり、所望信号の全帯域幅 に広がる１から６のインデックスｌで示される６つのフィルタ帯域の主ローブが 重なっていることを示している。図１に示された合計信号帯域幅は中心が０ｋＨ ｚで、図に示すように隣接する６つのフィルタ帯域は、中心での周波数間隔がω 。になっている。６つのフィルタ帯域はどれも、各フィルタ帯域の中心周波数を ０ｋＨｚからのオフセットによって周波数変換され、ＤＳＰ中の単一ディジタル フィルタによって供給される。すなわち、濾波される入力複素信号サンプルに各 キ 給され、他の入力には１サンプリング期間の遅延要素を介した信号が供給される 式に従って計算される。逆に、選択されたフィルタ出力は、各周波数オフセット によってアップコンバートされる。 上記のように、各フィルタ帯域幅で濾波を行う方法は、狭い帯域幅と短いイン パルス応答を提供するために望ましいものである。これらの矛盾する要望は、Ｆ ＩＲフィルタ設計技術に基づいた長球面波関数で解決される。長球面関数は以下 の積分方程式を満たす固有関数である。 ここで、ηは積分変数、Ｂはフィルタ帯域幅、ｆは周波数、Ｔ_wはサンプリン グ間隔、Ｓ_nはフィルタの周波数応答を構成する固有関数、λ_nはｎによって特定 さ れる異なる解の固有値である。 上記の積分方程式の左側は、信号が時間ウィンドウで切り取られることを意味 し、右側は原信号と固有値との積を意味している。固有値λ_nが最も大きな信号 は、切り取り後の最大のエネルギを有する。 フィルタ帯域幅とインパルス応答時間の両方（たとえば積）を最小化するため に、ディジタルフィルタを切り取られた長球面関数を使った帯域制限フィルタと して設計しなければならない。切り取り時間ウィンドウを使うとフィルタの帯域 制限がされなくなり、帯域内切り取りエラーとエーリアシングエラーという２種 類のエラーが発生する原因となる。これらのエラーを最小にするためには、フィ ルタインパルス応答が望ましく、このフィルタインパルス応答は、上記の積分方 程式を解いて、最も大きな固有値λ_nを持った固有関数Ｓ_nを選択することによっ て行われる。フィルタのタップ係数は、角長球面関数のサンプルである。 角長球面関数では閉じた形の解を得るのは困難である。１９８６年１０月にカ ナダ、トロント大学のＲｕｉ Ｗａｎｇの博士論文、「非同期サンプリングデー タ受信機」で説明されるように、数値解を使って図１に示されるフィルタ応答が 得られる。係数の詳細は以下の通りである。上記のように、キャリア周波数は同 じ間隔で周波数がシフトされるので、全てのフィルタ帯域は単一のディジタルフ ィルタで実行でき、またフィルタ係数が複素数ではなく実数であるため、処理要 件も減少する。さらに、必要な乗算を半分にするため、フィルタは対称ＦＩＲフ ィルタとして設計される。その結果のフィルタ設計を図２に示す。 図２において、ディジタルフィルタは１１個の複素信号遅延要素１０の遅延ラ インを形成する１２タップのディジタルフィルタで、各要素は１つのサンプリン グ期間Ｔの遅れを有する。ライン１１上の複素入力信号はこの遅延要素を通過す る。６個の複素信号加算器１１は遅延ラインに沿った対称点で複素信号を加算す る。すなわち、ライン１１と１１番目の遅延要素の出力、１番目の遅延要素の出 力と１０番目の遅延要素の出力、２番目の遅延要素の出力と９番目の遅延要素の 出力、３番目の遅延要素の出力と８番目の遅延要素の出力、４番目の遅延要素の 出力と７番目の遅延要素の出力、５番目の遅延要素の出力と６番目の遅延要素の 出力とを加算する。その結果の複素信号は、６個の複素数−実数乗算器１３で、 それぞれ実数係数ｈ₀からｈ₅と乗算される。この複素信号出力はさらに他の５個 の複素信号加算器１４で合計され、ライン１５上に複素信号出力を供給する。上 記のようにｈ₀からｈ₅の係数値は以下の表の通りである。 Ｔｏｎｇ出願に説明されている選択フィルタでは、フィルタ帯域からの６つの 複素信号出力は各エネルギ計算機ユニットに供給され、最大エネルギセレクタは 最大瞬間エネルギ出力を有するフィルタ帯域のインデックスを決定する。次に、 このフィルタ帯域の出力は、選択フィルタの出力として選択される。上記のよう にこれは効果的ではあるが、濾波が全周波数帯域の各サンプルについて行われる ため、かなりの計算が必要になるという欠点がある。 この欠点はフィルタ帯域が増えるとさらに重大なものになるが、本発明による 選択濾波を用いることによってこの欠点を低減または回避することができる。次 に、その一例を図３で説明する。一般的に、本発明の実施の形態による選択フィ ルタは２つのパスを含む。１つは選択濾波機能を提供するパスで、もう１つのパ スは時間周波数変換を実行し、変換された周波数成分の瞬間エネルギを決定し、 選択濾波機能を制御するパスである。 図３において、選択的に濾波された入力複素信号サンプルｓ（ｋ）は入力端子 ２０からライン２１を介して最初のパスに供給され、ライン２２を介して２番目 のパスに供給される。最初のパスは、複素信号乗数２３で構成される周波数ダウ ンコンバータ、上記の図２で説明された１２タップディジタルフィルタ２４、お よび複素信号乗算器２５で構成される周波数アップコンバータから構成される。 ライン２１上の各入力サンプルは複素信号乗算器２３によってダウンシフトされ 、以下の説明のようにスイッチ２６によって選択された６つのキャリアの１つと 乗算される。乗算器２３の出力はディジタルフィルタ２４によって濾波され、濾 波されたサンプルは複素信号乗算器２５によってアップシフトされ、以下に説明 するスイッチ２７によって選択された６つのキャリア周波数の１つを掛ける。６ つのキャリア周波数の数はフィルタ帯域の数と対応する。乗算器２５の出力は、 選択フィルタの出力を構成する複素信号サンプルｆ（ｋ）である。 入力複素信号サンプルはライン２２を介してＦＦＴ（高速フーリエ交換）ユニ ット２８にも供給され、このＦＦＴユニット２８は、ディジタルフィルタ２４の １２タップに対応する時間ドメイン中の１２の連続サンプルを、６つのフィルタ 帯域に対応する周波数ドメイン中の６つの複素信号成分Ｓ₁（ｋ）からＳ₆（ｋ） に複素変換する。周波数成分Ｓ₁（ｋ）からＳ₆（ｋ）は、各エネルギ計算ユニッ ト２９に供給される。各エネルギ計算ユニット２９は、例えば、供給された信号 の複素共役を生成する機能と、供給された信号に複素共役を乗算し供給された信 号のエネルギを表わす出力信号を生成する複素信号乗算器から構成される。ユニ ット２９からの出力信号は最大エネルギセレクタ３０に入力され、エネルギ出力 が最大である信号のインデックスｌを決定する。このインデックスｌは６つのフ ィルタ帯域に対応した１から６の値を持っており、ライン３１を介して制御信号 としてスイッチ２６と２７へ供給される。処理要件を減らすため、またサンプリ ング速度と比べ選択インデックスｌの変化速度は遅いため、ライン３１には点線 で示されるデシメータ３２をオプションで含むことができる。このデシメータ３ ２は、十進係数２を含み、選択インデックスｌの交互の決定を無視してスイッチ ２６と２７を制御する。 図３に示すように、また図１の周波数帯域の図から分かるように、複素信号サ ンプルをダウンシフトまたはアップシフトするキャリア周波数は、複素信号サン スイッチ26と27を制御するライン31上の選択インデックスｌに従って異なる入力 サンプルによって決定される。また、Δωは全周波数帯域に共通な周波数オフセ ットで全体の信号帯域幅の半分に等しく、ディジタルフィルタ２４は任意の瞬間 にどの周波数帯域が選択されても中心周波数０で動作する。 図４は、ＦＦＴユニット２８の一例を示す図である。ライン２２上の入力複素 信号サンプルｓ（ｋ）は、複素信号乗算器４０内でキャリア周波数のサンプルを 乗算することによって中心周波数０にダウンシフトされる。乗算器４０からのサ ンプル出力は１１の複素信号遅延要素からなる遅延ラインに供給され、各遅延ラ インは１サンプリング期間Ｔだけ遅延し、１２の連続的な遅延サンプルＳ₀から Ｓ₁₁までを生成する。これらは４つのブロックに分けて、９つの複素信号乗算器 ４４と６つの複素信号加算器４６からなる変換機能ユニットに供給され、各出力 で周波数成分Ｓ₁（ｋ）からＳ₆（ｋ）を生成する。このように、サンプルＳ₀は １つの入力に供給され、サンプルＳ₃、Ｓ₆、Ｓ₉は各乗算器４４を通じ、加算器 ４６の他の入力に供給され、周波数成分Ｓ₁（ｋ）が生成される。 同様に、サンプルＳ₂は１つの入力に供給され、サンプルＳ₅、Ｓ₈、Ｓ₁₁は、 各乗算器４４を通じて他の加算器４６の別の入力に供給され、周波数成分Ｓ₆（ ｋ）が生成される。さらに、サンプルＳ₁は１つの入力に供給され、サンプルＳ₄ 、Ｓ₇、Ｓ₁₀は各乗算器４４を通じて他の４つの加算器４６の他の入力に供給さ れ、これらの加算器の入力にある乗算器によって入力が調整され、他の４つの周 波数成分Ｓ₂（ｋ）からＳ₅（ｋ）が生成される。 上記の説明から分かるように、ＦＦＴユニット２８は選択フィルタのフィルタ 帯域に対応して、高速で比較的簡単な計算方法で、周波数成分を生成する。これ は選択フィルタ自体の要件を満たすほど正確ではないが、ユニット２９と３０が 最大瞬間エネルギを有するフィルタ帯域のインデックスｌを決定するには十分で ある。次に、このインデックスｌは、スイッチ２６と２７を制御するために使わ れ、ディジタルフィルタ２４によって濾波される入力サンプルに対してアップシ フトとダウンシフトの適正なキャリア周波数を選択する。従つて、ディジタルフ ィルタ２４は、任意の瞬間に１つだけ選択されたフィルタ帯域を正確に濾波する ために使われる。従って、図３の選択フィルタは、図１に示すようにフィルタ帯 域に従って正確な濾波をするに必要な計算上の要求を大幅に低減する。 上記のように、ユニット２８はＦＦＴを実行するけれども、入力信号サンプル の時間ドメインからフィルタ帯域に対する周波数ドメインまで、ハートレー変換 やコサイン変換などの他の変換を使ってもよい。 上記のように、変換機能はディジタルフィルタ２４の１２のタップに一致した １２の連続サンプル上で動作する。これは上記の本発明の実施の形態において、 正確に選択濾波をするために望ましいことである。けれども、これは本質的なこ とでなく、特に正確な濾波が必要ではないとき、変換機能はディジタルフィルタ のタップ数とは違うサンプル数で動作することもできる。 たとえば、本発明の実施の形態はＡＭＰＳ信号の選択濾波に関し、同一チャネ ル干渉を低減し、従って、選択フィルタはＡＭＰＳチャネルの広帯域幅から選択 された通過帯域を供給する。逆に、たとえば、スペクトル拡散の一部のみを占め る周波数で比較的強い干渉信号（たとえば、ＡＭＰＳ信号を構成する）によるＣ ＤＭＡ（コード分割多重アクセス）を使ったスペクトル拡散信号などの広帯域信 号を伴う干渉を低減するために本発明を適用することも可能である。 この場合、上記と同じ方法で時間周波数変換機能を含む２番目のパスを使って 、スペクトル拡散のより広い周波数帯域内で複数の周波数帯域の１つに起きる干 渉信号の比較的大きなエネルギを検出することもできる。周波数帯域には、たと えば、４１のような比較的大きな数もありうる。この場合、最初のパス内のディ ジタルフィルタは帯域阻止フィルタの場合もあり、この場合、最初のパスの出力 によつて選択帯域内で信号を減衰するように制御され、それによって強い干渉信 号を減衰する。この場合、特に正確な濾波は必要ないので、ディジタルフィルタ の タップ数と変換機能が実施されるサンプル数との間には必ずしも相関はない。こ の原則は、１以上の干渉信号を同時に減衰する時にも適用できる。 同様に、上記に詳述された発明の実施の形態においては、６つの周波数帯域の うち１つだけが選択され選択フィルタを通過する。しかしながら、同じ原理が任 意の瞬問の全てはないが１以上の周波数帯域を選択するために応用でき、必要に 応じて重み付けをしまたは重み付けをしないで、選択された周波数帯域の出力を 合成して、選択フィルタから出力信号サンプルを生成することもできる。 図５は、本発明の選択フィルタの一般的な形式を示す図である。図５に示すよ うに、濾波される入力信号はフィルタ５０に供給され、その出力は出力信号を構 成する。入力信号のサンプルは変換ユニット５１に供給され複数の周波数成分を 生成し、それに続くユニット５２は最大エネルギを持つこれらの周波数成分の少 なくとも１つを識別し、その結果に従ってフィルタ５０を制御する。フィルタ５ ０はディジタルフィルタが望ましく、この場合、変換ユニット５１に供給される 同じ入力信号サンプルがフィルタ５０にも供給される（つまり、図５の２つの入 力信号パスは、上記のライン２１と２２と同じように接続できる）。しかしなが ら、かならずしもそのようにする必要はない。フィルタ５０は上記のように、Ａ ＭＰＳシステムの場合は帯域濾波フィルタとし、スペクトル拡散システムの場合 は帯域阻止フィルタとすることもできる。この場合、ユニット５２によって識別 された最大エネルギ成分は、信号のより大きな帯域幅内のフィルタの通過帯域ま たは阻止帯域を決定する。 このように、本発明の特許請求の範囲から離れることなく、本発明の実施の形 態に対して、さまざまな変更、変化、応用が可能である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ワング・ルイ カナダ国，ケイ２シー ３エル６，オンタ リオ，オタワ，ダイネス ロード 900, アパートメント 1204

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 濾波される入力信号のサンプルに応答し、信号の複数の周波数成分を生成 する時間周波数変換ユニットと、 最大エネルギを周波数成分の１つとして識別する出力を供給する識別ユニット と、 入力信号のより広い帯域幅内で識別された周波数成分の１つと関連して通過帯 域または阻止帯域を供給する前記識別ユニットの出力に応答し、入力信号を濾波 して出力信号を生成することを特徴とする選択フィルタ。 ２． 請求項１記載の選択フィルタにおいて： 前記選択フィルタは帯域阻止フィルタによって構成されることを特徴とするす る選択フィルタ。 ３． 請求項１記載の選択フィルタにおいて： 前記フィルタは角長球面関数によって通過帯域を供給することを特徴とする選 択フィルタ。 ４． 請求項１、２または３のいずれかに記載の選択フィルタにおいて： 前記フィルタは入力信号のサンプルが供給されるディジタルフィルタによって 構成されることを特徴とする選択フィルタ。 ５． 請求項１，２または３のいずれかに記載の選択フィルタにおいて： 前記フィルタは周波数ダウンシフタと周波数アップシフタ管に結合されたディ ジタルフィルタによって構成され、周波数ダウンシフタおよび周波数アップシフ タの各々は識別ユニットの出力に応答し、前記識別ユニットの出力と関連する各 周波数によって、濾波される信号の周波数をシフトすることを特徴とする選択フ ィルタ。 ６． 請求項５記載の選択フィルタにおいて： 前記入力信号のサンプルは複素信号サンプルによって構成され、周波数ダウン シフタおよび周波数アップシフタの各々は複素周波数乗算器によって構成される ことを特徴とする選択フィルタ。 ７． 濾波される入力信号の複素信号サンプルに応答し、入力信号の帯域幅内の 複数の周波数帯域の各１つと関連する複数の周波数成分を生成する変換ユニット と、 複数の周波数成分に応答し、前記周波数成分のどれが最大瞬間エネルギを持つ かを決定する最大エネルギ決定ユニットと、 前記最大エネルギ決定ユニットによって最大瞬間エネルギを持つと決定された 周波数成分と関連する周波数帯域に対応したフィルタ通過帯域またはフィルタ阻 止帯域によって入力信号の複素信号サンプルを濾波するためのディジタルフィル タとを備えたことを特徴とする選択フィルタ。 ８． 請求項７記載の選択フィルタにおいて： 前記ディジタルフィルタは、入力信号の複素信号サンプルと前記周波数帯域を 示す各所定周波数の複素信号サンプルを乗算する複素信号乗算器および複素信号 乗算器からの出力が供給され実数のフィルタ係数を持つディジタルフィルタによ って構成され、前記所定周波数は前記最大エネルギ決定ユニットによって最大瞬 間エネルギを持つと決定された周波数成分と関連することを特徴とする選択フィ ルタ。 ９． 請求項４乃至８のいずれかに記載の選択フィルタにおいて： 前記変換ユニットは、ディジタルフィルタのタップ数と同じ数の入力信号の連 続サンプル数に応答することを特徴とする選択フィルタ。 １０． 請求項１乃至９のいずれかに記載の選択フィルタにおいて： 前記変換ユニットは入力信号のサンプルの高速フーリエ変換を実行するように 構成されることを特徴とする選択フィルタ。 １１． 入力信号を表わす複素信号サンプルの時間周波数変換を実行し、複数の 周波数成分を生成し、 前記複数の周波数成分のうちのどれが最大の瞬間エネルギを有するかを決定し 、 入力信号の帯域幅内で複数のフィルタの通過帯域または阻止帯域の１つを使用 して、また複数の周波数成分のどれが最大瞬間エネルギを持つかの決定に従って 、選択された入力信号を濾波することを特徴とする入力信号の選択濾波方法。 １２． 請求項１１記載の方法において： 前記の入力信号を濾波するステップは、上記の決定に依存する周波数によって 入力信号を所定の中心周波数に周波数シフトし、周波数シフトされた信号を前記 所定の中心周波数で濾波することを特徴とする入力信号の選択濾波方法。 １３． 請求項１２記載の方法において： ・前記所定の中心周波数は、ゼロであり、濾波は実数フィルタ係数を用いたディ ジタル濾波であることを特徴とする入力信号の選択濾波方法。 １４． 請求項１１，１２または１３のいずれかに記載の方法において： 前記の濾波ステップは、ディジタル濾波におって行われ、時間周波数変換はデ ィジタルフィルタのタップ数と同じ数の入力信号の連続複素信号サンプルについ て実行されることを特徴とする入力信号の選択濾波方法。 １５． 通信システム内で受信された信号の所定の信号帯域幅内にある所望信号 との間で生じる同一チャネル干渉を低減する方法において： 請求項１１乃至１４のいずれかに記載の方法を用いて受信信号を選択的に濾波 し、その受信信号は入力信号から構成され、およびその濾波ステップは帯域通過 濾波から構成されることを特徴とする同一チャネル干渉低減方法。 １６． スペクトル拡散通信システムにおいて、所望信号との干渉を低減する方 法において： その干渉は所望信号より振幅が大きく帯域幅が小さく、請求項１１乃至１４の いずれかに記載の方法を用いて受信信号を選択的に濾波し、その受信信号は入力 信号から構成され、およびその濾波ステップは帯域阻止濾波から構成されること を特徴とするチャネル干渉低減方法。