JP3148053B2 - ディジタル直交検波装置 - Google Patents
ディジタル直交検波装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、変調信号を受信し
て、その同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）をデ
ィジタル信号処理によって得るディジタル直交検波装置
に関する。
て、その同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）をデ
ィジタル信号処理によって得るディジタル直交検波装置
に関する。
【０００２】
【従来の技術】図８は、例えば、P.J.van Gerwin,N.A.
M. Verhoeckx,H.A.van Essen,F.A.M.Snijders著の論文"
Microprocessor Implementation of High-Speed DataMo
dems"IEEE Transactions on Communications,vol.COM-2
5,No.2,pp.238-250,february1977及び電子情報通信学会
編「ディジタル信号処理の応用」に開示されたディジタ
ル直交検波装置の構成を示すブロック図である。
M. Verhoeckx,H.A.van Essen,F.A.M.Snijders著の論文"
Microprocessor Implementation of High-Speed DataMo
dems"IEEE Transactions on Communications,vol.COM-2
5,No.2,pp.238-250,february1977及び電子情報通信学会
編「ディジタル信号処理の応用」に開示されたディジタ
ル直交検波装置の構成を示すブロック図である。
【０００３】このディジタル直交検波装置は、ＲＦ（Ｒ
ａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）狭帯域変調信号ｒ
（ｔ）と正弦波信号ｃｏｓ（２π（ｆc −ｆIF）ｔ）と
を混合するミキサ１を有しており、ミキサ１には、帯域
制限された中心周波数ｆ0 のＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉ
ａｔ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号ｘ（ｔ）に変換するア
ナログ帯域通過フィルタ２が接続されている。そして、
アナログ帯域通過フィルタ２には、アナログ帯域通過フ
ィルタ２を通過したアナログ帯域通過信号を所定のサン
プリング周波数でサンプリングして離散時間信号に変換
するサンプラ８が接続されており、サンプラ８からの離
散時間信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器９
が接続されている。
ａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）狭帯域変調信号ｒ
（ｔ）と正弦波信号ｃｏｓ（２π（ｆc −ｆIF）ｔ）と
を混合するミキサ１を有しており、ミキサ１には、帯域
制限された中心周波数ｆ0 のＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉ
ａｔ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号ｘ（ｔ）に変換するア
ナログ帯域通過フィルタ２が接続されている。そして、
アナログ帯域通過フィルタ２には、アナログ帯域通過フ
ィルタ２を通過したアナログ帯域通過信号を所定のサン
プリング周波数でサンプリングして離散時間信号に変換
するサンプラ８が接続されており、サンプラ８からの離
散時間信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器９
が接続されている。
【０００４】更に、Ａ／Ｄ変換器９には、Ａ／Ｄ変換器
９の出力ｘ（ｍＴ）を入力して解析信号ｘA （ｍＴ）を
生成する複素係数帯域通過ディジタルフィルタ１０が接
続されており、複素係数帯域通過ディジタルフィルタ１
０には、解析信号ｘA （ｍＴ）に複素正弦波信号ｅｘｐ
［−ｊ２πｆIFｍＴ］を乗じる乗算器７が接続されてい
る。そして、乗算器７には、乗算器７の出力信号をサン
プリング周波数の低減度に応じたサンプル数おきに取り
出すデシメータ１５が接続されている。
９の出力ｘ（ｍＴ）を入力して解析信号ｘA （ｍＴ）を
生成する複素係数帯域通過ディジタルフィルタ１０が接
続されており、複素係数帯域通過ディジタルフィルタ１
０には、解析信号ｘA （ｍＴ）に複素正弦波信号ｅｘｐ
［−ｊ２πｆIFｍＴ］を乗じる乗算器７が接続されてい
る。そして、乗算器７には、乗算器７の出力信号をサン
プリング周波数の低減度に応じたサンプル数おきに取り
出すデシメータ１５が接続されている。
【０００５】次に動作について説明する。
【０００６】受信した搬送波周波数ｆｃで帯域幅Ｂ（Ｂ
＜＜ｆｃ）のＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）
狭帯域変調信号ｒ（ｔ）は、ミキサ１により正弦波信号
ｃｏｓ（２π（ｆc −ｆIF）ｔ）と混合され、アナログ
帯域通過フィルタ２により帯域制限された中心周波数ｆ
0 のＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔ Ｆｒｅｑｕｅｎｃ
ｙ）信号ｘ（ｔ）に変換される。なお、ｆ0 とｆIFとは
異なる場合がある。このＩＦ信号ｘ（ｔ）は、サンプラ
８及びＡ／Ｄ変換器９によってディジタル信号に変換さ
れ、ｘ（ｍＴ）となる。
＜＜ｆｃ）のＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）
狭帯域変調信号ｒ（ｔ）は、ミキサ１により正弦波信号
ｃｏｓ（２π（ｆc −ｆIF）ｔ）と混合され、アナログ
帯域通過フィルタ２により帯域制限された中心周波数ｆ
0 のＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔ Ｆｒｅｑｕｅｎｃ
ｙ）信号ｘ（ｔ）に変換される。なお、ｆ0 とｆIFとは
異なる場合がある。このＩＦ信号ｘ（ｔ）は、サンプラ
８及びＡ／Ｄ変換器９によってディジタル信号に変換さ
れ、ｘ（ｍＴ）となる。
【０００７】Ｉ成分・Ｑ成分の許容量子化雑音電力から
定める所望のＩ成分・Ｑ成分の語長をｂ3 ビットとする
と、Ａ／Ｄ変換器９における量子化ビット数はそれと同
じになる。ただし、このｂ3 は、Ａ／Ｄ変換器９に続く
フィルタリングによる丸め雑音電力の影響を小さくする
ために、余裕を持たせた値ではない。余裕を持たせる場
合には、ｃ＝１〜４程度とし、Ｉ成分・Ｑ成分の語長は
（ｂ3 ＋ｃ）ビット、Ａ／Ｄ変換器９における量子化ビ
ット数はｂ3 とする。サンプリング周期Ｔの逆数である
サンプリング周波数ｆｓｃは式（１）を満足する必要が
ある。
定める所望のＩ成分・Ｑ成分の語長をｂ3 ビットとする
と、Ａ／Ｄ変換器９における量子化ビット数はそれと同
じになる。ただし、このｂ3 は、Ａ／Ｄ変換器９に続く
フィルタリングによる丸め雑音電力の影響を小さくする
ために、余裕を持たせた値ではない。余裕を持たせる場
合には、ｃ＝１〜４程度とし、Ｉ成分・Ｑ成分の語長は
（ｂ3 ＋ｃ）ビット、Ａ／Ｄ変換器９における量子化ビ
ット数はｂ3 とする。サンプリング周期Ｔの逆数である
サンプリング周波数ｆｓｃは式（１）を満足する必要が
ある。
【０００８】 ｆｓｃ≧２ｆ0 ＋Ｂ …（１） 帯域通過信号ｘ（ｍＴ）は一般に式（２）のように表現
できる。
できる。
【０００９】 ｘ（ｍＴ）＝ａ（ｍＴ）ｃｏｓ｛２πｆIFｍＴ＋φ（ｍＴ）｝＝ａ（ｍＴ） ｃｏｓφ（ｍＴ）ｃｏｓ（２πｆIFｍＴ）−ａ（ｍＴ）ｓｉｎφ（ｍＴ）ｓｉｎ （２πｆIFｍＴ） …（２） ここで、ａ（ｍＴ）は包絡線、φ（ｍＴ）は位相であ
る。また、ｘ（ｍＴ）のＩ成分Ｉ（ｍＴ）とＱ成分Ｑ
（ｍＴ）とは、 Ｉ（ｍＴ）＝ａ（ｍＴ）ｃｏｓφ（ｍＴ） …（３） Ｑ（ｍＴ）＝ａ（ｍＴ）ｓｉｎφ（ｍＴ） …（４） のように表される。
る。また、ｘ（ｍＴ）のＩ成分Ｉ（ｍＴ）とＱ成分Ｑ
（ｍＴ）とは、 Ｉ（ｍＴ）＝ａ（ｍＴ）ｃｏｓφ（ｍＴ） …（３） Ｑ（ｍＴ）＝ａ（ｍＴ）ｓｉｎφ（ｍＴ） …（４） のように表される。
【００１０】以下、ｘ（ｍＴ）からＩ（ｍＴ）とＱ成分
Ｑ（ｍＴ）とを生成する方法を説明する。
Ｑ（ｍＴ）とを生成する方法を説明する。
【００１１】ｘ（ｍＴ）のヒルベルト変換をｘH （ｍ
Ｔ）とするとき、ｘ（ｍＴ）を実部、ｘH （ｍＴ）を虚
部とする複素信号ｘA （ｍＴ）を解析信号という。
Ｔ）とするとき、ｘ（ｍＴ）を実部、ｘH （ｍＴ）を虚
部とする複素信号ｘA （ｍＴ）を解析信号という。
【００１２】 ｘA （ｍＴ）＝ｘ（ｍＴ）＋ｊｘH （ｍＴ） …（５） ｘ（ｍＴ）のフーリエ変換をＸ（ｆ）とすると、解析信
号ｘA （ｍＴ）のフーリエ変換ＸA （ｆ）は次式（６）
のようになる。
号ｘA （ｍＴ）のフーリエ変換ＸA （ｆ）は次式（６）
のようになる。
【００１３】
【数１】 つまり、０＜ｆ／ｆｓｃ＜０．５におけるスペクトルは
ｘ（ｍＴ）のそれの２倍、−０．５＜ｆ／ｆｓｃ＜０の
スペクトルは０になる。
ｘ（ｍＴ）のそれの２倍、−０．５＜ｆ／ｆｓｃ＜０の
スペクトルは０になる。
【００１４】このような解析信号ｘA （ｍＴ）に対し
て、一般に複素数値を取る次式の低域通過信号ｙ（ｍ
Ｔ）を定義する。
て、一般に複素数値を取る次式の低域通過信号ｙ（ｍ
Ｔ）を定義する。
【００１５】 ｙ（ｍＴ）＝ｘA （ｍＴ）ｅｘｐ［−ｊ２πｆIFｍＴ］ ＝α（ｍＴ）＋ｊβ（ｍＴ） …（７） ここで、α（ｍＴ）、β（ｍＴ）は実数値をとる。この
とき、 ｘ（ｍＴ）＝Ｒｅ［ｙ（ｍＴ）ｅｘｐ［ｊ２πｆIFｍＴ］］＝α（ｍＴ）ｃｏ ｓ（２πｆIFｍＴ）−β（ｍＴ）ｓｉｎ（２πｆIFｍＴ） …（８） である。ここで、Ｒｅ［・］は複素数の実部をとる操作
を意味する。
とき、 ｘ（ｍＴ）＝Ｒｅ［ｙ（ｍＴ）ｅｘｐ［ｊ２πｆIFｍＴ］］＝α（ｍＴ）ｃｏ ｓ（２πｆIFｍＴ）−β（ｍＴ）ｓｉｎ（２πｆIFｍＴ） …（８） である。ここで、Ｒｅ［・］は複素数の実部をとる操作
を意味する。
【００１６】式（２）〜（４）及び式（８）よりα（ｍ
Ｔ）、β（ｍＴ）はそれぞれｘ（ｍＴ）のＩ成分、Ｑ成
分であることがわかる。すなわち、帯域通過信号ｘ（ｍ
Ｔ）に対応する解析信号ｘA （ｍＴ）に対して複素正弦
波信号ｅｘｐ［−ｊ２πｆIFｍＴ］を掛けると、その実
部がＩ成分、虚部がＱ成分であることを示している。図
８においては、ｘ（ｍＴ）を入力とする複素係数帯域通
過ディジタルフィルタ１０で解析信号ｘA （ｍＴ）を生
成する。従って、複素係数帯域通過ディジタルフィルタ
１０の周波数特性は０＜ｆ／ｆｓｃ＜０．５が通過域、
その他の領域が阻止域である。複素係数帯域通過ディジ
タルフィルタ１０の出力信号ｘA （ｍＴ）に対して、乗
算器７で複素正弦波信号ｅｘｐ［−ｊ２πｆIFｍＴ］を
乗じた出力信号ｙ（ｍＴ）は、 ｙ（ｍＴ）＝Ｉ（ｍＴ）＋ｊＱ（ｍＴ） …（９） となる。ｙ（ｍＴ）の帯域幅は一般にサンプリング周波
数ｆｓｃに比べて狭いので、デシメータ１５で信号を何
サンプルおきかで取り出してサンプリング周波数ｆｓｃ
より小さいｆｓ´に下げてもよい。図８で、１／Ｔ´＝
ｆｓｃ´である。ただし、ｆｓｃ´はｙ（ｍＴ）の帯域
幅と同程度かそれより若干大きい。デシメータ１５の出
力の実部、虚部、がそれぞれサンプリング周波数が低減
されたＩ成分（Ｉ（ｎＴ´））、Ｑ成分（Ｑ（ｎＴ
´））である。
Ｔ）、β（ｍＴ）はそれぞれｘ（ｍＴ）のＩ成分、Ｑ成
分であることがわかる。すなわち、帯域通過信号ｘ（ｍ
Ｔ）に対応する解析信号ｘA （ｍＴ）に対して複素正弦
波信号ｅｘｐ［−ｊ２πｆIFｍＴ］を掛けると、その実
部がＩ成分、虚部がＱ成分であることを示している。図
８においては、ｘ（ｍＴ）を入力とする複素係数帯域通
過ディジタルフィルタ１０で解析信号ｘA （ｍＴ）を生
成する。従って、複素係数帯域通過ディジタルフィルタ
１０の周波数特性は０＜ｆ／ｆｓｃ＜０．５が通過域、
その他の領域が阻止域である。複素係数帯域通過ディジ
タルフィルタ１０の出力信号ｘA （ｍＴ）に対して、乗
算器７で複素正弦波信号ｅｘｐ［−ｊ２πｆIFｍＴ］を
乗じた出力信号ｙ（ｍＴ）は、 ｙ（ｍＴ）＝Ｉ（ｍＴ）＋ｊＱ（ｍＴ） …（９） となる。ｙ（ｍＴ）の帯域幅は一般にサンプリング周波
数ｆｓｃに比べて狭いので、デシメータ１５で信号を何
サンプルおきかで取り出してサンプリング周波数ｆｓｃ
より小さいｆｓ´に下げてもよい。図８で、１／Ｔ´＝
ｆｓｃ´である。ただし、ｆｓｃ´はｙ（ｍＴ）の帯域
幅と同程度かそれより若干大きい。デシメータ１５の出
力の実部、虚部、がそれぞれサンプリング周波数が低減
されたＩ成分（Ｉ（ｎＴ´））、Ｑ成分（Ｑ（ｎＴ
´））である。
【００１７】以上のようなディジタル信号処理で直交検
波を行う利点は、アナログ処理と異なり、Ｉ成分とＱ成
分の直交成分が高く維持できること、Ａ／Ｄ変換器が１
個ですみ、利得や位相等の調整箇所が少ないことであ
る。なお、上述従来例の類似技術として特開昭６４−５
７１８５号公報、特開平１−３００６１１号公報があ
る。
波を行う利点は、アナログ処理と異なり、Ｉ成分とＱ成
分の直交成分が高く維持できること、Ａ／Ｄ変換器が１
個ですみ、利得や位相等の調整箇所が少ないことであ
る。なお、上述従来例の類似技術として特開昭６４−５
７１８５号公報、特開平１−３００６１１号公報があ
る。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】従来のディジタル直交
検波装置は、以上のように構成されており、上記のよう
な利点があるが、得られるＩ成分とＱ成分との直交性
や、ディジタル信号処理では避けることのできない量子
化雑音電力は、Ａ／Ｄ変換器における量子化ビット数や
変換精度に依存する。Ｉ成分とＱ成分との直交性を向上
し、かつ信号対量子化雑音電力比を大きくするには高精
度で多量子化ビット数のＡ／Ｄ変換器を用いればよい
が、Ａ／Ｄ変換器における量子化ビット数を大きくし、
変換精度を高くするのには以下のようないくつかの問題
点がある。
検波装置は、以上のように構成されており、上記のよう
な利点があるが、得られるＩ成分とＱ成分との直交性
や、ディジタル信号処理では避けることのできない量子
化雑音電力は、Ａ／Ｄ変換器における量子化ビット数や
変換精度に依存する。Ｉ成分とＱ成分との直交性を向上
し、かつ信号対量子化雑音電力比を大きくするには高精
度で多量子化ビット数のＡ／Ｄ変換器を用いればよい
が、Ａ／Ｄ変換器における量子化ビット数を大きくし、
変換精度を高くするのには以下のようないくつかの問題
点がある。
【００１９】多量子化ビット数にすることによりＡ／Ｄ
変換器のハードウェア規模が大きくなり、コストが増大
する。また、集積回路の製造において、極めて高精度な
加工技術が必要となり、高精度なＡ／Ｄ変換器を作るこ
と自体困難になってくる。Ａ／Ｄ変換を行う前にはサン
プリングに伴うエイリアシング（Aliasing）を防ぐため
にアナログの前置きフィルタが必要となるが、信号の帯
域の上限とナイキスト周波数が近接している場合には、
次数の高いフィルタが必要になる。高次のアクティブフ
ィルタは増幅素子の数も増加し、増幅器で発生する雑音
や歪みなどが無視できなくなる。その結果、信号対雑音
電力比が低下してしまうという問題点があった。また、
デシメータ１５でサンプリング周波数を低減した場合、
受信信号そのものによるエイリアシングは生じないが、
量子化雑音や丸め雑音によりエイリアシングが生じるた
め、信号対雑音比が更に劣化するという問題点があっ
た。この発明は、上記のような課題を解消するためにな
されたもので、多量子化ビット数のＡ／Ｄ変換器を用い
ることなしに、高精度な直交性を持ち、信号対量子化雑
音電力比の大きいＩ成分とＱ成分とを得られるディジタ
ル直交検波装置を得ることを目的とする。
変換器のハードウェア規模が大きくなり、コストが増大
する。また、集積回路の製造において、極めて高精度な
加工技術が必要となり、高精度なＡ／Ｄ変換器を作るこ
と自体困難になってくる。Ａ／Ｄ変換を行う前にはサン
プリングに伴うエイリアシング（Aliasing）を防ぐため
にアナログの前置きフィルタが必要となるが、信号の帯
域の上限とナイキスト周波数が近接している場合には、
次数の高いフィルタが必要になる。高次のアクティブフ
ィルタは増幅素子の数も増加し、増幅器で発生する雑音
や歪みなどが無視できなくなる。その結果、信号対雑音
電力比が低下してしまうという問題点があった。また、
デシメータ１５でサンプリング周波数を低減した場合、
受信信号そのものによるエイリアシングは生じないが、
量子化雑音や丸め雑音によりエイリアシングが生じるた
め、信号対雑音比が更に劣化するという問題点があっ
た。この発明は、上記のような課題を解消するためにな
されたもので、多量子化ビット数のＡ／Ｄ変換器を用い
ることなしに、高精度な直交性を持ち、信号対量子化雑
音電力比の大きいＩ成分とＱ成分とを得られるディジタ
ル直交検波装置を得ることを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明に係
るディジタル直交検波装置は、受信したＩＦ周波数ｆ
ＩＦのアナログ帯域通過信号を所定のサンプリング周波
数でサンプリングして離散時間信号に変換するサンプリ
ング手段と、所望の同相成分と直交成分の語長より短い
所定の量子化ビット数で前記離散時間信号を量子化する
Ａ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号を帯
域通過型の帯域制限を行いかつサンプリング周波数を低
減する帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手
段と、前記帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低
減手段の出力信号と所定の周波数の複素正弦波信号とを
乗ずる乗算手段とを備え、前記帯域通過型帯域制限・サ
ンプリング周波数低減手段が、その入力信号のサンプリ
ング周波数ｆｓ１に対して、入力信号の０＜ｆ／ｆｓ１
＜０．５の所定の周波数成分のみを通過させる帯域通過
特性を有し、前記帯域通過型帯域制限・サンプリング周
波数低減手段の出力信号の語長を入力信号の語長より拡
張することを特徴とするものである。
るディジタル直交検波装置は、受信したＩＦ周波数ｆ
ＩＦのアナログ帯域通過信号を所定のサンプリング周波
数でサンプリングして離散時間信号に変換するサンプリ
ング手段と、所望の同相成分と直交成分の語長より短い
所定の量子化ビット数で前記離散時間信号を量子化する
Ａ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号を帯
域通過型の帯域制限を行いかつサンプリング周波数を低
減する帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手
段と、前記帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低
減手段の出力信号と所定の周波数の複素正弦波信号とを
乗ずる乗算手段とを備え、前記帯域通過型帯域制限・サ
ンプリング周波数低減手段が、その入力信号のサンプリ
ング周波数ｆｓ１に対して、入力信号の０＜ｆ／ｆｓ１
＜０．５の所定の周波数成分のみを通過させる帯域通過
特性を有し、前記帯域通過型帯域制限・サンプリング周
波数低減手段の出力信号の語長を入力信号の語長より拡
張することを特徴とするものである。
【００２１】請求項２記載の発明に係るディジタル直交
検波装置は、受信したＩＦ周波数ｆＩＦのアナログ帯域
通過信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングし
て離散時間信号に変換するサンプリング手段と、所望の
同相成分と直交成分の語長より短い所定の量子化ビット
数で前記離散時間信号を量子化するＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号を低域通過型の低域制限
を行いかつサンプリング周波数を低減する低域通過型帯
域制限・サンプリング周波数低減手段と、前記低域通過
型帯域制限・サンプリング周波数低減手段の出力信号に
対して帯域通過の帯域制限を行いかつサンプリング周波
数を低減する帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数
低減手段と、前記帯域通過型帯域制限・サンプリング周
波数低減手段の出力信号と所定の周波数の複素正弦波信
号とを乗ずる乗算手段とを備え、前記低域通過型帯域制
限・サンプリング周波数低減手段が所定のカットオフ周
波数の低域通過特性を有し、その出力信号の語長を入力
信号の語長より拡張し、前記帯域通過型帯域制限・サン
プリング周波数低減手段が、その入力信号のサンプリン
グ周波数ｆｓ２に対して、入力信号の０＜ｆ／ｆｓ２＜
０．５の所定の周波数成分のみを通過させる帯域通過特
性を有し、前記帯域通過型帯域制限・サンプリング周波
数低減手段の出力信号の語長を入力信号の語長より拡張
することを特徴とするものである。
検波装置は、受信したＩＦ周波数ｆＩＦのアナログ帯域
通過信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングし
て離散時間信号に変換するサンプリング手段と、所望の
同相成分と直交成分の語長より短い所定の量子化ビット
数で前記離散時間信号を量子化するＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号を低域通過型の低域制限
を行いかつサンプリング周波数を低減する低域通過型帯
域制限・サンプリング周波数低減手段と、前記低域通過
型帯域制限・サンプリング周波数低減手段の出力信号に
対して帯域通過の帯域制限を行いかつサンプリング周波
数を低減する帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数
低減手段と、前記帯域通過型帯域制限・サンプリング周
波数低減手段の出力信号と所定の周波数の複素正弦波信
号とを乗ずる乗算手段とを備え、前記低域通過型帯域制
限・サンプリング周波数低減手段が所定のカットオフ周
波数の低域通過特性を有し、その出力信号の語長を入力
信号の語長より拡張し、前記帯域通過型帯域制限・サン
プリング周波数低減手段が、その入力信号のサンプリン
グ周波数ｆｓ２に対して、入力信号の０＜ｆ／ｆｓ２＜
０．５の所定の周波数成分のみを通過させる帯域通過特
性を有し、前記帯域通過型帯域制限・サンプリング周波
数低減手段の出力信号の語長を入力信号の語長より拡張
することを特徴とするものである。
【００２２】請求項３記載の発明に係るディジタル直交
検波装置は、受信したＩＦ周波数ｆＩＦのアナログ帯域
通過信号を所定のサンプリング周波数ｆｓ１でサンプリ
ングして離散時間信号に変換するサンプリング手段と、
所望の同相成分と直交成分の語長より短い所定の量子化
ビット数で前記離散時間信号を量子化するＡ／Ｄ変換手
段と、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号に対して帯域通過
型の帯域制限を行いかつサンプリング周波数を低減する
帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段とを
備え、前記ＩＦ周波数ｆＩＦが所望の同相成分と直交成
分のサンプリング周波数ｆｓ３の１以上の整数倍であり
かつ前記アナログ帯域通過信号をサンプリングして離散
時間信号に変換するサンプリング手段におけるサンプリ
ング周波数ｆｓ１が、前記アナログ帯域通過信号の中心
周波数の２倍にアナログ帯域通過信号の帯域幅を加えた
値より大きくかつ前記所望の同相成分と直交成分のサン
プリング周波数ｆ ｓ３ の２以上の整数倍であり、前記帯
域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段が、そ
の入力信号のサンプリング周波数ｆｓ１に対して、入力
信号の０＜ｆ／ｆｓ１＜０．５の所定の周波数成分のみ
を通過させる帯域通過特性を有し、前記帯域通過型帯域
制限・サンプリング周波数低減手段の出力信号の語長を
入力信号の語長より拡張することを特徴とするものであ
る。
検波装置は、受信したＩＦ周波数ｆＩＦのアナログ帯域
通過信号を所定のサンプリング周波数ｆｓ１でサンプリ
ングして離散時間信号に変換するサンプリング手段と、
所望の同相成分と直交成分の語長より短い所定の量子化
ビット数で前記離散時間信号を量子化するＡ／Ｄ変換手
段と、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号に対して帯域通過
型の帯域制限を行いかつサンプリング周波数を低減する
帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段とを
備え、前記ＩＦ周波数ｆＩＦが所望の同相成分と直交成
分のサンプリング周波数ｆｓ３の１以上の整数倍であり
かつ前記アナログ帯域通過信号をサンプリングして離散
時間信号に変換するサンプリング手段におけるサンプリ
ング周波数ｆｓ１が、前記アナログ帯域通過信号の中心
周波数の２倍にアナログ帯域通過信号の帯域幅を加えた
値より大きくかつ前記所望の同相成分と直交成分のサン
プリング周波数ｆ ｓ３ の２以上の整数倍であり、前記帯
域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段が、そ
の入力信号のサンプリング周波数ｆｓ１に対して、入力
信号の０＜ｆ／ｆｓ１＜０．５の所定の周波数成分のみ
を通過させる帯域通過特性を有し、前記帯域通過型帯域
制限・サンプリング周波数低減手段の出力信号の語長を
入力信号の語長より拡張することを特徴とするものであ
る。
【００２３】請求項４記載の発明に係るディジタル直交
検波装置は、受信したＩＦ周波数ｆＩＦのアナログ帯域
通過信号を所定のサンプリング周波数ｆｓ１でサンプリ
ングして離散時間信号に変換するサンプリング手段と、
所望の同相成分と直交成分の語長より短い所定の量子化
ビット数で前記離散時間信号を量子化するＡ／Ｄ変換手
段と、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号に対して低域通過
型の帯域制限を行いかつサンプリング周波数を低減する
低域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段と、
前記低域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段
の出力信号に対して帯域通過型の帯域制限を行いかつサ
ンプリング周波数を低減する帯域通過型帯域制限・サン
プリング周波数低減手段とを備え、前記ＩＦ周波数ｆ
ＩＦが所望の同相成分と直交成分のサンプリング周波数
ｆｓ３の１以上の整数倍でありかつ前記アナログ帯域通
過信号をサンプリングして離散時間信号に変換するサン
プリング手段におけるサンプリング周波数ｆｓ１が、前
記所望の同相成分と直交成分のサンプリング周波数ｆ
ｓ３の素数でない整数倍でありかつサンプリング周波数
ｆｓ１が前記アナログ帯域通過信号の中心周波数の２倍
にアナログ帯域通過信号の帯域幅を加えた値より大き
く、前記帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減
手段が、その入力信号のサンプリング周波数ｆｓ２に対
して、入力信号の０＜ｆ／ｆｓ２＜０．５の所定の周波
数成分のみを通過させる帯域通過特性を有し、前記帯域
通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段の出力信
号の語長を入力信号の語長より拡張することを特徴とす
るものである。
検波装置は、受信したＩＦ周波数ｆＩＦのアナログ帯域
通過信号を所定のサンプリング周波数ｆｓ１でサンプリ
ングして離散時間信号に変換するサンプリング手段と、
所望の同相成分と直交成分の語長より短い所定の量子化
ビット数で前記離散時間信号を量子化するＡ／Ｄ変換手
段と、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号に対して低域通過
型の帯域制限を行いかつサンプリング周波数を低減する
低域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段と、
前記低域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段
の出力信号に対して帯域通過型の帯域制限を行いかつサ
ンプリング周波数を低減する帯域通過型帯域制限・サン
プリング周波数低減手段とを備え、前記ＩＦ周波数ｆ
ＩＦが所望の同相成分と直交成分のサンプリング周波数
ｆｓ３の１以上の整数倍でありかつ前記アナログ帯域通
過信号をサンプリングして離散時間信号に変換するサン
プリング手段におけるサンプリング周波数ｆｓ１が、前
記所望の同相成分と直交成分のサンプリング周波数ｆ
ｓ３の素数でない整数倍でありかつサンプリング周波数
ｆｓ１が前記アナログ帯域通過信号の中心周波数の２倍
にアナログ帯域通過信号の帯域幅を加えた値より大き
く、前記帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減
手段が、その入力信号のサンプリング周波数ｆｓ２に対
して、入力信号の０＜ｆ／ｆｓ２＜０．５の所定の周波
数成分のみを通過させる帯域通過特性を有し、前記帯域
通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段の出力信
号の語長を入力信号の語長より拡張することを特徴とす
るものである。
【００２４】請求項５記載の発明に係るディジタル直交
検波装置は、サンプリング周波数の低減度もしくは必要
な帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段の
入力信号の帯域幅に応じた帯域幅を持つと共に帯域通過
型帯域制限・サンプリング周波数低減手段の中心周波数
が入力信号の中心周波数もしくはＩＦ周波数ｆIFと等し
くかつ通過域が０から入力信号のサンプリング周波数の
１／２の間の所定の範囲に存在する帯域通過ディジタル
フィルタと、前記帯域通過ディジタルフィルタの出力信
号をサンプリング周波数の低減度に応じたサンプル数お
きに取り出すデシメーション手段と、を直列に接続して
前記帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段
を構成し、前記帯域通過ディジタルフィルタの出力信号
の語長がその入力信号の語長より拡張されることを特徴
とするものである。
検波装置は、サンプリング周波数の低減度もしくは必要
な帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段の
入力信号の帯域幅に応じた帯域幅を持つと共に帯域通過
型帯域制限・サンプリング周波数低減手段の中心周波数
が入力信号の中心周波数もしくはＩＦ周波数ｆIFと等し
くかつ通過域が０から入力信号のサンプリング周波数の
１／２の間の所定の範囲に存在する帯域通過ディジタル
フィルタと、前記帯域通過ディジタルフィルタの出力信
号をサンプリング周波数の低減度に応じたサンプル数お
きに取り出すデシメーション手段と、を直列に接続して
前記帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段
を構成し、前記帯域通過ディジタルフィルタの出力信号
の語長がその入力信号の語長より拡張されることを特徴
とするものである。
【００２５】請求項６記載の発明に係るディジタル直交
検波装置は、サンプリング周波数の低減度に応じたカッ
トオフ周波数の低域通過ディジタルフィルタと、前記低
域通過ディジタルフィルタの出力信号をサンプリング周
波数の低減度に応じたサンプル数おきに取り出すデシメ
ーション手段と、を直列に接続して前記低域通過型帯域
制限・サンプリング周波数低減手段を構成し、前記低域
通過ディジタルフィルタの出力信号の語長がその入力信
号の語長より拡張されることを特徴とするものである。
検波装置は、サンプリング周波数の低減度に応じたカッ
トオフ周波数の低域通過ディジタルフィルタと、前記低
域通過ディジタルフィルタの出力信号をサンプリング周
波数の低減度に応じたサンプル数おきに取り出すデシメ
ーション手段と、を直列に接続して前記低域通過型帯域
制限・サンプリング周波数低減手段を構成し、前記低域
通過ディジタルフィルタの出力信号の語長がその入力信
号の語長より拡張されることを特徴とするものである。
【００２６】請求項７記載の発明に係るディジタル直交
検波装置は、所定の帯域幅と中心周波数を持つ帯域通過
ディジタルフィルタと、前記帯域通過ディジタルフィル
タに直列に接続した所定のサンプル数おきに取り出すデ
シメーション手段と、を複数組直列に接続して前記帯域
通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段を構成
し、前記複数の帯域通過ディジタルフィルタの出力信号
の語長がその入力信号の語長より拡張されることを特徴
とするものである。
検波装置は、所定の帯域幅と中心周波数を持つ帯域通過
ディジタルフィルタと、前記帯域通過ディジタルフィル
タに直列に接続した所定のサンプル数おきに取り出すデ
シメーション手段と、を複数組直列に接続して前記帯域
通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段を構成
し、前記複数の帯域通過ディジタルフィルタの出力信号
の語長がその入力信号の語長より拡張されることを特徴
とするものである。
【００２７】請求項８記載の発明に係るディジタル直交
検波装置は、所定の帯域幅の低域通過ディジタルフィル
タと、前記低域通過ディジタルフィルタに直列に接続し
た所定のサンプル数おきに取り出すデシメーション手段
と、を複数組直列に接続して前記低域通過型帯域制限・
サンプリング周波数低減手段を構成し、前記複数の低域
通過ディジタルフィルタの出力信号の語長がその入力信
号の語長より拡張されることを特徴とするものである。
検波装置は、所定の帯域幅の低域通過ディジタルフィル
タと、前記低域通過ディジタルフィルタに直列に接続し
た所定のサンプル数おきに取り出すデシメーション手段
と、を複数組直列に接続して前記低域通過型帯域制限・
サンプリング周波数低減手段を構成し、前記複数の低域
通過ディジタルフィルタの出力信号の語長がその入力信
号の語長より拡張されることを特徴とするものである。
【００２８】請求項９記載の発明に係るディジタル直交
検波装置は、前記帯域通過型帯域制限・サンプリング周
波数低減手段を、帯域通過型帯域制限・サンプリング周
波数低減手段がサンプリング周波数を入力信号の整数
（Ｄ2 ）の逆数（１／Ｄ2 ）に低減しようとするときに
入力信号をサンプル毎に整数（Ｄ2 ）本の通路に振り分
けるスイッチと、整数（Ｄ2 ）本の通路にそれぞれ接続
された複数（Ｄ2 ）個のディジタルフィルタと、複数
（Ｄ2 ）個のディジタルフィルタの出力信号を加算する
加算手段とから構成し、複数（Ｄ2 ）個のディジタルフ
ィルタの出力信号もしくは前記加算手段の出力信号の語
長が帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段
の入力信号の語長より拡張されることを特徴とするもの
である。
検波装置は、前記帯域通過型帯域制限・サンプリング周
波数低減手段を、帯域通過型帯域制限・サンプリング周
波数低減手段がサンプリング周波数を入力信号の整数
（Ｄ2 ）の逆数（１／Ｄ2 ）に低減しようとするときに
入力信号をサンプル毎に整数（Ｄ2 ）本の通路に振り分
けるスイッチと、整数（Ｄ2 ）本の通路にそれぞれ接続
された複数（Ｄ2 ）個のディジタルフィルタと、複数
（Ｄ2 ）個のディジタルフィルタの出力信号を加算する
加算手段とから構成し、複数（Ｄ2 ）個のディジタルフ
ィルタの出力信号もしくは前記加算手段の出力信号の語
長が帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段
の入力信号の語長より拡張されることを特徴とするもの
である。
【００２９】請求項１０記載の発明に係るディジタル直
交検波装置は、前記低域通過型帯域制限・サンプリング
周波数低減手段を、低域通過型帯域制限・サンプリング
周波数低減手段がサンプリング周波数を入力信号の整数
（Ｄ1 ）の逆数（１／Ｄ1 ）に低減しようとするときに
入力信号をサンプル毎に整数（Ｄ1 ）本の通路に振り分
けるスイッチと、整数（Ｄ1 ）本の通路にそれぞれ接続
された複数（Ｄ1 ）個のディジタルフィルタと、複数
（Ｄ1 ）個のディジタルフィルタの出力信号を加算する
加算手段とから構成し、複数（Ｄ1 ）個のディジタルフ
ィルタの出力信号もしくは前記加算手段の出力信号の語
長が低域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段
の入力信号の語長より拡張されることを特徴とするもの
である。
交検波装置は、前記低域通過型帯域制限・サンプリング
周波数低減手段を、低域通過型帯域制限・サンプリング
周波数低減手段がサンプリング周波数を入力信号の整数
（Ｄ1 ）の逆数（１／Ｄ1 ）に低減しようとするときに
入力信号をサンプル毎に整数（Ｄ1 ）本の通路に振り分
けるスイッチと、整数（Ｄ1 ）本の通路にそれぞれ接続
された複数（Ｄ1 ）個のディジタルフィルタと、複数
（Ｄ1 ）個のディジタルフィルタの出力信号を加算する
加算手段とから構成し、複数（Ｄ1 ）個のディジタルフ
ィルタの出力信号もしくは前記加算手段の出力信号の語
長が低域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段
の入力信号の語長より拡張されることを特徴とするもの
である。
【００３０】請求項１１記載の発明に係るディジタル直
交検波装置は、前記低域通過型帯域制限・サンプリング
周波数低減手段が、サンプリング周波数の低減度に応じ
たカットオフ周波数の低域通過ディジタルフィルタ及び
低域通過ディジタルフィルタの出力信号をサンプリング
周波数の低減度に応じたサンプル数おきに取り出すデシ
メーション手段を直列に接続してなり、あるいは所定の
帯域幅の低域通過ディジタルフィルタ及び低域通過ディ
ジタルフィルタに直列に接続した所定のサンプル数おき
に取り出すデシメーション手段とを複数組直列に接続し
てなり、あるいは低域通過型帯域制限・サンプリング周
波数低減手段がサンプリング周波数を入力信号の整数
（Ｄ１ ）の逆数（１／Ｄ１ ）に低減しようとするとき
に入力信号をサンプル毎に整数（Ｄ１ ）本の通路に振
り分けるスイッチ、整数（Ｄ１ ）本の通路にそれぞれ
接続された複数（Ｄ１ ）個のディジタルフィルタ及び
複数（Ｄ１ ）個のディジタルフィルタの出力信号を加
算する加算手段とからなり、かつ帯域通過型帯域制限・
サンプリング周波数低減手段が、サンプリング周波数の
低減度もしくは必要な帯域通過型帯域制限・サンプリン
グ周波数低減手段の入力信号の帯域幅に応じた帯域幅を
持つと共に帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低
減手段の中心周波数が入力信号の中心周波数もしくはＩ
Ｆ周波数ｆＩＦと等しくかつ通過域が０から入力信号の
サンプリング周波数の１／２の間の所定の範囲に存在す
る帯域通過ディジタルフィルタ及び帯域通過ディジタル
フィルタの出力信号をサンプリング周波数の低減度に応
じたサンプル数おきに取り出すデシメーション手段を直
列に接続してなり、あるいは所定の帯域幅と中心周波数
を持つ帯域通過ディジタルフィルタ及び帯域通過ディジ
タルフィルタに直列に接続した所定のサンプル数おきに
取り出すデシメーション手段を複数組直列に接続してな
り、あるいは帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数
低減手段がサンプリング周波数を入力信号の整数（Ｄ２
）の逆数（１／Ｄ２ ）に低減しようとするときに入力
信号をサンプル毎に整数（Ｄ２ ）本の通路に振り分け
るスイッチ、整数（Ｄ２ ）本の通路にそれぞれ接続さ
れた複数（Ｄ２ ）個のディジタルフィルタ及び複数
（Ｄ２ ）個のディジタルフィルタの出力信号を加算す
る加算手段とからなることを特徴とするものである。
交検波装置は、前記低域通過型帯域制限・サンプリング
周波数低減手段が、サンプリング周波数の低減度に応じ
たカットオフ周波数の低域通過ディジタルフィルタ及び
低域通過ディジタルフィルタの出力信号をサンプリング
周波数の低減度に応じたサンプル数おきに取り出すデシ
メーション手段を直列に接続してなり、あるいは所定の
帯域幅の低域通過ディジタルフィルタ及び低域通過ディ
ジタルフィルタに直列に接続した所定のサンプル数おき
に取り出すデシメーション手段とを複数組直列に接続し
てなり、あるいは低域通過型帯域制限・サンプリング周
波数低減手段がサンプリング周波数を入力信号の整数
（Ｄ１ ）の逆数（１／Ｄ１ ）に低減しようとするとき
に入力信号をサンプル毎に整数（Ｄ１ ）本の通路に振
り分けるスイッチ、整数（Ｄ１ ）本の通路にそれぞれ
接続された複数（Ｄ１ ）個のディジタルフィルタ及び
複数（Ｄ１ ）個のディジタルフィルタの出力信号を加
算する加算手段とからなり、かつ帯域通過型帯域制限・
サンプリング周波数低減手段が、サンプリング周波数の
低減度もしくは必要な帯域通過型帯域制限・サンプリン
グ周波数低減手段の入力信号の帯域幅に応じた帯域幅を
持つと共に帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低
減手段の中心周波数が入力信号の中心周波数もしくはＩ
Ｆ周波数ｆＩＦと等しくかつ通過域が０から入力信号の
サンプリング周波数の１／２の間の所定の範囲に存在す
る帯域通過ディジタルフィルタ及び帯域通過ディジタル
フィルタの出力信号をサンプリング周波数の低減度に応
じたサンプル数おきに取り出すデシメーション手段を直
列に接続してなり、あるいは所定の帯域幅と中心周波数
を持つ帯域通過ディジタルフィルタ及び帯域通過ディジ
タルフィルタに直列に接続した所定のサンプル数おきに
取り出すデシメーション手段を複数組直列に接続してな
り、あるいは帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数
低減手段がサンプリング周波数を入力信号の整数（Ｄ２
）の逆数（１／Ｄ２ ）に低減しようとするときに入力
信号をサンプル毎に整数（Ｄ２ ）本の通路に振り分け
るスイッチ、整数（Ｄ２ ）本の通路にそれぞれ接続さ
れた複数（Ｄ２ ）個のディジタルフィルタ及び複数
（Ｄ２ ）個のディジタルフィルタの出力信号を加算す
る加算手段とからなることを特徴とするものである。
【００３１】
【作用】請求項１及び請求項５記載の発明におけるディ
ジタル直交検波装置は、ＩＦ信号をＩＦ周波数ｆIFの４
倍かつＩＦ信号の帯域幅の４倍以上のサンプリング周波
数でオーバサンプリングし、Ａ／Ｄ変換手段で所望のＩ
成分とＱ成分の語長（ビット数）より少ない量子化ビッ
ト数で量子化する。このようにオーバサンプリングされ
た信号を周波数ｆ＞０の信号帯域のみを通過域とする狭
帯域複素係数帯域通過ディジタルフィルタによってｆ＞
０の周波数成分のみを抽出し、信号帯域幅相当までサン
プリング周波数を低減する。これによって、量子化雑音
は低減され、複素係数帯域通過ディジタルフィルタ出力
信号の実部・虚部それぞれの語長を複素係数帯域通過デ
ィジタルフィルタ入力信号のそれより長くすることによ
ってディジタル信号の振幅分解能を維持する。サンプリ
ング周波数低減前のｆIFの周波数成分はサンプリング周
波数低減後に移動するが、そのベースバンドにおけるｆ
IFに対応する周波数ｆb が０でなければ、適当な周波数
の複素正弦波信号を乗じてｆb に対応する周波数成分を
０に移動させる。こうして得られた信号の実部が所望の
Ｉ成分、虚部がＱ成分である。
ジタル直交検波装置は、ＩＦ信号をＩＦ周波数ｆIFの４
倍かつＩＦ信号の帯域幅の４倍以上のサンプリング周波
数でオーバサンプリングし、Ａ／Ｄ変換手段で所望のＩ
成分とＱ成分の語長（ビット数）より少ない量子化ビッ
ト数で量子化する。このようにオーバサンプリングされ
た信号を周波数ｆ＞０の信号帯域のみを通過域とする狭
帯域複素係数帯域通過ディジタルフィルタによってｆ＞
０の周波数成分のみを抽出し、信号帯域幅相当までサン
プリング周波数を低減する。これによって、量子化雑音
は低減され、複素係数帯域通過ディジタルフィルタ出力
信号の実部・虚部それぞれの語長を複素係数帯域通過デ
ィジタルフィルタ入力信号のそれより長くすることによ
ってディジタル信号の振幅分解能を維持する。サンプリ
ング周波数低減前のｆIFの周波数成分はサンプリング周
波数低減後に移動するが、そのベースバンドにおけるｆ
IFに対応する周波数ｆb が０でなければ、適当な周波数
の複素正弦波信号を乗じてｆb に対応する周波数成分を
０に移動させる。こうして得られた信号の実部が所望の
Ｉ成分、虚部がＱ成分である。
【００３２】請求項２、請求項５及び請求項６記載の発
明におけるディジタル直交検波装置は、ＩＦ信号をＩＦ
周波数ｆIFの８倍かつＩＦ信号の帯域幅の８倍以上のサ
ンプリング周波数でオーバサンプリングし、Ａ／Ｄ変換
手段で所望のＩ成分とＱ成分の語長（ビット数）より少
ない量子化ビット数で量子化する。後の複素係数帯域通
過ディジタルフィルタにおける信号処理演算量及びハー
ドウェア量を少くするため、このようにオーバサンプリ
ングされた信号を一旦低域通過ディジタルフィルタで帯
域制限し、サンプリング周波数を適切に低減する。この
とき量子化雑音は低域通過ディジタルフィルタにより減
少する。低域通過ディジタルフィルタ出力信号は入力信
号のそれより長くすることによってディジタル信号の振
幅分解能を維持する。このようにして得られた信号を周
波数ｆ＞０の信号帯域を通過域とする狭帯域複素係数帯
域通過ディジタルフィルタによってｆ＞０の周波数成分
のみを抽出し、信号帯域幅相当までサンプリング周波数
を低減する。これによって、量子化雑音は低減され、複
素係数帯域通過ディジタルフィルタ出力信号の語長を複
素係数帯域通過ディジタルフィルタ入力信号のそれより
長くすることによってディジタル信号の振幅分解能を維
持する。サンプリング周波数低減前のｆIFの周波数成分
はサンプリング周波数低減後に移動するが、そのベース
バンドにおけるｆIFに対応する周波数ｆb が０でなけれ
ば、適当な周波数の複素正弦波信号を乗じてｆb に対応
する周波数成分を０に移動させる。こうして得られた信
号の実部が所望のＩ成分、虚部がＱ成分である。
明におけるディジタル直交検波装置は、ＩＦ信号をＩＦ
周波数ｆIFの８倍かつＩＦ信号の帯域幅の８倍以上のサ
ンプリング周波数でオーバサンプリングし、Ａ／Ｄ変換
手段で所望のＩ成分とＱ成分の語長（ビット数）より少
ない量子化ビット数で量子化する。後の複素係数帯域通
過ディジタルフィルタにおける信号処理演算量及びハー
ドウェア量を少くするため、このようにオーバサンプリ
ングされた信号を一旦低域通過ディジタルフィルタで帯
域制限し、サンプリング周波数を適切に低減する。この
とき量子化雑音は低域通過ディジタルフィルタにより減
少する。低域通過ディジタルフィルタ出力信号は入力信
号のそれより長くすることによってディジタル信号の振
幅分解能を維持する。このようにして得られた信号を周
波数ｆ＞０の信号帯域を通過域とする狭帯域複素係数帯
域通過ディジタルフィルタによってｆ＞０の周波数成分
のみを抽出し、信号帯域幅相当までサンプリング周波数
を低減する。これによって、量子化雑音は低減され、複
素係数帯域通過ディジタルフィルタ出力信号の語長を複
素係数帯域通過ディジタルフィルタ入力信号のそれより
長くすることによってディジタル信号の振幅分解能を維
持する。サンプリング周波数低減前のｆIFの周波数成分
はサンプリング周波数低減後に移動するが、そのベース
バンドにおけるｆIFに対応する周波数ｆb が０でなけれ
ば、適当な周波数の複素正弦波信号を乗じてｆb に対応
する周波数成分を０に移動させる。こうして得られた信
号の実部が所望のＩ成分、虚部がＱ成分である。
【００３３】請求項３及び請求項４記載の発明における
ディジタル直交検波装置は、ＩＦ信号の中心周波数とサ
ンプリング周波数を適切に選ぶことによって、処理され
た受信信号と複素正弦波信号との乗算を不要にしてい
る。
ディジタル直交検波装置は、ＩＦ信号の中心周波数とサ
ンプリング周波数を適切に選ぶことによって、処理され
た受信信号と複素正弦波信号との乗算を不要にしてい
る。
【００３４】請求項７及び請求項８記載の発明における
ディジタル直交検波装置は、サンプリング周波数を少し
ずつ低減し、これにより各帯域通過あるいは低域通過デ
ィジタルフィルタの遷移帯域幅を広く設定して、各帯域
通過あるいは低域通過ディジタルフィルタ次数を低く押
さえることができ、信号処理演算量が少くてすむ。各帯
域通過あるいは低域通過ディジタルフィルタの出力信号
の語長は入力信号のそれよりサンプリング周波数の低減
度に応じて長くすることによって振幅分解能を維持す
る。
ディジタル直交検波装置は、サンプリング周波数を少し
ずつ低減し、これにより各帯域通過あるいは低域通過デ
ィジタルフィルタの遷移帯域幅を広く設定して、各帯域
通過あるいは低域通過ディジタルフィルタ次数を低く押
さえることができ、信号処理演算量が少くてすむ。各帯
域通過あるいは低域通過ディジタルフィルタの出力信号
の語長は入力信号のそれよりサンプリング周波数の低減
度に応じて長くすることによって振幅分解能を維持す
る。
【００３５】請求項９及び請求項１０記載の発明におけ
るディジタル直交検波装置は、入力信号を１サンプル毎
に複数個のディジタルフィルタに振り分けて並列処理を
行い、それらの出力を加算することによって帯域制限と
サンプリング周波数の低減を同時に行う。帯域制限・サ
ンプリング周波数低減手段の出力信号の語長は入力信号
のそれより長くすることによって振幅分解能を維持す
る。
るディジタル直交検波装置は、入力信号を１サンプル毎
に複数個のディジタルフィルタに振り分けて並列処理を
行い、それらの出力を加算することによって帯域制限と
サンプリング周波数の低減を同時に行う。帯域制限・サ
ンプリング周波数低減手段の出力信号の語長は入力信号
のそれより長くすることによって振幅分解能を維持す
る。
【００３６】
【実施例】以下、この発明の一実施例を図を用いて説明
する。まず、ナイキスト周波数の２倍に比べて大きいサ
ンプリング周波数でサンプリングし、低分解能（量子化
ビット数）のＡ／Ｄ変換を行い、ディジタルフィルタに
よる帯域制限の後にサンプリング周波数を低減するオー
バサンプリングＡ／Ｄ変換技術について説明する。オー
バサンプリング技術が注目されている理由は、高精度か
つ大きな信号対量子化雑音電力比を得るために、Ａ／Ｄ
変換器を高分解能化（多量子化ビット数化）するのは難
しいのに対して、低分解能（低量子化ビット数）だが高
いサンプリング周波数のＡ／Ｄ変換器の方が製造するの
が容易である。また変換しようとする信号帯域よりサン
プリング周波数がかなり高いので、サンプリングを行う
前のアナログフィルタの特性の制約が緩和され、低次の
ものですむ。従って集積回路化しやすくなる。
する。まず、ナイキスト周波数の２倍に比べて大きいサ
ンプリング周波数でサンプリングし、低分解能（量子化
ビット数）のＡ／Ｄ変換を行い、ディジタルフィルタに
よる帯域制限の後にサンプリング周波数を低減するオー
バサンプリングＡ／Ｄ変換技術について説明する。オー
バサンプリング技術が注目されている理由は、高精度か
つ大きな信号対量子化雑音電力比を得るために、Ａ／Ｄ
変換器を高分解能化（多量子化ビット数化）するのは難
しいのに対して、低分解能（低量子化ビット数）だが高
いサンプリング周波数のＡ／Ｄ変換器の方が製造するの
が容易である。また変換しようとする信号帯域よりサン
プリング周波数がかなり高いので、サンプリングを行う
前のアナログフィルタの特性の制約が緩和され、低次の
ものですむ。従って集積回路化しやすくなる。
【００３７】次に、オーバサンプリングの原理について
簡単に説明する。
簡単に説明する。
【００３８】量子化ステップΔの直線量子化を行うＡ／
Ｄ変換器を考える。量子化雑音電力ＮQ は量子化雑音が
領域±Δ／２の間に均一に分布しているものと仮定する
と、ＮQ ＝Δ2 ／１２となる。これは、入力信号振幅が
量子化ステップより数倍以上大きいとき実際とよく一致
することが知られている。量子化雑音が白色雑音である
と仮定した場合、サンプリング周波数をｆs 、必要な帯
域を −ｆB ≦ｆ≦ｆB とし、それ以外の帯域は低域通過ディジタルフィルタで
除去すれば量子化雑音電力ＮQ は、 ＮQ ＝（Δ2 ／１２）（２ｆB ／ｆs ） …（１０） となる。正弦波信号に対して、ｂビットのＡ／Ｄ変換器
で得られる最大の信号対量子化雑音電力比Ｓ／ＮQ は、
Ｄ変換器を考える。量子化雑音電力ＮQ は量子化雑音が
領域±Δ／２の間に均一に分布しているものと仮定する
と、ＮQ ＝Δ2 ／１２となる。これは、入力信号振幅が
量子化ステップより数倍以上大きいとき実際とよく一致
することが知られている。量子化雑音が白色雑音である
と仮定した場合、サンプリング周波数をｆs 、必要な帯
域を −ｆB ≦ｆ≦ｆB とし、それ以外の帯域は低域通過ディジタルフィルタで
除去すれば量子化雑音電力ＮQ は、 ＮQ ＝（Δ2 ／１２）（２ｆB ／ｆs ） …（１０） となる。正弦波信号に対して、ｂビットのＡ／Ｄ変換器
で得られる最大の信号対量子化雑音電力比Ｓ／ＮQ は、
【数２】 となる。
【００３９】式（１１）により、サンプリング周波数を
必要な帯域に比べて高くしてＡ／Ｄ変換を行い、その後
低域通過フィルタリングを行えば、量子化雑音電力が小
さくなり、その結果等価的に分解能が増すことが分か
る。例えば、サンプリング周波数を４倍すると、信号対
量子化雑音電力比は約６ｄＢ改善される。これは分解能
が１ビット増えることに相当する。また、量子化ビット
数を１減らしても、サンプリング周波数を４倍すれば同
等の分解能を得ることができる。このように、低量子化
ビット数だが高速のＡ／Ｄ変換器と低域通過ディジタル
フィルタを用いれば、低速だが多量子化ビット数のＡ／
Ｄ変換器を使った場合と同等な効果を得ることができ
る。これは、量子化雑音電力がサンプリング周波数には
依存しないため、サンプリング周波数を高くすると、信
号帯域における量子化雑音レベルが下がることを利用し
ている。
必要な帯域に比べて高くしてＡ／Ｄ変換を行い、その後
低域通過フィルタリングを行えば、量子化雑音電力が小
さくなり、その結果等価的に分解能が増すことが分か
る。例えば、サンプリング周波数を４倍すると、信号対
量子化雑音電力比は約６ｄＢ改善される。これは分解能
が１ビット増えることに相当する。また、量子化ビット
数を１減らしても、サンプリング周波数を４倍すれば同
等の分解能を得ることができる。このように、低量子化
ビット数だが高速のＡ／Ｄ変換器と低域通過ディジタル
フィルタを用いれば、低速だが多量子化ビット数のＡ／
Ｄ変換器を使った場合と同等な効果を得ることができ
る。これは、量子化雑音電力がサンプリング周波数には
依存しないため、サンプリング周波数を高くすると、信
号帯域における量子化雑音レベルが下がることを利用し
ている。
【００４０】以上は、直線量子化を行う多ビットのＡ／
Ｄ変換器を用いた場合であるが、ΔΣ変調を用いるオー
バサンプリングＡ／Ｄ変換器でも、量子化雑音電力や信
号対量子化雑音電力比を与える式は異なるが、例えば１
ビットの量子化器を用いても信号帯域における量子化雑
音レベルが非常に低くなるためにオーバサンプリングに
より分解能を増すことができる。
Ｄ変換器を用いた場合であるが、ΔΣ変調を用いるオー
バサンプリングＡ／Ｄ変換器でも、量子化雑音電力や信
号対量子化雑音電力比を与える式は異なるが、例えば１
ビットの量子化器を用いても信号帯域における量子化雑
音レベルが非常に低くなるためにオーバサンプリングに
より分解能を増すことができる。
【００４１】２次ΔΣ変調、１ビット量子化器を用いる
Ａ／Ｄ変換器の場合、正弦波信号に対する最大の信号対
量子化雑音電力比Ｓ／ＮQ は、
Ａ／Ｄ変換器の場合、正弦波信号に対する最大の信号対
量子化雑音電力比Ｓ／ＮQ は、
【数３】 となることが知られている。ここで、 ｆs ／２ｆB ＝１２８ とすると、信号対量子化雑音電力比Ｓ／ＮQ は約９４ｄ
Ｂとなり、オーバサンプリングを行わない場合の１５ビ
ット相当の分解能を得ることができる。
Ｂとなり、オーバサンプリングを行わない場合の１５ビ
ット相当の分解能を得ることができる。
【００４２】実施例１． 図１は、請求項１及び請求項５記載の発明に係るディジ
タル直交検波装置の構成を示すブロック図である。
タル直交検波装置の構成を示すブロック図である。
【００４３】ディジタル直交検波装置は、ＲＦ狭帯域変
調信号ｒ（ｔ）と正弦波信号ｃｏｓ（２π（ｆc −
ｆIF）ｔ）とを混合するミキサ１を有しており、ミキサ
１には、帯域制限された中心周波数ｆ0 のＩＦ信号ｘ
（ｔ）に変換するアナログ帯域通過フィルタ２が接続さ
れている。そして、アナログ帯域通過フィルタ２には、
アナログ帯域通過フィルタ２を通過したアナログ帯域通
過信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングして
離散時間信号に変換するサンプリング手段としてのサン
プラ３が接続されており、サンプラ３からの離散時間信
号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器４が接続さ
れている。
調信号ｒ（ｔ）と正弦波信号ｃｏｓ（２π（ｆc −
ｆIF）ｔ）とを混合するミキサ１を有しており、ミキサ
１には、帯域制限された中心周波数ｆ0 のＩＦ信号ｘ
（ｔ）に変換するアナログ帯域通過フィルタ２が接続さ
れている。そして、アナログ帯域通過フィルタ２には、
アナログ帯域通過フィルタ２を通過したアナログ帯域通
過信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングして
離散時間信号に変換するサンプリング手段としてのサン
プラ３が接続されており、サンプラ３からの離散時間信
号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器４が接続さ
れている。
【００４４】更に、Ａ／Ｄ変換器４には、Ａ／Ｄ変換器
４の出力ｘ（ｋＴ1 ）を入力して信号ｘC （ｎＴ3 ）を
出力する帯域通過特性を持つ帯域通過型帯域制限・サン
プリング周波数低減装置１０１が接続されており、帯域
通過型帯域制限・サンプリング周波数低減装置１０１に
は、出力信号ｘC （ｎＴ3 ）に複素正弦波信号ｅｘｐ
［−ｊ２πｎｆb ／ｆs3］を乗じる乗算手段としての乗
算器７が接続されている。そして、帯域通過型帯域制限
・サンプリング周波数低減装置１０１は、帯域通過ディ
ジタルフィルタ５と、帯域通過ディジタルフィルタ５の
出力信号ｘA （ｋＴ1 ）をサンプリング周波数の低減度
に応じたサンプル数おきに取り出すデシメーション手段
としてのデシメータ６とにより構成されている。
４の出力ｘ（ｋＴ1 ）を入力して信号ｘC （ｎＴ3 ）を
出力する帯域通過特性を持つ帯域通過型帯域制限・サン
プリング周波数低減装置１０１が接続されており、帯域
通過型帯域制限・サンプリング周波数低減装置１０１に
は、出力信号ｘC （ｎＴ3 ）に複素正弦波信号ｅｘｐ
［−ｊ２πｎｆb ／ｆs3］を乗じる乗算手段としての乗
算器７が接続されている。そして、帯域通過型帯域制限
・サンプリング周波数低減装置１０１は、帯域通過ディ
ジタルフィルタ５と、帯域通過ディジタルフィルタ５の
出力信号ｘA （ｋＴ1 ）をサンプリング周波数の低減度
に応じたサンプル数おきに取り出すデシメーション手段
としてのデシメータ６とにより構成されている。
【００４５】次に、本実施例の作用について説明する。
【００４６】搬送波周波数ｆｃ、帯域幅（Ｂ＜＜ｆｃ）
の受信ＲＦ信号ｒ（ｔ）は、ミキサ１により正弦波信号
ｃｏｓ（２π（ｆc −ｆIF）ｔ）と混合され、アナログ
帯域通過フィルタ２により帯域制限された中心周波数ｆ
0 のＩＦ信号ｘ（ｔ）に変換される。なお、ｆ0 とｆIF
とは異なる場合がある。なお、ｘ（ｔ）はサンプラ３で
サンプリング周波数ｆs でサンプリングされる。ｆs は
オーバーサンプリングするためにＩＦ周波数の少なくと
も４倍以上かつｘ（ｔ）の帯域幅の４倍以上にとる。
の受信ＲＦ信号ｒ（ｔ）は、ミキサ１により正弦波信号
ｃｏｓ（２π（ｆc −ｆIF）ｔ）と混合され、アナログ
帯域通過フィルタ２により帯域制限された中心周波数ｆ
0 のＩＦ信号ｘ（ｔ）に変換される。なお、ｆ0 とｆIF
とは異なる場合がある。なお、ｘ（ｔ）はサンプラ３で
サンプリング周波数ｆs でサンプリングされる。ｆs は
オーバーサンプリングするためにＩＦ周波数の少なくと
も４倍以上かつｘ（ｔ）の帯域幅の４倍以上にとる。
【００４７】Ａ／Ｄ変換器４でサンプラ３でサンプリン
グされた信号をディジタル信号に変換する。直線量子化
を行う多ビットのＡ／Ｄ変換器を用いた場合、Ａ／Ｄ変
換器４における量子化ビット数ｂ1 はＩ成分・Ｑ成分の
許容量子化雑音電力から定める所望のＩ成分・Ｑ成分の
ビット数をｂ3 （＞ｂ1 ）、サンプリング周波数ｆs3と
するとき、ｂ3 −ｌｏｇ4 （ｆs1／ｆs3）以上の最小の
整数値が目安となる。逆に、Ａ／Ｄ変換器４における量
子化ビット数ｂ1 と所望のＩ成分・Ｑ成分のビット数ｂ
3 からｆs1を決めてもよい。ただし、このｂ3 は丸め雑
音の影響を小さくするために余裕をもたせた値ではな
い。余裕をもたせる場合には、ｃ＝１〜４程度として、
Ｉ成分・Ｑ成分の語長は（ｂ3 ＋ｃ）ビット、Ａ／Ｄ変
換器４における量子化ビット数は上述同様にｂ1 とす
る。
グされた信号をディジタル信号に変換する。直線量子化
を行う多ビットのＡ／Ｄ変換器を用いた場合、Ａ／Ｄ変
換器４における量子化ビット数ｂ1 はＩ成分・Ｑ成分の
許容量子化雑音電力から定める所望のＩ成分・Ｑ成分の
ビット数をｂ3 （＞ｂ1 ）、サンプリング周波数ｆs3と
するとき、ｂ3 −ｌｏｇ4 （ｆs1／ｆs3）以上の最小の
整数値が目安となる。逆に、Ａ／Ｄ変換器４における量
子化ビット数ｂ1 と所望のＩ成分・Ｑ成分のビット数ｂ
3 からｆs1を決めてもよい。ただし、このｂ3 は丸め雑
音の影響を小さくするために余裕をもたせた値ではな
い。余裕をもたせる場合には、ｃ＝１〜４程度として、
Ｉ成分・Ｑ成分の語長は（ｂ3 ＋ｃ）ビット、Ａ／Ｄ変
換器４における量子化ビット数は上述同様にｂ1 とす
る。
【００４８】ｆs1とｆs3との選択において、ｆs1／ｆs3
の値は回路の簡単化のため、なるべく２以上の整数値に
なることが望ましい。ここではそのように選択するもの
として説明する。
の値は回路の簡単化のため、なるべく２以上の整数値に
なることが望ましい。ここではそのように選択するもの
として説明する。
【００４９】２次ΔΣ変調・１ビット量子化器を用いる
Ａ／Ｄ変換器の場合、サンプラ３におけるサンプリング
周波数ｆs1は所望のＩ成分・Ｑ成分のビット数ｂ3 とサ
ンプリング周波数ｆs3から決める。
Ａ／Ｄ変換器の場合、サンプラ３におけるサンプリング
周波数ｆs1は所望のＩ成分・Ｑ成分のビット数ｂ3 とサ
ンプリング周波数ｆs3から決める。
【００５０】
【数４】 程度が目安となる。Ａ／Ｄ変換器はここで例示したもの
以外も使用できることはもちろんである。
以外も使用できることはもちろんである。
【００５１】Ａ／Ｄ変換された帯域通過ディジタル信号
ｘ（ｋＴ1 ）（Ｔ1 ＝１／ｆs1）を帯域通過型帯域制限
・サンプリング周波数低減装置１０１に入力する。この
帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減装置１０
１は、中心周波数がｆ0 もしくはｆIFであり、通過域幅
が受信信号帯域幅Ｂと同程度もしくはやや広く、−０．
５＜ｆ／ｆs1＜０には通過域を持たず、インパルス応答
が複素数の複素係数帯域通過ディジタルフィルタ５と、
デシメータ６が直列に接続してある。なお、複素係数帯
域通過ディジタルフィルタ５において、その入力信号ｘ
（ｋＴ1 ）は解析信号ｘA （ｋＴ1 ）に変換される。ｘ
A （ｋＴ1 ）は複数値をとり、図１において複数値をと
る信号は太線で示している。
ｘ（ｋＴ1 ）（Ｔ1 ＝１／ｆs1）を帯域通過型帯域制限
・サンプリング周波数低減装置１０１に入力する。この
帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減装置１０
１は、中心周波数がｆ0 もしくはｆIFであり、通過域幅
が受信信号帯域幅Ｂと同程度もしくはやや広く、−０．
５＜ｆ／ｆs1＜０には通過域を持たず、インパルス応答
が複素数の複素係数帯域通過ディジタルフィルタ５と、
デシメータ６が直列に接続してある。なお、複素係数帯
域通過ディジタルフィルタ５において、その入力信号ｘ
（ｋＴ1 ）は解析信号ｘA （ｋＴ1 ）に変換される。ｘ
A （ｋＴ1 ）は複数値をとり、図１において複数値をと
る信号は太線で示している。
【００５２】それから、デシメータ６でサンプリング周
波数ｆs1を ｆs3＝ｆs1／Ｄ に低減する。これは複素係数帯域通過ディジタルフィル
タ５の出力信号ｘA （ｋＴ1 ）を（Ｄ−１）個おきにと
る操作である。なお、ｆs3はｘA （ｋＴ1 ）の帯域幅Ｂ
と同程度もしくはそれよりやや大きい値であり、Ｄは２
以上の適切な整数である。
波数ｆs1を ｆs3＝ｆs1／Ｄ に低減する。これは複素係数帯域通過ディジタルフィル
タ５の出力信号ｘA （ｋＴ1 ）を（Ｄ−１）個おきにと
る操作である。なお、ｆs3はｘA （ｋＴ1 ）の帯域幅Ｂ
と同程度もしくはそれよりやや大きい値であり、Ｄは２
以上の適切な整数である。
【００５３】複素係数帯域通過ディジタルフィルタ５は
その通過域を受信信号の帯域幅と同程度とすることによ
って信号帯域外の量子化雑音及びＡ／Ｄ変換時に生じた
直流成分を抑圧する。そして、複素係数帯域通過ディジ
タルフィルタ５内部では、信号とフィルタ係数との積和
演算が行われ、これによりディジタルフィルタ内部の信
号語長はフィルタ係数語長の分長くなる。これは、ディ
ジタルフィルタ５の出力でそれより短いある語長に丸め
るのが普通である。その際、複素係数帯域通過ディジタ
ルフィルタ５の出力信号ｘA （ｋＴ1 ）の語長は、実部
・虚部ともに、ディジタルフィルタ５の入力信号ｘ（ｋ
Ｔ1 ）の語長よりサンプリング周波数を低減した分は長
くしてｂ3 ビットにする。なお、丸め雑音の影響を小さ
くするために、前述のように更に数ビット大きくするこ
とが望ましい。このようにしないと、複素係数帯域通過
ディジタルフィルタ５による量子化雑音低減効果は現れ
ない。逆に、このような操作を行うことによってサンプ
リング周波数を低減してもエイリアシングによる折り返
し雑音は発生せず、従ってディジタル信号における振幅
の分解能を維持できるため、高精度な直交性を持ち、信
号対量子化雑音電力比の大きいＩ成分とＱ成分を得るこ
とができる。
その通過域を受信信号の帯域幅と同程度とすることによ
って信号帯域外の量子化雑音及びＡ／Ｄ変換時に生じた
直流成分を抑圧する。そして、複素係数帯域通過ディジ
タルフィルタ５内部では、信号とフィルタ係数との積和
演算が行われ、これによりディジタルフィルタ内部の信
号語長はフィルタ係数語長の分長くなる。これは、ディ
ジタルフィルタ５の出力でそれより短いある語長に丸め
るのが普通である。その際、複素係数帯域通過ディジタ
ルフィルタ５の出力信号ｘA （ｋＴ1 ）の語長は、実部
・虚部ともに、ディジタルフィルタ５の入力信号ｘ（ｋ
Ｔ1 ）の語長よりサンプリング周波数を低減した分は長
くしてｂ3 ビットにする。なお、丸め雑音の影響を小さ
くするために、前述のように更に数ビット大きくするこ
とが望ましい。このようにしないと、複素係数帯域通過
ディジタルフィルタ５による量子化雑音低減効果は現れ
ない。逆に、このような操作を行うことによってサンプ
リング周波数を低減してもエイリアシングによる折り返
し雑音は発生せず、従ってディジタル信号における振幅
の分解能を維持できるため、高精度な直交性を持ち、信
号対量子化雑音電力比の大きいＩ成分とＱ成分を得るこ
とができる。
【００５４】図２は、サンプリング周波数低減による複
素係数帯域通過ディジタルフィルタ５の出力信号ｘ
A （ｋＴ1 ）とデシメータ６の出力信号ｘC （ｎＴ3 ）
（Ｔ3 ＝１／ｆs3）のスペクトルの関係を示したもので
ある。なお、図２は、サンプリング周波数を１／４に低
減する例である（Ｄ＝４）。ここでは、ＩＦ周波数とｘ
A（ｋＴ1 ）の中心周波数ｆ0 は一致しているものとし
て説明する。複素係数帯域通過ディジタルフィルタ５の
出力信号ｘA （ｋＴ1 ）のスペクトルは実線で描いてお
り、破線と一点鎖線はサンプリング周波数を１／４に低
減することによって生じる折り返しによるｘC （ｎ
Ｔ3 ）のスペクトルであり、このうち必要なのはベース
バンドにある一点鎖線のスペクトルである。
素係数帯域通過ディジタルフィルタ５の出力信号ｘ
A （ｋＴ1 ）とデシメータ６の出力信号ｘC （ｎＴ3 ）
（Ｔ3 ＝１／ｆs3）のスペクトルの関係を示したもので
ある。なお、図２は、サンプリング周波数を１／４に低
減する例である（Ｄ＝４）。ここでは、ＩＦ周波数とｘ
A（ｋＴ1 ）の中心周波数ｆ0 は一致しているものとし
て説明する。複素係数帯域通過ディジタルフィルタ５の
出力信号ｘA （ｋＴ1 ）のスペクトルは実線で描いてお
り、破線と一点鎖線はサンプリング周波数を１／４に低
減することによって生じる折り返しによるｘC （ｎ
Ｔ3 ）のスペクトルであり、このうち必要なのはベース
バンドにある一点鎖線のスペクトルである。
【００５５】ＩＦ周波数ｆIFがある整数Ｋに対して （Ｋ−０．５）ｆs3＜ｆIF≦（Ｋ＋０．５）ｆs3 の範囲にあるとき、ｘA （ｋＴ1 ）のｆIFの周波数成分
はデシメーションよってベースバンドではｆb に移動す
る。
はデシメーションよってベースバンドではｆb に移動す
る。
【００５６】 ｆb ＝ｆIF−Ｋｆs3 …（１４） となる。式（１４）のｆb は０になるとは限らない。そ
こで、乗算器７によってｘC （ｎＴ3 ）に複素正弦波信
号ｅｘｐ［−ｊ２πｎｆb ／ｆs3］を乗じることによっ
てｆb の周波数成分を０に移動させる。この乗算器７の
出力信号ｙ（ｎＴ3 ）の実部が所望のＩ成分Ｉ（ｎ
Ｔ3 ）、虚部がＱ成分Ｑ（ｎＴ3 ）となる。
こで、乗算器７によってｘC （ｎＴ3 ）に複素正弦波信
号ｅｘｐ［−ｊ２πｎｆb ／ｆs3］を乗じることによっ
てｆb の周波数成分を０に移動させる。この乗算器７の
出力信号ｙ（ｎＴ3 ）の実部が所望のＩ成分Ｉ（ｎ
Ｔ3 ）、虚部がＱ成分Ｑ（ｎＴ3 ）となる。
【００５７】以上のように、ディジタル直交検波処理に
オーバサンプリング技術を導入することによって、所望
のＩ成分・Ｑ成分の信号語長より低い量子化ビット数で
Ａ／Ｄ変換を行う。すなわち、多量子化ビット数のＡ／
Ｄ変換器を用いることなしに、高精度な直交性を持ち、
信号対量子化雑音電力比の大きいＩ成分とＱ成分とが得
られるディジタル直交検波装置を実現できる。
オーバサンプリング技術を導入することによって、所望
のＩ成分・Ｑ成分の信号語長より低い量子化ビット数で
Ａ／Ｄ変換を行う。すなわち、多量子化ビット数のＡ／
Ｄ変換器を用いることなしに、高精度な直交性を持ち、
信号対量子化雑音電力比の大きいＩ成分とＱ成分とが得
られるディジタル直交検波装置を実現できる。
【００５８】実施例２． 図３は、請求項２、請求項５及び請求項６記載の発明に
係るディジタル直交検波装置の構成を示すブロック図で
ある。なお、図１と同一構成部分には同一符号を付して
説明を省略する。
係るディジタル直交検波装置の構成を示すブロック図で
ある。なお、図１と同一構成部分には同一符号を付して
説明を省略する。
【００５９】１０２は低域通過型帯域制限・サンプリン
グ周波数低減装置であり、１０３は帯域通過型帯域制限
・サンプリング周波数低減装置であり、低域通過型帯域
制限・サンプリング周波数低減装置１０２は、低域通過
ディジタルフィルタ１１とデシメータ１２とにより構成
されており、帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数
低減装置１０３は、複素係数帯域通過ディジタルフィル
タ１３とデシメータ１４とにより構成されている。この
ように、低域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減
装置１０２と帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数
低減装置１０３とを直列に接続する目的は、オーバサン
プリングされた帯域通過信号を解析信号に変換する複素
係数帯域通過ディジタルフィルタ１３での信号処理演算
量低減並びにハードウェアの簡素化を図るためである。
グ周波数低減装置であり、１０３は帯域通過型帯域制限
・サンプリング周波数低減装置であり、低域通過型帯域
制限・サンプリング周波数低減装置１０２は、低域通過
ディジタルフィルタ１１とデシメータ１２とにより構成
されており、帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数
低減装置１０３は、複素係数帯域通過ディジタルフィル
タ１３とデシメータ１４とにより構成されている。この
ように、低域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減
装置１０２と帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数
低減装置１０３とを直列に接続する目的は、オーバサン
プリングされた帯域通過信号を解析信号に変換する複素
係数帯域通過ディジタルフィルタ１３での信号処理演算
量低減並びにハードウェアの簡素化を図るためである。
【００６０】次に、本実施例の作用について説明する。
【００６１】搬送波周波数ｆc 、帯域幅Ｂの受信ＲＦ信
号ｒ（ｔ）をＩＦ信号ｘ（ｔ）に変換する過程は上述実
施例１と同様であるので説明を省略する。
号ｒ（ｔ）をＩＦ信号ｘ（ｔ）に変換する過程は上述実
施例１と同様であるので説明を省略する。
【００６２】ｘ（ｔ）はサンプラ３でサンプリング周波
数ｆs1でサンプリングされる。ｆs1はオーバサンプリン
グするためにＩＦ周波数の少なくとも８倍以上でかつｘ
（ｔ）の帯域幅の８倍以上にとる。
数ｆs1でサンプリングされる。ｆs1はオーバサンプリン
グするためにＩＦ周波数の少なくとも８倍以上でかつｘ
（ｔ）の帯域幅の８倍以上にとる。
【００６３】Ａ／Ｄ変換器４でサンプラ３でサンプリン
グされた信号をディジタル信号に変換する。直線量子化
を行う多ビットのＡ／Ｄ変換器を用いた場合、Ａ／Ｄ変
換器４における量子化ビット数ｂ1 は、所望のＩ成分・
Ｑ成分のビット数をｂ3 （＞ｂ1 ）、サンプリング周波
数ｆs3とするとき、ｂ3 −ｌｏｇ4 （ｆs1／ｆs3）以上
の最小の整数値が目安となる。逆に、Ａ／Ｄ変換器４に
おける量子化ビット数ｂ1 と所望のＩ成分・Ｑ成分のビ
ット数ｂ3 からｆs1を決めてもよい。ただし、このｂ3
は丸め雑音の影響を小さくするために余裕をもとせた値
ではない。余裕をもたせる場合には、ｃ＝１〜４程度と
して、Ｉ成分・Ｑ成分の語長は（ｂ3 ＋ｃ）ビット、Ａ
／Ｄ変換器４における量子化ビット数は上述同様にｂ1
とする。ｆs1とｆs3、及び後述するデシメータ１２の出
力におけるサンプリング周波数ｆs2の選択において、ｆ
s1／ｆs2とｆs2／ｆs3の値は回路の簡単化のため、なる
べく２以上の整数値になることが望ましい。以下、これ
らの比は整数であるものとして説明する。
グされた信号をディジタル信号に変換する。直線量子化
を行う多ビットのＡ／Ｄ変換器を用いた場合、Ａ／Ｄ変
換器４における量子化ビット数ｂ1 は、所望のＩ成分・
Ｑ成分のビット数をｂ3 （＞ｂ1 ）、サンプリング周波
数ｆs3とするとき、ｂ3 −ｌｏｇ4 （ｆs1／ｆs3）以上
の最小の整数値が目安となる。逆に、Ａ／Ｄ変換器４に
おける量子化ビット数ｂ1 と所望のＩ成分・Ｑ成分のビ
ット数ｂ3 からｆs1を決めてもよい。ただし、このｂ3
は丸め雑音の影響を小さくするために余裕をもとせた値
ではない。余裕をもたせる場合には、ｃ＝１〜４程度と
して、Ｉ成分・Ｑ成分の語長は（ｂ3 ＋ｃ）ビット、Ａ
／Ｄ変換器４における量子化ビット数は上述同様にｂ1
とする。ｆs1とｆs3、及び後述するデシメータ１２の出
力におけるサンプリング周波数ｆs2の選択において、ｆ
s1／ｆs2とｆs2／ｆs3の値は回路の簡単化のため、なる
べく２以上の整数値になることが望ましい。以下、これ
らの比は整数であるものとして説明する。
【００６４】２次ΔΣ変調・１ビット量子化器を用いる
Ａ／Ｄ変換器の場合、サンプラ３におけるサンプリング
周波数ｆs1は所望のＩ成分・Ｑ成分のビット数ｂ3 とサ
ンプリング周波数ｆs3から決める。その目安は上記の式
（１３）で求められる。Ａ／Ｄ変換器はここで例示した
もの以外も使用できることはもちろんである。
Ａ／Ｄ変換器の場合、サンプラ３におけるサンプリング
周波数ｆs1は所望のＩ成分・Ｑ成分のビット数ｂ3 とサ
ンプリング周波数ｆs3から決める。その目安は上記の式
（１３）で求められる。Ａ／Ｄ変換器はここで例示した
もの以外も使用できることはもちろんである。
【００６５】オーバサンプリングされた帯域通過信号を
解析信号に変換する複素係数帯域通過ディジタルフィル
タ１３での信号処理演算量低減並びにハードウェアの簡
素化を図るために、Ａ／Ｄ変換器４の出力信号ｘ（ｋＴ
1 ）（Ｔ1 ＝１／ｆs1）を低域通過型帯域制限・サンプ
リング周波数低減装置１０２で一旦サンプリング周波数
ｆs2（＝ｆs1／Ｄ1 ）に低減する。なお、Ｄ1 は２以上
の整数である。これからは、Ｄ1 のようなサンプリング
周波数の低減度をデシメーション比と呼ぶことにする。
デシメーション比は１より大きい値である。
解析信号に変換する複素係数帯域通過ディジタルフィル
タ１３での信号処理演算量低減並びにハードウェアの簡
素化を図るために、Ａ／Ｄ変換器４の出力信号ｘ（ｋＴ
1 ）（Ｔ1 ＝１／ｆs1）を低域通過型帯域制限・サンプ
リング周波数低減装置１０２で一旦サンプリング周波数
ｆs2（＝ｆs1／Ｄ1 ）に低減する。なお、Ｄ1 は２以上
の整数である。これからは、Ｄ1 のようなサンプリング
周波数の低減度をデシメーション比と呼ぶことにする。
デシメーション比は１より大きい値である。
【００６６】低域通過型帯域制限・サンプリング周波数
低減装置１０２では、低域通過ディジタルフィルタ１１
とデシメータ１２とを直列に接続してあり、量子化雑音
によるエイリアシングを防ぐために、低域通過ディジタ
ルフィルタ１１によって低域通過型の帯域制限を行い、
デシメータ１２でサンプリング周波数ｆs2に低減する。
これは低域通過ディジタルフィルタ１１の出力信号を
（Ｄ1 −１）個おきにとる操作である。なお、 ｆs2＞２ｆ0 ＋Ｂ とする必要がある。
低減装置１０２では、低域通過ディジタルフィルタ１１
とデシメータ１２とを直列に接続してあり、量子化雑音
によるエイリアシングを防ぐために、低域通過ディジタ
ルフィルタ１１によって低域通過型の帯域制限を行い、
デシメータ１２でサンプリング周波数ｆs2に低減する。
これは低域通過ディジタルフィルタ１１の出力信号を
（Ｄ1 −１）個おきにとる操作である。なお、 ｆs2＞２ｆ0 ＋Ｂ とする必要がある。
【００６７】低域通過ディジタルフィルタ１１のカット
オフ周波数はｆs1／２Ｄ1 以下とする。また、低域通過
ディジタルフィルタ１１の係数は実数である。なお、図
３ではサンプリング周波数ｆs1に対する遅延演算子をｚ
１、サンプリング周波数ｆs2に対する遅延演算子をｚ２
と表している。
オフ周波数はｆs1／２Ｄ1 以下とする。また、低域通過
ディジタルフィルタ１１の係数は実数である。なお、図
３ではサンプリング周波数ｆs1に対する遅延演算子をｚ
１、サンプリング周波数ｆs2に対する遅延演算子をｚ２
と表している。
【００６８】低域通過ディジタルフィルタ１１内部で
は、信号とフィルタ係数との積和演算が行われ、これに
よりディジタルフィルタ内部の信号語長はフィルタ係数
語長の分長くなる。これは、ディジタルフィルタ１１の
出力でそれより短いある語長に丸めるのが普通である。
その際、低域通過ディジタルフィルタ１１の出力信号の
語長（ｂ2 ビット）は、ディジタルフィルタ１１の入力
信号の語長（ｂ1 ビット）よりサンプリング周波数を低
減した分は長くする。すなわち、 ｂ2 ≧ｂ1 ＋ｌｏｇ4 Ｄ1 としてビットレートを下げることはしない。このように
することによって、サンプリング周波数を低減してもデ
ィジタル信号振幅の分解能を維持できる。丸め雑音の影
響を小さくするために、ｂ2 は上式で与えられる最小値
より数ビット大きくすることが望ましい。
は、信号とフィルタ係数との積和演算が行われ、これに
よりディジタルフィルタ内部の信号語長はフィルタ係数
語長の分長くなる。これは、ディジタルフィルタ１１の
出力でそれより短いある語長に丸めるのが普通である。
その際、低域通過ディジタルフィルタ１１の出力信号の
語長（ｂ2 ビット）は、ディジタルフィルタ１１の入力
信号の語長（ｂ1 ビット）よりサンプリング周波数を低
減した分は長くする。すなわち、 ｂ2 ≧ｂ1 ＋ｌｏｇ4 Ｄ1 としてビットレートを下げることはしない。このように
することによって、サンプリング周波数を低減してもデ
ィジタル信号振幅の分解能を維持できる。丸め雑音の影
響を小さくするために、ｂ2 は上式で与えられる最小値
より数ビット大きくすることが望ましい。
【００６９】そして、低域通過型帯域制限・サンプリン
グ周波数低減装置１０２の出力信号ｘ2 （ｍＴ2 ）を、
ｘ2 （ｍＴ2 ）の０＜ｆ／ｆs2＜０．５の帯域だけを通
過させて解析信号に変換し、サンプリング周波数をおよ
そ信号帯域Ｂと同程度に低くする帯域通過型帯域制限・
サンプリング周波数低減装置１０３に入力する。
グ周波数低減装置１０２の出力信号ｘ2 （ｍＴ2 ）を、
ｘ2 （ｍＴ2 ）の０＜ｆ／ｆs2＜０．５の帯域だけを通
過させて解析信号に変換し、サンプリング周波数をおよ
そ信号帯域Ｂと同程度に低くする帯域通過型帯域制限・
サンプリング周波数低減装置１０３に入力する。
【００７０】図３における帯域通過型帯域制限・サンプ
リング周波数低減装置１０３は中心周波数ｆ0 またはｆ
IFで、通過域幅が信号帯域幅Ｂと同程度かつ−０．５＜
ｆ／ｆs2＜０には通過域を持たない複素係数帯域通過デ
ィジタルフィルタ１３とデシメータが直列に接続されて
いる。
リング周波数低減装置１０３は中心周波数ｆ0 またはｆ
IFで、通過域幅が信号帯域幅Ｂと同程度かつ−０．５＜
ｆ／ｆs2＜０には通過域を持たない複素係数帯域通過デ
ィジタルフィルタ１３とデシメータが直列に接続されて
いる。
【００７１】複素係数帯域通過ディジタルフィルタ１３
において、その入力信号ｘ2 （ｍＴ2 ）は解析信号ｘA2
（ｍＴ2 ）に変換される。ｘA2（ｍＴ2 ）は複数値をと
り、図３において複数値をとる信号は太線で示してい
る。
において、その入力信号ｘ2 （ｍＴ2 ）は解析信号ｘA2
（ｍＴ2 ）に変換される。ｘA2（ｍＴ2 ）は複数値をと
り、図３において複数値をとる信号は太線で示してい
る。
【００７２】それから、デシメータ１４でサンプリング
周波数ｆs2を ｆs3＝ｆs2／Ｄ2 に低減する。これは複素係数帯域通過ディジタルフィル
タ１３の出力信号ｘA2（ｍＴ2 ）のサンプルを（Ｄ2 −
１）個おきにとる操作である。なお、ｆs3はｘA2（ｍＴ
2 ）の帯域幅Ｂと同程度の値であり、Ｄ2 は２以上の適
切な整数である。
周波数ｆs2を ｆs3＝ｆs2／Ｄ2 に低減する。これは複素係数帯域通過ディジタルフィル
タ１３の出力信号ｘA2（ｍＴ2 ）のサンプルを（Ｄ2 −
１）個おきにとる操作である。なお、ｆs3はｘA2（ｍＴ
2 ）の帯域幅Ｂと同程度の値であり、Ｄ2 は２以上の適
切な整数である。
【００７３】複素係数帯域通過ディジタルフィルタ１３
の通過域をＩＦ信号の帯域幅と同程度とすることによっ
て信号帯域外の量子化雑音及びＡ／Ｄ変換時に生じる直
流オフセット成分を抑圧する。そして、複素係数帯域通
過ディジタルフィルタ１３の出力信号ｘC3（ｎＴ3 ）の
語長は、低域通過ディジタルフィルタ１１の場合と同様
に、実部・虚部ともに、複素係数帯域通過ディジタルフ
ィルタ１３の入力信号ｘ2 （ｍＴ2 ）の語長よりサンプ
リング周波数を低減した分は長くする。すなわち、 ｂ3 ≧ｂ2 ＋ｌｏｇ4 Ｄ1 としてビットレートを下げることはしない。このように
することによって、サンプリング周波数を低減してもデ
ィジタル信号振幅の分解能を維持できる。なお、丸め雑
音の影響を小さくするために、前述のように更に数ビッ
ト大きくすることが望ましい。
の通過域をＩＦ信号の帯域幅と同程度とすることによっ
て信号帯域外の量子化雑音及びＡ／Ｄ変換時に生じる直
流オフセット成分を抑圧する。そして、複素係数帯域通
過ディジタルフィルタ１３の出力信号ｘC3（ｎＴ3 ）の
語長は、低域通過ディジタルフィルタ１１の場合と同様
に、実部・虚部ともに、複素係数帯域通過ディジタルフ
ィルタ１３の入力信号ｘ2 （ｍＴ2 ）の語長よりサンプ
リング周波数を低減した分は長くする。すなわち、 ｂ3 ≧ｂ2 ＋ｌｏｇ4 Ｄ1 としてビットレートを下げることはしない。このように
することによって、サンプリング周波数を低減してもデ
ィジタル信号振幅の分解能を維持できる。なお、丸め雑
音の影響を小さくするために、前述のように更に数ビッ
ト大きくすることが望ましい。
【００７４】複素係数帯域通過ディジタルフィルタ１３
の出力信号ｘA2（ｍＴ2 ）と帯域通過型帯域制限・サン
プリング周波数低減装置１０３の出力信号ｘC3（ｎ
Ｔ3 ）のスペクトルの関係は、上述実施例における複素
係数帯域通過ディジタルフィルタ１３の出力信号ｘ
A （ｋＴ1 ）とデシメータ６の出力信号ｘC （ｎＴ3 ）
の関係と同じである。
の出力信号ｘA2（ｍＴ2 ）と帯域通過型帯域制限・サン
プリング周波数低減装置１０３の出力信号ｘC3（ｎ
Ｔ3 ）のスペクトルの関係は、上述実施例における複素
係数帯域通過ディジタルフィルタ１３の出力信号ｘ
A （ｋＴ1 ）とデシメータ６の出力信号ｘC （ｎＴ3 ）
の関係と同じである。
【００７５】複素係数帯域通過ディジタルフィルタ１３
の出力信号ｘA2（ｍＴ2 ）のｆIFの周波数成分はデシメ
ーション後のベースバンドではｆb に移動する。このｆ
b は０になるとは限らない。そこで、乗算器７によって
ｘC3（ｎＴ3 ）に複素正弦波信号ｅｘｐ［−ｊ２πｎｆ
b ／ｆs3］を乗じることによってｆb の周波数成分を０
に移動させる。この乗算器７の出力信号ｙ（ｎＴ3 ）の
実部が所望のＩ成分Ｉ（ｎＴ3 ）、虚部がＱ成分Ｑ（ｎ
Ｔ3 ）となる。
の出力信号ｘA2（ｍＴ2 ）のｆIFの周波数成分はデシメ
ーション後のベースバンドではｆb に移動する。このｆ
b は０になるとは限らない。そこで、乗算器７によって
ｘC3（ｎＴ3 ）に複素正弦波信号ｅｘｐ［−ｊ２πｎｆ
b ／ｆs3］を乗じることによってｆb の周波数成分を０
に移動させる。この乗算器７の出力信号ｙ（ｎＴ3 ）の
実部が所望のＩ成分Ｉ（ｎＴ3 ）、虚部がＱ成分Ｑ（ｎ
Ｔ3 ）となる。
【００７６】以上のように、ディジタル直交検波処理に
オーバサンプリング技術を導入することによって、所望
のＩ成分・Ｑ成分の信号語長より低い量子化ビット数で
Ａ／Ｄ変換を行う。すなわち、多量子化ビット数のＡ／
Ｄ変換器を用いることなしに、高精度な直交性を持ち、
信号対量子化雑音電力比の大きいＩ成分とＱ成分とが得
られるディジタル直交検波装置を実現できる。更に、低
域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減装置１０２
を設けたことによって、複素係数帯域通過ディジタルフ
ィルタ１３の入力において予めサンプリング周波数をあ
る程度下げることができる。従って、複素係数帯域通過
ディジタルフィルタ１３の特性の制約は従来例よりも緩
くなる。すなわち、狭遷移帯域幅のフィルタである必要
がない。従って、複素係数帯域通過ディジタルフィルタ
１３の次数が減り、ハードウェア量を低減できる。その
結果、複素係数帯域通過ディジタルフィルタ１３におけ
るフィルタリングに要する信号処理演算量も低減でき
る。帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減装置
１０３におけるフィルタリング処理が複素数を扱うのに
対して、低域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減
装置１０２におけるフィルタリング処理は実数値の信号
処理なので、低域通過型、帯域通過型の２つの帯域制限
・サンプリング周波数低減手段を合わせても実施例１の
場合より演算量は少なくてすむという利点がある。
オーバサンプリング技術を導入することによって、所望
のＩ成分・Ｑ成分の信号語長より低い量子化ビット数で
Ａ／Ｄ変換を行う。すなわち、多量子化ビット数のＡ／
Ｄ変換器を用いることなしに、高精度な直交性を持ち、
信号対量子化雑音電力比の大きいＩ成分とＱ成分とが得
られるディジタル直交検波装置を実現できる。更に、低
域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減装置１０２
を設けたことによって、複素係数帯域通過ディジタルフ
ィルタ１３の入力において予めサンプリング周波数をあ
る程度下げることができる。従って、複素係数帯域通過
ディジタルフィルタ１３の特性の制約は従来例よりも緩
くなる。すなわち、狭遷移帯域幅のフィルタである必要
がない。従って、複素係数帯域通過ディジタルフィルタ
１３の次数が減り、ハードウェア量を低減できる。その
結果、複素係数帯域通過ディジタルフィルタ１３におけ
るフィルタリングに要する信号処理演算量も低減でき
る。帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減装置
１０３におけるフィルタリング処理が複素数を扱うのに
対して、低域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減
装置１０２におけるフィルタリング処理は実数値の信号
処理なので、低域通過型、帯域通過型の２つの帯域制限
・サンプリング周波数低減手段を合わせても実施例１の
場合より演算量は少なくてすむという利点がある。
【００７７】実施例３． 図４は、請求項３記載の発明に係るディジタル直交検波
装置の構成を示すブロック図である。なお、図１と同一
構成部分には同一符号を付して説明を省略する。本実施
例においては、ＩＦ周波数ｆIFとサンプラ３におけるサ
ンプリング周波数ｆs1を適切に選ぶことによって、帯域
通過型帯域制限・サンプリング周波数低減装置１０１の
出力信号ｘC （ｎＴ3 ）に複素正弦波信号ｅｘｐ［−ｊ
２πｎｆb ／ｆs3］を乗じる乗算器７を省略している。
装置の構成を示すブロック図である。なお、図１と同一
構成部分には同一符号を付して説明を省略する。本実施
例においては、ＩＦ周波数ｆIFとサンプラ３におけるサ
ンプリング周波数ｆs1を適切に選ぶことによって、帯域
通過型帯域制限・サンプリング周波数低減装置１０１の
出力信号ｘC （ｎＴ3 ）に複素正弦波信号ｅｘｐ［−ｊ
２πｎｆb ／ｆs3］を乗じる乗算器７を省略している。
【００７８】図２に示すように、帯域通過型帯域制限・
サンプリング周波数低減装置１０１の帯域通過ディジタ
ルフィルタ５の出力信号ｘA （ｋＴ1 ）をサンプリング
周波数ｆs3（＝ｆs1／Ｄ）に低減させると、折り返しの
スペクトルが生じる。ｘA （ｋＴ1 ）のｆIFの周波数成
分はデシメーションによって移動するが、そのうちベー
スバンド −ｆs3／２≦ｆ≦ｆs3／２ に存在するｆb が０であれば、図１における帯域通過型
帯域制限・サンプリング周波数低減装置１０１に続く乗
算器７でｘC （ｎＴ3 ）と複素正弦波信号ｅｘｐ［−ｊ
２πｎｆb ／ｆs3］との乗算は必要なくなる。この場
合、図４に示す帯域通過型帯域制限・サンプリング周波
数低減装置１０１の出力信号ｘA （ｎＴ3 ）の実数部が
所望のＩ成分Ｉ（ｎＴ3 ）、虚部がＱ成分Ｑ（ｎＴ3 ）
となる。なお、太線は複素信号を示す。
サンプリング周波数低減装置１０１の帯域通過ディジタ
ルフィルタ５の出力信号ｘA （ｋＴ1 ）をサンプリング
周波数ｆs3（＝ｆs1／Ｄ）に低減させると、折り返しの
スペクトルが生じる。ｘA （ｋＴ1 ）のｆIFの周波数成
分はデシメーションによって移動するが、そのうちベー
スバンド −ｆs3／２≦ｆ≦ｆs3／２ に存在するｆb が０であれば、図１における帯域通過型
帯域制限・サンプリング周波数低減装置１０１に続く乗
算器７でｘC （ｎＴ3 ）と複素正弦波信号ｅｘｐ［−ｊ
２πｎｆb ／ｆs3］との乗算は必要なくなる。この場
合、図４に示す帯域通過型帯域制限・サンプリング周波
数低減装置１０１の出力信号ｘA （ｎＴ3 ）の実数部が
所望のＩ成分Ｉ（ｎＴ3 ）、虚部がＱ成分Ｑ（ｎＴ3 ）
となる。なお、太線は複素信号を示す。
【００７９】次に、図２における周波数ｆb が０となる
ための条件を求める。
ための条件を求める。
【００８０】周波数ｆb が０となるためには、式（１
４）よりＩＦ周波数ｆIFが帯域通過型帯域制限・サンプ
リング周波数低減装置１０１の出力信号ｘC （ｎＴ3 ）
のサンプリング周波数ｆs3の整数倍であればよい。更
に、帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減装置
１０１におけるデシメーション比が整数であるとしてい
るので、サンプラ３におけるサンプリング周波数ｆs1が
帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減装置１０
１出力におけるサンプリング周波数ｆs3の２以上の整数
倍であればよい。
４）よりＩＦ周波数ｆIFが帯域通過型帯域制限・サンプ
リング周波数低減装置１０１の出力信号ｘC （ｎＴ3 ）
のサンプリング周波数ｆs3の整数倍であればよい。更
に、帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減装置
１０１におけるデシメーション比が整数であるとしてい
るので、サンプラ３におけるサンプリング周波数ｆs1が
帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減装置１０
１出力におけるサンプリング周波数ｆs3の２以上の整数
倍であればよい。
【００８１】すなわち、図１における乗算器と複素正弦
波信号ｅｘｐ［−ｊ２πｎｆb ／ｆs3］との乗算が不要
となる条件は、 （１）ＩＦ周波数ｆIFが、所望のＩ成分、Ｑ成分のサン
プリング周波数ｆs3の１以上の整数倍であること。
波信号ｅｘｐ［−ｊ２πｎｆb ／ｆs3］との乗算が不要
となる条件は、 （１）ＩＦ周波数ｆIFが、所望のＩ成分、Ｑ成分のサン
プリング周波数ｆs3の１以上の整数倍であること。
【００８２】（２）サンプラ３におけるサンプリング周
波数ｆs1が所望のＩ成分、Ｑ成分のサンプリング周波数
ｆs3の２以上の整数倍であり、ＩＦ信号の中心周波数ｆ
0 、帯域幅をＢとするときにｆs1＞２ｆ0 ＋Ｂ以上であ
ることである。
波数ｆs1が所望のＩ成分、Ｑ成分のサンプリング周波数
ｆs3の２以上の整数倍であり、ＩＦ信号の中心周波数ｆ
0 、帯域幅をＢとするときにｆs1＞２ｆ0 ＋Ｂ以上であ
ることである。
【００８３】このように、ＩＦ周波数ｆIFとサンプラ３
におけるサンプリング周波数ｆs1とを選択すれば、受信
信号と複素正弦波信号との乗算を行う乗算器が必要なく
なり、回路規模を縮小することができ、小型化に有利と
なる。
におけるサンプリング周波数ｆs1とを選択すれば、受信
信号と複素正弦波信号との乗算を行う乗算器が必要なく
なり、回路規模を縮小することができ、小型化に有利と
なる。
【００８４】実施例４． 図５は、請求項４記載の発明に係るディジタル直交検波
装置の構成を示すブロック図である。なお、図３と同一
構成部分には同一符号を付して説明を省略する。本実施
例においては、帯域通過型帯域制限・サンプリング周波
数低減装置１０３の出力信号ｘC （ｎＴ3 ）に複素正弦
波信号ｅｘｐ［−ｊ２πｎｆb ／ｆs3］を乗じる乗算器
７を省略している。
装置の構成を示すブロック図である。なお、図３と同一
構成部分には同一符号を付して説明を省略する。本実施
例においては、帯域通過型帯域制限・サンプリング周波
数低減装置１０３の出力信号ｘC （ｎＴ3 ）に複素正弦
波信号ｅｘｐ［−ｊ２πｎｆb ／ｆs3］を乗じる乗算器
７を省略している。
【００８５】ＩＦ周波数ｆIF、サンプラ３におけるサン
プリング周波数ｆs1、低域通過型帯域制限・サンプリン
グ周波数低減装置１０２によって低減された後のサンプ
リング周波数ｆs2を適切に選ぶことによって、乗算器７
を省略することができる。
プリング周波数ｆs1、低域通過型帯域制限・サンプリン
グ周波数低減装置１０２によって低減された後のサンプ
リング周波数ｆs2を適切に選ぶことによって、乗算器７
を省略することができる。
【００８６】図２に示すように、帯域通過型帯域制限・
サンプリング周波数低減装置１０３の複素係数帯域通過
ディジタルフィルタ１３の出力信号ｘA2（ｍＴ2 ）のサ
ンプリング周波数ｆs3（＝ｆs2／Ｄ2 ）に低減させる
と、折り返しのスペクトルが生じる。ｘA2（ｍＴ2 ）の
ｆIFの周波数成分はデシメーションによって移動する
が、そのうちベースバンド −ｆs3／２≦ｆ≦ｆs3／２ に存在するｆb が０であれば、図３における帯域通過型
帯域制限・サンプリング周波数低減装置１０３に続く乗
算器７でｘC3（ｎＴ3 ）と複素正弦波信号ｅｘｐ［−ｊ
２πｎｆb ／ｆs3］との乗算は必要なくなる。この場
合、図５に示す帯域通過型帯域制限・サンプリング周波
数低減装置１０３の出力信号ｘC3（ｎＴ3 ）の実部が所
望のＩ成分Ｉ（ｎＴ3 ）、虚部がＱ成分Ｑ（ｎＴ3 ）と
なる。なお、太線は複素信号を示す。
サンプリング周波数低減装置１０３の複素係数帯域通過
ディジタルフィルタ１３の出力信号ｘA2（ｍＴ2 ）のサ
ンプリング周波数ｆs3（＝ｆs2／Ｄ2 ）に低減させる
と、折り返しのスペクトルが生じる。ｘA2（ｍＴ2 ）の
ｆIFの周波数成分はデシメーションによって移動する
が、そのうちベースバンド −ｆs3／２≦ｆ≦ｆs3／２ に存在するｆb が０であれば、図３における帯域通過型
帯域制限・サンプリング周波数低減装置１０３に続く乗
算器７でｘC3（ｎＴ3 ）と複素正弦波信号ｅｘｐ［−ｊ
２πｎｆb ／ｆs3］との乗算は必要なくなる。この場
合、図５に示す帯域通過型帯域制限・サンプリング周波
数低減装置１０３の出力信号ｘC3（ｎＴ3 ）の実部が所
望のＩ成分Ｉ（ｎＴ3 ）、虚部がＱ成分Ｑ（ｎＴ3 ）と
なる。なお、太線は複素信号を示す。
【００８７】次に、図２における周波数ｆb が０となる
ための条件を求める。
ための条件を求める。
【００８８】周波数ｆb が０となるためには、式（１
４）よりＩＦ周波数ｆIFが帯域通過型帯域制限・サンプ
リング周波数低減装置１０３の出力信号ｘC3（ｎＴ3 ）
のサンプリング周波数ｆs3の１以上の整数倍であればよ
い。更に、低域通過型帯域制限・サンプリング周波数低
減装置１０２及び帯域通過型帯域制限・サンプリング周
波数低減装置１０３におけるデシメーション比が整数で
あるとしているので、低域通過型帯域制限・サンプリン
グ周波数低減装置１０２の出力におけるサンプリング周
波数ｆs2が帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低
減装置１０３の出力におけるサンプリング周波数ｆs3の
２以上の整数倍、かつサンプラ３におけるサンプリング
周波数ｆs1が低域通過型帯域制限・サンプリング周波数
低減装置１０２の出力におけるサンプリング周波数ｆs2
の２以上の整数倍であればよい。
４）よりＩＦ周波数ｆIFが帯域通過型帯域制限・サンプ
リング周波数低減装置１０３の出力信号ｘC3（ｎＴ3 ）
のサンプリング周波数ｆs3の１以上の整数倍であればよ
い。更に、低域通過型帯域制限・サンプリング周波数低
減装置１０２及び帯域通過型帯域制限・サンプリング周
波数低減装置１０３におけるデシメーション比が整数で
あるとしているので、低域通過型帯域制限・サンプリン
グ周波数低減装置１０２の出力におけるサンプリング周
波数ｆs2が帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低
減装置１０３の出力におけるサンプリング周波数ｆs3の
２以上の整数倍、かつサンプラ３におけるサンプリング
周波数ｆs1が低域通過型帯域制限・サンプリング周波数
低減装置１０２の出力におけるサンプリング周波数ｆs2
の２以上の整数倍であればよい。
【００８９】すなわち、図３の乗算器において帯域通過
型帯域制限・サンプリング周波数低減装置１０３の出力
信号ｘＣ３（ｎＴ３ ）と複素正弦波信号ｅｘｐ［−ｊ
２πｎｆｂ ／ｆｓ３］との乗算が不要となる条件は、
（１）ＩＦ周波数ｆＩＦが、所望のＩ成分、Ｑ成分のサ
ンプリング周波数ｆｓ３の１以上の整数倍であること。
型帯域制限・サンプリング周波数低減装置１０３の出力
信号ｘＣ３（ｎＴ３ ）と複素正弦波信号ｅｘｐ［−ｊ
２πｎｆｂ ／ｆｓ３］との乗算が不要となる条件は、
（１）ＩＦ周波数ｆＩＦが、所望のＩ成分、Ｑ成分のサ
ンプリング周波数ｆｓ３の１以上の整数倍であること。
【００９０】（２）サンプラ３におけるサンプリング周
波数ｆs1が所望のＩ成分、Ｑ成分のサンプリング周波数
ｆs3の素数でない整数倍であり、ＩＦ信号の中心周波数
ｆ0 、帯域幅をＢとするときにｆs1＞２ｆ0 ＋Ｂである
ことである。
波数ｆs1が所望のＩ成分、Ｑ成分のサンプリング周波数
ｆs3の素数でない整数倍であり、ＩＦ信号の中心周波数
ｆ0 、帯域幅をＢとするときにｆs1＞２ｆ0 ＋Ｂである
ことである。
【００９１】このように、ＩＦ周波数ｆIFとサンプラ３
におけるサンプリング周波数ｆs1とを選択すれば、受信
信号と複素正弦波信号との乗算を行う乗算器が必要なく
なり、より高速に信号処理をすることができる。また、
受信信号と複素正弦波信号との乗算手段と、複素正弦波
信号発生手段あるいは複素正弦波信号値を記憶する手段
が必要なくなるため、回路規模を縮小することができ、
小型化に有利となる。
におけるサンプリング周波数ｆs1とを選択すれば、受信
信号と複素正弦波信号との乗算を行う乗算器が必要なく
なり、より高速に信号処理をすることができる。また、
受信信号と複素正弦波信号との乗算手段と、複素正弦波
信号発生手段あるいは複素正弦波信号値を記憶する手段
が必要なくなるため、回路規模を縮小することができ、
小型化に有利となる。
【００９２】実施例５． 図６は、請求項７記載の発明に係る帯域通過型帯域制限
・サンプリング周波数低減装置１０１、１０３の構成を
示すブロック図である。
・サンプリング周波数低減装置１０１、１０３の構成を
示すブロック図である。
【００９３】帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数
低減装置１０１は、複数の帯域通過ディジタルフィルタ
２１〜２Ｌと、複数のデシメータ３１〜３Ｌとを交互に
直列に接続して構成されている。そして、帯域通過ディ
ジタルフィルタ２１〜２Ｌの通過域の中心周波数は前段
デシメータ出力信号のベースバンドにおける中心周波数
とだいたい同じであり、受信信号の帯域幅Ｂと同程度の
通過域幅を持つ。遷移帯域幅はフィルタにより異なる
が、図１のような単一の複素係数帯域通過ディジタルフ
ィルタとデシメータを用いる場合の複素係数帯域通過デ
ィジタルフィルタより広くできる。
低減装置１０１は、複数の帯域通過ディジタルフィルタ
２１〜２Ｌと、複数のデシメータ３１〜３Ｌとを交互に
直列に接続して構成されている。そして、帯域通過ディ
ジタルフィルタ２１〜２Ｌの通過域の中心周波数は前段
デシメータ出力信号のベースバンドにおける中心周波数
とだいたい同じであり、受信信号の帯域幅Ｂと同程度の
通過域幅を持つ。遷移帯域幅はフィルタにより異なる
が、図１のような単一の複素係数帯域通過ディジタルフ
ィルタとデシメータを用いる場合の複素係数帯域通過デ
ィジタルフィルタより広くできる。
【００９４】複素係数帯域通過ディジタルフィルタ２１
の係数は複素数であるので、その出力信号も複素数にな
る。従って、図６では複素係数帯域通過ディジタルフィ
ルタ２１以降の信号の流れを示す矢印は太線で示す。
の係数は複素数であるので、その出力信号も複素数にな
る。従って、図６では複素係数帯域通過ディジタルフィ
ルタ２１以降の信号の流れを示す矢印は太線で示す。
【００９５】本実施例では、一度にサンプリング周波数
を１／Ｄにするのではなく、少しずつ帯域制限とサンプ
リング周波数低減を行う動作をＬ回繰り返すことによっ
てサンプリング周波数を１／Ｄにするものである。な
お、Ｄは整数である。サンプリング周波数を１／Ｄにす
る場合、 Ｄ＝Ｄ1 ・Ｄ2 ・…・ＤL のようにＬ個の２以上の整数の積に分解できるとき、ま
ずサンプリング周波数ｆs1をその１／Ｄ1 であるｆs12
にし、次にサンプリング周波数ｆs12 をその１／Ｄ2 で
あるｆs13 にするというように順次にＬ回繰り返す。な
お、Ｌは適切な整数である。また、本実施例における整
数Ｄ1 、Ｄ2 、…は上述実施例２、４におけるデシメー
ション比Ｄ1 、Ｄ2 とは異なる値である。
を１／Ｄにするのではなく、少しずつ帯域制限とサンプ
リング周波数低減を行う動作をＬ回繰り返すことによっ
てサンプリング周波数を１／Ｄにするものである。な
お、Ｄは整数である。サンプリング周波数を１／Ｄにす
る場合、 Ｄ＝Ｄ1 ・Ｄ2 ・…・ＤL のようにＬ個の２以上の整数の積に分解できるとき、ま
ずサンプリング周波数ｆs1をその１／Ｄ1 であるｆs12
にし、次にサンプリング周波数ｆs12 をその１／Ｄ2 で
あるｆs13 にするというように順次にＬ回繰り返す。な
お、Ｌは適切な整数である。また、本実施例における整
数Ｄ1 、Ｄ2 、…は上述実施例２、４におけるデシメー
ション比Ｄ1 、Ｄ2 とは異なる値である。
【００９６】各複素係数帯域通過ディジタルフィルタ２
１〜２Ｌの出力信号の語長は実部・虚部ともにそれらの
フィルタの入力信号の語長よりサンプリング周波数を低
減する分長くする。図６では、 ｂ11≧ｂ1 ＋ｌｏｇ4 Ｄ1 、ｂ12≧ｂ11＋ｌｏｇ4 Ｄ2 、… として、ビットレートを下げることはしない。むしろこ
れらの式で与えられる最小値より数ビット大きくするの
が望ましい。
１〜２Ｌの出力信号の語長は実部・虚部ともにそれらの
フィルタの入力信号の語長よりサンプリング周波数を低
減する分長くする。図６では、 ｂ11≧ｂ1 ＋ｌｏｇ4 Ｄ1 、ｂ12≧ｂ11＋ｌｏｇ4 Ｄ2 、… として、ビットレートを下げることはしない。むしろこ
れらの式で与えられる最小値より数ビット大きくするの
が望ましい。
【００９７】このような複素係数帯域通過ディジタルフ
ィルタとデシメータとを複数組み直列接続する構成で
は、デシメーション比Ｄが大きい場合、各複素係数帯域
通過ディジタルフィルタに急峻なカットオフ特性が要求
されないため、フィルタ次数が低くてすみ、これにより
フィルタリングに要する演算量も図１及び図３に示す単
一の複素係数帯域通過ディジタルフィルタとデシメータ
を直列に接続する構成より少なくすることができること
がわかっている。
ィルタとデシメータとを複数組み直列接続する構成で
は、デシメーション比Ｄが大きい場合、各複素係数帯域
通過ディジタルフィルタに急峻なカットオフ特性が要求
されないため、フィルタ次数が低くてすみ、これにより
フィルタリングに要する演算量も図１及び図３に示す単
一の複素係数帯域通過ディジタルフィルタとデシメータ
を直列に接続する構成より少なくすることができること
がわかっている。
【００９８】また、第１ステージの複素係数帯域通過デ
ィジタルフィルタ２１の中心周波数を適切に選ぶことに
より、第２ステージ以降の複素係数帯域通過ディジタル
フィルタ２２〜２Ｌの正規化中心周波数（入力信号のサ
ンプリング周波数で規格化した中心周波数）を０または
±０．５にでき、その結果、ディジタルフィルタ２２〜
２Ｌは実係数のみを持つフィルタとすることができ、更
に信号処理演算量を減すことが可能となる。
ィジタルフィルタ２１の中心周波数を適切に選ぶことに
より、第２ステージ以降の複素係数帯域通過ディジタル
フィルタ２２〜２Ｌの正規化中心周波数（入力信号のサ
ンプリング周波数で規格化した中心周波数）を０または
±０．５にでき、その結果、ディジタルフィルタ２２〜
２Ｌは実係数のみを持つフィルタとすることができ、更
に信号処理演算量を減すことが可能となる。
【００９９】上述実施例においては、複数の帯域通過デ
ィジタルフィルタと、複数のデシメータとを直列に接続
してなる帯域制限・サンプリング周波数低減手段が帯域
通過特性を持つ場合について説明したが、これに限ら
ず、請求項８記載の発明に係る低減通過型帯域制限・サ
ンプリング周波数低減手段についても同様な構成をとる
ことができる。すなわち、複数の低域通過ディジタルフ
ィルタと、複数のデシメータを交互に直列に接続してな
るように構成できる。
ィジタルフィルタと、複数のデシメータとを直列に接続
してなる帯域制限・サンプリング周波数低減手段が帯域
通過特性を持つ場合について説明したが、これに限ら
ず、請求項８記載の発明に係る低減通過型帯域制限・サ
ンプリング周波数低減手段についても同様な構成をとる
ことができる。すなわち、複数の低域通過ディジタルフ
ィルタと、複数のデシメータを交互に直列に接続してな
るように構成できる。
【０１００】実施例６． 図７は、請求項９記載の発明に係る帯域制限・サンプリ
ング周波数低減装置１０１または１０３の構成を示すブ
ロック図である。低減装置１０１と１０３とは同一構成
なので、低減装置１０１についてのみ説明する。
ング周波数低減装置１０１または１０３の構成を示すブ
ロック図である。低減装置１０１と１０３とは同一構成
なので、低減装置１０１についてのみ説明する。
【０１０１】帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数
低減装置１０１は、入力信号ｘ（ｋＴ1 ）をサンプル毎
に整数（Ｄ）本の通路７１〜７Ｄに振り分けるスイッチ
７０を有しており、Ｄ本の通路７１〜７Ｄには、それぞ
れディジタルフィルタ８１〜８Ｄが接続されている。そ
して、ディジタルフィルタ８１〜８Ｄには、Ｄ個のディ
ジタルフィルタ８１〜８Ｄの出力信号を加算する加算手
段としての加算器８０が接続されている。なお、ｚ３は
サンプリング周波数ｆs3に対する遅延演算子である。
低減装置１０１は、入力信号ｘ（ｋＴ1 ）をサンプル毎
に整数（Ｄ）本の通路７１〜７Ｄに振り分けるスイッチ
７０を有しており、Ｄ本の通路７１〜７Ｄには、それぞ
れディジタルフィルタ８１〜８Ｄが接続されている。そ
して、ディジタルフィルタ８１〜８Ｄには、Ｄ個のディ
ジタルフィルタ８１〜８Ｄの出力信号を加算する加算手
段としての加算器８０が接続されている。なお、ｚ３は
サンプリング周波数ｆs3に対する遅延演算子である。
【０１０２】スイッチ７０は帯域制限・サンプリング周
波数低減装置１０１の入力信号ｘ（ｋＴ1 ）を１サンプ
ルずつ順にＤ本の各通路７１〜７Ｄに振り分ける。通路
７Ｄに振り分けた後は再び通路７１〜７Ｄの順にｘ（ｋ
Ｔ1 ）を振り分ける。従って、通路７１〜７Ｄを通る信
号のサンプリング周波数は帯域制限・サンプリング周波
数低減装置１０１の入力信号ｘ（ｋＴ1 ）の１／Ｄであ
る。つまり、ｆs1／Ｄ＝ｆs3になっている。各ディジタ
ルフィルタ８１〜８Ｄもサンプリング周波数ｆs3に対応
する速度で動作する。そのため、ここでは遅延演算子ｚ
３と表現している。
波数低減装置１０１の入力信号ｘ（ｋＴ1 ）を１サンプ
ルずつ順にＤ本の各通路７１〜７Ｄに振り分ける。通路
７Ｄに振り分けた後は再び通路７１〜７Ｄの順にｘ（ｋ
Ｔ1 ）を振り分ける。従って、通路７１〜７Ｄを通る信
号のサンプリング周波数は帯域制限・サンプリング周波
数低減装置１０１の入力信号ｘ（ｋＴ1 ）の１／Ｄであ
る。つまり、ｆs1／Ｄ＝ｆs3になっている。各ディジタ
ルフィルタ８１〜８Ｄもサンプリング周波数ｆs3に対応
する速度で動作する。そのため、ここでは遅延演算子ｚ
３と表現している。
【０１０３】ディジタルフィルタ８１に入力信号が入力
するタイミングは、ディジタルフィルタ８２への信号入
力タイミングよりＴ1 だけ早い。ディジタルフィルタ８
２への信号入力タイミングも同様にディジタルフィルタ
８３だけ早い。以下同様である。各ディジタルフィルタ
８１〜８Ｄの出力において、それらの入力信号と同様、
隣り合う通路の信号はＴ1 づつタイミングがずれてお
り、加算器８０でＤ個の信号を加えて出力するのにＤ・
Ｔ1 （＝Ｔ3 ）だけ時間がかかる。よって、この加算器
出力で、帯域制限されたサンプリング周波数が低減され
た信号ｘC （ｎＴ3 ）を得ることができる。
するタイミングは、ディジタルフィルタ８２への信号入
力タイミングよりＴ1 だけ早い。ディジタルフィルタ８
２への信号入力タイミングも同様にディジタルフィルタ
８３だけ早い。以下同様である。各ディジタルフィルタ
８１〜８Ｄの出力において、それらの入力信号と同様、
隣り合う通路の信号はＴ1 づつタイミングがずれてお
り、加算器８０でＤ個の信号を加えて出力するのにＤ・
Ｔ1 （＝Ｔ3 ）だけ時間がかかる。よって、この加算器
出力で、帯域制限されたサンプリング周波数が低減され
た信号ｘC （ｎＴ3 ）を得ることができる。
【０１０４】各ディジタルフィルタ８１〜８Ｄの係数は
複素数であるため、それらの出力信号もまた複素数であ
る。従って、図７では各フィルタ８１〜８Ｄ以降の信号
の流れを示す矢印は太線で描いてある。なお、各ディジ
タルフィルタ８１〜８Ｄの出力信号の語長（ｂ3 ビッ
ト）は実部・虚部ともにサンプリング周波数を低減する
分長くする。すなわち、 ｂ3 ≧ｂ1 ＋ｌｏｇ4 Ｄ としてビットレートを下げることはしない。丸め雑音の
影響を小さくするため、ｂ3 はこの式で与えられる最小
値より数ビット大きくするのが望ましい。各ディジタル
フィルタ８１〜８Ｄのインパルス応答ｐ1 （ｎ）、ｐ2
（ｎ）、…、ｐD（ｎ）は、図１における帯域制限・サ
ンプリング周波数低減装置１０１の複素係数帯域通過デ
ィジタルフィルタ５のインパルス応答ｇ（ｋ）より式
（１５）のように計算できる。
複素数であるため、それらの出力信号もまた複素数であ
る。従って、図７では各フィルタ８１〜８Ｄ以降の信号
の流れを示す矢印は太線で描いてある。なお、各ディジ
タルフィルタ８１〜８Ｄの出力信号の語長（ｂ3 ビッ
ト）は実部・虚部ともにサンプリング周波数を低減する
分長くする。すなわち、 ｂ3 ≧ｂ1 ＋ｌｏｇ4 Ｄ としてビットレートを下げることはしない。丸め雑音の
影響を小さくするため、ｂ3 はこの式で与えられる最小
値より数ビット大きくするのが望ましい。各ディジタル
フィルタ８１〜８Ｄのインパルス応答ｐ1 （ｎ）、ｐ2
（ｎ）、…、ｐD（ｎ）は、図１における帯域制限・サ
ンプリング周波数低減装置１０１の複素係数帯域通過デ
ィジタルフィルタ５のインパルス応答ｇ（ｋ）より式
（１５）のように計算できる。
【０１０５】 ｐi （ｎ）＝ｇ（ｎＤ＋ｉ−１） （ｉ＝１、２、…、Ｄ） …（１５） このような構造の利点は、各ディジタルフィルタ８１〜
８Ｄをスイッチ７０の入力信号ｘ（ｋＴ1 ）のサンプリ
ング間隔Ｔ1 ほど高速に動作させる必要がないため、結
局のところ、高いサンプリング周波数まで対応可能なこ
とである。
８Ｄをスイッチ７０の入力信号ｘ（ｋＴ1 ）のサンプリ
ング間隔Ｔ1 ほど高速に動作させる必要がないため、結
局のところ、高いサンプリング周波数まで対応可能なこ
とである。
【０１０６】なお、上述実施例においては、帯域制限・
サンプリング周波数低減装置１０１が帯域通過特性を持
つ場合について説明したが、請求項１０に係る低域通過
特性を持つ帯域制限・サンプリング周波数低減装置１０
２についても同様な構成をとることができる。この場
合、上記の複素係数帯域通過ディジタルフィルタを実数
の係数を持つ低域通過ディジタルフィルタに置き換え
る。フィルタ出力信号は実数となる。
サンプリング周波数低減装置１０１が帯域通過特性を持
つ場合について説明したが、請求項１０に係る低域通過
特性を持つ帯域制限・サンプリング周波数低減装置１０
２についても同様な構成をとることができる。この場
合、上記の複素係数帯域通過ディジタルフィルタを実数
の係数を持つ低域通過ディジタルフィルタに置き換え
る。フィルタ出力信号は実数となる。
【０１０７】実施例７． 請求項１１に係る発明の実施例の説明を行う。
【０１０８】図３または図５に示すように、帯域通過型
帯域制限・サンプリング周波数低減手段１０３と低域通
過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段１０２との
内部構成は同様の構成としていたが、これに限らず、帯
域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段１０３
と低域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段１
０２との内部構成が異なっていてもよい。例えば、低域
通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段１０２を
図６と同様の構成とし、帯域通過型帯域制限・サンプリ
ング周波数低減手段１０３を図７と同様の構成としても
よく、その逆でもよい。
帯域制限・サンプリング周波数低減手段１０３と低域通
過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段１０２との
内部構成は同様の構成としていたが、これに限らず、帯
域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段１０３
と低域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段１
０２との内部構成が異なっていてもよい。例えば、低域
通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段１０２を
図６と同様の構成とし、帯域通過型帯域制限・サンプリ
ング周波数低減手段１０３を図７と同様の構成としても
よく、その逆でもよい。
【０１０９】実施例８． 上述実施例においては、ＲＦ信号をＩＦ信号に変換する
ものとして説明したが、受信器やＡ／Ｄ変換器で扱える
サンプリング周波数によっては、直接ＲＦ信号をディジ
タル信号に変換して直交検波処理を行うことも可能であ
る。このようにした場合、信号のＩＦ周波数ｆIFを搬送
波周波数ｆc に置き換える。
ものとして説明したが、受信器やＡ／Ｄ変換器で扱える
サンプリング周波数によっては、直接ＲＦ信号をディジ
タル信号に変換して直交検波処理を行うことも可能であ
る。このようにした場合、信号のＩＦ周波数ｆIFを搬送
波周波数ｆc に置き換える。
【０１１０】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、ディジタル直交検波処理において量子化雑音低減を
行っているので、所望のＩ成分・Ｑ成分の信号語長より
低い量子化ビット数のＡ／Ｄ変換を用いることができ
る。また、高速でそれほど量子化ビット数の多くないＡ
／Ｄ変換器を用いることにより高精度な直交性を保ち、
信号対量子化雑音電力比の大きいＩ成分とＱ成分とを容
易に得ることができる。
ば、ディジタル直交検波処理において量子化雑音低減を
行っているので、所望のＩ成分・Ｑ成分の信号語長より
低い量子化ビット数のＡ／Ｄ変換を用いることができ
る。また、高速でそれほど量子化ビット数の多くないＡ
／Ｄ変換器を用いることにより高精度な直交性を保ち、
信号対量子化雑音電力比の大きいＩ成分とＱ成分とを容
易に得ることができる。
【０１１１】また、低域通過型帯域制限・サンプリング
周波数低減手段と帯域通過型帯域制限・サンプリング周
波数低減手段とを設けたので、予めサンプリング周波数
をある程度下げることができ、その複素係数帯域通過デ
ィジタルフィルタの特性の制約を緩和し、複素係数ディ
ジタルフィルタに狭遷移帯域幅のものを使う必要がなく
なり、複素係数帯域通過ディジタルフィルタの次数を低
減でき、フィルタリングに要する演算量及び部品点数を
低減することができる。これにより、有限語長効果によ
る信号劣化を抑えることができる。更に、低域通過型帯
域制限・サンプリング周波数低減手段におけるフィルタ
リング処理は実数の信号処理となり、演算量及び部品点
数を低減することができる。
周波数低減手段と帯域通過型帯域制限・サンプリング周
波数低減手段とを設けたので、予めサンプリング周波数
をある程度下げることができ、その複素係数帯域通過デ
ィジタルフィルタの特性の制約を緩和し、複素係数ディ
ジタルフィルタに狭遷移帯域幅のものを使う必要がなく
なり、複素係数帯域通過ディジタルフィルタの次数を低
減でき、フィルタリングに要する演算量及び部品点数を
低減することができる。これにより、有限語長効果によ
る信号劣化を抑えることができる。更に、低域通過型帯
域制限・サンプリング周波数低減手段におけるフィルタ
リング処理は実数の信号処理となり、演算量及び部品点
数を低減することができる。
【０１１２】また、ＩＦ周波数とその後に続くサンプラ
におけるサンプリング周波数を適切に選ぶことにより、
ディジタル化後の信号と複素正弦波信号との乗算が不要
となり、信号処理をより高速に行うことができる。これ
により、受信信号と複素正弦波信号との乗算手段、複素
正弦波信号の発生手段、または複素正弦波信号を記憶す
る手段が必要なくなり、回路規模を小さくして小型化を
図ることができ、また乗算による丸め雑音が発生するこ
とを防止することができる。
におけるサンプリング周波数を適切に選ぶことにより、
ディジタル化後の信号と複素正弦波信号との乗算が不要
となり、信号処理をより高速に行うことができる。これ
により、受信信号と複素正弦波信号との乗算手段、複素
正弦波信号の発生手段、または複素正弦波信号を記憶す
る手段が必要なくなり、回路規模を小さくして小型化を
図ることができ、また乗算による丸め雑音が発生するこ
とを防止することができる。
【０１１３】更に、低域通過型帯域制限・サンプリング
周波数低減手段及び帯域通過型帯域制限・サンプリング
周波数低減手段を複数のディジタルフィルタと複数のデ
シメータとを交互に直列に接続したので、デシメーショ
ン比が大きい場合、ディジタルフィルタに急峻なカット
オフ特性が要求されず、フィルタ次数を低減でき、これ
によりフィルタリングに要する演算量をよりいっそう低
減することができ、集積回路による小型化や有限語長効
果の点においても有利である。
周波数低減手段及び帯域通過型帯域制限・サンプリング
周波数低減手段を複数のディジタルフィルタと複数のデ
シメータとを交互に直列に接続したので、デシメーショ
ン比が大きい場合、ディジタルフィルタに急峻なカット
オフ特性が要求されず、フィルタ次数を低減でき、これ
によりフィルタリングに要する演算量をよりいっそう低
減することができ、集積回路による小型化や有限語長効
果の点においても有利である。
【０１１４】そして、低域通過型帯域制限・サンプリン
グ周波数低減手段及び帯域通過型帯域制限・サンプリン
グ周波数低減手段を入力信号をＤ本の通路に分けるスイ
ッチと、各通路に接続されたＤ個の並列なディジタルフ
ィルタとにより構成したので、各ディジタルフィルタを
スイッチの入力信号のサンプリング間隔ほど高速に動作
させる必要がなくなり、高いサンプリング周波数に対応
することができる。
グ周波数低減手段及び帯域通過型帯域制限・サンプリン
グ周波数低減手段を入力信号をＤ本の通路に分けるスイ
ッチと、各通路に接続されたＤ個の並列なディジタルフ
ィルタとにより構成したので、各ディジタルフィルタを
スイッチの入力信号のサンプリング間隔ほど高速に動作
させる必要がなくなり、高いサンプリング周波数に対応
することができる。
【図１】請求項１及び請求項５記載の発明に関わるディ
ジタル直交検波装置の構成を示すブロック図である。
ジタル直交検波装置の構成を示すブロック図である。
【図２】帯域通過信号のサンプリング周波数低減前後の
スペクトルを示す模式図である。
スペクトルを示す模式図である。
【図３】請求項２、請求項５及び請求項６記載の発明に
関わるディジタル直交検波装置の構成を示すブロック図
である。
関わるディジタル直交検波装置の構成を示すブロック図
である。
【図４】請求項３記載の発明に関わるディジタル直交検
波装置の構成を示すブロック図である。
波装置の構成を示すブロック図である。
【図５】請求項４記載の発明に関わるディジタル直交検
波装置の構成を示すブロック図である。
波装置の構成を示すブロック図である。
【図６】請求項７記載の発明に関わる帯域通過型帯域制
限・サンプリング周波数低減装置の構成を示すブロック
図である。
限・サンプリング周波数低減装置の構成を示すブロック
図である。
【図７】請求項９記載の発明に関わる帯域通過型帯域制
限・サンプリング周波数低減装置の構成を示すブロック
図である。
限・サンプリング周波数低減装置の構成を示すブロック
図である。
【図８】従来のディジタル直交検波装置の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
３、８ サンプラ ４、９ Ａ／Ｄ変換器 ５、１０、１３、２１〜２Ｌ 複素係数帯域通過ディジ
タルフィルタ ６、１２、１４、１５、３１〜３Ｌ デシメータ ７ 乗算器 １１ 低域通過ディジタルフィルタ ７０ スイッチ ８０ 加算器 ８１〜８Ｄ ディジタルフィルタ １０１、１０３ 帯域通過型帯域制限・サンプリング周
波数低減装置 １０２ 低域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減
装置
タルフィルタ ６、１２、１４、１５、３１〜３Ｌ デシメータ ７ 乗算器 １１ 低域通過ディジタルフィルタ ７０ スイッチ ８０ 加算器 ８１〜８Ｄ ディジタルフィルタ １０１、１０３ 帯域通過型帯域制限・サンプリング周
波数低減装置 １０２ 低域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減
装置
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 14/00 - 14/06 H04L 27/00
Claims (11)
- 【請求項１】 受信したＩＦ周波数ｆＩＦのアナログ帯
域通過信号を所定のサンプリング周波数でサンプリング
して離散時間信号に変換するサンプリング手段と、 所望の同相成分と直交成分の語長より短い所定の量子化
ビット数で前記離散時間信号を量子化するＡ／Ｄ変換手
段と、 前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号を帯域通過型の帯域制限
を行いかつサンプリング周波数を低減する帯域通過型帯
域制限・サンプリング周波数低減手段と、 前記帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段
の出力信号と所定の周波数の複素正弦波信号とを乗ずる
乗算手段と、 を備え、前記帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数
低減手段が、その入力信号のサンプリング周波数ｆｓ１
に対して、入力信号の０＜ｆ／ｆｓ１＜０．５の所定の
周波数成分のみを通過させる帯域通過特性を有し、前記
帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段の出
力信号の語長を入力信号の語長より拡張することを特徴
とするディジタル直交検波装置。 - 【請求項２】 受信したＩＦ周波数ｆＩＦのアナログ帯
域通過信号を所定のサンプリング周波数でサンプリング
して離散時間信号に変換するサンプリング手段と、 所望の同相成分と直交成分の語長より短い所定の量子化
ビット数で前記離散時間信号を量子化するＡ／Ｄ変換手
段と、 前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号を低域通過型の帯域制限
を行いかつサンプリング周波数を低減する低域通過型帯
域制限・サンプリング周波数低減手段と、 前記低域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段
の出力信号に対して帯域通過の帯域制限を行いかつサン
プリング周波数を低減する帯域通過型帯域制限・サンプ
リング周波数低減手段と、 前記帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段
の出力信号と所定の周波数の複素正弦波信号とを乗ずる
乗算手段と、 を備え、前記低域通過型帯域制限・サンプリング周波数
低減手段が所定のカットオフ周波数の低域通過特性を有
し、その出力信号の語長を入力信号の語長より拡張し、
前記帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段
が、その入力信号のサンプリング周波数ｆｓ２に対し
て、入力信号の０＜ｆ／ｆｓ２＜０．５の所定の周波数
成分のみを通過させる帯域通過特性を有し、前記帯域通
過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段の出力信号
の語長を入力信号の語長より拡張することを特徴とする
ディジタル直交検波装置。 - 【請求項３】 受信したＩＦ周波数ｆＩＦのアナログ帯
域通過信号を所定のサンプリング周波数ｆｓ１でサンプ
リングして離散時間信号に変換するサンプリング手段
と、 所望の同相成分と直交成分の語長より短い所定の量子化
ビット数で前記離散時間信号を量子化するＡ／Ｄ変換手
段と、 前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号に対して帯域通過型の帯
域制限を行いかつサンプリング周波数を低減する帯域通
過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段と、 を備え、前記ＩＦ周波数ｆＩＦが所望の同相成分と直交
成分のサンプリング周波数ｆｓ３の１以上の整数倍であ
りかつ前記アナログ帯域通過信号をサンプリングして離
散時間信号に変換するサンプリング手段におけるサンプ
リング周波数ｆｓ１が、前記アナログ帯域通過信号の中
心周波数の２倍にアナログ帯域通過信号の帯域幅を加え
た値より大きくかつ前記所望の同相成分と直交成分のサ
ンプリング周波数ｆ ｓ３ の２以上の整数倍であり、前記
帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段が、
その入力信号のサンプリング周波数ｆｓ１に対して、入
力信号の０＜ｆ／ｆｓ１＜０．５の所定の周波数成分の
みを通過させる帯域通過特性を有し、前記帯域通過型帯
域制限・サンプリング周波数低減手段の出力信号の語長
を入力信号の語長より拡張することを特徴とするディジ
タル直交検波装置。 - 【請求項４】 受信したＩＦ周波数ｆＩＦのアナログ帯
域通過信号を所定のサンプリング周波数ｆｓ１でサンプ
リングして離散時間信号に変換するサンプリング手段
と、 所望の同相成分と直交成分の語長より短い所定の量子化
ビット数で前記離散時間信号を量子化するＡ／Ｄ変換手
段と、 前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号に対して低域通過型の帯
域制限を行いかつサンプリング周波数を低減する低域通
過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段と、 前記低域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段
の出力信号に対して帯域通過型の帯域制限を行いかつサ
ンプリング周波数を低減する帯域通過型帯域制限・サン
プリング周波数低減手段と、 を備え、前記ＩＦ周波数ｆＩＦが所望の同相成分と直交
成分のサンプリング周波数ｆｓ３の１以上の整数倍であ
りかつ前記アナログ帯域通過信号をサンプリングして離
散時間信号に変換するサンプリング手段におけるサンプ
リング周波数ｆｓ１が、前記所望の同相成分と直交成分
のサンプリング周波数ｆｓ３の素数でない整数倍であり
かつサンプリング周波数ｆｓ１が前記アナログ帯域通過
信号の中心周波数の２倍にアナログ帯域通過信号の帯域
幅を加えた値より大きく、前記帯域通過型帯域制限・サ
ンプリング周波数低減手段が、その入力信号のサンプリ
ング周波数ｆｓ２に対して、入力信号の０＜ｆ／ｆｓ２
＜０．５の所定の周波数成分のみを通過させる帯域通過
特性を有し、前記帯域通過型帯域制限・サンプリング周
波数低減手段の出力信号の語長を入力信号の語長より拡
張することを特徴とするディジタル直交検波装置。 - 【請求項５】 サンプリング周波数の低減度もしくは必
要な帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段
の入力信号の帯域幅に応じた帯域幅を持つと共に帯域通
過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段の中心周波
数が入力信号の中心周波数もしくはＩＦ周波数ｆIFと等
しくかつ通過域が０から入力信号のサンプリング周波数
の１／２の間の所定の範囲に存在する帯域通過ディジタ
ルフィルタと、 前記帯域通過ディジタルフィルタの出力信号をサンプリ
ング周波数の低減度に応じたサンプル数おきに取り出す
デシメーション手段と、 を直列に接続して前記帯域通過型帯域制限・サンプリン
グ周波数低減手段を構成し、 前記帯域通過ディジタルフィルタの出力信号の語長がそ
の入力信号の語長より拡張されることを特徴とする請求
項１から請求項４までの内のいずれかの請求項に記載の
ディジタル直交検波装置。 - 【請求項６】 サンプリング周波数の低減度に応じたカ
ットオフ周波数の低域通過ディジタルフィルタと、 前記低域通過ディジタルフィルタの出力信号をサンプリ
ング周波数の低減度に応じたサンプル数おきに取り出す
デシメーション手段と、 を直列に接続して前記低域通過型帯域制限・サンプリン
グ周波数低減手段を構成し、 前記低域通過ディジタルフィルタの出力信号の語長がそ
の入力信号の語長より拡張されることを特徴とする請求
項２または請求項４に記載のディジタル直交検波装置。 - 【請求項７】 所定の帯域幅と中心周波数を持つ帯域通
過ディジタルフィルタと、 前記帯域通過ディジタルフィルタに直列に接続した所定
のサンプル数おきに取り出すデシメーション手段と、 を複数組直列に接続して前記帯域通過型帯域制限・サン
プリング周波数低減手段を構成し、 前記複数の帯域通過ディジタルフィルタの出力信号の語
長がその入力信号の語長より拡張されることを特徴とす
る請求項１から請求項４までの内のいずれかの請求項に
記載のディジタル直交検波装置。 - 【請求項８】 所定の帯域幅の低域通過ディジタルフィ
ルタと、 前記低域通過ディジタルフィルタに直列に接続した所定
のサンプル数おきに取り出すデシメーション手段と、 を複数組直列に接続して前記低域通過型帯域制限・サン
プリング周波数低減手段を構成し、 前記複数の低域通過ディジタルフィルタの出力信号の語
長がその入力信号の語長より拡張されることを特徴とす
る請求項２または請求項４に記載のディジタル直交検波
装置。 - 【請求項９】 前記帯域通過型帯域制限・サンプリング
周波数低減手段を、帯域通過型帯域制限・サンプリング
周波数低減手段がサンプリング周波数を入力信号の整数
（Ｄ2 ）の逆数（１／Ｄ2 ）に低減しようとするときに
入力信号をサンプル毎に整数（Ｄ2 ）本の通路に振り分
けるスイッチと、整数（Ｄ2 ）本の通路にそれぞれ接続
された複数（Ｄ2 ）個のディジタルフィルタと、複数
（Ｄ2 ）個のディジタルフィルタの出力信号を加算する
加算手段とから構成し、 複数（Ｄ2 ）個のディジタルフィルタの出力信号もしく
は前記加算手段の出力信号の語長が帯域通過型帯域制限
・サンプリング周波数低減手段の入力信号の語長より拡
張されることを特徴とする請求項１から請求項４までの
内のいずれかの請求項に記載のディジタル直交検波装
置。 - 【請求項１０】 前記低域通過型帯域制限・サンプリン
グ周波数低減手段を、低域通過型帯域制限・サンプリン
グ周波数低減手段がサンプリング周波数を入力信号の整
数（Ｄ1 ）の逆数（１／Ｄ1 ）に低減しようとするとき
に入力信号をサンプル毎に整数（Ｄ1 ）本の通路に振り
分けるスイッチと、整数（Ｄ1 ）本の通路にそれぞれ接
続された複数（Ｄ1 ）個のディジタルフィルタと、複数
（Ｄ1）個のディジタルフィルタの出力信号を加算する
加算手段とから構成し、 複数（Ｄ1 ）個のディジタルフィルタの出力信号もしく
は前記加算手段の出力信号の語長が低域通過型帯域制限
・サンプリング周波数低減手段の入力信号の語長より拡
張されることを特徴とする請求項２または請求項４に記
載のディジタル直交検波装置。 - 【請求項１１】 前記低域通過型帯域制限・サンプリン
グ周波数低減手段が、サンプリング周波数の低減度に応
じたカットオフ周波数の低域通過ディジタルフィルタ及
び低域通過ディジタルフィルタの出力信号をサンプリン
グ周波数の低減度に応じたサンプル数おきに取り出すデ
シメーション手段を直列に接続してなり、あるいは所定
の帯域幅の低域通過ディジタルフィルタ及び低域通過デ
ィジタルフィルタに直列に接続した所定のサンプル数お
きに取り出すデシメーション手段とを複数組直列に接続
してなり、あるいは低域通過型帯域制限・サンプリング
周波数低減手段がサンプリング周波数を入力信号の整数
（Ｄ１ ）の逆数（１／Ｄ１ ）に低減しようとするとき
に入力信号をサンプル毎に整数（Ｄ１ ）本の通路に振
り分けるスイッチ、整数（Ｄ１ ）本の通路にそれぞれ
接続された複数（Ｄ１ ）個のディジタルフィルタ及び
複数（Ｄ１ ）個のディジタルフィルタの出力信号を加
算する加算手段とからなり、 かつ帯域通過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段
が、サンプリング周波数の低減度もしくは必要な帯域通
過型帯域制限・サンプリング周波数低減手段の入力信号
の帯域幅に応じた帯域幅を持つと共に帯域通過型帯域制
限・サンプリング周波数低減手段の中心周波数が入力信
号の中心周波数もしくはＩＦ周波数ｆＩＦと等しくかつ
通過域が０から入力信号のサンプリング周波数の１／２
の間の所定の範囲に存在する帯域通過ディジタルフィル
タ及び帯域通過ディジタルフィルタの出力信号をサンプ
リング周波数の低減度に応じたサンプル数おきに取り出
すデシメーション手段を直列に接続してなり、あるいは
所定の帯域幅と中心周波数を持つ帯域通過ディジタルフ
ィルタ及び帯域通過ディジタルフィルタに直列に接続し
た所定のサンプル数おきに取り出すデシメーション手段
を複数組直列に接続してなり、あるいは帯域通過型帯域
制限・サンプリング周波数低減手段がサンプリング周波
数を入力信号の整数（Ｄ２ ）の逆数（１／Ｄ２ ）に低
減しようとするときに入力信号をサンプル毎に整数（Ｄ
２ ）本の通路に振り分けるスイッチ、整数（Ｄ２ ）本
の通路にそれぞれ接続された複数（Ｄ２ ）個のディジ
タルフィルタ及び複数（Ｄ２ ）個のディジタルフィル
タの出力信号を加算する加算手段とからなることを特徴
とする請求項２または請求項４記載のディジタル直交検
波装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17562293A JP3148053B2 (ja) | 1993-07-15 | 1993-07-15 | ディジタル直交検波装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17562293A JP3148053B2 (ja) | 1993-07-15 | 1993-07-15 | ディジタル直交検波装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0730499A JPH0730499A (ja) | 1995-01-31 |
| JP3148053B2 true JP3148053B2 (ja) | 2001-03-19 |
Family
ID=15999311
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17562293A Expired - Fee Related JP3148053B2 (ja) | 1993-07-15 | 1993-07-15 | ディジタル直交検波装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3148053B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
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|---|---|---|---|---|
| WO2004004264A1 (ja) * | 2002-06-28 | 2004-01-08 | Advantest Corporation | 検波器、試験装置、試験方法、及びプログラム |
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| JP4674103B2 (ja) * | 2005-03-15 | 2011-04-20 | 富士通セミコンダクター株式会社 | 受信装置及び受信信号の処理方法 |
-
1993
- 1993-07-15 JP JP17562293A patent/JP3148053B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
| JPH0730499A (ja) | 1995-01-31 |
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