JP2001508273A - ワイヤレス通信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 直接変換直角受信器はセルラー無線方式での使用について既知である。かかる受信器は単一の方式のために設計されており、異なる周波数帯域を有する他の方式及び異なる帯域幅を有する信号には適していない。また各帯域に適した多数のフロント受信器を有する多帯域セルラー受信器が知られている。かかる受信器はあまり効率的ではなく、高価でかさばる。特定の方式から受信された信号にそれ自体を自動的に適合する低コストのワイヤレス多帯域通信が提案される。受信された所望の信号の帯域幅に基づいて、サンプリング帯域幅及び／又はサンプリング時間は下方変調された信号から選択される。更に、サンプリング手段は雑音に関して帯域制限される。サンプリング手段に結合される適合フィルタは、決定された隣接するチャネル対所望のチャネルの干渉レベルに従って調整される。

Description

【発明の詳細な説明】 ワイヤレス通信装置 本発明は請求項１の前段に定義されるようなワイヤレス通信装置に関する。係 るワイヤレス通信システムはセルラー電話、コードレス電話、ワイヤレス通信部 を有するラップトップ型コンピュータ等でありうる。 上述の種類の通信装置はＰＣＴ特許出願ＷＯ９１／０２４２１号より既知であ る。ＷＯ９１／０２４２１号では、受信器は移動型通信システムにおけるディジ タル変調された信号について記載されている。受信された無線信号を低周波数帯 域へ下方へ直角変調した後、下方変調された直角信号はサンプリングされ、アナ ログ・ディジタル変換の後、処理のために記憶される。信号の変調はセルラーＧ ＳＭ（Global System for Mobile Communications）方式又は他の適当なタイプ の変調で使用されるようなガウス最小偏移変調でありうる。受信された信号が下 方変調される前に、調整可能な増幅係数を有する同調可能なフィルタ／増幅器に よってアンテナにおける無線周波信号の粗フィルタリングが行われる。既知の通 信装置は、下方変調後のより低い周波数帯域信号がベースバンド信号であるいわ ゆる直接変換受信器又はゼロＩＦ（中間周波数）である。ＷＯ９１／０２４２１ 号では、下方変調後のベースバンド信号は、所望の信号、即ち近傍のチャネルか らの信号及び重ね合せ雑音を含む。下方変調された直交信号の夫々のフィルタリ ングのための１対の低域通過フィルタは、所望の信号をフィルタリングするため に設けられる。低域通過フィルタリングの後、直角信号はサンプリングされ、デ ィジタル化され、処理される。受信器の設計の点からは、直接変換受信器は原理 的には完全に統合されうるため、上述の受信器構造は従来のスーパーヘテロダイ ン受信器よりも望ましい。 直接変換受信器の設計では、直角信号の精度、局部発振器による漏れの問題、 及びオフセットによって生ずる問題に対して特に注意が必要である。かかるワイ ヤレス通信装置は特定の周波数帯域のみを受信するよう設計されているため、多 帯域受信装置としては適していない。このため、全ての周波数感応手段はこの特 定の周波数帯域のみに対して正しい選択性を得るようにされている。 現在、世界の様々な地域で、ＧＳＭ方式、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式、米国ではＤ−ＡＭＰＳ方式（Digital Advanced Mobile Phone S ystem）といった異なるタイプの移動無線方式が設置され、又は設置されつつあ る。係る方式は異なる周波数帯域で動作し、所望の信号は異なる帯域幅のチャネ ルの中で伝送される。ＧＳＭでは、全２重ＴＤ／ＦＤＭＡ（時分割／周波数分割 多重アクセス）方式が使用され、移動装置の受信帯域は９２５−９６０ＭＨｚで あり、送信帯域は８８０−９１５ＭＨｚであり、チャネル間隔は２００ｋＨｚで ある。ＣＤＭＡ（ＩＳ−９５規格）では、これらの数値は８６９−８９４ＭＨｚ ，８２４−８４９ＭＨｚ及び１２５０ｋＨｚであり、Ｄ−ＡＭＰＳでは、ＣＤＭ Ａと同じ帯域であり、チャネル間隔は３０ｋＨｚである。この数値より、異なる 方式の周波数帯域は異なり、更に重要なことには、所望の信号の帯域幅は大きく 異なることがわかる。多様な帯域幅の要件に加え、受信器に対する最適フィルタ リングは実際の信号条件に依存する。所望の信号最小帯域幅に対する更に厳しい 帯域制限は、近傍のチャネルにおける電力レベルが高ければ、信号位相及び情報 を歪ませるという犠牲を払ってさえも望まれる。 人々は世界中を移動することが更に増えてきており、様々な場所で移動電話機 を使用することが望まれるため、多帯域受信装置に対する強い要求がある。現在 、幾つかの他帯域受信装置が市販されている。これらの装置の殆どは多分枝受信 器を有し、即ち受信器は夫々の特定の方式に対して最適化された並列受信器分枝 を有する。 かかる多帯域受信器において、ハードウエア及びソフトウエアの共用は殆ど無線 信号の周波数変換及びサンプリングの後に行われる。かかる装置は、異なる周波 数帯域に対する無線機能性に関して、ハードウエア及びソフトウエアの統合が低 いレベルであるため非効率的である。 本発明は、高い性能で効率的且つ安価な多帯域ワイヤレス通信装置を提供する ことを目的とする。 このため、本発明によるワイヤレス通信装置は請求項１の特徴部に定義される ような特徴によって特徴付けられる。本発明は、処理されるべき信号の帯域幅が 最適な受信器を得るための重要なパラメータであるという認識に基づく。帯域幅 が充分に広ければ、例えば所望の信号の情報帯域幅の２又は３倍のオーダであれ ば、所望の信号は実質的にゼロ記号間干渉で選択手段を通過することが実現され る。更に同じ最適結果を達成するために、サンプリング時間は選択的且つ同等に 適合されうることが実現される。本発明の原理は単一帯域及び多帯域の両方のワ イヤレス通信装置に適用されうる。 実施例は従属項に記載される。 請求項４には、帯域幅推定の実施例が記載される。これにより、受信器部分自 体における全自動適合が得られる。現在受信されている信号及び方式に関する先 験的な知識が獲得されうる。かかる先験的な知識は、受信器がまだ非最適受信モ ードにあるときに、システムブロードキャストチャネルを通じて獲得されうる。 かかる先験的知識に基づき、選択手段は受信器を現在の方式に対する最適受信モ ードにされるよう制御される。 請求項８，９及び１０には、帯域を制御する本発明によるサンプリング手段が 記載されている。これにより、サンプリング手段が予め選択されたより低い周波 数帯域信号に対する実質的な寄与を加えないことが達成される。これは予め選択 された信号の雑音帯域幅を実質的な係数によって減少することによって達成され る。例えば１ ０のコンデンサを並列に切り換えるとき、雑音帯域幅は１／１０に減少される。 同じ雑音減少はディジタル処理手段を使用する一種の平均化によって達成されう る。サンプリング手段の入力及び出力におけるサンプリングレートは可変であり うる、又は可変である。 請求項１１では、サンプリングの後の適合フィルタリングが記載される。これ により、受信器は隣接チャネルを干渉レベルへ変化させるよう動的に受信器自体 を適合しうる。かかるフィルタは適合ロールオフ係数及び／又は帯域幅を有する ガウスフィルタでありうる。 受信器は望ましくは直接変換受信器である。これにより、受信器全体は、可能 であれば単一チップ受信器として統合されうる。 以下、本発明を例として添付の図面を参照して説明し、図中、 図１は本発明によるワイヤレス通信装置のブロック図を示す図であり、 図２は本発明による帯域幅の前選択を示す周波数対時間の図を示す図であり、 図３は所望の信号の周波数帯域の帯域幅推定の実施例を示す図であり、 図４は本発明によるサンプリング網を示す図であり、 図５は修正されたサンプリング網を示す図である。 全ての図を通して、同一の参照番号は同一の特徴に対して使用されている。 図１は本発明によるワイヤレス通信装置１のブロック図を示す図である。ＧＳ Ｍ網、ＣＤＭＡ網、Ｄ−ＡＭＰＳ網又は他の適当なセルラー無線通信網といった 様々なセルラー無線網での使用に適しており且つ適合されるワイヤレス通信装置 １は、原理的には双方向通信装置であり、その受信分枝が詳細に図示されている 。ここでは詳細には図示されていない送信分枝は、多帯域伝送に適した任意の送 信分枝でありうる。方式のタイプは受信分枝において決定されるた め、送信分枝の中のフィルタは、受信分枝の中で捕捉された所望の信号の帯域幅 の知識に従って容易に最適に調整されうる。これにより、受信分枝の中と同様、 最適なハードウエア及びソフトウエアの共用が達成されうる。通信装置１はまた 、ＰＯＣＳＡＧ（Post Office Code Standardisation Advisory Group,英国規格 ）及びＥＲＭＥＳ（European Radio MEssage System,欧州規格）に適した受信器 といった多帯域ページャ受信器といった受信専用装置であるか、又はＧＰＳ（Gl obal Positioning System）信号用の地理的位置決め受信器といった追加的受信 専用装置を含みうる。 ワイヤレス通信装置１は、１つ以上の方式の１つ以上の無線周波数帯域の中の 無線信号を受信するアンテナ２を含む。アンテナは受信／送信デュプレクサ３に 結合される。受信器がページャである場合、かかるデュプレクサは存在しない。 デュプレクサは粗帯域制限ための同調可能なフィルタ増幅器チェーン４を含む受 信分枝に結合される。一旦所望の方式が決定されると、フィルタ増幅器チェーン ４はかかる方式に調整される。出力側では、チェーン４は電力スプリッタ５に結 合され、電力スプリッタ５の夫々の出力は夫々のミクサ６及び７を有する直角ミ クサ分枝に供給される。直角局部発振器信号は、夫々のミクサ６及び７に同相及 び直角局部発振器信号を与える位相偏移網９に結合される制御可能シンセサイザ 又は電圧制御された発振器８によって発生される。送受信器の機能のために必要 とされそれ自体として知られる増幅器又は自動利得制御回路といった更なるブロ ックは以下の説明では詳細には示されない。 出力側では、ミクサ６は夫々の分散抵抗器−コンデンサフィルタ網１４，１５ ，及び１６を有する制御可能なスイッチ１１，１２及び１３の複数の直列配置を 通じてサンプリング手段１０に結合される。同様に、ミクサ７は分散抵抗器−コ ンデンサフィルタ網２０，２１及び２２を有する制御可能なスイッチ１７，１８ ，及び１８を通じてサンプリング手段１０に結合される。かかる分散抵抗器−コ ンデンサ網はそれ自体として知られており、理想的には線形位相及び急な勾配の 周波数ロールオフ特徴を有する振幅線形として知られている。雑音性能の観点か らは、サンプリング手段１０に対して等価抵抗器値Ｒ_i及び等価コンデンサ値Ｃ_i が割り当てられ得る。これらの抵抗値及び容量値は、サンプリング回路の信号帯 域幅、雑音結合帯域幅、及び熱雑音レベルのレベルを決定する。出力側では、サ ンプリング手段１０は、決定されたチャネルに従って受信され変調された信号の 中の干渉レベルに対して適合される適合フィルタリング手段２３に結合される。 フィルタリング手段２３は、ロールオフ係数が調整されうる線形低域通過フィル タ又はガウスフィルタであり得る。高いレベルのチャネル信号から隣接するチャ ネルへの干渉に対しては、周波数応答のロールオフは干渉する低いレベルのチャ ネルに対してよりも急な勾配ではなくされる。ロールオフ、帯域幅、又はその両 方を適合することにより、チャネルへの干渉と記号間干渉との間にトレードオフ がある。フィルタ２３の出力信号はディジタル・アナログ変換手段２４によって ディジタル化される。ディジタル化された値は、プログラムされた不揮発性メモ リ、データを記憶及び検索するための揮発性ランダムアクセスメモリ、及び入出 力制御手段を有するマイクロ制御器でありうる記憶及び処理手段２５の中で記憶 及び処理されうる。プログラムされたマイクロ制御器２５はスイッチ１１，１２ ，１３及び１７，１８，１９並びに上述の全ての他の調整値を制御する。マイク ロ制御器２５は上述の全ての機能を実行するためにプログラムされる。 スイッチ１１，１２，１３及び１７，１８，１９は、マイクロ制御器２５と共 に、より低い周波数帯域幅信号、望ましくはゼロＩＦ信号のサンプリング帯域幅 及び／又はサンプリング時間を前選択するための本発明による選択手段を形成す る。所望のサンプリング帯域幅は、所望の信号がゼロの記号間干渉で通過するこ とを可能にするよう充分に幅が広いように選択される。所与の例では、適当な フィルタが選択されるが、帯域幅が１つの帯域幅から他の帯域幅に切り換えられ 得る、又は広い範囲に亘って変化されうる適合フィルタ、但しかかるフィルタを 実現するには実際的な問題に直面しうる、が使用されうる。所与の例では、フィ ルタ１４の帯域幅は１６０ｋＨｚであり、フィルタ１５の帯域幅は１．６ＭＨｚ であり、フィルタ１６の帯域幅は１６ＭＨｚである。 図２は本発明による帯域幅の前選択を示す周波数対時間の図である。出力にお いてミクサ６及び７は、スペクトル的にはゼロ周波数の回りを中心とし、時間的 にはｔ₁からｔ₂へ延びる所望のチャネル情報３０を有することが仮定される。こ の所望の情報の回りには、時間及び周波数の両方について散乱した干渉信号３１ 及び３２が存在する。従って、装置１の動作の前は、所望の信号の帯域幅は知ら れていないことが明らかである。更に、所望の信号の帯域幅の２又は３倍のオー ダの選択された帯域幅３３が示されている。 図３は所望の信号の周波数帯域の帯域幅推定の実施例を示す図である。受信さ れた信号のディジタル化されたサンプルは記憶４０の中に記憶される。帯域幅を 決定するとき、記憶されたディジタル化されたサンプルは調整された帯域幅及び 中央周波数で帯域通過フィルタ４１へ供給される。調整値は処理手段２５によっ て帯域幅レジスタ４２及び中央周波数レジスタ４３の中に記憶される。ここで、 多帯域装置１がそれに対して設計されている方式に対する一種のフィンガープリ ンティングが行われうる。帯域通過レジスタはエネルギー検出器４４に結合され 、エネルギー検出器４４にはエネルギー閾値レジスタ４５の中に記憶された既知 のエネルギー閾値もまた供給される。エネルギー検出器４４、例えば高速フーリ エ変換手段は、受信された信号の雑音フロア及び相対エネルギーを先験的に既知 の方式のフィンガープリントと比較する。これにより、受信された方式、従って 帯域幅及び帯域もまた識別されうる。マイクロ制御器はそれにより適当なサンプ リング帯域幅及び／又はサンプリン グ時間を選択する。これに関して、固定の記憶の大きさが与えられていれば、サ ンプリング時間とサンプリング帯域幅との積は一定であることが理解されるべき である。従って、狭い帯域幅で長いバーストをサンプリングすること、又はより 広い帯域幅で短いバーストをサンプリングすることのいずれかが行われうる。 図４は帯域幅制限されたサンプリング手段である本発明によるサンプリング網 ５０を示す図である。網５０は、理想スイッチ５１０及び等価抵抗器Ｒ_i５１１ によって示されるサンプリングスイッチ５１Ａ，５１Ｂ及び５１Ｃと、夫々が単 位コンデンサＣ_iに対応する複数のコンデンサＣ₁，Ｃ₂，．．．，Ｃ_nとを含む。 処理手段２５は、夫々のスイッチ５２及び５３等を作動することによってコンデ ンサが並列に結合されるようサンプリング網５０を制御する。網５０の出力５４ において、所望の信号サンプリング帯域幅及び信号帯域幅を超過しない雑音帯域 幅を有するサンプリングされた信号が得られる。雑音減少は入力信号に関して並 列コンデンサの数に等しい係数である。かかる雑音減少は、個々のスイッチ抵抗 の帯域幅よりも小さい帯域幅及び単一のサンプリングコンデンサＣ_iを有する信 号を受信するときに必要とされる。かかる手段なしでは、より大きな雑音帯域が サンプルされ、所望の信号の信号帯域の上に多重に折り返される。例として、ス イッチ及び１つのサンプリングコンデンサＣ_iのサンプリング帯域幅がＢＷ_s（例 えば１．６ＭＨｚ）であれば、熱雑音多重時間を信号帯域の中に折り返すことな く信号帯域幅ＢＳ_s／４（即ち４００ｋＨｚ）のサンプリングを行うことは、単 一のスイッチ５１及び並列に結合された４つの単位コンデンサＣ_iを使用するこ とによって実行されうる。比較するに、１．６ＭＨｚ帯域のサンプリングは、各 コンデンサに対して個々にサンプルすることによって、例えば図４の各コンデン サに対して１つのスイッチを使用することによって行われる。サンプリング帯域 幅はまた、スイッチの直列抵抗を変化させること、又はスイッチと直列に 他の抵抗を追加することによって変化されうる。 等価コンデンサＣ_i及び等価抵抗器Ｒ_iの値は、記憶コンデンサが全体雑音に寄 与しないよう選択されるべきである。選択手段の出力において、サンプルは選択 された低域通過フィルタの帯域幅と同じ記憶帯域幅で記憶される。すると、ｋを ボルツマン定数、Ｔを絶対温度、Ｃ_iを等価記憶容量とすると、ｋＴ／Ｃ_iの等価 雑音電圧が存在する。 以下の表は、記憶コンデンサが全体雑音に寄与しないようＣ_i及びＲ_iの値を選 択するために与えられる表である。 上記の表の値は、サンプリング帯域幅をＭＨｚで表わす。上記の表は、サンプ リング手段が完全に選択された帯域幅を正しく扱うことができるならば、サンプ リングによる雑音スペクトルは理想的に整合された抵抗器のボルツマン雑音と同 じ雑音制限、即ち−１７４ｄＢｍ／Ｈｚを有する。そのような場合、スペクトル 雑音エネルギー密度ｋＴは記憶コンデンサＣ_iの値と独立である。 上記の表によれば、１．６ＭＨｚのサンプリング帯域幅は１０ｐＦのサンプリ ングコンデンサ及び１０ｋΩのスイッチ抵抗によって実施されうる。従って、フ ィルタ１４−１６及び２０−２２の前選択された帯域幅は約１．６ＭＨｚに選択 されるべきである。この帯域幅は例えばＩＳ−９５規格によるＣＤＭＡセルラー 方式に適用可能である。帯域幅全体を処理するためには、サンプリングレートは ３．２ＭＨｚであるべきである。関心帯域幅が１６０ｋＨｚまで減少されるべき 場合は、信号及び雑音に対するサンプリング帯域幅は１０のサンプリングコンデ ンサを並列に結合することによってこの値まで減少される。この効果は、サンプ ルを取るまでに１０のサンプリングコンデンサを並列に結合すること、減少され たレートでサンプリングすること、又は３．２ＭＨｚでサンプルを取り続けるこ と、及びサンプリングの後にコンデンサを並列に結合すること、又は上述のよう にスイッチング抵抗を増加することといった他の方法によって達成されうる。サ ンプルはすると３２０ｋＨｚのより低いレートで読み出される。 図５は２つのサンプリングコンデンサの間のクロストークを防止するよう追加 的なスイッチを含む変更されたサンプリング網を示す図である。サンプリング網 ５０の２つの連続するコンデンサＣ_j及びＣ_j+1は３つのスイッチ６１，６２及び ６３を通じて結合される。コンデンサが互いに絶縁されているとき、コンデンサ Ｃ_jとＣ_j+1との間の全ての浮遊容量がアース接地に接続されるようスイッチ６１ 及び６３は開かれ、スイッチ６２は閉じられる。これにより、クロストークはゼ ロに減少される。コンデンサが相互に結合されているとき、スイッチ６１及び６ ３は閉じられスイッチ６２は開かれる。 図４を参照して説明されたように雑音帯域幅減少のためにコンデンサ網５０を 使用する代わりに、かかる帯域幅減少はサンプルを再処理することによってもま た達成されうる。１０ＭＨｚのサンプル及び１ＭＨｚの既知の信号帯域幅を仮定 する。すると、Ｎの信号サンプルの総和は数学的には信号サンプルのＮ倍にＮの 雑音サンプルの総和を加えたものであることが容易にわかる。 上述の非常に線形性が高く低い雑音の入力サンプリングでは、チャネルフィル タリングの大部分がサンプリングの後、又は場合によってはアナログ・ディジタ ル変換の後に実行されうる受信器を構築することが可能である。更なる利点は、 受信バーストと送信バー ストとの間に充分な時間間隔があるとき、集中信号処理及びアナログ・ディジタ ル変換はアナログＲＦ信号受信又は送信と同時に実行されえ、これらが受信器フ ロントエンド及び送信器部分によって同一の半導体チップ上で行われることを可 能とする。 サンプリングレート及び帯域幅は、例えば５ＭＨｚ，２ＭＨｚ，１ＭＨｚ，４ ００ｋＨｚ及び２００ｋＨｚの帯域幅が容易に構成可能な、即ち低い費用のハー ドウエアによって最適にカバーされうるよう配置されうる。例えば、ＧＳＭ受信 器は４００ｋＨｚの帯域幅を有し、約１３０ｋＨｚへ下方にフィルタリングする チャネルは、隣接するチャネルの電力条件によって帯域幅及び勾配に関して適合 されうる。例えば４０ｋＨｚの帯域幅の更なる前フィルタを追加し、更なるサン プリングコンデンサを並列に結合することで、ＩＳ−１３６では３０ｋＨｚ、Ｇ ＳＭでは２００ｋＨｚ、ＩＳ−９５ＣＤＭＡでは１．２５ＭＨｚの帯域幅をカバ ーする高性能受信器を構築することが可能である。更に、この原理は新しい、費 用効果的な無線インタフェースを開発するために利用されうる。 上述より、当業者によって以下添付の請求項によって定義されるような本発明 の精神及び範囲の中で様々な変更がなされ、本発明は従って与えられた例に制限 されるものではないことが明らかとなろう。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 無線周波数帯域の中の無線信号を受信する無線周波数部分と、受信された 無線信号をより低い周波数帯域へ下方変調するミキシング手段と、下方変調され た無線周波数信号をサンプリングするサンプリング手段と、サンプリングされた より低い周波数帯域信号を記憶及び処理する記憶及び処理手段とを含むワイヤレ ス通信装置であって、 上記通信装置は少なくとも１つの周波数帯域から無線信号を受信するよう配置 された受信装置であり、 上記通信装置はより低い周波数帯域信号のサンプリング帯域幅及び／又はサン プリング時間を選択する選択手段を含み、上記選択手段は、サンプリングが所望 の信号の帯域幅に関して最適化するよう、所望の信号の先験的に知られた帯域幅 に基づいて、又は所望の信号の推定された帯域幅に基づいて制御されることを特 徴とするワイヤレス通信装置。 ２． より低い周波数帯域信号は、存在する間は、帯域制限サンプルとして記憶 される、請求項１記載のワイヤレス通信装置。 ３． 上記通信装置は多帯域受信装置である、請求項１又は２記載のワイヤレス 通信装置。 ４． サンプリングされるべき帯域幅は、より低い周波数帯域信号の多数のサン プルを、所定の帯域幅及び中央周波数を有する所望の信号に調整可能な帯域幅及 び中央周波数を有する調整可能帯域通過フィルタによってフィルタリングするこ とによって決定され、帯域幅は調整可能帯域通過フィルタの出力信号におけるエ ネルギー検出手段から推定される、請求項１記載のワイヤレス通信装置。 ５． 上記選択手段は、所望の信号として受信されるべきＲＦ信号の帯域幅に関 して最適な帯域幅を有する少なくとも２つの低域通過フィルタと、より低い周波 数帯域信号を選択された低域通過フィルタの出力へ結合するスイッチ手段とを含 む、請求項１乃至４のうちいずれか１項記載のワイヤレス通信装置。 ６． 上記低域通過フィルタの帯域幅は夫々のフィルタによってフィルタされる べき所望の信号の帯域幅よりも実質的に大きく、望ましくは２又は３倍のオーダ である、請求項５記載のワイヤレス通信装置。 ７． 上記低域通過フィルタは線形通過帯域位相応答を有する線形分散抵抗器− コンデンサフィルタである、請求項５又は６記載のワイヤレス通信装置。 ８． 上記サンプリング手段は、上記選択手段の出力における雑音の帯域幅を制 限するよう選択手段に結合される帯域制限されたサンプリング手段である、請求 項１記載のワイヤレス通信装置。 ９． 上記帯域制限されたサンプリング手段は望ましくは少なくとも１つのコン デンサに結合される単一のサンプリングスイッチであり、少なくとも２つのコン デンサの場合はコンデンサは連続して並列にスイッチングされる、請求項８記載 のワイヤレス通信装置。 １０． 上記帯域制限されたサンプリング手段は望ましくはサンプルを捕捉する ための単一のサンプリングスイッチと記憶及び処理手段とを含み、上記処理手段 は選択手段の出力における雑音が実質的に減少されるようサンプルを再処理する よう配置される、請求項８ 記載のワイヤレス通信装置。 １１． 適合フィルタリング手段は上記サンプリング手段に結合され、上記通信 装置は、所望のチャネルの中で及び隣接するチャネルの中で信号レベルを決定す るために、またフィルタが高い隣接するチャネルから所望のチャネル干渉レベル へは低い干渉レベルに対してよりも実質的に多い帯域制限特徴を有するよう適合 フィルタリング手段を適合するよう配置される、請求項８乃至１０のうちいずれ か１項記載のワイヤレス通信装置。 １２． 上記適合フィルタリング手段は調整可能なロールオフ係数及び／又は帯 域幅を有するガウス有限インパルス応答フィルタである、請求項１１記載のワイ ヤレス通信装置。 １３． 上記装置は、粗帯域制限のために無線周波数部分の中に同調可能なフィ ルタ増幅器チェーンを含む、請求項１記載のワイヤレス通信装置。 １４． 上記装置は直接変換直角受信器である、請求項１記載のワイヤレス通信 装置。