DE69731077T2

DE69731077T2 - Selektives filtern zur störungsreduktion im gleichen kanal

Info

Publication number: DE69731077T2
Application number: DE69731077T
Authority: DE
Inventors: Wen Tong; Rui Wang
Original assignee: Nortel Networks Ltd
Current assignee: Nortel Networks Ltd
Priority date: 1996-11-29
Filing date: 1997-02-26
Publication date: 2005-03-24
Anticipated expiration: 2017-02-27
Also published as: US5848108A; WO1998024189A1; EP0886922A1; CN1110906C; CA2220239C; JP2000505636A; CN1209918A; JP3486849B2; DE69731077D1; EP0886922B1; CA2220239A1

Description

Technisches Gebiet und gewerbliche Anwendung
Diese Erfindung bezieht sich auf das selektive Filtern eines Nutzsignals, beispielsweise zur Verringerung der Gleichkanal-Störung in einem Kommunikationssystem, wie zum Beispiel einem Zellularfunk- oder einem drahtlosen Kommunikationssystem.
Hintergrund der Erfindung
Die Gleichkanal-Störung (CCI) wird durch ein oder mehrere Störsignale innerhalb des Frequenzbandes eines Nutzsignals in einem Kommunikationssystem gebildet und ist ein Schlüsselfaktor, der die Frequenz-Wiederbenutzungsmöglichkeiten von mobilen Funk- oder drahtlosen Kommunikationssystemen begrenzt. Die CCI kann nicht durch übliche Filtertechniken verringert werden, weil sie in die Bandbreite des Nutzsignals fällt. Es war in Kommunikationssystemen üblich, ein relativ hohes Verhältnis der Nutzsignalstärke zur Störsignalstärke vorzusehen, was allgemein als das Träger- oder Signal-/Stör- oder C/I-Verhältnis bezeichnet wird, um effektive Kommunikationen aufrechtzuerhalten.
Eine anhängige Anmeldung von Wen Tong et al. mit dem Titel "Co-Channel Interference Reduction" (Internationale Patentanmeldung PCT/CA96/00672 und/oder Kanadische Patentanmeldung 2,187,478, beide eingereicht am 9. Oktober 1996, unter Beanspruchung der Priorität der US-Patentanmeldung Nr. 60/004,979 vom 10. Oktober 1995), die nachfolgend als die Tong-Anmeldung bezeichnet wird, bezieht sich auf die Verringerung der CCI und beschreibt verschiedene Verfahren, die einzeln oder in Kombination verwendet werden können, um eine erhebliche Verringerung der CCI zu erzielen. Eines dieser Verfahren umfasst das selektive Filtern, bei dem komplexe Signalabtastproben, die das Nutzsignal bilden, einer selektiven Filterbank zugeführt werden, die durch eine Vielzahl von Filtern gebildet ist, die schmale Bandbreiten haben, die die Gesamt-Signalbandbreite überspannen. Das Ausgangssignal der Filterbank wird von dem Filter ausgewählt, das die maximale Energie in seinem Ausgang zu irgendeinem Zeitpunkt hat, auf der Grundlage, dass das Nutzsignal stärker als die CCI ist, und dass die zwei Signalkomponenten im allgemeinen unterschiedliche Momentan-Frequenzen haben. Um die Rechenanforderungen zu verringern, werden die komplexen Signalabtastproben vor dem Filtern durch die Filterbank abwärts umgewandelt oder gemischt und das ausgewählte Ausgangssignal wird nach dem Filtern durch die Filterbank aufwärts-umgewandelt. Dieses Verfahren erfordert jedoch immer noch erhebliche Rechenresourcen zum Filtern der gesamten Signalbandbreite, um die maximale Momentan-Energie des Eingangssignals festzustellen.
Ein Ziel dieser Erfindung besteht in der Schaffung eines verbesserten Verfahrens und einer Vorrichtung zum selektiven Filtern eines Nutzsignals, beispielsweise zur Verringerung der CCI.
Zusammenfassung der Erfindung
Nach einem ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird ein selektives Filter geschaffen, das folgendes umfasst: eine Zeit-Frequenz-Transformationseinheit, die auf Abtastproben eines zu filternden Eingangssignals anspricht, wobei das Eingangssignal eine Bandbreite aufweist, wobei die Zeit-Frequenz-Transformationseinheit so angeordnet ist, dass sie eine Anzahl von Frequenzkomponenten des Signals erzeugt; eine Identifikationseinheit, die so angeordnet ist, dass sie ein Ausgangssignal liefert, das eine maximale Energie eines der Anzahl von Frequenzkomponenten identifiziert; und ein Filter, das so angeordnet ist, dass es das Eingangssignal filtert, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, wobei das Filter auf den Ausgang der Identifikationseinheit anspricht, um ein Durchlass- oder Sperrband zu liefern, das der identifizierten einen der Anzahl von Frequenzkomponenten innerhalb der Bandbreite des Eingangssignals zugeordnet ist, gemäß der EP-A-0453213, dadurch gekennzeichnet, dass das Filter ein digitales Filter umfasst, das ein bandbegrenztes Filter unter Verwendung einer gestreckten sphäroidischen Wellenfunktion beinhaltet.
In verschiedenen Anwendungen der Erfindung kann das Filter ein Bandsperrfilter oder ein Bandpassfilter umfassen.
Vorzugsweise spricht die Transformationseinheit auf die gleiche Anzahl von aufeinanderfolgenden Abtastproben des Eingangssignals an, wie es Anzapfungen des digitalen Filters gibt.
Vorzugsweise umfasst das Filter ein digitales Filter, das zwischen einer Frequenz-Abwärtsverschiebungseinrichtung und einer Frequenz-Aufwärtsverschiebungseinrichtung angeordnet ist, die jeweils auf das Ausgangssignal der Identifikationseinheit ansprechen, um die Frequenz des gefilterten Signals um eine jeweilige Frequenz zu verschieben, die dem Ausgang der Identifikationseinheit zugeordnet ist. Zweckmäßigerweise umfassen die Abtastproben des Eingangssignals komplexe Signalabtastproben, und jede der Frequenz-Abwärtsverschiebungseinrichtungen und Frequenz-Aufwärtsverschiebungseinrichtungen umfasst einen komplexen Signalmultiplizierer.
Vorzugsweise spricht die Transformationseinheit auf die komplexen Signalabtastproben des Eingangssignals an, wobei jede der Anzahl von Frequenzkomponenten einem jeweiligen einen einer Anzahl von Frequenzbändern innerhalb der Bandbreite des Eingangssignals zugeordnet ist; die Identifikationseinheit spricht auf die Anzahl der Frequenzkomponenten an, und ist so ausgebildet, dass sie bestimmt, welche der Frequenzkomponenten die größte momentane Energie aufweist; und das Filter ist so angeordnet, dass es die komplexen Signalabtastproben des Eingangssignals mit einem Filter-Durchlass- oder Sperrband filtert, das dem Frequenzband entspricht, das der Frequenzkomponente zugeordnet ist, von der durch die Identifikationseinheit festgestellt wurde, dass sie die größte momentane Energie hat.
In diesem Fall umfasst das digitale Filter vorzugsweise einen komplexen Signalmultiplizierer, der zur Multiplikation komplexer Signalabstastproben des Eingangssignals mit komplexen Signalabtastproben einer jeweiligen vorgegebenen Frequenz angeordnet ist, die das Frequenzband darstellt, das der Frequenzkomponente zugeordnet ist, von der durch die Identifikationseinheit festgestellt wurde, dass sie die größte momentane Energie aufweist, sowie ein digitales Filter, das mit dem Ausgangssignal von dem komplexen Signalmultiplizierer gespeist wird und reelle Filterkoeffizienten aufweist.
Die Erfindung ergibt weiterhin ein Verfahren zum selektiven Filtern eines Eingangssignals, das die folgenden Schritte umfasst: Ausführen einer Zeit-Frequenz-Transformation komplexer Signalabtastproben, die das Eingangssignal darstellen, zur Erzeugung einer Anzahl von Frequenzkomponenten; Feststellen, welche der Anzahl von Frequenzkomponenten die größte momentane Energie aufweist; und Filtern des Eingangssignals unter Verwendung eines jeweiligen einen der Anzahl von Filterdurchlaß- oder Sperrbändern innerhalb der Bandbreite des Eingangssignals, das entsprechend der Feststellung ausgewählt ist, welche der Anzahl der Frequenzkomponenten die größte momentane Energie aufweist; dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Filterns ein digitales Filter verwendet, das ein bandbegrenztes Filter unter Verwendung einer gestreckten sphäroidischen Wellenfunktion beinhaltet.
In vorteilhafter Weise umfasst der Schritt des Filterns des Eingangssignals eine Frequenzverschiebung des Eingangssignals um eine Frequenz, die von der Feststellung abhängt, auf eine vorgegebene Mittenfrequenz, und des Filterns des frequenzverschobenen Signals bei der vorgegebenen Mittenfrequenz. Vorzugsweise ist die vorgegebene Mittenfrequenz gleich Null, und das Filtern umfasst das digitale Filtern unter Verwendung reeller Filterkoeffizienten.
Ein weiterer Gesichtspunkt der Erfindung ergibt ein Verfahren zur Verringerung der Gleichkanal-Störung mit einem Nutzsignal in einer vorgegebenen Signalbandbreite eines empfangenen Signals in einem Kommunikationssystem, das das selektive Filtern des empfangenen Signals durch das vorstehend genannte Verfahren umfasst, wobei das empfangene Signal das Eingangssignal bildet und der Schritt des Filterns eine Bandpassfilterung umfasst.
Ein weiterer Gesichtspunkt der Erfindung ergibt ein Verfahren zur Verringerung der Störung mit einem Nutzsignal in einem Spreizspektrum-Kommunikationssystem, wobei die Störung eine größere Amplitude und kleinere Bandbreite als das Nutzsignal hat, wobei das Verfahren das selektive Filtern eines empfangenen Signals durch das vorstehend genannte Verfahren umfasst, und das empfangene Signal das Eingangssignal bildet und der Schritt des Filterns eine Bandsperrfilterung umfasst.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die Erfindung wird weiter aus der folgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen verständlich, in denen:
1 die Charakteristik einer selektiven Filterbank zeigt;
2 schematisch ein digitales Filter zur Bereitstellung einer Filtercharakteristik gemäß der Darstellung nach 1 zeigt;
3 schematisch ein Blockschaltbild eines selektiven Filters gemäß einer Ausführungsform dieser Erfindung zeigt;
4 schematisch eine Transformationseinheit des selektiven Filters zeigt; und
5, die auf dem gleichen Blatt wie 3 erscheint, eine allgemeine Form eines selektiven Filters gemäß der Erfindung zeigt.
Ausführungsformen der Erfindung
In einem drahtlosen Kommunikationsempfänger wird ein Kommunikationssignal, beispielsweise ein AMPS-(weiterentwickeltes-Mobiltelefon-Dienst-) oder GSM(Globales-System-für-Mobil-Kommunikation-)Signal unter Verwendung der Frequenzmodulation (FM) typischerweise über eine RF-(Hochfrequenz-)Schaltung und einen Abwärtswandler an eine Abtasteinrichtung geliefert, die Signalabtastproben erzeugt, die durch einen A-D-(Analog-/Digital-)Wandler in Digitalformat umgewandelt werden. Die digitalen komplexen Signalabtastproben können, beispielsweise so wie dies in der Tong-Anmeldung beschrieben ist, digital verarbeitet werden, um Gleichkanal-Stör-(CCI-)Signale zu verringern, die innerhalb der Bandbreite des Nutzsignals liegen. Wenn das System ein Zellularfunk-Kommunikationssystem ist, so kann die CCI beispielsweise aufgrund der Frequenzwiederbenutzung in anderen Zellen des Systems auftreten, und/oder sie kann aufgrund von Quellen außerhalb des Kommunikationssystems entstehen. Wie dies gut bekannt ist, werden die digitalen Signalabtastproben vorzugsweise in einer oder mehreren integrierten DSP-(Digitale-Signalprozessor-)Schaltungen verarbeitet, die in wünschenswerter Weise auch für die Verarbeitung der Signale zur Verringerung der CCI verwendet werden.
Wie dies in der Tong-Anmeldung beschrieben ist, ist einer der Prozesse, der zur Verringerung der CCI verwendet werden kann, das selektive Filtern, bei dem die komplexen Signalabtastproben durch eine Anzahl von eine schmale Bandbreite und eine kurze Impulsantwort aufweisende (was einander widersprechende Forderungen sind) Filter gefiltert werden, die die Signalbandbreite überspannen. Das Ausgangssignal der Filterbank wird von demjenigen Filter ausgewählt, das zu irgendeinem Zeitpunkt die maximale Energie an seinem Ausgang aufweist, auf der Grundlage, dass das Nutzsignal stärker als die CCI ist, und dass die zwei Signalkomponenten im allgemeinen unterschiedliche Momentanfrequenzen haben. Die Anzahl der Schmalband-Filter bilden eine selektive Filterbank, die in zweckmäßiger Weise durch eine einzige digitale Filtereinheit realisiert werden kann, der eine einzelne digitale Filtereinheit vorangeht und auf die Frequenzwandler folgen.
Die Betriebsweise und Wirksamkeit der selektiven Filterung hängt von der Anzahl von Filterbändern und den Filtereigenschaften ab. Insbesondere gibt es einander widersprechende Wünsche für eine große Anzahl von schmalen Filterbändern zur Erzielung einer Selektivität, und einer kleinen Anzahl von Filterbändern zur Verringerung der Verarbeitungsanforderungen, einer ausreichenden Bandbreite, um ein Ansprechverhalten auf die Änderungsgeschwindigkeit der Momentanfrequenz des Nutzsignals zu erzielen, einer eine minimale Länge aufweisenden Impulsantwort zur Zeitauflösung und einen kombinierten ebenen und linearen Phasengang.
Ein vorteilhafter Kompromiss zwischen diesen Wünschen wird in der nachfolgend beschriebenen Ausführungsform der Erfindung übernommen, die beispielsweise für ein AMPS-System bestimmt ist und sechs FIR (Endliche-Impulsantwort-) Filterbänder mit einer Filterkonstruktion verwendet, die auf einer gestreckten sphäroidischen Funktion beruht, um ein minimales Produkt der Filter-Bandbreite und der Impuls-Antwortdauer zu schaffen. Das selektiv gefilterte Ausgangssignal wird durch das Ausgangssignal von demjenigen Filterband gebildet, das die größte momentane Ausgangsenergie hat, wobei sich dies mit der Zeit über die Signalbandbreite in einer Weise ändert, die im allgemeinen von der der schwächeren CCI verschieden und hiervon unabhängig ist. Ausgangssignale von mehr als einem, jedoch von weniger als allen Filterbändern könnten alternativ kombiniert werden, um ein Ausgangssignal zu liefern, doch würde dies zu einer komplizierteren Anordnung führen. Es ist zu erkennen, dass eine andere Anzahl und Charakteristik der Filterbänder verwendet werden kann, wenn dies erwünscht ist.
1 zeigt einen Frequenzgang einer selektiven Filterbank, wobei die sich überlappenden primären Keulen der sechs Filterbänder gezeigt sind, die durch einen Index I von 1 bis 6 identifiziert sind und die Bandbreite eines Nutzsignals überspannen. Die Gesamt-Signalbreite, wie sie in 1 dargestellt ist, ist auf 0 kHz zentriert, wobei benachbarte der sechs Filterbänder Mittenfrequenzabstände von ω₀ haben, wie dies gezeigt ist. Alle sechs Filterbänder können durch ein einziges digitales Filter in einem DSP durch eine Frequenzumwandlung um die Versetzung der Mittenfrequenz jedes Filterbands von 0 kHz geliefert werden, das heißt durch Multiplizieren der komplexen, zu filternden Eingangssignal-Abtastproben, mit jeweiligen Trägerfrequenz-Abtastproben
worin L = I – 7/2 ist, und k die jeweiligen Abtastproben bezeichnet. Jede Trägerfrequenz-Abtastprobe
kann in zweckmäßiger Weise durch einen komplexen Signalmultiplizierer erzeugt werden, dessen einem Eingang ein Trägersignal zugeführt wird und dessen anderer Eingang von seinem Ausgang über ein Verzögerungselement mit einer Abtastperiode gespeist wird, beispielsweise gemäß der Gleichung
Umgekehrt wird der ausgewählte Filterausgang um die jeweilige Frequenzversetzung aufwärts gewandelt.
Wie dies vorstehend angegeben wurde, sollte das Filtern in jedem Filterband sowohl eine schmale Bandbreite als auch eine kurze Impulsantwort ergeben. Diese einander widersprechenden Wünsche werden durch die Verwendung einer gestreckten sphäroidischen Wellenfunktion auf der Grundlage einer FIR-Filterkonstruktionstechnik erfüllt. Gestreckte sphäroidische Funktionen sind ein Satz von Eigenfunktionen, die die Integralgleichung:
erfüllen, worin η die integrale Variable ist, B die Filterbandbreite ist, f die Frequenz bezeichnet, T_w das Abtastinterval ist, S_n eine Eigenfunktion ist, die den Frequenzgang des Filters bildet, und λ_n der Eigenwert für unterschiedliche Lösungen ist, die durch n identifiziert sind.
Die linke Seite der vorstehenden Integralgleichung bedeutet, dass ein Signal durch ein Zeitfenster abgeschnitten wird, und die rechte Seite ist das Produkt des ursprünglichen Signals und eines Eigenwertes. Das Signal mit dem größeren Eigenwert λ_n enthält nach dem Abschneiden den größten Teil der Energie.
Um sowohl die Filterbandbreite als auch die Dauer der Impulsantwort (das heißt das Produkt hiervon) zu einem Minimum zu machen, ist das digitale Filter als ein bandbegrenztes Filter unter Verwendung der trunkierten oder abgeschnittenen, gestreckten sphäroidischen Funktion ausgelegt. Das Trunkierungs-Zeitfenster führt dazu, dass das Filter nicht mehr länger bandbegrenzt ist, und es werden zwei Arten von Fehlern eingeführt, nämlich ein In-Band-Trunkierungsfilter und ein Rückfaltungsfehler. Es ist eine Filterimpulsantwort gewünscht, die beide dieser Fehler zu einem Minimum macht, und dies wird durch Lösen der vorstehenden Integralgleichung und durch Auswählen der Eigenfunktion S_n erreicht, die den größten Eigenwert λ_n hat. Die Anzapfungskoeffizienten des Filters sind die Abtastproben einer gestreckten sphäroidischen Winkelfunktion.
Eine Lösung geschlossener Form der gestreckten sphäroidischen Winkelfunktion ist sehr schwierig zu erzielen; eine numerische Lösung kann, wie dies von Rui Wang in "Asynchronous Sampling Data Receiver", Ph. D. Dissertation, University of Toronto, Canada, Oktober 1986 beschrieben ist, verwendet werden, um den in 1 gezeigten Filter-Frequenzgang mit den nachfolgend angegebenen Koeffizienten zu erzielen. Die Frequenzverschiebung um einen gleichen Abstand aufweisende Trägerfrequenzen in der vorstehend beschriebenen Weise derart, dass alle die Filterbänder in einem einzigen digitalen Filter realisiert werden können, verringert weiterhin die Verarbeitungsanforderungen, weil die Filterkoeffizienten reelle statt komplexe Zahlen sind. Zusätzlich ist das Filter als ein symmetrisches FIR-Filter ausgelegt, um die Anzahl der erforderlichen Multiplikationen zu halbieren. Die resultierende Filterkonstruktion ist in 2 gezeigt.
Gemäß 2 ist das digitale Filter ein digitales Filter mit 12 Anzapfungen, das eine Verzögerungsleitung von elf komplexen Signalverzögerungselementen 10 umfasst, die jeweils eine Verzögerung von einer Abtastperiode T ergeben, über die das komplexe Eingangssignal an einer Leitung 11 geleitet wird. Sechs komplexe Signaladdierer 12 summieren die komplexen Signale an symmetrischen Punkten entlang der Verzögerungsleitung, das heißt jeweils von der Leitung 11 und dem Ausgang des elften Verzögerungselements und von den Ausgängen der ersten und zehnten, zweiten und neunten, dritten und achten, vierten und siebten und fünften und sechsten Verzögerungselemente 10. Die resultierenden komplexen Signalsummen werden mit reellen Koeffizienten h₀ bis h₅ jeweils in sechs komplex-reell Multiplizierem 13 multipliziert, deren komplexe Signalausgänge in weiteren fünf komplexen Signaladdierern 14 summiert werden, um ein komplexes Ausgangssignal an einer Leitung 15 zu liefern. Wie dies weiter oben beschrieben wurde, werden die Koeffizienten h₀ bis h₅ numerisch so bestimmt, dass sie die Werte in der nachfolgenden Tabelle haben:
In dem selektiven Filter, das in der Tong-Anmeldung beschrieben ist, werden die sechs komplexen Ausgangssignale von den Filterbändern jeweiligen Energieberechnungs-Einheiten zugeführt, und ein Maximal-Energie-Wähler bestimmt den Index I des Filterbandes, das die maximale momentane Ausgangsenergie hat, wobei das Ausgangssignal dieses Filterbandes dann als das Ausgangssignal des selektiven Filters ausgewählt wird. Wie dies weiter oben erläutert wurde, ist dies effektiv, hat jedoch den Nachteil, dass das Filtern für jede Abtastprobe für alle die Frequenzbänder durchgeführt wird, was erhebliche Berechnungsresourcen erfordert.
Dieser Nachteil, der mit einer größeren Anzahl von Filterbändern noch bedeutsamer wird, wird durch ein selektives Filtern gemäß Ausführungsformen der Erfindung verringert oder vermieden, von denen ein Beispiel nachfolgend anhand der 3 beschrieben wird. Allgemein umfasst ein selektives Filter gemäß Ausführungsformen der Erfindung zwei Pfade, von denen einer eine selektive Filterungsfunktion ergibt, während ein zweiter Pfad hiervon eine Zeitfrequenz-Transformation ausführt und die momentane Energie der transformierten Frequenzkomponenten zur Steuerung der selektiven Filterfunktion bestimmt.
Gemäß 3 werden die komplexen Eingangssignal-Abtastproben s(k), die selektiv gefiltert werden sollen, von einem Eingangsanschluß 20 an den ersten Pfad über eine Leitung 21 und an den zweiten Pfad über eine Leitung 22 geliefert. Der erste Pfad umfasst einen Frequenz-Abwärtswandler, der durch einen komplexen Signalmultiplizierer 23 gebildet ist, ein digitales Filter 24 mit 12 Anzapfungen, das weiter oben unter Bezugnahme auf 2 beschrieben wurde, und einen Frequenz-Aufwärtswandler, der durch einen komplexen Signalmultiplizierer 25 gebildet ist. Jede Eingangs-Abtastprobe an der Leitung 21 wird durch den komplexen Signalmultiplizierer 23 abwärts verschoben, der die Eingangs-Abtastprobe mit einer Abtastprobe von einer von 6 Trägerfrequenzen multipliziert, die von einem Schalter 26 in der nachfolgend beschriebenen Weise ausgewählt wird, wobei das Ausgangssignal des Multiplizierers 23 von dem digitalen Filter 24 gefiltert wird, und die gefilterte Abtastprobe wird von dem komplexen Signalmultiplizierer 25 aufwärts verschoben, indem diese mit einer Abtastprobe von einer von 6 Trägerfrequenzen multipliziert wird, die von einem Schalter 27 in der nachfolgend beschriebenen Weise ausgewählt werden. Die Anzahl von 6 Trägerfrequenzen entspricht der Anzahl von Filterbändern. Der Ausgang des Multiplizierers 25 umfasst komplexe Signalabtastproben f(k), die den Ausgang des selektiven Filters bilden.
Die komplexen Eingangssignal-Abtastproben werden weiterhin über die Leitung 22 an eine FFT-(Schnelle-Fourier-Transformations-)Einheit 28 geliefert, die eine Transformation der komplexen Signal-Abtastproben von 12 aufeinanderfolgenden Abtastproben in der Zeitdomäne, was den 12 Anzapfungen des digitalen Filters 24 entspricht, in 6 komplexe Signalkomponenten S₁(k) bis S₆(k) in der Frequenzdomäne, entsprechend den 6 Filterbändern, ergibt. Die Frequenzkomponenten S₁(k) bis S₆(k) werden jeweiligen Energie-Berechnungseinheiten 29 zugeführt. Jede Einheit 29 umfasst beispielsweise eine Funktion zur Erzeugung eines komplex-konjugierten Wertes des gelieferten Signals und einen komplexen Signalmultiplizierer, der zur Multiplikation des gelieferten Signals mit diesem komplex-konjugierten Wert angeordnet ist, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das die Energie des zugeführten Signals darstellt. Die Ausgangssignale von den Einheiten 29 werden den Eingängen einer Maximal-Energie-Wählereinheit 30 zugeführt, die den Index I des Signals mit der maximalen Ausgangsenergie bestimmt. Dieser Index I, der einen Wert von 1 bis 6 entsprechend den 6 Filterbändern hat, wird über eine Leitung 31 als Steuersignal den Schaltern 26 und 27 zugeführt. Um Verarbeitungsanforderungen zu verringern und im Hinblick auf eine relativ niedrige Änderungsgeschwindigkeit des Auswahlindex I verglichen mit der Abtastrate, kann die Leitung 31 wahlweise einen Dezimierer 32 einschließen, wie dies gestrichelt dargestellt ist, wobei der Dezimierer 32 beispielsweise einen Dezimierungsfaktor von 2 hat, so dass abwechselnde Bestimmungen des Auswahl-Index I bei der Steuerung der Schalter 26 und 27 ignoriert werden.
Wie dies in 3 gezeigt ist und wie dies aus der Darstellung der Frequenzbänder in 1 zu erkennen ist, werden die Trägerfrequenzen, um die die komplexen Signal-Abtastproben abwärts- und aufwärts-verschoben werden, durch komplexe Signal-Abtastproben
gebildet, worin I = 1 bis 6 ist, und sie werden für unterschiedliche Eingangs-Abtastproben entsprechend dem Auswahl-Index I auf der Leitung 31 bestimmt, der die Schalter 26 und 27 steuert, und Δω ist eine Frequenzversetzung, die allen Frequenzbändern gemeinsam ist und gleich der halben Signal-Gesamt-Bandbreite ist, so dass das digitale Filter 24, mit einer Mittenfrequenz von Null unabhängig davon arbeiten kann, welches Frequenzband zu irgendeinem Zeitpunkt ausgewählt ist.
4 zeigt in Form eines Beispiels eine Ausführungsform der FFT-Einheit 28. Die komplexen Eingangssignal-Abtastproben s(k) an der Leitung 22 werden auf eine Mittenfrequenz von Null durch eine Multiplikation mit Abtastproben einer Trägerfrequenz in einem komplexen Signal-Multiplizierer 40 abwärts verschoben. Die von dem Multiplizierer 40 abgegebenen Abtastproben werden einer Verzögerungsleitung zugeführt, die 11 komplexe Signal-Verzögerungselemente 42 umfasst, die jeweils eine Verzögerung von einer Abtastperiode T ergeben, um 12 aufeinanderfolgend verzögerte Abtastproben s₀ bis s₁₁ zu erzeugen. Diese werden in Blöcken von vier einer Transformationseinheit zugeführt, die 9 komplexe Signal-Multiplizierer 44 und 6 komplexe Signal-Addierer 46 umfasst, die die Frequenzkomponenten S₁(k) bis S₆(k) an ihren Ausgängen erzeugen. Somit wird die Abtastprobe s₀ einem Eingang eines der Addierer 46 zugeführt, und die Abtastproben s₃, s₆ und s₉ werden über jeweilige der Multiplizierer 44, mit den gezeigten Multiplikationszahlen, den anderen Eingängen eines der Addierer 46 zugeführt, der die Frequenzkomponente S₁(k) erzeugt. In ähnlicher Weise wird die Abtastprobe s₂ einem Eingang eines weiteren der Addierer 46 zugeführt, und die Abtastproben s₅, s₈ und s₁₁ werden über jeweilige der Multiplizierer 44, mit den gezeigten Multiplikationsnummern, den anderen Eingängen dieses anderen der Addierer 46 zugeführt, der die Frequenzkomponente S₆(k) erzeugt. Zusätzlich wird die Abtastprobe s₁ einem Eingang der anderen vier Addierer 46 zugeführt, und die Abtastproben s₄, s₇ und s₁₀ werden über jeweilige der Multiplizierer 44, mit den gezeigten Multiplikations-Nummern, den anderen Eingängen dieser anderen vier Addierer 46 zugeführt, mit Modifikationen ihrer Eingänge, wie dies durch die Multiplizierer an diesen Eingängen der Addierer gezeigt ist, die die anderen vier Frequenzkomponenten S₂(k) bis S₅(k) erzeugen.
Wie dies aus der vorstehenden Beschreibung zu erkennen ist, dient die FFT-Einheit 28 dazu, in einer schnellen und vom Rechenaufwand her relativ einfachen Weise Frequenzkomponenten zu erzeugen, die den Filterbändern des selektiven Filters entsprechen. Dies ist nicht ausreichend genau, um die Anforderungen an das selektive Filter als solches zu erfüllen, doch reicht es aus, es den Einheiten 29 und 30 zu ermöglichen, den Index I des Filterbands mit der größten Momentanenergie zu bestimmen. Dieser Index wird dann zur Steuerung der Schalter 26 und 27 so verwendet, dass diese für jede Eingangs-Abtastprobe zum Filtern durch das digitale Filter 24 die passende Trägerfrequenz für die Aufwärts- und Abwärts-Verschiebung auswählen, so dass das Digitalfilter 24 zur genauen Filterung der Eingangs-Abtastproben für lediglich das eine ausgewählte Filterband zu irgendeinem Zeitpunkt verwendet wird. Das selektive Filter nach 3 verringert daher erheblich die Rechenanforderungen für eine genaue Filterung entsprechend den Filterbändern, wie dies in 1 gezeigt ist.
Obwohl in der vorstehend beschriebenen Weise die Einheit 28 eine FFT ausführt, ist es verständlich, dass alternative andere Transformationen, beispielsweise eine Hartley-Transformation oder eine Cosinus-Transformation, aus der Zeitdomäne der Eingangs-Abtastproben in die den Filterbändern entsprechende Frequenzdomäne durchgeführt werden kann.
Wie dies weiter oben beschrieben wurde, verarbeitet die Transformationsfunktion 12 aufeinanderfolgende Abtastproben in Übereinstimmung mit den 12 Anzapfungen des digitalen Filters 24; dies ist für eine genaue selektive Filterung bei der vorstehend beschriebenen Ausführungsform der Erfindung wünschenswert. Dies ist jedoch nicht absolut erforderlich, und die Transformationsfunktion kann stattdessen mit einer Anzahl von Abtastproben arbeiten, die von der Anzahl der Anzapfungen des digitalen Filters verschieden ist, insbesondere dann, wenn eine genaue Filterung nicht erforderlich ist.
Beispielsweise bezieht sich die vorstehend beschriebene Ausführungsform der Erfindung auf die selektive Filterung eines AMPS-Signals zur Verringerung der Gleichkanal-Störung, und das selektive Filter ergibt entsprechend ein Bandpass, das aus der größten Bandbreite des AMPS-Kanals ausgewählt ist. Umgekehrt ist die Erfindung auch auf die Verringerung von Störungen mit einem Breitbandsignal, wie zum Beispiel bei einem Spreizspektrumsignal beispielsweise unter Verwendung von CDMA (Code-Multiplex-Vielfachzugriff), aufgrund eines relativ starken Störsignals (das beispielsweise ein AMPS-Signal umfassen kann), bei Frequenzen anwendbar, die lediglich einen Teil des Spreizspektrums belegen.
In diesem Fall ist zu erkennen, dass der zweite Pfad, der eine Zeit-Frequenz-Transformationsfunktion einschließt, in einer ähnlichen Weise wie die, die vorstehend beschrieben wurde, verwendet werden kann, um festzustellen, dass die relativ große Energie des Störsignals in einer der Vielzahl von Frequenzbändern innerhalb des wesentlich breiteren Frequenzbandes des Spreizspektrums auftritt. Es kann eine relativ große Anzahl, beispielsweise 41, derartiger Frequenzbänder geben. Das Digital-Filter in dem ersten Pfad kann in diesem Fall ein Bandsperrfilter sein, das durch das Ausgangssignal des ersten Pfades gesteuert wird, um Signale innerhalb des ausgewählten Bandes zu dämpfen, wodurch das starke Störsignal gedämpft wird. In diesem Fall gibt es keine Notwendigkeit einer besonders genauen Filterung, so dass es nicht notwendigerweise irgendeine Korrelation zwischen der Anzahl von Anzapfungen des Digitalfilters und der Anzahl von Abtastproben geben muss, die von der Transformationsfunktion bearbeitet werden. Die gleichen Prinzipien können auf die gleichzeitige Dämpfung von mehr als einem Störsignal angewandt werden.
In gleicher Weise ist zu erkennen, dass obwohl bei der vorstehend ausführlich beschriebenen Ausführungsform der Erfindung lediglich eines der sechs Frequenzbänder ausgewählt wird, um von dem selektiven Filter weitergeleitet zu werden, die gleichen Prinzipien auf die Auswahl von mehr als einem, jedoch weniger als alle, Frequenzbänder zu irgendeinem Zeitpunkt angewandt werden können, und dass die Ausgänge der ausgewählten Frequenzbänder mit oder ohne Bewertung, nach Wunsch, kombiniert werden können, um die Ausgangssignal-Abtastproben von dem selektiven Filter zu erzeugen.
Entsprechend ist eine allgemeine Form eines selektiven Filters gemäß der Erfindung in 5 gezeigt. Wie dies in 5 gezeigt ist, wird ein zu filterndes Eingangssignal einem Filter 50 zugeführt, dessen Ausgang ein Ausgangssignal bildet. Abtastproben des Eingangssignals werden weiterhin einer Transformationseinheit 51 zugeführt, die eine Vielzahl von Frequenzkomponenten erzeugt, und eine nachfolgende Einheit 52 identifiziert zumindest eine dieser Frequenzkomponenten als eine Frequenzkomponente mit der maximalen Energie und steuert das Filter 50 entsprechend. Das Filter 50 ist zweckmäßigerweise ein digitales Filter, wobei in diesem Fall die gleichen Eingangssignal-Abtastproben, die der Transformationseinheit 51 zugeführt werden, auch dem Filter 50 zugeführt werden können (das heißt die zwei Eingangssignale in 5 können miteinander verbunden werden, wie es bei den vorstehend beschriebenen Leitungen 21 und 22 der Fall war), doch muss dies nicht unbedingt der Fall sein. Das Filter 50 kann ein Bandpassfilter sein, wie es beispielsweise vorstehend für ein AMPS-System beschrieben wurde, oder es kann ein Bandsperrfilter sein, wie es beispielsweise vorstehend für ein Spreizspektrumsystem beschrieben wurde, wobei die maximale Energiekomponente oder die maximalen Energiekomponenten, die durch die Einheit 52 identifiziert werden, das Durchlass- bzw. Sperrband- bzw. die Durchlass- oder Sperrbänder des Filters innerhalb einer größeren Gesamtbandbreite des Signals bestimmen.
Somit ist zu erkennen, dass diese und vielfältige andere Änderungen, Abänderungen und Anpassungen an den speziellen vorstehend beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung durchgeführt werden können, ohne von dem Schutzumfang der Ansprüche abzuweichen.

Claims

Selektives Filter mit: einer Zeit-Frequenz-Transformationseinheit (51), die auf Abtastproben eines zu filternden Eingangssignals anspricht, wobei das Eingangssignal eine Bandbreite aufweist, wobei die Zeit-Frequenz-Transformationseinheit (51) so angeordnet ist, dass sie eine Anzahl von Frequenzkomponenten des Signals erzeugt; einer Identifikationseinheit (52), die so angeordnet ist, dass sie ein Ausgangssignal liefert, das eine maximale Energie eines der Anzahl von Frequenzkomonenten identifiziert; und einem Filter (50), das so angeordnet ist, dass es das Eingangssignal filtert, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, wobei das Filter auf den Ausgang der Identifikationseinheit (52) anspricht, um ein Durchlass- oder Sperrband zu liefern, das der identifizierten einen der Anzahl von Frequenzkomponenten innerhalb der Bandbreite des Eingangssignals zugeordnet ist; dadurch gekennzeichnet, dass das Filter (50) ein digitales Filter umfasst, das ein bandbegrenztes Filter unter Verwendung einer gestreckten sphäroidischen Wellenfunktion beinhaltet.
Selektives Filter nach Anspruch 1, bei dem das Filter (50) ein Bandsperrfilter umfasst.
Selektives Filter nach Anspruch 1, bei dem das Filter (50) ein Bandpassfilter umfasst.
Selektives Filter nach einem der Ansprüche 1, 2, oder 3, bei dem das Filter (50) ein digitales Filter (24) umfasst, das zwischen einer Frequenz-Abwärtsverschiebungseinrichtung (30) und einer Frequenz-Aufwärtsverschiebungseinrichtung (25) angeordnet ist, wobei die Frequenz-Abwärtsverschiebungseinrichtung (23) und die Frequenz-Aufwärtsverschiebungseinrichtung (25) jeweils auf den Ausgang der Identifikationseinheit (52) ansprechen, um die Frequenz des gefilterten Signals um eine jeweilige Frequenz zu verschieben, die dem Ausgang der Identifikationseinheit (52) zugeordnet ist.
Selektives Filter nach Anspruch 4, bei dem die Abtastproben des Eingangssignals komplexe Signalabstastproben umfassen und wobei jede der Frequenz-Abwärtsverschiebungseinrichtungen (23) und Frequenz-Aufwärtsverschiebungseinrichtungen (25) einen komplexen Signalmultiplizierer umfasst.
Selektives Filter nach Anspruch 1, bei dem die Zeit-Frequenz-Transformationseinheit (51) auf die komplexen Signalabstastproben des Eingangssignals anspricht; jede der Anzahl von Frequenzkomponenten einem jeweiligen einen einer Anzahl von Frequenzbändern innerhalb der Bandbreite des Eingangssignals zugeordnet ist; die Identifikationseinheit (51) auf die Anzahl der Frequenzkomponenten anspricht und so ausgebildet ist, dass sie bestimmt, welche der Frequenzkomponenten die größte momentane Energie aufweist; und das Filter (50) so angeordnet ist, dass es die komplexen Signalabstastproben des Eingangssignals mit einem Filter-Durchlass- oder Sperrband filtert, das dem Frequenzband entspricht, das der Frequenzkomponente zugeordnet ist, von der durch die Identifikationseinheit (51) festgestellt wurde, dass sie die größte momentane Energie hat.
Selektives Filter nach Anspruch 6, bei dem das digitale Filter (50) einen komplexen Signalmultiplizierer (23), der zur Multiplikation komplexer Signalabstastproben des Eingangssignals mit komplexen Signalabstastproben einer jeweiligen vorgegebenen Frequenz angeordnet ist, die das Frequenzband darstellt, das der Frequenzkomponente zugeordnet ist, von der durch die Identifikationseinheit (52) festgestellt wurde, dass sie die größte momentane Energie aufweist, und ein digitales Filter (24) umfasst, das mit einem Ausgangssignal von dem komplexen Signalmultiplizierer gespeist wird und reelle Filterkoeffizienten aufweist.
Selektives Filter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Transformationseinheit (51) auf die gleiche Anzahl von aufeinanderfolgenden Abtastproben des Eingangssignals anspricht, wie es Anzapfungen des digitalen Filters (24) gibt.
Selektives Filter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Transformationseinheit (51) so ausgebildet ist, dass sie eine schnelle Fourier-Transformation der Abtastproben des Eingangssignals ausführt.
Verfahren zum selektiven Filtern eines Eingangssignals, mit den folgenden Schritten: Ausführen einer Zeit-Frequenz-Transformation komplexer Signalabstastproben, die das Eingangssignal darstellen, um eine Anzahl von Frequenzkomponenten zu erzeugen; Feststellen, welche der Anzahl von Frequenzkomponenten die größte momentane Energie aufweist; und Filtern des Eingangssignals unter Verwendung eines jeweiligen einen einer Anzahl von Filterdurchlass- oder Sperrbändern innerhalb der Bandbreite des Eingangssignals, das entsprechend der Feststellung ausgewählt ist, welche der Anzahl der Frequenzkomponenten die größte momentane Energie aufweist; dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Filterns ein digitales Filter (50) verwendet, das ein bandbegrenztes Filter unter Verwendung einer gestreckten sphäroidischen Wellenfunktion beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 10, bei dem der Schritt des Filterns des Eingangssignals eine Frequenzverschiebung des Eingangssignals um eine Frequenz, die von der Feststellung abhängt, auf eine vorgegebene Mittenfrequenz, und Filtern des frequenzverschobenen Signals bei der vorgegebenen Mittenfrequenz umfasst.
Verfahren nach Anspruch 11, bei dem die vorgegebene Mittenfrequenz Null ist, und das Filtern das digitale Filtern unter Verwendung von reellen Filterkoeffizienten umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 10, 11 oder 12, bei dem die Zeit-Frequenz-Transformation an der gleichen Anzahl von aufeinanderfolgenden komplexen Signalabstastproben des Eingangssignals durchgeführt wird, wie es Anzapfungen des digitalen Filters gibt.
Verfahren zur Verringerung der Gleichkanal-Störung mit einem Nutzsignal in einer vorgegebenen Signalbandbreite eines empfangenen Signals in einem Kommunikationssystem, das das selektive Filtern des empfangenen Signals mit einem Verfahren nach einem der Ansprüche 10–13 umfasst, wobei das empfangene Signal das Eingangssignal bildet und der Schritt des Filterns eine Bandpassfilterung umfasst.
Verfahren zur Verringerung von Störungen bei einem Nutzsignal in einem Spreizspektrum-Kommunikationssystem, wobei die Störung eine größere Amplitude und kleinere Bandbreite als das Nutzsignal aufweist, wobei das Verfahren das selektive Filtern eines empfangenen Signals nach einem Verfahren nach einem der Ansprüche 10–13 umfasst und das empfangene Signal das Eingangssignal bildet und der Schritt des Filterns eine Bandsperrfilterung umfasst.