JP2000307384A - デジタルフィルタおよび該デジタルフィルタを用いたオーバーサンプリングアナログデジタル変換装置またはデジタルアナログ変換装置 - Google Patents
デジタルフィルタおよび該デジタルフィルタを用いたオーバーサンプリングアナログデジタル変換装置またはデジタルアナログ変換装置Info
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- JP2000307384A JP2000307384A JP11114550A JP11455099A JP2000307384A JP 2000307384 A JP2000307384 A JP 2000307384A JP 11114550 A JP11114550 A JP 11114550A JP 11455099 A JP11455099 A JP 11455099A JP 2000307384 A JP2000307384 A JP 2000307384A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】より少ない次数の移動平均フィルタで高い減衰
特性を実現する。 【解決手段】（１）オーバーサンプリングアナログデジ
タル変換装置において、デシメータを構成する移動平均
フィルタのタップ数と、デシメータに前置される移動平
均フィルタのタップ数とを異なる値とする。または、デ
シメータを構成する移動平均フィルタのタップ数をデシ
メータの間引き率と異なる値とする。
特性を実現する。 【解決手段】（１）オーバーサンプリングアナログデジ
タル変換装置において、デシメータを構成する移動平均
フィルタのタップ数と、デシメータに前置される移動平
均フィルタのタップ数とを異なる値とする。または、デ
シメータを構成する移動平均フィルタのタップ数をデシ
メータの間引き率と異なる値とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は移動平均フィルタ、
特にオーバーサンプリングアナログデジタル変換装置ま
たはデジタルアナログ変換装置に好適な、高い減衰特性
を有するデシメーションフィルタ（間引きフィルタ）ま
たはインタポーレーションフィルタ（補間フィルタ）に
関する。
特にオーバーサンプリングアナログデジタル変換装置ま
たはデジタルアナログ変換装置に好適な、高い減衰特性
を有するデシメーションフィルタ（間引きフィルタ）ま
たはインタポーレーションフィルタ（補間フィルタ）に
関する。
【０００２】
【従来の技術】アナログデジタル変換器（以下ＡＤＣと
略す）またはデジタルアナログ変換器（以下ＤＡＣと略
す）に関してオーバーサンプリングアナログ技術が近年
脚光を浴び、実用化が進められている（文献：湯川彰
「オーバーサンプリングＡ／Ｄ変換技術」日経マグロー
ヒル（１９９０)）。
略す）またはデジタルアナログ変換器（以下ＤＡＣと略
す）に関してオーバーサンプリングアナログ技術が近年
脚光を浴び、実用化が進められている（文献：湯川彰
「オーバーサンプリングＡ／Ｄ変換技術」日経マグロー
ヒル（１９９０)）。
【０００３】オーバーサンプリング技術によれば、少な
いビット数（極限的には１ビット）のＡＤＣ，ＤＡＣで
多ビットのアナログデジタル変換，デジタルアナログ変
換が可能となる。従って従来型の変換方式の多ビットの
ＡＤＣ，ＤＡＣの精度を得るためのトリミングが不要と
なり、量産に好適である。またアナログデジタル変換に
おいては、エイリアシングを防止するためにＡＤＣに前
置するローパスフィルタ（プレフィルタ）のカットオフ
周波数を高く設定できるため、部品定数の誤差に伴う調
整が不要となり量産が容易になる。さらにデジタルアナ
ログ変換においても、量子化雑音が高い周波数に集中
し、低い帯域での量子化雑音成分が減少するため、ＤＡ
Ｃに後置するローパスフィルタ（ポストフィルタ）のカ
ットオフ周波数を高く設定できるため、部品定数の誤差
に伴う調整が不要となり量産が容易になる。
いビット数（極限的には１ビット）のＡＤＣ，ＤＡＣで
多ビットのアナログデジタル変換，デジタルアナログ変
換が可能となる。従って従来型の変換方式の多ビットの
ＡＤＣ，ＤＡＣの精度を得るためのトリミングが不要と
なり、量産に好適である。またアナログデジタル変換に
おいては、エイリアシングを防止するためにＡＤＣに前
置するローパスフィルタ（プレフィルタ）のカットオフ
周波数を高く設定できるため、部品定数の誤差に伴う調
整が不要となり量産が容易になる。さらにデジタルアナ
ログ変換においても、量子化雑音が高い周波数に集中
し、低い帯域での量子化雑音成分が減少するため、ＤＡ
Ｃに後置するローパスフィルタ（ポストフィルタ）のカ
ットオフ周波数を高く設定できるため、部品定数の誤差
に伴う調整が不要となり量産が容易になる。
【０００４】なお本明細書中、構成要素であるＡＤＣ
（アナログデジタル変換器），ＤＡＣ（デジタルアナロ
グ変換器）と区別するために特にオーバーサンプリング
アナログデジタル変換装置（ＡＤＣとデシメーションフ
ィルタ等の総体を指す）及びオーバーサンプリングデジ
タルアナログ変換装置（ＤＡＣとインターポーレーショ
ンフィルタ等の総体を指す）と呼ぶことにする。
（アナログデジタル変換器），ＤＡＣ（デジタルアナロ
グ変換器）と区別するために特にオーバーサンプリング
アナログデジタル変換装置（ＡＤＣとデシメーションフ
ィルタ等の総体を指す）及びオーバーサンプリングデジ
タルアナログ変換装置（ＤＡＣとインターポーレーショ
ンフィルタ等の総体を指す）と呼ぶことにする。
【０００５】オーバーサンプリングアナログデジタル変
換装置は文献のｐ.１０４の図６.６に示されるようにデ
シメーションフィルタを２段あるいはそれ以上に分け
て、徐々に間引く方式が一般的に採られている。この方
式によりデシメーションフィルタの除去特性を分担させ
て、高い周波数で動作する第１デシメーションフィルタ
の負担を軽減し、ハードウェア量や消費電力を削減する
ことができる。
換装置は文献のｐ.１０４の図６.６に示されるようにデ
シメーションフィルタを２段あるいはそれ以上に分け
て、徐々に間引く方式が一般的に採られている。この方
式によりデシメーションフィルタの除去特性を分担させ
て、高い周波数で動作する第１デシメーションフィルタ
の負担を軽減し、ハードウェア量や消費電力を削減する
ことができる。
【０００６】文献のｐ.１０４の図６.６によれば、動作
周波数の低い第２デシメーションフィルタで急峻な特性
を実現し、動作周波数の高い第１デシメーションフィル
タでは、間引きにより第２デシメーションフィルタの帯
域内に折り返される領域のみを除去する特性を実現す
る。
周波数の低い第２デシメーションフィルタで急峻な特性
を実現し、動作周波数の高い第１デシメーションフィル
タでは、間引きにより第２デシメーションフィルタの帯
域内に折り返される領域のみを除去する特性を実現す
る。
【０００７】各デシメーションフィルタの減衰特性は図
１５に示すようになる。
１５に示すようになる。
【０００８】第１デシメーションフィルタとして、係数
及び演算結果が切りが良い２進数で表現されることから
２のべき乗（２＾ｎ）のタップ数の移動平均フィルタが
広く用いられている。例えばＮタップの移動平均フィル
タは、Ｎサンプルのデータを加算し、Ｎで割る演算で実
現できる。ここでＮを２のべき乗（２＾ｎ）とすれば、
Ｎで割る演算はｎビットシフトする操作により係数演算
を行わずに容易に実現できる上、演算に必要なビット数
も（ｎｉ＋ｎ）ビットでよい（但し、ｎｉ：入力データ
のビット数）。第１デシメーションフィルタの移動平均
フィルタの段数は量子化雑音に対する必要な減衰量によ
り決定され、文献ｐ.１０７ によればｎ次のΔΣ変調器
をＡＤＣに用いた場合にはｎ＋１段の移動平均フィルタ
を接続すれば量子化雑音に対して十分な減衰量を得るこ
とができる。
及び演算結果が切りが良い２進数で表現されることから
２のべき乗（２＾ｎ）のタップ数の移動平均フィルタが
広く用いられている。例えばＮタップの移動平均フィル
タは、Ｎサンプルのデータを加算し、Ｎで割る演算で実
現できる。ここでＮを２のべき乗（２＾ｎ）とすれば、
Ｎで割る演算はｎビットシフトする操作により係数演算
を行わずに容易に実現できる上、演算に必要なビット数
も（ｎｉ＋ｎ）ビットでよい（但し、ｎｉ：入力データ
のビット数）。第１デシメーションフィルタの移動平均
フィルタの段数は量子化雑音に対する必要な減衰量によ
り決定され、文献ｐ.１０７ によればｎ次のΔΣ変調器
をＡＤＣに用いた場合にはｎ＋１段の移動平均フィルタ
を接続すれば量子化雑音に対して十分な減衰量を得るこ
とができる。
【０００９】一般にオーバーサンプリングデジタルアナ
ログ変換装置もオーバーサンプリングアナログデジタル
変換装置と同様にインターポレーションフィルタを２段
あるいはそれ以上の段数に分け、徐々に補間する方法が
一般的に採られている。例えば第１インターポレーショ
ンフィルタおよび第２インターポレーションフィルタの
２つに分ける方法では、初段の第１インターポレーショ
ンフィルタでは１段目の補間により生じるイメージを除
去し、次段の第２インターポレーションフィルタでは２
段目の補間により生じるイメージを除去する。ここで、
初段の第１インターポレーションフィルタに急峻な特性
をもたせれば、２段目の補間により生じるイメージ成分
と基本波の周波数成分とを離すことができ、次段の第２
インターポレーションフィルタには急峻な特性が要求さ
れなくなり、高い周波数で動作する第２インターポレー
ションフィルタの負担を軽減することができる。
ログ変換装置もオーバーサンプリングアナログデジタル
変換装置と同様にインターポレーションフィルタを２段
あるいはそれ以上の段数に分け、徐々に補間する方法が
一般的に採られている。例えば第１インターポレーショ
ンフィルタおよび第２インターポレーションフィルタの
２つに分ける方法では、初段の第１インターポレーショ
ンフィルタでは１段目の補間により生じるイメージを除
去し、次段の第２インターポレーションフィルタでは２
段目の補間により生じるイメージを除去する。ここで、
初段の第１インターポレーションフィルタに急峻な特性
をもたせれば、２段目の補間により生じるイメージ成分
と基本波の周波数成分とを離すことができ、次段の第２
インターポレーションフィルタには急峻な特性が要求さ
れなくなり、高い周波数で動作する第２インターポレー
ションフィルタの負担を軽減することができる。
【００１０】オーバーサンプリングデジタルアナログ変
換は丁度オーバーサンプリングアナログデジタル変換と
可逆な関係にあり、第１インターポレーションフィルタ
と第２インターポレーションフィルタの減衰特性は一般
に図１６のようになる。またインターポレーションフィ
ルタにもデシメーションフィルタ同様に移動平均フィル
タが一般的に用いられていた。なお、インターポレーシ
ョンフィルタに多用されている０次ホールド回路は補間
した周波数をサンプリング周波数とすると移動平均フィ
ルタと考えることができ、当然のことながら移動平均フ
ィルタと伝達関数も同一である。
換は丁度オーバーサンプリングアナログデジタル変換と
可逆な関係にあり、第１インターポレーションフィルタ
と第２インターポレーションフィルタの減衰特性は一般
に図１６のようになる。またインターポレーションフィ
ルタにもデシメーションフィルタ同様に移動平均フィル
タが一般的に用いられていた。なお、インターポレーシ
ョンフィルタに多用されている０次ホールド回路は補間
した周波数をサンプリング周波数とすると移動平均フィ
ルタと考えることができ、当然のことながら移動平均フ
ィルタと伝達関数も同一である。
【００１１】Ｎタップ移動平均フィルタの伝達関数は、
【００１２】と表され、周波数特性は、Ｚ＝exp(ｊω
Ｔ)とおいて次式で表される。
Ｔ)とおいて次式で表される。
【００１３】 Ｈ(ωＴ)＝exp(ｊＮωＴ／２）sin(ＮωＴ／２) ／sin(ωＴ／２)／Ｎ …（２） 但し、Ｔ：サンプリング周期ω：信号の各周波数上式よ
り、 sin(ＮωＴ／２)＝０かつsin(ωＴ／２)≠０ …（３） となる時にＨ(ωＴ)＝０となり、その近傍でゲインが低
くなることがわかる。
り、 sin(ＮωＴ／２)＝０かつsin(ωＴ／２)≠０ …（３） となる時にＨ(ωＴ)＝０となり、その近傍でゲインが低
くなることがわかる。
【００１４】Ｈ(ωＴ)＝０となる周波数（ゼロ点）ｆｏ
は、ω＝２πｆｏ，Ｔ＝１／ｆｓとおくと、（３）より
次式で与えられる。
は、ω＝２πｆｏ，Ｔ＝１／ｆｓとおくと、（３）より
次式で与えられる。
【００１５】 ｆｏ＝ｉ・ｆｓ／Ｎ …（４） 但し ｆｓ：サンプリング周波数 Ｎ：タップ数 ｉ：整数（０＜ｉ＜Ｎ） 第１デシメーションフィルタおよび第２インターポレー
ションフィルタの減衰特性は上記ゼロ点近傍の周波数で
利得が低下する性質を利用したものである。
ションフィルタの減衰特性は上記ゼロ点近傍の周波数で
利得が低下する性質を利用したものである。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】以上述べた第１デシメ
ーションフィルタ及び第２インターポーレーションフィ
ルタとして２のべき乗（２＾ｎ）のタップ数の移動平均
フィルタを用いる方法は係数及び演算結果が切りがよい
２進数で表現されることから、少ないビット数で所要の
Ｓ／Ｎ（演算精度）を得ることができる大変優れた方法
である。また量子化雑音に対する減衰量を必要なだけ得
るために、簡単な回路で２次，３次の移動平均フィルタ
を実現する方法も文献ｐ.１１８の図７.６、ｐ.１１９
の図７.７，図７.８，ｐ.１２０の図７.９等に示されて
いる。
ーションフィルタ及び第２インターポーレーションフィ
ルタとして２のべき乗（２＾ｎ）のタップ数の移動平均
フィルタを用いる方法は係数及び演算結果が切りがよい
２進数で表現されることから、少ないビット数で所要の
Ｓ／Ｎ（演算精度）を得ることができる大変優れた方法
である。また量子化雑音に対する減衰量を必要なだけ得
るために、簡単な回路で２次，３次の移動平均フィルタ
を実現する方法も文献ｐ.１１８の図７.６、ｐ.１１９
の図７.７，図７.８，ｐ.１２０の図７.９等に示されて
いる。
【００１７】しかし上記従来技術は近年国際勧告Ｖ.９
０ として規格化された５６kbpsモデムなどの高性能の
モデムに適用する際の考慮が更に必要である。従来方式
では５０〜６０dB程度の帯域外減衰量で十分であったの
に対して、５６kbpsモデムは高いＳ／Ｎが要求され、そ
れに伴って７０〜８０dB程度の帯域外減衰量が要求され
る。上記従来技術によりこれだけの減衰量を持つ第１デ
シメーションフィルタを実現するためには、プリフィル
タ，ポストフィルタと呼ばれるアナログフィルタの減衰
量を増加させるか、量子化雑音を減衰させるのに十分な
段数よりも大きな段数の移動平均フィルタが必要にな
り、回路規模の増加を招くことになる。そこで、本発明
はより少ない次数の移動平均フィルタで高い減衰特性を
実現することを目的とする。
０ として規格化された５６kbpsモデムなどの高性能の
モデムに適用する際の考慮が更に必要である。従来方式
では５０〜６０dB程度の帯域外減衰量で十分であったの
に対して、５６kbpsモデムは高いＳ／Ｎが要求され、そ
れに伴って７０〜８０dB程度の帯域外減衰量が要求され
る。上記従来技術によりこれだけの減衰量を持つ第１デ
シメーションフィルタを実現するためには、プリフィル
タ，ポストフィルタと呼ばれるアナログフィルタの減衰
量を増加させるか、量子化雑音を減衰させるのに十分な
段数よりも大きな段数の移動平均フィルタが必要にな
り、回路規模の増加を招くことになる。そこで、本発明
はより少ない次数の移動平均フィルタで高い減衰特性を
実現することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明では以下の手段をとる。
に本発明では以下の手段をとる。
【００１９】（１）オーバーサンプリングアナログデジ
タル変換装置において （１ａ）デシメータを構成する移動平均フィルタのタッ
プ数と、デシメータに前置される移動平均フィルタのタ
ップ数とを異なる値とする。
タル変換装置において （１ａ）デシメータを構成する移動平均フィルタのタッ
プ数と、デシメータに前置される移動平均フィルタのタ
ップ数とを異なる値とする。
【００２０】（１ｂ）デシメータを構成する移動平均フ
ィルタのタップ数をデシメータの間引き率と異なる値と
する。
ィルタのタップ数をデシメータの間引き率と異なる値と
する。
【００２１】（２）オーバーサンプリングデジタルアナ
ログ変換装置において （２ａ）インタポーレータを構成するホールド回路のホ
ールドサンプル数（移動平均フィルタのタップ数）と、
インタポーレータに後置される移動平均フィルタのタッ
プ数とを異なる値とする。
ログ変換装置において （２ａ）インタポーレータを構成するホールド回路のホ
ールドサンプル数（移動平均フィルタのタップ数）と、
インタポーレータに後置される移動平均フィルタのタッ
プ数とを異なる値とする。
【００２２】（２ｂ）インタポーレータを構成するホー
ルド回路のホールドサンプル数（移動平均フィルタのタ
ップ数）をインタポーレータの補間率と異なる値とす
る。
ルド回路のホールドサンプル数（移動平均フィルタのタ
ップ数）をインタポーレータの補間率と異なる値とす
る。
【００２３】上記手段（１ａ),（２ａ）により異なるタ
ップ数の移動平均フィルタを直列接続することにより、
それぞれの移動平均フィルタの利得が低下するゼロ点近
傍の周波数帯域が広がり、所定の減衰量が得られる帯域
を拡大することができる。
ップ数の移動平均フィルタを直列接続することにより、
それぞれの移動平均フィルタの利得が低下するゼロ点近
傍の周波数帯域が広がり、所定の減衰量が得られる帯域
を拡大することができる。
【００２４】また上記手段（１ｂ),（２ｂ）により移動
平均フィルタのタップ数の選択の自由度が高まり、上記
手段（１ａ),（２ａ）の効果を最大限に発揮できるタッ
プ数の組み合わせを選択することができる。
平均フィルタのタップ数の選択の自由度が高まり、上記
手段（１ａ),（２ａ）の効果を最大限に発揮できるタッ
プ数の組み合わせを選択することができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】以下図に従い本発明の実施例につ
いて説明する。
いて説明する。
【００２６】図１はＮタップ移動平均フィルタからなる
デシメータ１１の前に置かれるフィルタのうち少なくと
も１つをＭタップ移動平均フィルタとした第１デシメー
ションフィルタ１の構成を示したものである。
デシメータ１１の前に置かれるフィルタのうち少なくと
も１つをＭタップ移動平均フィルタとした第１デシメー
ションフィルタ１の構成を示したものである。
【００２７】Ｎタップ移動平均フィルタの伝達関数は、
【００２８】と表され、周波数特性は、Ｚ＝exp(ｊω
Ｔ)とおいて次式で表される。
Ｔ)とおいて次式で表される。
【００２９】 Ｈ(ωＴ)＝exp(ｊＮωＴ／２）sin(ＮωＴ／２) ／sin(ωＴ／２)／Ｎ …（２） 但し、Ｔ：サンプリング周期 ω：信号の各周波数 上式より、 sin(ＮωＴ／２)＝０かつsin(ωＴ／２)≠０ …（３） となる時にＨ(ωＴ)＝０となり、その近傍でゲインが低
くなることがわかる。
くなることがわかる。
【００３０】Ｈ(ωＴ)＝０となる周波数（零点）ｆｏ
は、ω＝２πｆｏ，Ｔ＝１／ｆｓとおくと、（３）より
次式で与えられる。
は、ω＝２πｆｏ，Ｔ＝１／ｆｓとおくと、（３）より
次式で与えられる。
【００３１】 ｆｏ＝ｉ・ｆｓ／Ｎ …（４） 但し ｆｓ：サンプリング周波数 Ｎ：タップ数 ｉ：整数（０＜ｉ＜Ｎ） 第１デシメーションフィルタの減衰特性は上記零点近傍
の周波数で利得が低下する性質を利用したものである。
の周波数で利得が低下する性質を利用したものである。
【００３２】本実施例によれば僅かに異なるタップ数の
移動平均フィルタを直列接続することにより、それぞれ
の移動平均フィルタの利得が低下する零点近傍の周波数
帯域が広がり、所定の減衰量が得られる帯域を拡大する
ことができる。
移動平均フィルタを直列接続することにより、それぞれ
の移動平均フィルタの利得が低下する零点近傍の周波数
帯域が広がり、所定の減衰量が得られる帯域を拡大する
ことができる。
【００３３】図３に本実施例による周波数特性を示す。
比較対照のため図２に示すとおり以下の３つのケースに
ついて示したものである。なお文献の例にならって、サ
ンプリング周波数を１２.２８８ＭＨｚ 、間引き率を６
４、減衰すべき帯域を１７０ｋＨｚ〜２１４ｋＨｚとし
て最大の減衰量が得られるように設計した例を示す。 （１）従来技術により、３つ全ての移動平均フィルタを
６４タップとした場合（ケース１）。
比較対照のため図２に示すとおり以下の３つのケースに
ついて示したものである。なお文献の例にならって、サ
ンプリング周波数を１２.２８８ＭＨｚ 、間引き率を６
４、減衰すべき帯域を１７０ｋＨｚ〜２１４ｋＨｚとし
て最大の減衰量が得られるように設計した例を示す。 （１）従来技術により、３つ全ての移動平均フィルタを
６４タップとした場合（ケース１）。
【００３４】（２）本実施例により、１つの移動平均フ
ィルタを６７タップとし、他の移動平均フィルタを６４
タップとした場合（ケース２）。
ィルタを６７タップとし、他の移動平均フィルタを６４
タップとした場合（ケース２）。
【００３５】（３）本実施例により、３つの移動平均フ
ィルタをそれぞれ７１タップ，５９タップ，６４タップ
とした場合（ケース３）。
ィルタをそれぞれ７１タップ，５９タップ，６４タップ
とした場合（ケース３）。
【００３６】図３に示されるように、従来技術によるケ
ース１の特性（１）よりも本実施例によるケース２の特
性（２），ケース３の特性（３）の方が減衰すべき帯域
で高い減衰量を得ていることがわかる。また、全てのフ
ィルタのタップ数を異なる組合せとしたケース３の特性
（３）は最も高い減衰量を得ていることがわかる。
ース１の特性（１）よりも本実施例によるケース２の特
性（２），ケース３の特性（３）の方が減衰すべき帯域
で高い減衰量を得ていることがわかる。また、全てのフ
ィルタのタップ数を異なる組合せとしたケース３の特性
（３）は最も高い減衰量を得ていることがわかる。
【００３７】以上図３に示されるように本実施例によれ
ば、移動平均フィルタの段数が同一でもより高い減衰特
性を得ることができる。
ば、移動平均フィルタの段数が同一でもより高い減衰特
性を得ることができる。
【００３８】１つの移動平均フィルタ１０ａのみのタッ
プ数をデシメータ１１のタップ数と異なる値とする場
合、デシメータ１１の零点よりも下側の周波数でのゲイ
ン特性の傾きが上側よりも大きいため、移動平均フィル
タ１０ａの零点をデシメータ１１の零点より僅かに低い
周波数に設定した方が、優れた減衰特性が得られる。従
って移動平均フィルタ１０ａのタップ数Ｍがデシメータ
１１のタップ数よりも僅かに大きいとき（Ｍ＝１.０〜
１.１０Ｎ）に減衰量増大，減衰域拡大の効果が得られ
る。移動平均フィルタ１０ａのタップ数Ｍがこれよりも
大きくなると、零点の間の周波数での減衰量が減少す
る。
プ数をデシメータ１１のタップ数と異なる値とする場
合、デシメータ１１の零点よりも下側の周波数でのゲイ
ン特性の傾きが上側よりも大きいため、移動平均フィル
タ１０ａの零点をデシメータ１１の零点より僅かに低い
周波数に設定した方が、優れた減衰特性が得られる。従
って移動平均フィルタ１０ａのタップ数Ｍがデシメータ
１１のタップ数よりも僅かに大きいとき（Ｍ＝１.０〜
１.１０Ｎ）に減衰量増大，減衰域拡大の効果が得られ
る。移動平均フィルタ１０ａのタップ数Ｍがこれよりも
大きくなると、零点の間の周波数での減衰量が減少す
る。
【００３９】また、２つの移動平均フィルタ１０ａ，１
０ｂのタップ数をデシメータ１１のタップ数と異なる値
とする場合には、デシメータ１１の零点の両側に配置し
た場合に最大の効果が得られる。従って移動平均フィル
タ１０ａ，１０ｂのタップ数Ｍはデシメータ１１のタッ
プ数よりも上下に僅かにずらしたとき（Ｍ＝１.０５〜
１.１５Ｎ ，Ｍ＝０.８５〜０.９５Ｎ）に減衰量増大，
減衰域拡大の効果が得られる。
０ｂのタップ数をデシメータ１１のタップ数と異なる値
とする場合には、デシメータ１１の零点の両側に配置し
た場合に最大の効果が得られる。従って移動平均フィル
タ１０ａ，１０ｂのタップ数Ｍはデシメータ１１のタッ
プ数よりも上下に僅かにずらしたとき（Ｍ＝１.０５〜
１.１５Ｎ ，Ｍ＝０.８５〜０.９５Ｎ）に減衰量増大，
減衰域拡大の効果が得られる。
【００４０】以上周波数特性の見地からタップ数の選び
方を論じたが、演算に必要なビット長の見地から見る
と、入力信号の振幅が２進数でフルスイングの場合に
は、Ｍ，Ｎは２のべき乗（２＾ｎ）に等しいか、これよ
りも僅かに小さな値がよい。Ｍ，Ｎが２のべき乗（２＾
ｎ）よりも僅かに大きいと、入力信号データを加算する
のに１ビット余分に必要になるためハードウェア量が増
加する。このようなことのないように予め入力のゲイン
を下げておくことも可能である。
方を論じたが、演算に必要なビット長の見地から見る
と、入力信号の振幅が２進数でフルスイングの場合に
は、Ｍ，Ｎは２のべき乗（２＾ｎ）に等しいか、これよ
りも僅かに小さな値がよい。Ｍ，Ｎが２のべき乗（２＾
ｎ）よりも僅かに大きいと、入力信号データを加算する
のに１ビット余分に必要になるためハードウェア量が増
加する。このようなことのないように予め入力のゲイン
を下げておくことも可能である。
【００４１】また、ゲイン調整の見地からはＭ，Ｎの値
は２＾ｍ（２＾ｎ）または２＾ｍ（２＾ｎ±１）とすれ
ば、シフト演算と可減算の組み合わせで容易にゲイン調
整ができる（但しｍ，ｎは整数）。たとえば、２＾ｍ
（２＾ｎ−１）タップの移動平均の演算は２＾ｍ（２＾
ｎ＋１）サンプルの入力データを加算した後、以下の方
法により近似的に２＾ｍ（２＾ｎ＋１）で除する演算を
する。
は２＾ｍ（２＾ｎ）または２＾ｍ（２＾ｎ±１）とすれ
ば、シフト演算と可減算の組み合わせで容易にゲイン調
整ができる（但しｍ，ｎは整数）。たとえば、２＾ｍ
（２＾ｎ−１）タップの移動平均の演算は２＾ｍ（２＾
ｎ＋１）サンプルの入力データを加算した後、以下の方
法により近似的に２＾ｍ（２＾ｎ＋１）で除する演算を
する。
【００４２】１／｛２＾ｍ（２＾ｎ＋１）｝≒｛１−１
／（２＾ｎ）｝／｛２＾（ｍ＋ｎ）｝ と近似されるため、｛１−１／（２＾ｎ）｝／｛２＾
（ｍ＋ｎ）｝を乗じる演算により２＾ｍ（２＾ｎ＋１）
で除する演算を近似することができる。
／（２＾ｎ）｝／｛２＾（ｍ＋ｎ）｝ と近似されるため、｛１−１／（２＾ｎ）｝／｛２＾
（ｍ＋ｎ）｝を乗じる演算により２＾ｍ（２＾ｎ＋１）
で除する演算を近似することができる。
【００４３】上記乗算を実現するためには元データをｎ
ビットＬＳＢ側にシフトした値を元データから減じて得
られた値を（ｍ＋ｎ）ビットＬＳＢ側にシフトさせれば
よい。上記演算を固定論理で実現する場合には、シフト
演算は配線の接続をシフトさせるだけで実現でき、実質
的には演算のための論理回路は不要となり、減算のため
のハードウェアだけで実現できる。
ビットＬＳＢ側にシフトした値を元データから減じて得
られた値を（ｍ＋ｎ）ビットＬＳＢ側にシフトさせれば
よい。上記演算を固定論理で実現する場合には、シフト
演算は配線の接続をシフトさせるだけで実現でき、実質
的には演算のための論理回路は不要となり、減算のため
のハードウェアだけで実現できる。
【００４４】Ｎ＝６４の場合を考えると、Ｍ＝６４±
１，６４±２，６４±４，６４±８が考えられる。な
お、Ｍ＝６４±１６の場合には、先の（Ｍ＝１.０５〜
１.１５Ｎ，Ｍ＝０.８５〜０.９５Ｎ）の範囲を逸脱し
適切な周波数特性が得られない。また、Ｍ＝６４＋８は
（Ｍ＝１.０〜１.１０Ｎ）の範囲を逸脱し適切な周波数
特性が得られない。
１，６４±２，６４±４，６４±８が考えられる。な
お、Ｍ＝６４±１６の場合には、先の（Ｍ＝１.０５〜
１.１５Ｎ，Ｍ＝０.８５〜０.９５Ｎ）の範囲を逸脱し
適切な周波数特性が得られない。また、Ｍ＝６４＋８は
（Ｍ＝１.０〜１.１０Ｎ）の範囲を逸脱し適切な周波数
特性が得られない。
【００４５】図４はＭタップ，Ｎタップ移動平均フィル
タを組み合わせた場合の零点の分布を示したものであ
る。この場合、次式の周波数における利得が零になる。
タを組み合わせた場合の零点の分布を示したものであ
る。この場合、次式の周波数における利得が零になる。
【００４６】ｆｏ＝ｉ・ｆｓ／Ｎ （０＜ｉ＜Ｎ） ｆｏ＝ｊ・ｆｓ／Ｍ （０＜ｊ＜Ｍ） これに対して従来技術では図１７に示すように零点は次
式の周波数のみとなる。
式の周波数のみとなる。
【００４７】ｆｏ＝ｉ・ｆｓ／Ｎ （０＜ｉ＜Ｎ） 図５は本発明を用いたオーバーサンプリングアナログデ
ジタル変換装置の実施例である。オーバーサンプリング
周波数ｆｏｓでサンプリングされたＡＤＣ２の出力は、
Ｍタップ移動平均フィルタ１０ｉ，Ｎタップ移動平均フ
ィルタであるデシメータ１１から構成される第１デシメ
ーションフィルタ１で周波数ｆｏｓ／Ｎに間引かれた
後、第２デシメーションフィルタ３でさらに間引かれ
て、最終的なサンプリング周波数ｆｏｓ／Ｎ／Ｋの信号
となる。なお、第２デシメーションフィルタ３には通常
のＩＩＲ(Infinite Impulse Response) またはＦＩＲ(F
initeImpulse Response) デジタルフィルタを用いれば
よい。本実施例によれば、より少ない段数（ハード量）
で所定の特性の第１デシメーションフィルタ１を実現す
ることができ、オーバーサンプリングアナログデジタル
変換装置全体のハード量ひいては寸法，価格，消費電力
を削減することができる。
ジタル変換装置の実施例である。オーバーサンプリング
周波数ｆｏｓでサンプリングされたＡＤＣ２の出力は、
Ｍタップ移動平均フィルタ１０ｉ，Ｎタップ移動平均フ
ィルタであるデシメータ１１から構成される第１デシメ
ーションフィルタ１で周波数ｆｏｓ／Ｎに間引かれた
後、第２デシメーションフィルタ３でさらに間引かれ
て、最終的なサンプリング周波数ｆｏｓ／Ｎ／Ｋの信号
となる。なお、第２デシメーションフィルタ３には通常
のＩＩＲ(Infinite Impulse Response) またはＦＩＲ(F
initeImpulse Response) デジタルフィルタを用いれば
よい。本実施例によれば、より少ない段数（ハード量）
で所定の特性の第１デシメーションフィルタ１を実現す
ることができ、オーバーサンプリングアナログデジタル
変換装置全体のハード量ひいては寸法，価格，消費電力
を削減することができる。
【００４８】図６は間引き率（Ｎ）と異なるタップ数
（Ｌ）の移動平均フィルタをデシメータとした場合の構
成を示したものである。本実施例によれば図１の実施例
同様に僅かに異なるタップ数の移動平均フィルタを直列
接続することにより、それぞれの移動平均フィルタの利
得が低下する零点近傍の周波数帯域が広がり、所定の減
衰量が得られる帯域を拡大することができる。また、折
り返し周波数を挟んだ両側に零点を配置する最も効果的
な零点の配置を実現するために図１の実施例ではデシメ
ータを含めて最低３段の移動平均フィルタが必要である
のに対して、２段の移動平均フィルタが必要であるのに
過ぎない。
（Ｌ）の移動平均フィルタをデシメータとした場合の構
成を示したものである。本実施例によれば図１の実施例
同様に僅かに異なるタップ数の移動平均フィルタを直列
接続することにより、それぞれの移動平均フィルタの利
得が低下する零点近傍の周波数帯域が広がり、所定の減
衰量が得られる帯域を拡大することができる。また、折
り返し周波数を挟んだ両側に零点を配置する最も効果的
な零点の配置を実現するために図１の実施例ではデシメ
ータを含めて最低３段の移動平均フィルタが必要である
のに対して、２段の移動平均フィルタが必要であるのに
過ぎない。
【００４９】図８に図６に示した構成の周波数特性を示
す。なお比較対照のため図７に示す通り２つのケースに
ついて示す。なお図３同様、文献の例にならって、サン
プリング周波数を１２.２８８ＭＨｚ 、間引き率を６
４、減衰すべき帯域を１７０ｋＨｚ〜２１４ｋＨｚとし
て最大の減衰量が得られるように設計した例を示す。 （１）従来技術により、２つ全ての移動平均フィルタを
６４タップとした場合（ケース１）。
す。なお比較対照のため図７に示す通り２つのケースに
ついて示す。なお図３同様、文献の例にならって、サン
プリング周波数を１２.２８８ＭＨｚ 、間引き率を６
４、減衰すべき帯域を１７０ｋＨｚ〜２１４ｋＨｚとし
て最大の減衰量が得られるように設計した例を示す。 （１）従来技術により、２つ全ての移動平均フィルタを
６４タップとした場合（ケース１）。
【００５０】（２）本実施例により、１つの移動平均フ
ィルタを７０タップとし、他の移動平均フィルタを６０
タップとした場合（ケース２）。
ィルタを７０タップとし、他の移動平均フィルタを６０
タップとした場合（ケース２）。
【００５１】図７に示されるように、従来技術によるケ
ース１の特性（１）よりも本実施例によるケース２の特
性（２）の方が減衰すべき帯域で高い減衰量を得ている
ことがわかる。
ース１の特性（１）よりも本実施例によるケース２の特
性（２）の方が減衰すべき帯域で高い減衰量を得ている
ことがわかる。
【００５２】以上図８に示されるように本実施例によれ
ば、移動平均フィルタの段数が同一でもより高い減衰特
性を得ることができる。
ば、移動平均フィルタの段数が同一でもより高い減衰特
性を得ることができる。
【００５３】図９に間引き率（Ｎ）と異なるタップ数
（Ｌ）の移動平均フィルタによるデシメータ１１の実施
例を示す。本実施例によればデシメータ１１のＮサンプ
ルごとに直前Ｌサンプルのデータの移動平均をデシメー
タ１１の出力とする。
（Ｌ）の移動平均フィルタによるデシメータ１１の実施
例を示す。本実施例によればデシメータ１１のＮサンプ
ルごとに直前Ｌサンプルのデータの移動平均をデシメー
タ１１の出力とする。
【００５４】移動平均フィルタ１０ａ，デシメータ１１
の零点をデシメータ１１の折り返し周波数ｆｏｓ／Ｎの
両側に配置した場合に最大の効果が得られる。従って移
動平均フィルタ１０ａのタップ数Ｍ、デシメータ１１の
タップ数Ｌはデシメータ１１のタップ数よりも上下に僅
かにずらしたとき（Ｌ，Ｍ＝１.０５〜１.１５Ｎ，Ｌ，
Ｍ＝０.８５〜０.９５Ｎ）に減衰量増大，減衰域拡大の
効果が得られる。
の零点をデシメータ１１の折り返し周波数ｆｏｓ／Ｎの
両側に配置した場合に最大の効果が得られる。従って移
動平均フィルタ１０ａのタップ数Ｍ、デシメータ１１の
タップ数Ｌはデシメータ１１のタップ数よりも上下に僅
かにずらしたとき（Ｌ，Ｍ＝１.０５〜１.１５Ｎ，Ｌ，
Ｍ＝０.８５〜０.９５Ｎ）に減衰量増大，減衰域拡大の
効果が得られる。
【００５５】図１０は本発明を用いたオーバーサンプリ
ングアナログデジタル変換装置の構成を示したものであ
る。オーバーサンプリング周波数ｆｏｓでサンプリング
されたＡＤＣ２の出力は、Ｍタップ移動平均フィルタ１
０ｉ，Ｎタップ移動平均フィルタであるデシメータ１１
から構成される第１デシメーションフィルタ１で周波数
ｆｏｓ／Ｎに間引かれた後、第２デシメーションフィル
タ３でさらに間引かれて、最終的なサンプリング周波数
ｆｏｓ／Ｎ／Ｋの信号となる。なお、第２デシメーショ
ンフィルタ３には通常のＩＩＲ(Infinite Impulse Resp
onse）またはＦＩＲ(Finite Impulse Response）デジタ
ルフィルタを用いればよい。本実施例によれば、より少
ない段数（ハード量）で所定の特性の第１デシメーショ
ンフィルタ１を実現することができ、オーバーサンプリ
ングアナログデジタル変換装置全体のハード量ひいては
寸法，価格，消費電力を削減することができる。
ングアナログデジタル変換装置の構成を示したものであ
る。オーバーサンプリング周波数ｆｏｓでサンプリング
されたＡＤＣ２の出力は、Ｍタップ移動平均フィルタ１
０ｉ，Ｎタップ移動平均フィルタであるデシメータ１１
から構成される第１デシメーションフィルタ１で周波数
ｆｏｓ／Ｎに間引かれた後、第２デシメーションフィル
タ３でさらに間引かれて、最終的なサンプリング周波数
ｆｏｓ／Ｎ／Ｋの信号となる。なお、第２デシメーショ
ンフィルタ３には通常のＩＩＲ(Infinite Impulse Resp
onse）またはＦＩＲ(Finite Impulse Response）デジタ
ルフィルタを用いればよい。本実施例によれば、より少
ない段数（ハード量）で所定の特性の第１デシメーショ
ンフィルタ１を実現することができ、オーバーサンプリ
ングアナログデジタル変換装置全体のハード量ひいては
寸法，価格，消費電力を削減することができる。
【００５６】以上オーバーサンプリングアナログデジタ
ル変換装置の実施例について説明したが、本発明はオー
バーサンプリングデジタルアナログ変換装置のインタポ
ーレータへも適用が可能である。
ル変換装置の実施例について説明したが、本発明はオー
バーサンプリングデジタルアナログ変換装置のインタポ
ーレータへも適用が可能である。
【００５７】図１１は第２インターポレーションフィル
タを構成する移動平均フィルタのうち信号をインターポ
レーション比Ｎ倍に補間するインターポレータ５０が０
次サンプルホールド回路から構成され、インターポレー
タ５０の後段にインターポレーション比Ｎと異なるタッ
プ数Ｍの移動平均フィルタ５１ｉを付加した実施例であ
る。
タを構成する移動平均フィルタのうち信号をインターポ
レーション比Ｎ倍に補間するインターポレータ５０が０
次サンプルホールド回路から構成され、インターポレー
タ５０の後段にインターポレーション比Ｎと異なるタッ
プ数Ｍの移動平均フィルタ５１ｉを付加した実施例であ
る。
【００５８】０次サンプルホールド回路からなるインタ
ーポレータの伝達関数は移動平均フィルタ同様に、
ーポレータの伝達関数は移動平均フィルタ同様に、
【００５９】と表され、（４）式で示される周波数でゲ
インが零となる。従って、本実施例によればデシメーシ
ョンフィルタの実施例同様に僅かに異なるタップ数の移
動平均フィルタを直列接続することにより、それぞれの
移動平均フィルタの利得が低下する零点近傍の周波数帯
域が広がり、所定の減衰量が得られる帯域を拡大するこ
とができる。なお、本実施例による周波数特性は図３に
示されるデシメーションフィルタと同一である。
インが零となる。従って、本実施例によればデシメーシ
ョンフィルタの実施例同様に僅かに異なるタップ数の移
動平均フィルタを直列接続することにより、それぞれの
移動平均フィルタの利得が低下する零点近傍の周波数帯
域が広がり、所定の減衰量が得られる帯域を拡大するこ
とができる。なお、本実施例による周波数特性は図３に
示されるデシメーションフィルタと同一である。
【００６０】図１２は第２インターポレーションフィル
タを構成する移動平均フィルタのうち信号をインターポ
レーション比Ｎ倍に補間するインターポレータ５０がＬ
サンプルの間だけ０次サンプルホールド値を出力する回
路（Ｌサンプルホールド回路と呼ぶことにする）とした
実施例である。Ｌサンプルホールド回路は図１３のよう
に、１回の入力に対するＮ回の出力の内Ｌ回（サンプ
ル）だけ入力値と同じ値を出力し、残りのＮ−Ｌ回（サ
ンプル）は零を出力する回路である。なお、図１１のイ
ンターポレータ５０は通常の０次サンプルホールド回路
であるが、Ｌサンプルホールドと区別するために特に
「Ｎサンプルホールド」と記した。
タを構成する移動平均フィルタのうち信号をインターポ
レーション比Ｎ倍に補間するインターポレータ５０がＬ
サンプルの間だけ０次サンプルホールド値を出力する回
路（Ｌサンプルホールド回路と呼ぶことにする）とした
実施例である。Ｌサンプルホールド回路は図１３のよう
に、１回の入力に対するＮ回の出力の内Ｌ回（サンプ
ル）だけ入力値と同じ値を出力し、残りのＮ−Ｌ回（サ
ンプル）は零を出力する回路である。なお、図１１のイ
ンターポレータ５０は通常の０次サンプルホールド回路
であるが、Ｌサンプルホールドと区別するために特に
「Ｎサンプルホールド」と記した。
【００６１】本実施例によれば図１１の実施例同様に僅
かに異なるタップ数の移動平均フィルタを直列接続する
ことにより、それぞれの移動平均フィルタの利得が低下
する零点近傍の周波数帯域が広がり、所定の減衰量が得
られる帯域を拡大することができる。なお、本実施例に
よる周波数特性は図８に示されるデシメーションフィル
タと同一である。また、折り返し周波数を挟んだ両側に
零点を配置する最も効果的な零点の配置を実現するため
に図１１の実施例ではインターポーレータを含めて最低
３段の移動平均フィルタが必要であるのに対して、２段
の移動平均フィルタで済む。
かに異なるタップ数の移動平均フィルタを直列接続する
ことにより、それぞれの移動平均フィルタの利得が低下
する零点近傍の周波数帯域が広がり、所定の減衰量が得
られる帯域を拡大することができる。なお、本実施例に
よる周波数特性は図８に示されるデシメーションフィル
タと同一である。また、折り返し周波数を挟んだ両側に
零点を配置する最も効果的な零点の配置を実現するため
に図１１の実施例ではインターポーレータを含めて最低
３段の移動平均フィルタが必要であるのに対して、２段
の移動平均フィルタで済む。
【００６２】図１４は図１に示したオーバーサンプリン
グアナログデジタル変換装置及び、図１１に示したオー
バーサンプリングデジタルアナログ変換装置を組み合わ
せたモデム２０の実施例である。
グアナログデジタル変換装置及び、図１１に示したオー
バーサンプリングデジタルアナログ変換装置を組み合わ
せたモデム２０の実施例である。
【００６３】マイクロプロセッサ２５から出力される伝
送すべきデジタルデータは、変調器２２では所定の方式
に従って変調されたサンプリング周波数ｆｏｓ／Ｎ／Ｋ
のデジタル信号となる。なお変調器２２での変調の方式
は各種国際勧告などで規格化されているが、本発明はこ
の変調方式に関するものでもなく、依存するものでもな
いので、変調方式については説明を省略する。変調器２
２より出力されたサンプリング周波数ｆｏｓ／Ｎ／Ｋの
デジタル信号は第１インターポーレーションフィルタ４
でＫ倍の周波数に補間され、サンプリング周波数ｆｏｓ
／Ｎのデジタル信号となった後、第２インターポーレー
ションフィルタ５で更にＮ倍の周波数に補間され、サン
プリング周波数ｆｏｓのデジタル信号となる。続いてサ
ンプリング周波数ｆｏｓのデジタル信号はＤＡＣ６でア
ナログ信号に変換される。DAC6の後段には図示しないポ
ストフィルタと呼ばれるローパスフィルタが置かれ、デ
ジタル−アナログ変換に伴う量子化雑音が除去され、回
線インタフェース２３を介して加入者回線２４に送出さ
れる。回線インタフェース２３はＤＡＣ６からの送信信
号を加入者回線２４に出力する一方、受信（ＡＤＣ２）
側に出力しないようにし、加入者回線２４を介して送ら
れて来る信号は受信（ＡＤＣ２）側に出力する機能（２
線／４線変換）や、加入者回線２４を介して侵入するサ
ージなどを吸収してモデム２０を保護する機能などを持
つ。
送すべきデジタルデータは、変調器２２では所定の方式
に従って変調されたサンプリング周波数ｆｏｓ／Ｎ／Ｋ
のデジタル信号となる。なお変調器２２での変調の方式
は各種国際勧告などで規格化されているが、本発明はこ
の変調方式に関するものでもなく、依存するものでもな
いので、変調方式については説明を省略する。変調器２
２より出力されたサンプリング周波数ｆｏｓ／Ｎ／Ｋの
デジタル信号は第１インターポーレーションフィルタ４
でＫ倍の周波数に補間され、サンプリング周波数ｆｏｓ
／Ｎのデジタル信号となった後、第２インターポーレー
ションフィルタ５で更にＮ倍の周波数に補間され、サン
プリング周波数ｆｏｓのデジタル信号となる。続いてサ
ンプリング周波数ｆｏｓのデジタル信号はＤＡＣ６でア
ナログ信号に変換される。DAC6の後段には図示しないポ
ストフィルタと呼ばれるローパスフィルタが置かれ、デ
ジタル−アナログ変換に伴う量子化雑音が除去され、回
線インタフェース２３を介して加入者回線２４に送出さ
れる。回線インタフェース２３はＤＡＣ６からの送信信
号を加入者回線２４に出力する一方、受信（ＡＤＣ２）
側に出力しないようにし、加入者回線２４を介して送ら
れて来る信号は受信（ＡＤＣ２）側に出力する機能（２
線／４線変換）や、加入者回線２４を介して侵入するサ
ージなどを吸収してモデム２０を保護する機能などを持
つ。
【００６４】加入者回線２４を介して送られてきた信号
は回線インタフェース２３を介してＡＤＣ２でオーバー
サンプリング周波数ｆｏｓのデジタル信号に変換され
る。オーバーサンプリング周波数ｆｏｓでサンプリング
されたＡＤＣ２の出力は、Ｍタップ移動平均フィルタ１
０ｉ、Ｎタップ移動平均フィルタであるデシメータ１１
から構成される第１デシメーションフィルタ１で周波数
ｆｏｓ／Ｎに間引かれた後、第２デシメーションフィル
タ３でさらに間引かれて、最終的なサンプリング周波数
ｆｏｓ／Ｎ／Ｋの信号となる。ｆｏｓ／Ｎ／Ｋの信号は
復調器２１で復調され、デジタルデータとなりマイクロ
プロセッサ２５に入力される。
は回線インタフェース２３を介してＡＤＣ２でオーバー
サンプリング周波数ｆｏｓのデジタル信号に変換され
る。オーバーサンプリング周波数ｆｏｓでサンプリング
されたＡＤＣ２の出力は、Ｍタップ移動平均フィルタ１
０ｉ、Ｎタップ移動平均フィルタであるデシメータ１１
から構成される第１デシメーションフィルタ１で周波数
ｆｏｓ／Ｎに間引かれた後、第２デシメーションフィル
タ３でさらに間引かれて、最終的なサンプリング周波数
ｆｏｓ／Ｎ／Ｋの信号となる。ｆｏｓ／Ｎ／Ｋの信号は
復調器２１で復調され、デジタルデータとなりマイクロ
プロセッサ２５に入力される。
【００６５】本実施例によれば、モデム２０を構成する
オーバーサンプリングアナログデジタル変換装置及び、
オーバーサンプリングデジタルアナログ変換装置のデシ
メーションフィルタおよびインタポーレーションフィル
タにおいて、所要の帯域外減衰量をより少ないハード量
で実現することができる。従って消費電力，寸法，価格
を低減させることができる。またより少ない段数のデジ
タルフィルタですむため、デジタルフィルタの段数を重
ねることにより積算される演算誤差も減少させることが
でき、Ｓ／Ｎを向上させることができる。モデムのＳ／
Ｎ向上によりモデムの伝送速度を高めることができる。
オーバーサンプリングアナログデジタル変換装置及び、
オーバーサンプリングデジタルアナログ変換装置のデシ
メーションフィルタおよびインタポーレーションフィル
タにおいて、所要の帯域外減衰量をより少ないハード量
で実現することができる。従って消費電力，寸法，価格
を低減させることができる。またより少ない段数のデジ
タルフィルタですむため、デジタルフィルタの段数を重
ねることにより積算される演算誤差も減少させることが
でき、Ｓ／Ｎを向上させることができる。モデムのＳ／
Ｎ向上によりモデムの伝送速度を高めることができる。
【００６６】
【発明の効果】本発明によればデジタルフィルタの所要
の帯域外減衰量をより少ないハード量で実現することが
できる。従って消費電力，寸法，価格を低減させること
ができる。またより少ない段数のデジタルフィルタです
むため、デジタルフィルタの段数を重ねることにより積
算される演算誤差も減少させることができ、Ｓ／Ｎを向
上させることができる。
の帯域外減衰量をより少ないハード量で実現することが
できる。従って消費電力，寸法，価格を低減させること
ができる。またより少ない段数のデジタルフィルタです
むため、デジタルフィルタの段数を重ねることにより積
算される演算誤差も減少させることができ、Ｓ／Ｎを向
上させることができる。
【図１】デシメーションフィルタの第１の構成を示した
図である。
図である。
【図２】デシメーションフィルタの構成例を示した図で
ある。
ある。
【図３】図２の各デシメーションフィルタの周波数特性
を示した図である。
を示した図である。
【図４】図２のデジメーションフィルタの周波数特性
（零点の分布）を示した図である。
（零点の分布）を示した図である。
【図５】オーバーサンプリングアナログデジタル変換装
置の第１の構成を示した図である。
置の第１の構成を示した図である。
【図６】デシメーションフィルタの第２の構成を示した
図である。
図である。
【図７】デシメーションフィルタの構成例を示した図で
ある。
ある。
【図８】各デシメーションフィルタの周波数特性を示し
た図である。
た図である。
【図９】デシメータの構成を示した図である。
【図１０】オーバーサンプリングアナログデジタル変換
装置の第２の構成を示した図である。
装置の第２の構成を示した図である。
【図１１】オーバーサンプリングデジタルアナログ変換
装置の第３の構成を示した図である。
装置の第３の構成を示した図である。
【図１２】オーバーサンプリングデジタルアナログ変換
装置の第４の構成を示した図である。
装置の第４の構成を示した図である。
【図１３】補間率と異なるタップ数をもつインタポ−レ
−タの構成を示した図である。
−タの構成を示した図である。
【図１４】モデムの構成を示した図である。
【図１５】オーバーサンプリングアナログデジタル変換
装置の周波数特性を示した図である。
装置の周波数特性を示した図である。
【図１６】オーバーサンプリングデジタルアナログ変換
装置の周波数特性を示した図である。
装置の周波数特性を示した図である。
【図１７】従来技術の零点の分布を示した図である。
１…第１デシメーションフィルタ、１１…デシメータ、
１０ｉ…移動平均フィルタ、２…ＡＤＣ、５…第２イン
タポーレーションフィルタ、５０…インタポーレータ、
５０ｉ…移動平均フィルタ、６…ＤＡＣ、２０…モデ
ム、２１…復調器、２１…変調器、２３…回線インタフ
ェース、２５…マイクロプロセッサ。
１０ｉ…移動平均フィルタ、２…ＡＤＣ、５…第２イン
タポーレーションフィルタ、５０…インタポーレータ、
５０ｉ…移動平均フィルタ、６…ＤＡＣ、２０…モデ
ム、２１…復調器、２１…変調器、２３…回線インタフ
ェース、２５…マイクロプロセッサ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０３Ｍ 1/12 Ｈ０３Ｍ 1/12 Ｃ 3/00 3/00 (72)発明者 小嶋 康行 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 行武 正剛 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 根本 峰弘 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 古川 且洋 東京都青梅市新町六丁目16番地の３ 株式 会社日立製作所デバイス開発センタ内 (72)発明者 武内 勇介 東京都青梅市新町六丁目16番地の３ 株式 会社日立製作所デバイス開発センタ内 Ｆターム(参考） 5J022 AA01 AB01 AC02 BA06 CA07 5J064 AA00 BA06 BC12
Claims (11)
- 【請求項１】複数の移動平均フィルタから構成されるデ
ジタルフィルタにおいて、少なくとも１つの移動平均フ
ィルタのタップ数が他の１つの移動平均フィルタのタッ
プ数の０.８５倍から１.１５倍であることを特徴とする
デジタルフィルタ。 - 【請求項２】請求項１記載のデジタルフィルタであっ
て、少なくとも以下の周波数に零点をもつことを特徴と
するデジタルフィルタ。 ｆｏ＝ｉ・ｆｓ／Ｎ （０＜ｉ＜Ｎ） ｆｏ＝ｊ・ｆｓ／Ｍ （０＜ｊ＜Ｍ） ただし、 ｉ，ｊ：整数 ｆｓ：サンプリング周波数 Ｍ，Ｎ：整数（Ｍ≠Ｎ） - 【請求項３】オーバーサンプリングアナログデジタル変
換装置であって、 デシメータに前置される移動平均フィルタのタップ数
と、デシメータを構成する移動平均フィルタのタップ数
とが異なることを特徴とするオーバーサンプリングアナ
ログデジタル変換装置。 - 【請求項４】請求項３記載のオーバーサンプリングアナ
ログデジタル変換装置であって、 デシメータを構成する移動平均フィルタのタップ数がデ
シメータの間引き率と異なることを特徴とするオーバー
サンプリングアナログデジタル変換装置。 - 【請求項５】請求項３記載のオーバーサンプリングアナ
ログデジタル変換装置であって、 デシメータに前置される移動平均フィルタのタップ数
が、 デシメータを構成する移動平均フィルタのタップ数の
０.８５倍から１.１５倍であることを特徴とするオーバ
ーサンプリングアナログデジタル変換装置。 - 【請求項６】請求項３記載のオーバーサンプリングアナ
ログデジタル変換装置であって、 少なくとも以下の周波数に零点をもつことを特徴とする
オーバーサンプリングアナログデジタル変換装置。 ｆｏ＝ｉ・ｆｏｓ／Ｎ （０＜ｉ＜Ｎ） ｆｏ＝ｊ・ｆｏｓ／Ｍ （０＜ｊ＜Ｍ） ただし、 ｉ，ｊ：整数 ｆｏｓ：オーバーサンプリング周波数 Ｍ，Ｎ：整数（Ｍ≠Ｎ） - 【請求項７】オーバーサンプリングデジタルアナログ変
換装置であって、 インタポーレータに後置される移動平均フィルタのタッ
プ数と、インタポーレータを構成するホールド回路のホ
ールドサンプル数（移動平均フィルタのタップ数）とが
異なる値であることを特徴とするオーバーサンプリング
デジタルアナログ変換装置。 - 【請求項８】請求項７記載のオーバーサンプリングデジ
タルアナログ変換装置であって、 インタポーレータを構成するホールド回路のホールドサ
ンプル数（移動平均フィルタのタップ数）がインタポー
レータの補間率と異なることを特徴とするオーバーサン
プリングデジタルアナログ変換装置。 - 【請求項９】請求項７記載のオーバーサンプリングデジ
タルアナログ変換装置であって、 インタポーレータに後置される移動平均フィルタのタッ
プ数と、インタポーレータを構成するホールド回路のホ
ールドサンプル数（移動平均フィルタのタップ数）の
０.８５倍から１.１５倍であることを特徴とするオーバ
ーサンプリングデジタルアナログ変換装置。 - 【請求項１０】請求項７記載のオーバーサンプリングデ
ジタルアナログ変換装置であって、 少なくとも以下の周波数に零点をもつことを特徴とする
オーバーサンプリングデジタルアナログ変換装置。 ｆｏ＝ｉ・ｆｏｓ／Ｎ （０＜ｉ＜Ｎ） ｆｏ＝ｊ・ｆｏｓ／Ｍ （０＜ｊ＜Ｍ） ただし、 ｉ，ｊ：整数 ｆｏｓ：オーバーサンプリング周波数 Ｍ，Ｎ：整数（Ｍ≠Ｎ） - 【請求項１１】オーバーサンプリングアナログデジタル
変換装置，オーバーサンプリングデジタルアナログ変換
装置，変復調機能，加入者線インタフェース回路から構
成されるモデム装置であって、 該オーバーサンプリングアナログデジタル変換装置が請
求項４記載のオーバーサンプリングアナログデジタル変
換装置で、オーバーサンプリングデジタルアナログ変換
装置が請求項８記載のオーバーサンプリングデジタルア
ナログ変換装置でることを特徴とするモデム装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11114550A JP2000307384A (ja) | 1999-04-22 | 1999-04-22 | デジタルフィルタおよび該デジタルフィルタを用いたオーバーサンプリングアナログデジタル変換装置またはデジタルアナログ変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11114550A JP2000307384A (ja) | 1999-04-22 | 1999-04-22 | デジタルフィルタおよび該デジタルフィルタを用いたオーバーサンプリングアナログデジタル変換装置またはデジタルアナログ変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000307384A true JP2000307384A (ja) | 2000-11-02 |
Family
ID=14640606
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11114550A Pending JP2000307384A (ja) | 1999-04-22 | 1999-04-22 | デジタルフィルタおよび該デジタルフィルタを用いたオーバーサンプリングアナログデジタル変換装置またはデジタルアナログ変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000307384A (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003046390A (ja) * | 2001-07-31 | 2003-02-14 | Denso Corp | フィルタリング方法及びフィルタ機能を有するａ／ｄ変換装置 |
| US6768441B2 (en) | 2002-08-20 | 2004-07-27 | Telefonaktiebolaget L.M. Ericsson | Methods of receiving communications signals including a plurality of digital filters having different bandwidths and related receivers |
| WO2005078924A1 (ja) * | 2004-02-16 | 2005-08-25 | Neuro Solution Corp. | 周波数成分分離フィルタ、方法およびプログラム |
| WO2005078923A1 (ja) * | 2004-02-16 | 2005-08-25 | Neuro Solution Corp. | 直流成分除去フィルタ、方法およびプログラム |
| WO2005086347A1 (ja) * | 2004-03-05 | 2005-09-15 | Neuro Solution Corp. | 直流成分抽出フィルタ、方法およびプログラム |
| JP2010074901A (ja) * | 2008-09-17 | 2010-04-02 | Toshiba Corp | 電力系統保護制御装置 |
| JP2010206567A (ja) * | 2009-03-04 | 2010-09-16 | Yaskawa Electric Corp | Ａｄ変換装置、ａｄ変換装置を用いた電流検出器及び電流検出器を用いたディジタルサーボ制御装置 |
| JP2011080836A (ja) * | 2009-10-06 | 2011-04-21 | Seiko Epson Corp | 周波数測定方法、周波数測定装置及び周波数測定装置を備えた装置 |
| JPWO2011111833A1 (ja) * | 2010-03-12 | 2013-06-27 | 株式会社東芝 | 制御システム、変成器、保護制御装置、およびビットストリーム記憶部 |
-
1999
- 1999-04-22 JP JP11114550A patent/JP2000307384A/ja active Pending
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