JP3486849B2 - 入力信号濾波用選択フィルタ - Google Patents
入力信号濾波用選択フィルタInfo
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/12—Frequency diversity
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
発明の分野
本発明は、所望信号を選択的に濾波し、携帯無線や無
線通信システムのような通信システムにおける同一チャ
ネル干渉を低減する方法に関する。
線通信システムのような通信システムにおける同一チャ
ネル干渉を低減する方法に関する。
背景技術
同一チャネル干渉（CCI）は、通信システム内で所望
信号の周波数帯域内に複数の干渉信号が存在するため発
生するものであり、携帯無線やワイヤレス通信システム
における周波数再利用容量を制限する主要因となってい
る。CCI信号は、所望信号の周波数帯域内に落ちてくる
ため、従来の濾波技術ではCCIを減少させることはでき
なかった。通信システムはこれまで、一般的にキャリア
（信号）／干渉比、またはC/I比と呼ばれる所望信号強
度と干渉信号強度の比を比較的に高くして良好な通信を
維持する方法が一般的であった。
信号の周波数帯域内に複数の干渉信号が存在するため発
生するものであり、携帯無線やワイヤレス通信システム
における周波数再利用容量を制限する主要因となってい
る。CCI信号は、所望信号の周波数帯域内に落ちてくる
ため、従来の濾波技術ではCCIを減少させることはでき
なかった。通信システムはこれまで、一般的にキャリア
（信号）／干渉比、またはC/I比と呼ばれる所望信号強
度と干渉信号強度の比を比較的に高くして良好な通信を
維持する方法が一般的であった。
Wen Tong等は、同時継続中の「同一チャネル干渉低
減」を出願している（以下Tong出願と呼ぶ）（米国特許
優先権出願番号60/004,979、1995年10月10日出願、この
米国出願に基づく優先権主張出願である国際特許出願PC
T/CA96/00672、およびカナダ特許出願番号2,187,478、1
996年10月９日出願）。このTong出願は、CCI低減に関す
るものであり、単独または組み合わせて使うことによっ
てCCIをかなり低減できるさまざまな方法を詳述してい
る。これらの方法の１つが選択濾波法であり、この選択
濾波法では、所望信号を構成する複素信号サンプルが、
信号帯域幅全体にわたる狭帯域幅を持つ複数のフィルタ
から成る選択フィルタバンクに供給される。フィルタバ
ンクの出力信号は、任意の瞬間において出力のエネルギ
が最大であるフィルタから選択される。これは所望信号
がCCIより強く、２つの信号成分の瞬間周波数は通常異
なっていることに基づいている。計算量を減らすため、
複素信号サンプルはフィルタバンクによって濾波される
前にダウンコンバートされ、選択された出力信号はフィ
ルタバンクによって濾波された後にアップコンバートさ
れる。しかし、この方法を使っても入力信号の最大瞬間
エネルギを決定するために全信号帯域幅を濾波する必要
があるので、かなりの計算が必要であった。
減」を出願している（以下Tong出願と呼ぶ）（米国特許
優先権出願番号60/004,979、1995年10月10日出願、この
米国出願に基づく優先権主張出願である国際特許出願PC
T/CA96/00672、およびカナダ特許出願番号2,187,478、1
996年10月９日出願）。このTong出願は、CCI低減に関す
るものであり、単独または組み合わせて使うことによっ
てCCIをかなり低減できるさまざまな方法を詳述してい
る。これらの方法の１つが選択濾波法であり、この選択
濾波法では、所望信号を構成する複素信号サンプルが、
信号帯域幅全体にわたる狭帯域幅を持つ複数のフィルタ
から成る選択フィルタバンクに供給される。フィルタバ
ンクの出力信号は、任意の瞬間において出力のエネルギ
が最大であるフィルタから選択される。これは所望信号
がCCIより強く、２つの信号成分の瞬間周波数は通常異
なっていることに基づいている。計算量を減らすため、
複素信号サンプルはフィルタバンクによって濾波される
前にダウンコンバートされ、選択された出力信号はフィ
ルタバンクによって濾波された後にアップコンバートさ
れる。しかし、この方法を使っても入力信号の最大瞬間
エネルギを決定するために全信号帯域幅を濾波する必要
があるので、かなりの計算が必要であった。
本発明は、CCI低減のように所望信号を選択的に濾波
する改良された方法および装置を提供することを目的と
する。
する改良された方法および装置を提供することを目的と
する。
発明の概要
本発明の一側面によれば、本発明は、入力信号の帯域
内で、複数の周波数帯域の周波数成分を生成するため
に、入力信号に対応した変換入力信号のサンプルの時間
周波数変換を行う変換ユニットと、その変換ユニットに
よって生成された周波数成分の１つを最大エネルギとし
て識別する出力を供給する識別ユニットと、入力信号に
対応している濾波入力信号に応じて出力信号を生成し、
複数の通過帯域または阻止帯域濾波を行い、各帯域は入
力信号の複数の周波数帯域の各々と関連し、前記の識別
ユニットによって供給された出力によって識別された最
大エネルギの周波数成分と関連する周波数帯域で、濾波
入力信号を濾波する濾波手段とを備えるように構成され
る。
内で、複数の周波数帯域の周波数成分を生成するため
に、入力信号に対応した変換入力信号のサンプルの時間
周波数変換を行う変換ユニットと、その変換ユニットに
よって生成された周波数成分の１つを最大エネルギとし
て識別する出力を供給する識別ユニットと、入力信号に
対応している濾波入力信号に応じて出力信号を生成し、
複数の通過帯域または阻止帯域濾波を行い、各帯域は入
力信号の複数の周波数帯域の各々と関連し、前記の識別
ユニットによって供給された出力によって識別された最
大エネルギの周波数成分と関連する周波数帯域で、濾波
入力信号を濾波する濾波手段とを備えるように構成され
る。
好ましくは、濾波手段は、角長球面関数によって通過
帯域濾波を行うフィルタ含み、また入力信号のサンプル
が供給されるディジタルフィルタによって構成される。
また、変換ユニットは、ディジタルフィルタのタップ数
と同じ数の入力信号の連続サンプル数に応答するように
構成される。
帯域濾波を行うフィルタ含み、また入力信号のサンプル
が供給されるディジタルフィルタによって構成される。
また、変換ユニットは、ディジタルフィルタのタップ数
と同じ数の入力信号の連続サンプル数に応答するように
構成される。
さらに、好ましくは、濾波手段は、フィルタは周波数
ダウンシフタと周波数アップシフタ間に結合されたディ
ジタルフィルタによって構成され、周波数ダウンシフタ
および周波数アップシフタの各々は識別ユニットの出力
に応答し、その識別ユニットの出力と関連する各周波数
によって、濾波入力信号の周波数をシフトするように構
成される。好ましくは、入力信号のサンプルは複素信号
サンプルによって構成され、周波数ダウンシフタおよび
周波数アップシフタの各々は複素周波数乗算器によって
構成される。
ダウンシフタと周波数アップシフタ間に結合されたディ
ジタルフィルタによって構成され、周波数ダウンシフタ
および周波数アップシフタの各々は識別ユニットの出力
に応答し、その識別ユニットの出力と関連する各周波数
によって、濾波入力信号の周波数をシフトするように構
成される。好ましくは、入力信号のサンプルは複素信号
サンプルによって構成され、周波数ダウンシフタおよび
周波数アップシフタの各々は複素周波数乗算器によって
構成される。
本発明の他の側面によれば、本発明の選択フィルタに
おいて、変換入力信号および濾波入力信号は、入力信号
の複素信号サンプルであり、変換ユニットは、入力信号
の複素信号サンプルに応答して、入力信号の複数の周波
数成分を生成し、識別ユニットは、複数の周波数成分に
応答し、周波数成分のどれが最大瞬間エネルギを持つか
を決定する最大エネルギ決定ユニットを含み、 前記の濾波手段はディジタルフィルタを含み、このディ
ジタルフィルタは、最大エネルギ決定ユニットによって
最大瞬間エネルギを持つと決定された周波数成分と関連
する周波数帯域に対応したフィルタ通過帯域またはフィ
ルタ阻止帯域によって入力信号の複素信号サンプルを濾
波するように構成される。
おいて、変換入力信号および濾波入力信号は、入力信号
の複素信号サンプルであり、変換ユニットは、入力信号
の複素信号サンプルに応答して、入力信号の複数の周波
数成分を生成し、識別ユニットは、複数の周波数成分に
応答し、周波数成分のどれが最大瞬間エネルギを持つか
を決定する最大エネルギ決定ユニットを含み、 前記の濾波手段はディジタルフィルタを含み、このディ
ジタルフィルタは、最大エネルギ決定ユニットによって
最大瞬間エネルギを持つと決定された周波数成分と関連
する周波数帯域に対応したフィルタ通過帯域またはフィ
ルタ阻止帯域によって入力信号の複素信号サンプルを濾
波するように構成される。
この場合、好ましくは、このディジタルフィルタは、
入力信号の複素信号サンプルと周波数帯域を示す各所定
周波数の複素信号サンプルを乗算する複素信号乗算器お
よび複素信号乗算器からの出力が供給され実数のフィル
タ係数を持つディジタルフィルタによって構成され、そ
の所定周波数は最大エネルギ決定ユニットによって最大
瞬間エネルギを持つと決定された周波数成分と関連する
ように構成される。
入力信号の複素信号サンプルと周波数帯域を示す各所定
周波数の複素信号サンプルを乗算する複素信号乗算器お
よび複素信号乗算器からの出力が供給され実数のフィル
タ係数を持つディジタルフィルタによって構成され、そ
の所定周波数は最大エネルギ決定ユニットによって最大
瞬間エネルギを持つと決定された周波数成分と関連する
ように構成される。
さらに、本発明の他の側面によれば、本発明は、通信
システム内で受信された信号の所定の信号帯域幅内にあ
る所望信号との間で生じる同一チャネル干渉を低減する
装置において：その装置は、上記のいずれかの入力信号
濾波用選択フィルタを含み、入力信号から構成される受
信信号を選択的に濾波し、それによって帯域通過濾波ま
たは帯域阻止濾波を行うように構成される。
システム内で受信された信号の所定の信号帯域幅内にあ
る所望信号との間で生じる同一チャネル干渉を低減する
装置において：その装置は、上記のいずれかの入力信号
濾波用選択フィルタを含み、入力信号から構成される受
信信号を選択的に濾波し、それによって帯域通過濾波ま
たは帯域阻止濾波を行うように構成される。
さらに、本発明の他の側面によれば、本発明は、スペ
クトル拡散通信システムにおいて、所望信号との干渉を
低減する装置において：その干渉は所望信号より振幅が
大きく帯域幅が小さく、その装置は、上記のいずれかの
入力信号濾波用選択フィルタを含み、その入力信号濾波
用選択フィルタは、入力信号から構成される受信信号を
選択的に濾波し、それによって帯域通過濾波または帯域
阻止濾波を行うように構成される。
クトル拡散通信システムにおいて、所望信号との干渉を
低減する装置において：その干渉は所望信号より振幅が
大きく帯域幅が小さく、その装置は、上記のいずれかの
入力信号濾波用選択フィルタを含み、その入力信号濾波
用選択フィルタは、入力信号から構成される受信信号を
選択的に濾波し、それによって帯域通過濾波または帯域
阻止濾波を行うように構成される。
図面の簡単な説明
本発明は、添付の図面および次の説明から理解され
る。
る。
図１は、選択フィルタバンクの特性を示す図である。
図２は図１に従ってフィルタ特性を提供するディジタ
ルフィルタの概要図である。
ルフィルタの概要図である。
図３は本発明の実施の形態における選択フィルタのブ
ロック図である。
ロック図である。
図４は選択フィルタ変換ユニットの概要図である。
図５は、本発明の選択フィルタの一般的な構成を示す
図である。
図である。
発明の実施の形態
ワイヤレス通信受信機においては、AMPS（最新式移動
電話サービス）のような通信信号や周波数変調（FM）を
使ったGSM（移動通信用グローバルシステム）信号は、R
F（無線周波数）回路とダウン・コンバータを介してサ
ンプラに供給され、そのサンプラは信号サンプルを生成
し、その信号サンプルはＡ−Ｄ（アナログディジタル）
コンバータによってディジタル形式に変換される。Tong
出願で説明されているように、ディジタル複素信号サン
プルはディジタル的に処理することができ、所望信号の
帯域幅内にある同一チャネル干渉（CCI）信号を低減す
る。セルラ無線通信システムの場合、CCIはシステムの
他のセル中で周波数を再使用することが原因の場合もあ
り、および／または通信システム外の源から発生するこ
ともある。よく知られているように、ディジタル信号サ
ンプルは、１以上のDSP（ディジタル信号プロセッサ）
集積回路内で処理される。好ましくは、このDSP集積回
路は信号を処理するために使用され、それによってCCI
を低減する。
電話サービス）のような通信信号や周波数変調（FM）を
使ったGSM（移動通信用グローバルシステム）信号は、R
F（無線周波数）回路とダウン・コンバータを介してサ
ンプラに供給され、そのサンプラは信号サンプルを生成
し、その信号サンプルはＡ−Ｄ（アナログディジタル）
コンバータによってディジタル形式に変換される。Tong
出願で説明されているように、ディジタル複素信号サン
プルはディジタル的に処理することができ、所望信号の
帯域幅内にある同一チャネル干渉（CCI）信号を低減す
る。セルラ無線通信システムの場合、CCIはシステムの
他のセル中で周波数を再使用することが原因の場合もあ
り、および／または通信システム外の源から発生するこ
ともある。よく知られているように、ディジタル信号サ
ンプルは、１以上のDSP（ディジタル信号プロセッサ）
集積回路内で処理される。好ましくは、このDSP集積回
路は信号を処理するために使用され、それによってCCI
を低減する。
Tong出願で説明されるように、CCI削減に使用できる
処理の１つが選択濾波であり、複素信号サンプルは、全
信号帯域幅に広がる複数の狭帯域の短いインパルス応答
フィルタ（これは矛盾する条件であるが）によって濾波
される。フィルタバンクの出力信号は、任意の瞬間に出
力エネルギが最大であるフィルタから選択される。これ
は、所望信号がCCIより強く、２つの信号成分の瞬間周
波数は通常異なることに基づいている。複数の狭帯域幅
フィルタは、単一ディジタルフィルタユニットで実行さ
れる選択フィルタバンク、および周波数コンバータで構
成される。
処理の１つが選択濾波であり、複素信号サンプルは、全
信号帯域幅に広がる複数の狭帯域の短いインパルス応答
フィルタ（これは矛盾する条件であるが）によって濾波
される。フィルタバンクの出力信号は、任意の瞬間に出
力エネルギが最大であるフィルタから選択される。これ
は、所望信号がCCIより強く、２つの信号成分の瞬間周
波数は通常異なることに基づいている。複数の狭帯域幅
フィルタは、単一ディジタルフィルタユニットで実行さ
れる選択フィルタバンク、および周波数コンバータで構
成される。
選択濾波の動作と効率は、フィルタ帯域の数とフィル
タの特性に左右される。特に、次のような矛盾する要求
がある。すなわち、選択性のためには多数の狭いフィル
タ帯域が望ましく、必要な処理を減少するためにはフィ
ルタ帯域は少ない方が望ましく、所望信号の瞬間周波数
の変化速度に応答するには十分な帯域幅があることが望
ましく、時間分解能には最短インパルス応答が望まし
く、および平面および線形位相応答の組み合わせが要求
される。
タの特性に左右される。特に、次のような矛盾する要求
がある。すなわち、選択性のためには多数の狭いフィル
タ帯域が望ましく、必要な処理を減少するためにはフィ
ルタ帯域は少ない方が望ましく、所望信号の瞬間周波数
の変化速度に応答するには十分な帯域幅があることが望
ましく、時間分解能には最短インパルス応答が望まし
く、および平面および線形位相応答の組み合わせが要求
される。
以下に説明するように、本発明では上記の要件をうま
く妥協させることが可能である。これは、例えば、AMPS
システムに適用され、長球面関数に基づくフィルタ設計
による６つのFIR（有限インパルス応答）を用いて、フ
ィルタ帯域幅とインパルス応答時間の最小の積を得る。
選択的に濾波された出力は瞬間エネルギ出力が最大のフ
ィルタ帯域からの出力で構成されている。これは、一般
的に弱いCCIと異なり独立して、時間と信号帯域幅に渡
って変化する。フィルタ帯域幅全域ではないが１以上の
出力を組み合わせて１つの出力信号を供給できるが、構
成が複雑になる。必要に応じてフィルタ帯域幅の数や特
性を変えて使うことももちろん可能である。
く妥協させることが可能である。これは、例えば、AMPS
システムに適用され、長球面関数に基づくフィルタ設計
による６つのFIR（有限インパルス応答）を用いて、フ
ィルタ帯域幅とインパルス応答時間の最小の積を得る。
選択的に濾波された出力は瞬間エネルギ出力が最大のフ
ィルタ帯域からの出力で構成されている。これは、一般
的に弱いCCIと異なり独立して、時間と信号帯域幅に渡
って変化する。フィルタ帯域幅全域ではないが１以上の
出力を組み合わせて１つの出力信号を供給できるが、構
成が複雑になる。必要に応じてフィルタ帯域幅の数や特
性を変えて使うことももちろん可能である。
図１は選択フィルタバンクの周波数応答を示す図であ
り、所望信号の全帯域幅に広がる１から６のインデック
スｌで示される６つのフィルタ帯域の主ローブが重なっ
ていることを示している。図１に示された合計信号帯域
幅は中心が0kHzで、図に示すように隣接する６つのフィ
ルタ帯域は、中心での周波数間隔がωＯになっている。
６つのフィルタ帯域はどれも、各フィルタ帯域の中心周
波数を0kHzからのオフセットによって周波数変換され、
DSP中の単一ディジタルフィルタによって供給される。
すなわち、濾波される入力複素信号サンプルに各キャリ
アサンプル を掛ける。この式でＬ＝ｌ−7/2、ｋは各サンプルを示
す。各キャリア周波数サンプル は１つの入力にキャリア信号が供給され、他の入力には
１サンプリング期間の遅延要素を介した信号が供給され
る複素信号乗算器によって生成される。例えば、 の式に従って計算される。逆に、選択されたフィルタ出
力は、各周波数オフセットによってアップコンバートさ
れる。
り、所望信号の全帯域幅に広がる１から６のインデック
スｌで示される６つのフィルタ帯域の主ローブが重なっ
ていることを示している。図１に示された合計信号帯域
幅は中心が0kHzで、図に示すように隣接する６つのフィ
ルタ帯域は、中心での周波数間隔がωＯになっている。
６つのフィルタ帯域はどれも、各フィルタ帯域の中心周
波数を0kHzからのオフセットによって周波数変換され、
DSP中の単一ディジタルフィルタによって供給される。
すなわち、濾波される入力複素信号サンプルに各キャリ
アサンプル を掛ける。この式でＬ＝ｌ−7/2、ｋは各サンプルを示
す。各キャリア周波数サンプル は１つの入力にキャリア信号が供給され、他の入力には
１サンプリング期間の遅延要素を介した信号が供給され
る複素信号乗算器によって生成される。例えば、 の式に従って計算される。逆に、選択されたフィルタ出
力は、各周波数オフセットによってアップコンバートさ
れる。
上記のように、各フィルタ帯域幅で濾波を行う方法
は、狭い帯域幅と短いインパルス応答を提供するために
望ましいものである。これらの矛盾する要望は、FIRフ
ィルタ設計技術に基づいた長球面波関数で解決される。
長球面関数は以下の積分方程式を満たす固有関数であ
る。
は、狭い帯域幅と短いインパルス応答を提供するために
望ましいものである。これらの矛盾する要望は、FIRフ
ィルタ設計技術に基づいた長球面波関数で解決される。
長球面関数は以下の積分方程式を満たす固有関数であ
る。
ここで、ηは積分変数、Ｂはフィルタ帯域幅、ｆは周
波数、Twはサンプリング間隔、Snはフィルタの周波数応
答を構成する固有関数、λｎはｎによって特定される異
なる解の固有値である。
波数、Twはサンプリング間隔、Snはフィルタの周波数応
答を構成する固有関数、λｎはｎによって特定される異
なる解の固有値である。
上記の積分方程式の左側は、信号が時間ウィンドウで
切り取られることを意味し、右側は原信号と固有値との
積を意味している。固有値λｎが最も大きな信号は、切
り取り後の最大のエネルギを有する。
切り取られることを意味し、右側は原信号と固有値との
積を意味している。固有値λｎが最も大きな信号は、切
り取り後の最大のエネルギを有する。
フィルタ帯域幅とインパルス応答時間の両方（たとえ
ば積）を最小化するために、ディジタルフィルタを切り
取られた長球面関数を使った帯域制限フィルタとして設
計しなければならない。切り取り時間ウィンドウを使う
とフィルタの帯域制限がされなくなり、帯域内切り取り
エラーとエーリアシングエラーという２種類のエラーが
発生する原因となる。これらのエラーを最小にするため
には、フィルタインパルス応答が望ましく、このフィル
タインパルス応答は、上記の積分方程式を解いて、最も
大きな固有値λｎを持った固有関数Snを選択することに
よって行われる。フィルタのタップ係数は、角長球面関
数のサンプルである。
ば積）を最小化するために、ディジタルフィルタを切り
取られた長球面関数を使った帯域制限フィルタとして設
計しなければならない。切り取り時間ウィンドウを使う
とフィルタの帯域制限がされなくなり、帯域内切り取り
エラーとエーリアシングエラーという２種類のエラーが
発生する原因となる。これらのエラーを最小にするため
には、フィルタインパルス応答が望ましく、このフィル
タインパルス応答は、上記の積分方程式を解いて、最も
大きな固有値λｎを持った固有関数Snを選択することに
よって行われる。フィルタのタップ係数は、角長球面関
数のサンプルである。
角長球面関数では閉じた形の解を得るのは困難であ
る。1986年10月にカナダ、トロント大学のRui Wangの
博士論文、「非同期サンプリングデータ受信機」で説明
されるように、数値解を使って図１に示されるフィルタ
応答が得られる。係数の詳細は以下の通りである。上記
のように、キャリア周波数は同じ間隔で周波数がシフト
されるので、全てのフィルタ帯域は単一のディジタルフ
ィルタで実行でき、またフィルタ係数が複素数ではなく
実数であるため、処理要件も減少する。さらに、必要な
乗算を半分にするため、フィルタは対称FIRフィルタと
して設計される。その結果のフィルタ設計を図２に示
す。
る。1986年10月にカナダ、トロント大学のRui Wangの
博士論文、「非同期サンプリングデータ受信機」で説明
されるように、数値解を使って図１に示されるフィルタ
応答が得られる。係数の詳細は以下の通りである。上記
のように、キャリア周波数は同じ間隔で周波数がシフト
されるので、全てのフィルタ帯域は単一のディジタルフ
ィルタで実行でき、またフィルタ係数が複素数ではなく
実数であるため、処理要件も減少する。さらに、必要な
乗算を半分にするため、フィルタは対称FIRフィルタと
して設計される。その結果のフィルタ設計を図２に示
す。
図２において、ディジタルフィルタは11個の複素信号
遅延要素10の遅延ラインを形成する12タップのディジタ
ルフィルタで、各要素は１つのサンプリング期間Ｔの遅
れを有する。ライン11上の複素入力信号はこの遅延要素
を通過する。６個の複素信号加算器12は遅延ラインに沿
った対称点で複素信号を加算する。すなわち、ライン11
と11番目の遅延要素の出力、１番目の遅延要素の出力と
10番目の遅延要素の出力、２番目の遅延要素の出力と９
番目の遅延要素の出力、３番目の遅延要素の出力と８番
目の遅延要素の出力、４番目の遅延要素の出力と７番目
の遅延要素の出力、５番目の遅延要素の出力と６番目の
遅延要素の出力とを加算する。その結果の複素信号は、
６個の複素数−実数乗算器13で、それぞれ実数係数h0か
らh5と乗算される。この複素信号出力はさらに他の５個
の複素信号加算器14で合計され、ライン15上に複素信号
出力を供給する。上記のようにh0からh5の係数値は以下
の表の通りである。
遅延要素10の遅延ラインを形成する12タップのディジタ
ルフィルタで、各要素は１つのサンプリング期間Ｔの遅
れを有する。ライン11上の複素入力信号はこの遅延要素
を通過する。６個の複素信号加算器12は遅延ラインに沿
った対称点で複素信号を加算する。すなわち、ライン11
と11番目の遅延要素の出力、１番目の遅延要素の出力と
10番目の遅延要素の出力、２番目の遅延要素の出力と９
番目の遅延要素の出力、３番目の遅延要素の出力と８番
目の遅延要素の出力、４番目の遅延要素の出力と７番目
の遅延要素の出力、５番目の遅延要素の出力と６番目の
遅延要素の出力とを加算する。その結果の複素信号は、
６個の複素数−実数乗算器13で、それぞれ実数係数h0か
らh5と乗算される。この複素信号出力はさらに他の５個
の複素信号加算器14で合計され、ライン15上に複素信号
出力を供給する。上記のようにh0からh5の係数値は以下
の表の通りである。
Tong出願に説明されている選択フィルタでは、フィル
タ帯域からの６つの複素信号出力は各エネルギ計算機ユ
ニットに供給され、最大エネルギセレクタは最大瞬間エ
ネルギ出力を有するフィルタ帯域のインデックスを決定
する。次に、このフィルタ帯域の出力は、選択フィルタ
の出力として選択される。上記のようにこれは効果的で
はあるが、濾波が全周波数帯域の各サンプルについて行
われるため、かなりの計算が必要になるという欠点があ
る。
タ帯域からの６つの複素信号出力は各エネルギ計算機ユ
ニットに供給され、最大エネルギセレクタは最大瞬間エ
ネルギ出力を有するフィルタ帯域のインデックスを決定
する。次に、このフィルタ帯域の出力は、選択フィルタ
の出力として選択される。上記のようにこれは効果的で
はあるが、濾波が全周波数帯域の各サンプルについて行
われるため、かなりの計算が必要になるという欠点があ
る。
この欠点はフィルタ帯域が増えるとさらに重大なもの
になるが、本発明による選択濾波を用いることによって
この欠点を低減または回避することができる。次に、そ
の一例を図３で説明する。一般的に、本発明の実施の形
態による選択フィルタは２つのパスを含む。１つは選択
濾波機能を提供するパスで、もう１つのパスは時間周波
数変換を実行し、変換された周波数成分の瞬間エネルギ
を決定し、選択濾波機能を制御するパスである。
になるが、本発明による選択濾波を用いることによって
この欠点を低減または回避することができる。次に、そ
の一例を図３で説明する。一般的に、本発明の実施の形
態による選択フィルタは２つのパスを含む。１つは選択
濾波機能を提供するパスで、もう１つのパスは時間周波
数変換を実行し、変換された周波数成分の瞬間エネルギ
を決定し、選択濾波機能を制御するパスである。
図３において、選択的に濾波された入力複素信号サン
プルｓ（ｋ）は入力端子20からライン21を介して最初の
パスに供給され、ライン22を介して２番目のパスに供給
される。最初のパスは、複素信号乗算器23で構成される
周波数ダウンコンバータ、上記の図２で説明された12タ
ップディジタルフィルタ24、および複素信号乗算器25で
構成される周波数アップコンバータから構成される。ラ
イン21上の各入力サンプルは複素信号乗算器23によって
ダウンシフトされ、以下の説明のようにスイッチ26によ
って選択された６つのキャリアの１つと乗算される。乗
算器23の出力はディジタルフィルタ24によって濾波さ
れ、濾波されたサンプルは複素信号乗算器25によってア
ップシフトされ、以下に説明するスイッチ27によって選
択された６つのキャリア周波数の１つを掛ける。６つの
キャリア周波数の数はフィルタ帯域の数と対応する。乗
算器25の出力は、選択フィルタの出力を構成する複素信
号サンプルｆ（ｋ）である。
プルｓ（ｋ）は入力端子20からライン21を介して最初の
パスに供給され、ライン22を介して２番目のパスに供給
される。最初のパスは、複素信号乗算器23で構成される
周波数ダウンコンバータ、上記の図２で説明された12タ
ップディジタルフィルタ24、および複素信号乗算器25で
構成される周波数アップコンバータから構成される。ラ
イン21上の各入力サンプルは複素信号乗算器23によって
ダウンシフトされ、以下の説明のようにスイッチ26によ
って選択された６つのキャリアの１つと乗算される。乗
算器23の出力はディジタルフィルタ24によって濾波さ
れ、濾波されたサンプルは複素信号乗算器25によってア
ップシフトされ、以下に説明するスイッチ27によって選
択された６つのキャリア周波数の１つを掛ける。６つの
キャリア周波数の数はフィルタ帯域の数と対応する。乗
算器25の出力は、選択フィルタの出力を構成する複素信
号サンプルｆ（ｋ）である。
入力複素信号サンプルはライン22を介してFFT（高速
フーリエ変換）ユニット28にも供給され、このFFTユニ
ット28は、ディジタルフィルタ24の12タップに対応する
時間ドメイン中の12の連続サンプルを、６つのフィルタ
帯域に対応する周波数ドメイン中の６つの複素信号成分
S1（ｋ）からS6（ｋ）に複素変換する。周波数成分S
1（ｋ）からS6（ｋ）は、各エネルギ計算ユニット29に
供給される。各エネルギ計算ユニット29は、例えば、供
給された信号の複素共役を生成する機能と、供給された
信号に複素共役を乗算し供給された信号のエネルギを表
わす出力信号を生成する複素信号乗算器から構成され
る。ユニット29からの出力信号は最大エネルギセレクタ
30に入力され、エネルギ出力が最大である信号のインデ
ックスｌを決定する。このインデックスｌは６つのフィ
ルタ帯域に対応した１から６の値を持っており、ライン
31を介して制御信号としてスイッチ26と27へ供給され
る。処理要件を減らすため、またサンプリング速度と比
べ選択インデックスｌの変化速度は遅いため、ライン31
には点線で示されるデシメータ32をオプションで含むこ
とができる。このデシメータ32は、十進係数２を含み、
選択インデックスｌの交互の決定を無視してスイッチ26
と27を制御する。
フーリエ変換）ユニット28にも供給され、このFFTユニ
ット28は、ディジタルフィルタ24の12タップに対応する
時間ドメイン中の12の連続サンプルを、６つのフィルタ
帯域に対応する周波数ドメイン中の６つの複素信号成分
S1（ｋ）からS6（ｋ）に複素変換する。周波数成分S
1（ｋ）からS6（ｋ）は、各エネルギ計算ユニット29に
供給される。各エネルギ計算ユニット29は、例えば、供
給された信号の複素共役を生成する機能と、供給された
信号に複素共役を乗算し供給された信号のエネルギを表
わす出力信号を生成する複素信号乗算器から構成され
る。ユニット29からの出力信号は最大エネルギセレクタ
30に入力され、エネルギ出力が最大である信号のインデ
ックスｌを決定する。このインデックスｌは６つのフィ
ルタ帯域に対応した１から６の値を持っており、ライン
31を介して制御信号としてスイッチ26と27へ供給され
る。処理要件を減らすため、またサンプリング速度と比
べ選択インデックスｌの変化速度は遅いため、ライン31
には点線で示されるデシメータ32をオプションで含むこ
とができる。このデシメータ32は、十進係数２を含み、
選択インデックスｌの交互の決定を無視してスイッチ26
と27を制御する。
図３に示すように、また図１の周波数帯域の図から分
かるように、複素信号サンプルをダウンシフトまたはア
ップシフトするキャリア周波数は、複素信号サンプル によって構成される。ここで、ｌ＝１から６の数であ
り、スイッチ26と27を制御するライン31上の選択インデ
ックスｌに従って異なる入力サンプルによって決定され
る。また、Δωは全周波数帯域に共通な周波数オフセッ
トで全体の信号帯域幅の半分に等しく、ディジタルフィ
ルタ24は任意の瞬間にどの周波数帯域が選択されても中
心周波数０で動作する。
かるように、複素信号サンプルをダウンシフトまたはア
ップシフトするキャリア周波数は、複素信号サンプル によって構成される。ここで、ｌ＝１から６の数であ
り、スイッチ26と27を制御するライン31上の選択インデ
ックスｌに従って異なる入力サンプルによって決定され
る。また、Δωは全周波数帯域に共通な周波数オフセッ
トで全体の信号帯域幅の半分に等しく、ディジタルフィ
ルタ24は任意の瞬間にどの周波数帯域が選択されても中
心周波数０で動作する。
図４は、FFTユニット28の一例を示す図である。ライ
ン22上の入力複素信号サンプルｓ（ｋ）は、複素信号乗
算器40内でキャリア周波数のサンプルを乗算することに
よって中心周波数０にダウンシフトされる。乗算器40か
らのサンプル出力は11の複素信号遅延要素からなる遅延
ラインに供給され、各遅延ラインは１サンプリング期間
Ｔだけ遅延し、12の連続的な遅延サンプルS0からS11ま
でを生成する。これらは４つのブロックに分けて、９つ
の複素信号乗算器44と６つの複素信号加算器46からなる
変換機能ユニットに供給され、各出力で周波数成分S
1（ｋ）からS6（ｋ）を生成する。このように、サンプ
ルS0は１つの入力に供給され、サンプルS3、S6、S9は各
乗算器44を通じ、加算器46の他の入力に供給され、周波
数成分S1（ｋ）が生成される。
ン22上の入力複素信号サンプルｓ（ｋ）は、複素信号乗
算器40内でキャリア周波数のサンプルを乗算することに
よって中心周波数０にダウンシフトされる。乗算器40か
らのサンプル出力は11の複素信号遅延要素からなる遅延
ラインに供給され、各遅延ラインは１サンプリング期間
Ｔだけ遅延し、12の連続的な遅延サンプルS0からS11ま
でを生成する。これらは４つのブロックに分けて、９つ
の複素信号乗算器44と６つの複素信号加算器46からなる
変換機能ユニットに供給され、各出力で周波数成分S
1（ｋ）からS6（ｋ）を生成する。このように、サンプ
ルS0は１つの入力に供給され、サンプルS3、S6、S9は各
乗算器44を通じ、加算器46の他の入力に供給され、周波
数成分S1（ｋ）が生成される。
同様に、サンプルS2は１つの入力に供給され、サンプ
ルS5、S8、S11は、各乗算器44を通じて他の加算器46の
別の入力に供給され、周波数税分S6（ｋ）が生成され
る。さらに、サンプルS1は１つの入力に供給され、サン
プルS4、S7、S10は各乗算器44を通じて他の４つの加算
器46の他の入力に供給され、これらの加算器の入力にあ
る乗算器によって入力が調整され、他の４つの周波数成
分S2（ｋ）からS5（ｋ）が生成される。
ルS5、S8、S11は、各乗算器44を通じて他の加算器46の
別の入力に供給され、周波数税分S6（ｋ）が生成され
る。さらに、サンプルS1は１つの入力に供給され、サン
プルS4、S7、S10は各乗算器44を通じて他の４つの加算
器46の他の入力に供給され、これらの加算器の入力にあ
る乗算器によって入力が調整され、他の４つの周波数成
分S2（ｋ）からS5（ｋ）が生成される。
上記の説明から分かるように、FFTユニット28は選択
フィルタのフィルタ帯域に対応して、高速で比較的簡単
な計算方法で、周波数成分を生成する。これは選択フィ
ルタ自体の要件を満たすほど正確ではないが、ユニット
29と30が最大瞬間エネルギを有するフィルタ帯域のイン
デックスｌを決定するには十分である。次に、このイン
デックスｌは、スイッチ26と27を制御するために使わ
れ、ディジタルフィルタ24によって濾波される入力サン
プルに対してアップシフトとダウンシフトの適正なキャ
リア周波数を選択する。従って、ディジタルフィルタ24
は、任意の瞬間に１つだけ選択されたフィルタ帯域を正
確に濾波するために使われる。従って、図３の選択フィ
ルタは、図１に示すようにフィルタ帯域に従って正確な
濾波をするに必要な計算上の要求を大幅に低減する。
フィルタのフィルタ帯域に対応して、高速で比較的簡単
な計算方法で、周波数成分を生成する。これは選択フィ
ルタ自体の要件を満たすほど正確ではないが、ユニット
29と30が最大瞬間エネルギを有するフィルタ帯域のイン
デックスｌを決定するには十分である。次に、このイン
デックスｌは、スイッチ26と27を制御するために使わ
れ、ディジタルフィルタ24によって濾波される入力サン
プルに対してアップシフトとダウンシフトの適正なキャ
リア周波数を選択する。従って、ディジタルフィルタ24
は、任意の瞬間に１つだけ選択されたフィルタ帯域を正
確に濾波するために使われる。従って、図３の選択フィ
ルタは、図１に示すようにフィルタ帯域に従って正確な
濾波をするに必要な計算上の要求を大幅に低減する。
上記のように、ユニット28はFFTを実行するけれど
も、入力信号サンプルの時間ドメインからフィルタ帯域
に対する周波数ドメインまで、ハートレー変換やコサイ
ン変換などの他の変換を使ってもよい。
も、入力信号サンプルの時間ドメインからフィルタ帯域
に対する周波数ドメインまで、ハートレー変換やコサイ
ン変換などの他の変換を使ってもよい。
上記のように、変換機能はディジタルフィルタ24の12
のタップに一致した12の連続サンプル上で動作する。こ
れは上記の本発明の実施の形態において、正確に選択濾
波をするために望ましいことである。けれども、これは
本質的なことでなく、特に正確な濾波が必要ではないと
き、変換機能はディジタルフィルタのタップ数とは違う
サンプル数で動作することもできる。
のタップに一致した12の連続サンプル上で動作する。こ
れは上記の本発明の実施の形態において、正確に選択濾
波をするために望ましいことである。けれども、これは
本質的なことでなく、特に正確な濾波が必要ではないと
き、変換機能はディジタルフィルタのタップ数とは違う
サンプル数で動作することもできる。
たとえば、本発明の実施の形態はAMPS信号の選択濾波
に関し、同一チャネル干渉を低減し、従って、選択フィ
ルタはAMPSチャネルの広帯域幅から選択された通過帯域
を供給する。逆に、たとえば、スペクトル拡散の一部の
みを占める周波数で比較的強い干渉信号（たとえば、AM
PS信号を構成する）によるCDMA（コード分割多重アクセ
ス）を使ったスペクトル拡散信号などの広帯域信号を伴
う干渉を低減するために本発明を適用することも可能で
ある。
に関し、同一チャネル干渉を低減し、従って、選択フィ
ルタはAMPSチャネルの広帯域幅から選択された通過帯域
を供給する。逆に、たとえば、スペクトル拡散の一部の
みを占める周波数で比較的強い干渉信号（たとえば、AM
PS信号を構成する）によるCDMA（コード分割多重アクセ
ス）を使ったスペクトル拡散信号などの広帯域信号を伴
う干渉を低減するために本発明を適用することも可能で
ある。
この場合、上記と同じ方法で時間周波数変換機能を含
む２番目のパスを使って、スペクトル拡散のより広い周
波数帯域内で複数の周波数帯域の１つに起きる干渉信号
の比較的大きなエネルギを検出することもできる。周波
数帯域には、たとえば、41のような比較的大きな数もあ
りうる。この場合、最初のパス内のディジタルフィルタ
は帯域阻止フィルタの場合もあり、この場合、最初のパ
スの出力によって選択帯域内で信号を減衰するように制
御され、それによって強い干渉信号を減衰する。この場
合、特に正確な濾波は必要ないので、ディジタルフィル
タのタップ数と変換機能が実施されるサンプル数との間
には必ずしも相関はない。この原則は、１以上の干渉信
号を同時に減衰する時にも適用できる。
む２番目のパスを使って、スペクトル拡散のより広い周
波数帯域内で複数の周波数帯域の１つに起きる干渉信号
の比較的大きなエネルギを検出することもできる。周波
数帯域には、たとえば、41のような比較的大きな数もあ
りうる。この場合、最初のパス内のディジタルフィルタ
は帯域阻止フィルタの場合もあり、この場合、最初のパ
スの出力によって選択帯域内で信号を減衰するように制
御され、それによって強い干渉信号を減衰する。この場
合、特に正確な濾波は必要ないので、ディジタルフィル
タのタップ数と変換機能が実施されるサンプル数との間
には必ずしも相関はない。この原則は、１以上の干渉信
号を同時に減衰する時にも適用できる。
同様に、上記に詳述された発明の実施の形態において
は、６つの周波数帯域のうち１つだけが選択され選択フ
ィルタを通過する。しかしながら、同じ原理が任意の瞬
間の全てはないが１以上の周波数帯域を選択するために
応用でき、必要に応じて重み付けをしまたは重み付けを
しないで、選択された周波数帯域の出力を合成して、選
択フィルタから出力信号サンプルを生成することもでき
る。
は、６つの周波数帯域のうち１つだけが選択され選択フ
ィルタを通過する。しかしながら、同じ原理が任意の瞬
間の全てはないが１以上の周波数帯域を選択するために
応用でき、必要に応じて重み付けをしまたは重み付けを
しないで、選択された周波数帯域の出力を合成して、選
択フィルタから出力信号サンプルを生成することもでき
る。
図５は、本発明の選択フィルタの一般的な形式を示す
図である。図５に示すように、濾波される入力信号はフ
ィルタ50に供給され、その出力は出力信号を構成する。
入力信号のサンプルは変換ユニット51に供給され複数の
周波数成分を生成し、それに続くユニット52は最大エネ
ルギを持つこれらの周波数成分の少なくとも１つを識別
し、その結果に従ってフィルタ50を制御する。フィルタ
50はディジタルフィルタが望ましく、この場合、変換ユ
ニット51に供給される同じ入力信号サンプルがフィルタ
50にも供給される（つまり、図５の２つの入力信号パス
は、上記のライン21と22と同じように接続できる）。し
かしながら、かならずしもそのようにする必要はない。
フィルタ50は上記のように、AMPSシステムの場合は帯域
濾波フィルタとし、スペクトル拡散システムの場合は帯
域阻止フィルタとすることもできる。この場合、ユニッ
ト52によって識別された最大エネルギ成分は、信号のよ
り大きな帯域幅内のフィルタの通過帯域または阻止帯域
を決定する。
図である。図５に示すように、濾波される入力信号はフ
ィルタ50に供給され、その出力は出力信号を構成する。
入力信号のサンプルは変換ユニット51に供給され複数の
周波数成分を生成し、それに続くユニット52は最大エネ
ルギを持つこれらの周波数成分の少なくとも１つを識別
し、その結果に従ってフィルタ50を制御する。フィルタ
50はディジタルフィルタが望ましく、この場合、変換ユ
ニット51に供給される同じ入力信号サンプルがフィルタ
50にも供給される（つまり、図５の２つの入力信号パス
は、上記のライン21と22と同じように接続できる）。し
かしながら、かならずしもそのようにする必要はない。
フィルタ50は上記のように、AMPSシステムの場合は帯域
濾波フィルタとし、スペクトル拡散システムの場合は帯
域阻止フィルタとすることもできる。この場合、ユニッ
ト52によって識別された最大エネルギ成分は、信号のよ
り大きな帯域幅内のフィルタの通過帯域または阻止帯域
を決定する。
このように、本発明の特許請求の範囲から離れること
なく、本発明の実施の形態に対して、さまざまな変更、
変化、応用が可能である。
なく、本発明の実施の形態に対して、さまざまな変更、
変化、応用が可能である。
フロントページの続き
(72)発明者 ワング・ルイ
カナダ国，ケイ２シー ３エル６，オン
タリオ，オタワ，ダイネス ロード
900，アパートメント 1204
(56)参考文献 特開 平８−107367（ＪＰ，Ａ)
特開 平１−320827（ＪＰ，Ａ)
特開 昭63−142726（ＪＰ，Ａ)
実開 昭62−58930（ＪＰ，Ｕ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04B 1/10
H04B 7/005
H04B 15/00
Claims (12)
- 【請求項１】入力信号の帯域内で、複数の周波数帯域の
周波数成分を生成するために、入力信号に対応した変換
入力信号のサンプルの時間周波数変換を行う変換ユニッ
トと、 前記の変換ユニットによって生成された周波数成分の１
つを最大エネルギとして識別する出力を供給する識別ユ
ニットと、 入力信号に対応している濾波入力信号に応じて出力信号
を生成し、複数の通過帯域または阻止帯域濾波を行い、
各帯域は入力信号の複数の周波数帯域の各々と関連し、
前記の識別ユニットによって供給された出力によって識
別された最大エネルギの周波数成分と関連する周波数帯
域で、濾波入力信号を濾波する濾波手段とを 備えたことを特徴とする入力信号濾波用選択フィルタ。 - 【請求項２】請求項１記載の選択フィルタにおいて： 前記濾波手段は角長球面関数によって通過帯域濾波を行
うフィルタ含むことを特徴とする入力信号濾波用選択フ
ィルタ。 - 【請求項３】請求項１に記載の選択フィルタにおいて： 前記濾波手段は、入力信号のサンプルが供給されるディ
ジタルフィルタによって構成されることを特徴とする入
力信号濾波用選択フィルタ。 - 【請求項４】請求項１に記載の選択フィルタにおいて： 前記濾波手段は、周波数ダウンシフタと周波数アップシ
フタ間に結合されたディジタルフィルタによって構成さ
れ、周波数ダウンシフタおよび周波数アップシフタの各
々は識別ユニットの出力に応答し、前記識別ユニットの
出力と関連する各周波数によって、濾波入力信号の周波
数をシフトすることを特徴とする入力信号濾波用選択用
フィルタ。 - 【請求項５】請求項４記載の選択フィルタにおいて： 前記入力信号のサンプルは複素信号サンプルによって構
成され、周波数ダウンシフタおよび周波数アップシフタ
の各々は複素周波数乗算器によって構成されることを特
徴とする入力信号濾波用選択フィルタ。 - 【請求項６】請求項１乃至５のいずれかに記載の選択フ
ィルタにおいて： 変換入力信号と濾波入力信号は、入力信号から生じた同
じ信号であることを特徴とする入力信号濾波用選択フィ
ルタ。 - 【請求項７】請求項１記載の選択フィルタにおいて： 前記の変換入力信号および濾波入力信号は、入力信号の
複素信号サンプルであり、 前記の変換ユニットは、前記の入力信号の複素信号サン
プルに応答して、入力信号の複数の周波数成分を生成
し、 前記の識別ユニットは、複数の周波数成分に応答し、前
記周波数成分のどれが最大瞬間エネルギを持つかを決定
する最大エネルギ決定ユニットを含み、 前記の濾波手段はディジタルフィルタを含み、このディ
ジタルフィルタは、前記最大エネルギ決定ユニットによ
って最大瞬間エネルギを持つと決定された周波数成分と
関連する周波数帯域に対応したフィルタ通過帯域または
フィルタ阻止帯域で入力信号の複素信号サンプルを濾波
することを特徴とする入力信号濾波用選択フィルタ。 - 【請求項８】請求項７記載の選択フィルタにおいて： 前記ディジタルフィルタは、入力信号の複素信号サンプ
ルと前記周波数帯域を示す各所定周波数の複素信号サン
プルを乗算する複素信号乗算器および複素信号乗算器か
らの出力が供給され実数のフィルタ係数を持つディジタ
ルフィルタによって構成され、前記所定周波数は前記最
大エネルギ決定ユニットによって最大瞬間エネルギを持
つと決定された周波数成分と関連することを特徴とする
入力信号濾波用選択フィルタ。 - 【請求項９】請求項３乃至８のいずれかに記載の選択フ
ィルタにおいて： 前記変換ユニットは、ディジタルフィルタのタップ数と
同じ数の入力信号の連続サンプル数に応答することを特
徴とする入力信号濾波用選択フィルタ。 - 【請求項１０】請求項１乃至９のいずれかに記載の選択
フィルタにおいて： 前記変換ユニットは入力信号のサンプルの高速フーリエ
変換を実行するように構成されることを特徴とする入力
信号濾波用選択フィルタ。 - 【請求項１１】通信システム内で受信された信号の所定
の信号帯域幅内にある所望信号との間で生じる同一チャ
ネル干渉を低減する装置において： その装置は、請求項１乃至10のいずれかに記載の入力信
号濾波用選択フィルタを含み、入力信号から構成される
受信信号を選択的に濾波し、それによって帯域通過濾波
または帯域阻止濾波を行うことを特徴とする同一チャネ
ル干渉低減装置。 - 【請求項１２】スペクトル拡散通信システムにおいて、
所望信号との干渉を低減する装置において： その干渉は所望信号より振幅が大きく帯域幅が小さく、
その装置は、請求項１乃至10のいずれかに記載の入力信
号濾波用選択フィルタを含み、その入力信号濾波用選択
フィルタは、入力信号から構成される受信信号を選択的
に濾波し、それによって帯域通過濾波または帯域阻止濾
波を行うことを特徴とするチャネル干渉低減装置。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/759,092 | 1996-11-29 | ||
| US08/759,092 US5848108A (en) | 1996-11-29 | 1996-11-29 | Selective filtering for co-channel interference reduction |
| PCT/CA1997/000127 WO1998024189A1 (en) | 1996-11-29 | 1997-02-26 | Selective filtering for co-channel interference reduction |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000505636A JP2000505636A (ja) | 2000-05-09 |
| JP3486849B2 true JP3486849B2 (ja) | 2004-01-13 |
Family
ID=25054381
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP52407398A Expired - Lifetime JP3486849B2 (ja) | 1996-11-29 | 1997-02-26 | 入力信号濾波用選択フィルタ |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5848108A (ja) |
| EP (1) | EP0886922B1 (ja) |
| JP (1) | JP3486849B2 (ja) |
| CN (1) | CN1110906C (ja) |
| CA (1) | CA2220239C (ja) |
| DE (1) | DE69731077T2 (ja) |
| WO (1) | WO1998024189A1 (ja) |
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| US6219088B1 (en) * | 1998-11-03 | 2001-04-17 | Broadcom Corporation | NTSC interference rejection filter |
| US6799274B1 (en) * | 2000-03-30 | 2004-09-28 | Western Digital Ventures, Inc. | Device comprising encryption circuitry enabled by comparing an operating spectral signature to an initial spectral signature |
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| CN100446429C (zh) * | 2002-12-16 | 2008-12-24 | 智达电子股份有限公司 | 无线接收装置及其降频方法 |
| JP4550502B2 (ja) * | 2003-07-16 | 2010-09-22 | 三星電子株式会社 | 並列構造のｎｔｓｃ除去フィルタ及びフィルタリング方法 |
| EP4372743A2 (en) * | 2006-01-27 | 2024-05-22 | Dolby International AB | Efficient filtering with a complex modulated filterbank |
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| EP1976121A1 (en) * | 2007-03-31 | 2008-10-01 | Sony Deutschland Gmbh | Digital filter |
| CN101771638B (zh) * | 2010-02-23 | 2013-01-30 | 华为终端有限公司 | 信道估计的方法和装置 |
| JP6343356B2 (ja) * | 2015-02-04 | 2018-06-13 | 古野電気株式会社 | 信号処理装置、レーダ装置、及び信号処理方法 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4630304A (en) * | 1985-07-01 | 1986-12-16 | Motorola, Inc. | Automatic background noise estimator for a noise suppression system |
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