JPH10215200A

JPH10215200A - 受信装置

Info

Publication number: JPH10215200A
Application number: JP9028271A
Authority: JP
Inventors: Genichiro Ota; 現一郎太田; Kazunori Igai; 和則猪飼; Hiroaki Sudo; 浩章須藤; Fujio Sasaki; 冨士雄佐々木
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1997-01-29
Filing date: 1997-01-29
Publication date: 1998-08-11

Abstract

(57)【要約】【課題】マルチバンドを受信する受信装置において、
小型化、低消費電力化を図る。【解決手段】本発明は、チャネル・フィルタ11、12を
複素係数フィルタ群で構成するようにする。また、個々
のチャネルフィルタ11、12におけるサンプリング周波数
を必要に応じて間引くようにして、マルチバンドとする
帯域幅の帯域幅比がＮであるマルチバンド受信を行なわ
せる場合には、Ｎが４のＭ乗で表せるＭを少数点以下の
切り上げ処理した数のチャネルフィルタを縦続接続する
ことにより帯域幅の帯域幅比がＮであるマルチバンド受
信を可能にすることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、情報の種類に応じ
て帯域幅を変えて情報を伝送する通信装置に関し、特に
帯域幅の異なる通信信号を受信する受信装置を簡単な構
成で実現可能とするものである。

【０００２】

【従来の技術】マルチバンドシステムと一般的に呼ばれ
る帯域幅の異なる通信信号を受信するためには、従来、
それぞれの帯域幅の種類の数に対応した数のチャネルフ
ィルタが必要であった。このため、受信装置が肥大化
し、かつフィルタ群用の切替え回路の付加が、さらなる
小型化、低消費電力化を阻害するという問題を有してい
た。

【０００３】図１４は実開昭６２−１７１２２８号公報
に記載された従来のマルチバンドを受信する受信装置の
要部を示すものである。アンテナ101より取り込まれた
受信信号は高周波増幅器103を経てスイッチ104Ａとスイ
ッチ104Ｂにより切り替えられる４種類のフィルタで所
望の周波数帯域の成分が抽出される。この信号は、周波
数変換用局部発振信号109を受ける周波数変換器113を経
て２種類の復調回路115および116に供給される。この従
来例では、復調はＦＭおよびＡＭを対象としており、そ
れぞれ帯域幅が異なる。この異なった帯域幅に対応する
ために復調回路の中の中間周波増幅では異なった中間周
波用フィルタを備えている。このため、用意すべきフィ
ルタは６種類以上になっている。

【０００４】図１５は近年研究が盛んになっている移動
通信におけるマルチバンド通信の周波数利用形態の例を
示すものである。現在、携帯電話などにおいては図１５
（ｄ）に示すような狭い周波数帯域幅で等周波数間隔で
周波数チャネルを配置している。電話用音声だけではな
く、より情報量の多い、データ通信に対応する場合に
は、複数のチャネルを合成して図１５（ｃ）や（ｂ）の
ようにより広い帯域幅を構成する。さらに動画像などの
大容量の情報を伝送するためには、さらに複数のチャネ
ルを合成して図１５（ａ）のように与えられた通信帯域
をすべて用いてより広い帯域幅を構成することも有り得
る。

【０００５】このような、多種の帯域幅を利用する通信
システムにおいては、上記従来例のようにそれぞれの帯
域幅に対応させるフィルタを用意するのでは、物量、形
状、スイッチなど周辺部の付加、および浮遊容量などに
よる消費電力の増大など、ポータブル機器などへの応用
を図る上の支障が大きい。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、上記従来の
問題を解決するもので、マルチバンドを受信する受信装
置において、小型化、低消費電力化を実現する優れた受
信装置を提供することを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記問題を解決するため
に本発明は、チャネルフィルタを複素係数フィルタ群で
構成することと、個々のチャネルフィルタにおけるサン
プリング周波数を必要に応じて間引くようにして、マル
チバンドとする帯域幅の帯域幅比がＮであるマルチバン
ド受信を行なわせる場合には、Ｎが４のＭ乗で表せるＭ
を少数点以下の切り上げ処理した数のチャネルフィルタ
を縦続接続することにより帯域幅の帯域幅比がＮである
マルチバンド受信を可能にするものである。

【０００８】以上により、従来、マルチバンドを受信す
る場合には、マルチバンドの種類数に応じてＮ個のフィ
ルタが必要であったものが、概ねＭ個に低減でき、フィ
ルタ数を大幅に削減できると共に、回路の集積化が図れ
て、さらに小型化、低消費電力化もできるという優れた
効果が得られる。

【０００９】

【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、複素係数フィルタを含んで成るチャネルフィルタを
複数個縦続接続することにより構成されるマルチバンド
を受信する受信装置において、個々のチャネルフィルタ
におけるサンプリング周波数を必要に応じて間引くよう
にして、マルチバンドとする帯域幅の帯域幅比がＮであ
るマルチバンド受信を行なわせる場合には、Ｎが４のＭ
乗で表せるＭを少数点以下の切り上げ処理した数のチャ
ネルフィルタを縦続接続することにより帯域幅の帯域幅
比がＮであるマルチバンド受信を可能にすることを特徴
とする受信装置としたものであり、マルチバンドとする
帯域幅の帯域幅比がＮであるマルチバンドを受信する場
合においては、Ｎが４のＭ乗で表せるＭを小数点以下の
切り上げ処理した数のチャネルフィルタを縦続接続する
ことで対応可能とすることができるという作用を有す
る。

【００１０】また、本発明の請求項２に記載の発明は、
複素係数フィルタを含んで成るチャネルフィルタを複数
個縦続接続することにより構成されるマルチバンドを受
信する受信装置において、チャネルフィルタにおける等
化器を共有せしめるようにしたことを特徴とする請求項
１記載の受信装置としたものであり、縦続接続するチャ
ネルフィルタ間で等化器を共有することにより前段のチ
ャネルフィルタの構成を簡易化できるという作用を有す
る。

【００１１】また、本発明の請求項３に記載の発明は、
複素係数フィルタを含んで成るチャネルフィルタを複数
個縦続接続することにより構成されるマルチバンドを受
信する受信装置において、所望チャネルに対する受信特
性がナイキスト特性に与える劣化成分を後続のルートナ
イキストフィルタにおいて補償するようにしたことを特
徴とする請求項１または請求項２記載の受信装置とした
ものであり、所望チャネルに対する受信特性がナイキス
ト特性に与える劣化成分が後続のルートナイキストフィ
ルタにより補償されるという作用を有する。

【００１２】以下、本発明の実施の形態について、図１
から図１３を用いて説明する。

【００１３】（第１の実施の形態）図１は、本発明の第
１の実施の形態のマルチバンドを受信する受信装置の構
成を示すブロック図である。図１において、受信回路部
26は、低雑音高周波増幅器２と、対象とする通信システ
ムに与えられた周波数帯域以外の信号を除去する第１の
フィルタ３と、周波数変換器４と、中間周波数帯域フィ
ルタ６と、自動利得制御増幅器７と、直交検波／チャネ
ルフィルタ部８と、Ｉ信号ルートナイキストフィルタ22
と、Ｑ信号ルートナイキストフィルタ23と、信号検出及
び復調部24とから構成されている。

【００１４】また、直交検波／チャネルフィルタ部８
は、サンプル・ホールド回路９と、ヒルベルト変換部10
と、第１のチャネル・フィルタ11と、第Ｎのチャネル・
フィルタ12と、クロック成形／制御部13から成る。そし
て、クロック成形／制御部13には、基準クロック信号18
と、クロック制御用信号19が印加され、また、クロック
成形／制御部13からは、サンプル・ホールド回路用クロ
ック信号14、ヒルベルト変換部用クロック信号15、第１
のチャネル・フィルタ用クロック信号16、および第Ｎの
チャネル・フィルタ用クロック信号17が供給される。

【００１５】次に、図１における動作を説明する。アン
テナからの受信入力１は、低雑音高周波増幅器２を経て
増幅された後、対象とする通信システムに与えられた周
波数帯域以外の信号を除去する第１のフィルタ３を通
り、周波数変換器４において局部発振周波数信号５によ
り周波数変換を受ける。その出力は通信システムが対象
とする中で最大の周波数帯域幅に設定してある中間周波
数帯域フィルタ６に供給される。この出力は所定の信号
強度まで増幅する自動利得制御増幅器７を通り直交検波
／チャネル・フィルタ部８に供給される。直交検波／チ
ャネル・フィルタ部８は、サンプル・ホールド回路９と
ヒルベルト変換部10と第１のチャネル・フィルタ11から
第Ｎのチャネル・フィルタ12までのＮ群のチャネル・フ
ィルタ群と、クロック成形／制御部13により構成され
る。直交検波／チャネル・フィルタ部８の出力は直交検
波出力となりＩ信号出力20、Ｑ信号出力21としてＩ信号
ルートナイキストフィルタ22およびＱ信号ルートナイキ
ストフィルタ23に供給され、それぞれ信号をナイキスト
特性に成形したのち、信号検波及び復調部24にてベース
バンド信号25に復調するものである。

【００１６】図１の直交検波／チャネル・フィルタ部８
は、図２に示すように、Ｎ段のチャネル・フィルタ群か
ら構成される。それぞれのチャネル・フィルタ11、11
a、11b、12には対応してクロック信号16、16a、16b、17
がクロック成形／制御部13により供給される。

【００１７】次にＮ段から構成されるチャネル・フィル
タ群の動作について、代表してＮを２にした場合を例に
説明する。

【００１８】ここで、複素係数フィルタ群を含んで成る
チャネル・フィルタの基本構成について説明する必要が
あるが、これについては、本願の発明者と同一の発明者
によって発明され、本発明の出願人が先に出願した特願
平８−９５８９１号「受信装置」に示した内容と同一で
あるので、本発明の説明に新たに必要となる内容につい
て説明する。ただし、基本構成については、図３に示し
説明をしておく。これは上記特願平８−９５８９１号
「受信装置」の明細書および図面における図１、図１
１、図１９、図２９、図３２（ａ）及びその説明から構
成されている。なお、ヒルベルト変換部および間引き部
については、上記特許出願の明細書および図面における
図１７、図１４及びその説明に準拠している。基本構成
を解説する必要性は、マルチバンド化に対応できること
を解説する上で、基本構成の持つ周波数特性を理論的に
示すことにある。

【００１９】図３に示したチャネル・フィルタの心臓部
である３つの複素係数フィルタの周波数特性の理論を以
下に示す。

【００２０】図４は、１段目の複素係数フィルタの持つ
周波数特性を解説するための図である。いま、振幅A₀の
回転する信号ベクトルが時刻t₀においてP0の位置にある
とする。サンプリングがτ時間毎になされるとすると、
次の信号ベクトルP+1は角周波数ωとτ時間の積で表さ
れる位相だけ回転した位置にある。他方、隣接波を除去
するためのベクトルの回転量をθとすると、時刻t₀のベ
クトルP0はPr0の位置に移る。複素係数フィルタの出力
は、ベクトルP+1とベクトルPr0のベクトル和となるの
で、それぞれの直交成分であるＩ成分（Ir(nT)）とＱ成
分（Qr(nT)）は、次式で表せる。

【００２１】Ir(nT)＝I(τ)+Ir＝A₀(cosωτ+cosθ) Qr(nT)＝Q(τ)+Qr＝jA₀(sinωτ-sinθ) このベクトルの周波数特性は、ベクトルの包絡線である
電力で示される。すなわち、電力＝｜Ir(nT)+Qr(nT)｜² ＝{A₀(cosωτ+cosθ)+jA₀(sinωτ-sinθ)} ×{A₀(cosωτ+cosθ)-jA₀(sinωτ-sinθ)} ＝{A₀(cosωτ+cosθ)}²+{A₀(sinωτ-sinθ)}² ＝A₀ ²{cos²ωτ+2cosωτcosθ+cos²θ} ＋A₀ ²{sin²ωτ-2sinωτsinθ+sin²θ} ＝A₀ ²{cos²ωτ+sin²ωτ+cos²θ+sin²θ} ＋A₀ ²{2cosωτcosθ-2sinωτsinθ} ＝2A₀ ²{1+cos(ωτ+θ)} となる。この式は、サンプリング間隔τと位相回転量θ
とをパラメータとする、角周波数ωによる周波数特性と
なることを示している。

【００２２】A₀=１とし、複素係数フィルタの利得を１
とするとし、サンプリング間隔τを１として、角周波数
ωを関数にする周波数特性を、図５に示す。

【００２３】図５において、図５（ａ）は回転位相角を
-π/4とした場合で、図３における１段目の複素係数フ
ィルタブロックの特性を示している。図５（ｂ）は、こ
れをデシベルで表わしたものである。図５（ｃ）は、図
３の複素係数フィルタの１段目、２段目、３段目の特性
を表したもので、回転位相角は-π/4、-2π/4、-3π/4
である。図５（ｄ）は、図５（ｃ）の３つのフィルタの
合成特性であり、隣接波の中心周波数においては-125dB
を超える減衰特性が得られている。また、隣接波間の境
界においても-25dBの特性を得ている。

【００２４】この特性は、先に出願した特願平８−９５
８９１号「受信装置」に示した通り、オーバサンプリン
グ周波数を16倍に取ることで得られる上下４チャネル分
のフィルタ周波数領域の確保と、周波数変換時にベース
バンド周波数分のオフセット周波数を与え希望波を除く
櫛形フィルタ３段のヌル点周波数を隣接波中心周波数に
おいた成果を示すものである。すなわち、チャネル周波
数幅で見ると、サンプリング周波数によるイメージ周波
数間にチャネル４波を対応させることができる特徴を持
つ。

【００２５】したがって、このような複素係数フィルタ
群を含んで成るチャネル・フィルタを縦続接続する場合
に次段におけるサンプリング周波数を１／４に間引くこ
とは、周波数特性上、対称性が良く非常に効率良いフィ
ルタを実現できることが分かる。

【００２６】図６に、２段縦続接続した場合の理論特性
を示す。図６（ａ）は、図３に示したチャネル・フィル
タを周波数帯域幅の64倍オーバサンプリングで駆動した
場合の周波数特性を示す。図６（ｂ）は図５（ｄ）に示
したものと同一のチャネル周波数帯域幅の16倍で駆動し
た場合の周波数特性を示す。この２つの特性を縦続接続
すると図６（ｃ）に示すものとなる。図６（ｃ）の特性
からは、サンプリング周波数までの間に16チャネルが収
容されていることが分かる。また次隣接波と次次隣接波
の境界における通過量は-30dBを超える減衰となり、第
７隣接波と第８隣接波の境界では-60dBに達することが
分かる。当然のことながら、隣接波の中心周波数におい
ては、フィルタはヌル点にあり、-125dBを超える減衰と
なっていることが分かる。

【００２７】上記のような複素係数フィルタを含んで成
るチャネル・フィルタを縦続接続する場合の具体例を図
７に示す。図７において、入力信号は、帯域フィルタを
通過して対象とする帯域成分が通過する。この信号をサ
ンプルホールド回路においてサンプリングクロック信号
の周波数でサンプリングする。このサンプルホールド出
力はヒルベルト変換部において直交成分に分離される。
直交成分は、縦続した大きく２つに区分けしたチャネル
・フィルタ＃１と＃２に供給される。

【００２８】まず、チャネル・フィルタ＃１において
は、複素係数フィルタ１、２、３を通り、所望の帯域の
み通過し、そこで発生した位相回転誤差は次段の等化器
で補償される。この出力は高域の折り返し雑音を除去す
るローパスフィルタのための平均化回路を通り、次段の
チャネル・フィルタ＃２が必要とする低レートのサンプ
リング周波数への変換をする間引き回路すなわちサンプ
ルホールド回路を通る。この後、オフセット周波数の変
更を行なう。オフセット周波数は、間引き処理後も同一
にする必要がある。

【００２９】図６において説明すると、チャネル・フィ
ルタ＃１においては図６（ａ）に示すように希望波帯域
に対して帯域幅の１／２すなわちチャネル・フィルタ＃
１の通過帯域幅の１／４の周波数オフセットが与えられ
ている。この出力を間引いてチャネル・フィルタ＃２に
供給すると、周波数オフセットはチャネル・フィルタ＃
２によって得られる通過帯域の１／４になってしまうの
で、図６（ａ）と図６（ｂ）の通過帯域の中心周波数が
一致しなくなる。このずれを補正するためにチャネル・
フィルタ＃１の最後部に周波数オフセット回路を設けて
いる。以上の出力は、チャネル・フィルタ＃２に供給さ
れ、サンプリング周波数が異なる以外は全くチャネル・
フィルタ＃１と同一の構成と動作が行なわれ、図６
（ｂ）に示したフィルタ効果が得られる。

【００３０】以上により、図７に示した本発明のマルチ
バンド受信用フィルタは図６（ｃ）に示す総合特性を得
る。チャネル・フィルタ＃２の最後部の周波数オフセッ
ト回路においては、ここまで付加されていた周波数オフ
セット量を除去して、完全にベースバンド信号としての
Ｉ信号とＱ信号を出力にするためのものである。

【００３１】チャネル・フィルタ＃１においては、サン
プルホールド回路のサンプリングクロック信号の周波数
を切り替えることにより、サンプルホールド回路に入力
される信号の帯域の×１、×１／２、×１／４までの帯
域幅の抽出が可能である。これは図６（ａ）に示すよう
に通過帯と通過帯の間に得られるヌル点が３箇所である
ことから決定される。

【００３２】同様にチャネル・フィルタ＃２において
は、サンプルホールド回路に入力される信号の帯域の×
１／４、×１／８、×１／16までの帯域幅の抽出が可能
である。すなわち、チャネル・フィルタ１システム当た
りの帯域幅可変比は、１：４であることが明らかであ
る。

【００３３】したがって、マルチバンド受信機が対応す
る帯域幅比がＮとすると、Ｎが４のＭ乗で表せるＭに等
しい数のチャネル・フィルタを用意し縦続接続すればよ
いことが分かる。ただし、Ｍは整数である必要性から、
小数点以下の切り上げ処理が必要となる。

【００３４】すなわち、本発明によれば帯域幅比がＮで
あるマルチバンド受信機においては、Ｎが４のＭ乗で表
せるＭを小数点以下の切り上げ処理した数のチャネル・
フィルタを用意し縦続接続すれば対応できることが分か
る。

【００３５】（第２の実施の形態）図８は本発明の第２
の実施の形態の受信装置の構成を示すものである。チャ
ネル・フィルタ＃１において、等化器が無いこと以外
は、図７と同様の構造である。すなわち、等化器に関し
ては、最終段のチャネル・フィルタに備えることで目的
が達成できることを示している。

【００３６】図９と図１０を用いて等化器が必要とする
位相補償量を理論的に説明する。図９（ａ）は、第１隣
接波を除去する複素係数フィルタＩについて説明したも
のである。図９（ａ）において、時刻t₀における負周波
数域隣接波(-ω₀)が位相ゼロのベクトルP0位置にあった
とすると、１サンプリング・クロック後の位相はπ/8だ
け時計回りにベクトルP-1の位置になる。このとき、ベ
クトルP0からベクトルP-1を相殺するベクトルPr0を生成
するには、7π/8だけ反時計回りに回転させればよい。
これを数式で表すと次式のようになり、cosθ、sinθを
時刻t₀のベクトルP0に乗算することによりベクトルPr0
が得られることは明らかである。

【００３７】 Ir(nT)＝A₀・cos(-ω₀(t₀)+θ) ＝A₀・cos(-ω₀(t₀))×cosθ-A₀・sin(-ω₀(t₀))×sinθ ＝I₀(t₀)×cosθ-Q₀(t₀)×sinθ Qr(nT)＝A₀・sin(-ω₀(t₀)+θ) ＝A₀・sin(-ω₀(t₀))×cosθ+A₀・cos(-ω₀(t₀))×sinθ ＝Q₀(t₀)×cosθ+I₀(t₀)×sinθ 同様の方法で、次隣接チャネルおよび第３隣接チャネル
に対する除去のための位相回転角を、図９（ｂ）、図９
（ｃ）に示す。この際、次隣接チャネル除去に対しては
5π/8となり、第３隣接チャネル除去に対しては3π/8と
なる。

【００３８】一方、このような位相回転を施すというこ
とは前述のように、位相特性から見れば歪みが生じてい
ることを意味する。図１０に、各複素係数フィルタによ
り生じる位相歪みを示す。３段のフィルタを経た後の位
相特性は図１０のＡ、Ｂに示したものとなり、位相オフ
セットはＢ点の示す15π/16である。

【００３９】これを解説すると、複素係数フィルタI、I
I、IIIの零点（ヌル）はそれぞれ隣接チャネル信号の中
心周波数-fb、-3fb、-5fbに設定してある。16倍オーバ
サンプリングにより、希望波において１サンプル時間に
相当する位相変化はπ/8になる。中心周波数-fbの隣接
波については、１サンプル時間の区間で-π/8の位相差
となる。１サンプル前の信号ベクトルを回転して１サン
プル後の信号を相殺するために7π/8の位相だけ回転さ
せる。このとき、希望波は6π/8の位相差であり、2sin
(π/8)のベクトルとして生き残る。すなわち、時刻t₀に
おけるサンプル値を、Ｉ軸、Ｑ軸でＩ₀、Ｑ₀とすると、
時刻t₁における回転ベクトルは、Ｉ軸回転ベクトル＝Ｉ₀×cos7π/8−Ｑ₀×sin7π/8 Ｑ軸回転ベクトル＝Ｉ₀×sin7π/8＋Ｑ₀×cos7π/8 となる。

【００４０】時刻t₁におけるサンプルと１サンプル時刻
前のサンプルを回転したベクトルとの合成は、複素係数
フィルタIのＩ軸、Ｑ軸の出力をI₁、Q₁で表すと、 I₁=I₀(t=t₀+ts)＋I₀(t=t₀)×cos7π/8−Q₀(t=t₀)×sin7π/8 ・・・(式１) Q₁=I₀(t=t₀+ts)＋I₀(t=t₀)×sin7π/8＋Q₀(t=t₀)×cos7π/8 ・・・(式２) となる。ただし、t、t₀は時刻を表し、tsは１サンプル
の間隔時間を示す。同様に、次隣接チャネルの除去のた
めの複素係数フィルタIIでは、回転ベクトルの回転量
を、5π/8とし、次次隣接チャネルの除去のための複素
係数フィルタIIIでは、回転ベクトルの回転量を、3π/8
とする。

【００４１】複素係数フィルタIIのＩ軸、Ｑ軸の出力を
I₂、Q₂で表すと、 I₂=I₁(t=t₀+ts)＋I₁(t=t₀)×cos5π/8−Q₁(t=t₀)×sin5π/8 ・・・(式３) Q₂=I₁(t=t₀+ts)＋I₁(t=t₀)×sin5π/8＋Q₁(t=t₀)×cos5π/8 ・・・(式４) 複素係数フィルタIIIのＩ軸、Ｑ軸の出力をI₃、Q₃で表す
と、 I₃=I₂(t=t₀+ts)＋I₂(t=t₀)×cos3π/8−Q₂(t=t₀)×sin3π/8 ・・・(式５) Q₃=I₂(t=t₀+ts)＋I₂(t=t₀)×sin3π/8＋Q₂(t=t₀)×cos3π/8 ・・・(式６) 図９（ｂ）において希望波中心角周波数を+ω₀とし、下
側隣接チャネル３波の中心角周波数を、それぞれ-ω₀、-
3ω₀、-5ω₀とすると、この隣接チャネル波をそれぞれ除
去しようとする複素係数フィルタI、II、IIIの位相特性
Ｐはそれぞれ複素係数フィルタI：-ω₀除去Ｐ＝-πω／16ω₀+3π／16 複素係数フィルタII：-3ω₀除去Ｐ＝-πω／16ω₀+5π／16 複素係数フィルタIII：-5ω₀除去Ｐ＝-πω／16ω₀+7π／16 で示され、図１０に示す右下がりの平行３線のようにな
る。この３つのフィルタの位相特性を合成すると、Ｐ＝-3πω／16ω₀+15π／16 で表される図１０の線Ａになり、ω=0における切片はＢ
点で表され、15π／16となる。この結果、等化器におい
ては、この15π／16をキャンセルするように位相シフト
を施せばよいことが分かる。

【００４２】ここで、図１０を見ると、複素係数フィル
タI、複素係数フィルタII、複素係数フィルタIIIの個々
の位相特性が直線であることが分かる。したがって、合
成特性も直線になることが明白である。

【００４３】複数のチャネル・フィルタを縦続させた場
合には、総合特性は次式のようになり、周波数に関して
１次関数で表されることが明らかである。すなわち、第
１段のチャネル・フィルタによる位相特性は、Ｐ1＝{-πω/16ω₀+3π/16}+{-πω/16ω₀+5π/16}+{-πω/16ω₀+7π/16} ＝-3πω／16ω₀+15π／16 次段のチャネル・フィルタがサンプリングクロックを１
／４に間引かれるとすると、その段における希望波周波
数はω₀/４となるので、第２段のチャネル・フィルタに
よる位相特性Ｐ2は、Ｐ2＝{-4πω/16ω₀+3π/16}+{-4πω/16ω₀+5π/16}+{-4πω/16ω₀+7π/16} ＝{-πω/4ω₀+3π/16}+{-πω/4ω₀+5π/16}+{-πω/4ω₀+7π/16} ＝-3πω/4ω₀+15π/16 第ｎ段目のチャネル・フィルタにおける位相特性Ｐｎ
は、Ｐn＝{-4nπω/64ω₀+3π/16}+{-4nπω/64ω₀+5π/16}
+{-4nπω/64ω₀＋7π/16}＝{-nπω/16ω₀+3π/16}+{-
nπω/16ω₀+5π/16}+{-nπω/16ω₀+7π/16}＝-3nπω
/16ω₀+15π/16 したがって、ｎ段の総合特性Ｐtotalは、Ｐtotal＝Σⁿ _i=1(-3iπω/16ω₀+15π/16) ＝-3n(n-1)πω/32ω₀+15nπ/16 となり、周波数ωに関する一次関数であることが明らか
である。

【００４４】したがって、等化器は最終段において、15
nπ/16なる位相補償を施せば解決することが明らかであ
る。

【００４５】以上、第２の実施の形態で説明したことか
ら本願の請求項２記載の発明の理論が明らかとなり、こ
の結果、上記第１の実施の形態においては各チャネル・
フィルタ毎に設けていた等化器を、最終段のみ設ければ
同一の特性が得られ、等化器部分の大幅な削減効果が得
られることが分かる。

【００４６】（第３の実施の形態）図１１は本発明の第
３の実施の形態の受信装置の構成を示すものである。チ
ャネル・フィルタの出力側において、ルートナイキスト
フィルタ22、23の代わりに補償付きルートナイキストフ
ィルタ221、231を設けた以外は、図１、または図７と同
様の構造である。すなわち、チャネル・フィルタにおい
て発生するナイキスト伝送への劣化を補償付きルートナ
イキストフィルタ221、231において補償しナイキスト伝
送特性を維持する目的が達成できることを示している。

【００４７】図１２は、ナイキスト伝送に必要なナイキ
スト周波数特性と、第１の実施の形態または第２の実施
の形態に示した受信装置において発生するナイキスト周
波数特性に対する劣化の様子を示したものである。

【００４８】一般的なディジタル伝送においては、量子
化したレベルにより情報を伝送するが、情報を伝える符
号と符号の過渡応答による干渉を排除するために伝送波
形をナイキスト波形化する。このナイキスト波形は、伝
送系全体で実現するので、ナイキスト波形そのものが生
成されるのは、受信機の復号器の入力部の識別器におい
てである。このナイキスト波形を実現するためには、し
たがって伝送系の総合特性が図１２（ａ）に示すような
伝送周波数ｆ0を中心に周波数軸上の上下に点対称とな
るロールオフ特性で管理されなければならない。一般に
送信側と受信側で対等に特性を分担するので、双方がル
ート・ナイキスト特性を確立している。ルート・ナイキ
スト特性は図１２（ｂ）のＡに示すものである。これに
対して通常は劣化を与えないように、低域からｆ0まで
の範囲は平坦な周波数特性にするように努めている。し
かし、本発明のチャネル・フィルタを用いた場合は、周
波数特性が0.5(1+cos2πf/f0)となるために、図１２
（ｂ）のＢのようになる。すなわち、周波数f0より低域
での減衰が大きい。この誤差を所要補償量として図１２
（ｂ）のＣに示す。1.5f0までの周波数範囲において+5d
Bから-15dBの修正が必要であることが分かる。

【００４９】図１３は、一般に用いられるディジタルフ
ィルタによるルートナイキストフィルタを実現する際の
ディジタル信号処理系の構成を示したものである。この
ルートナイキストフィルタは、伝送用サンプリング時間
に対応した信号遅延器302〜308と、重み付けを行なう増
幅器309〜315と、加算器316と、で構成されている。

【００５０】いま、重み付けを行なう増幅器309〜315の
重み付け係数h0、h1、h2、h3、---、hm-2、hm-1、hmを
１とすると、よく知られる櫛形フィルタ特性になる。ル
ートナイキストフィルタとするためには、この重み付け
係数h0、h1、h2、h3、---、hm-2、hm-1、hmを所定の数
値にすることで実現されている。本発明は、このルート
ナイキストフィルタ部の重み付け係数h0、h1、h2、h3、
---、hm-2、hm-1、hmを図１２（ｂ）のＤに示したよう
な補償特性に変えて、チャネル・フィルタにおいて発生
するナイキスト伝送特性の劣化量を補償する手段とす
る。これにより、受信機系は物量を変更することなくチ
ャネル・フィルタ特性の効果と受信系のルートナイキス
ト特性の確保が同時に得られることが明らかである。

【００５１】

【発明の効果】以上のように本発明は、チャネルフィル
タを複素係数フィルタ群で構成することと、個々のチャ
ネルフィルタにおけるサンプリング周波数を必要に応じ
て間引くようにして、マルチバンドとする帯域幅の帯域
幅比がＮであるマルチバンド受信を行なわせる場合に
は、Ｎが４のＭ乗で表せるＭを少数点以下の切り上げ処
理した数のチャネルフィルタを縦続接続することにより
帯域幅の帯域幅比がＮであるマルチバンド受信を可能に
することができるものであり、従来、マルチバンドを受
信する場合には、マルチバンドの種類の数に応じてＮ個
のフィルタが必要であったものが、概ねＭ個に低減で
き、フィルタ数を大幅に削減できると共に、回路の集積
化が図れて、さらに小型化、低消費電力化もできるとい
う優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態のマルチバンド信号
を受信する受信装置の構成を示すブロック図、

【図２】第１の実施の形態におけるチャネル・フィルタ
の多段構成を示す図、

【図３】複素係数フィルタを含んで成るチャネル・フィ
ルタの基本構成を示す図、

【図４】１段目の複素係数フィルタの持つ周波数特性を
解説するための図、

【図５】複素係数フィルタを含んで成るチャネル・フィ
ルタ基本構成の理論特性を示す図、

【図６】複素係数フィルタを含んで成るチャネル・フィ
ルタを２段縦続接続し、後段のサンプリング周波数を１
／４に間引いた場合の総合周波数特性を示す図、

【図７】複素係数フィルタを含んで成るチャネル・フィ
ルタを縦続接続した第１の実施の形態の具体例を示す
図、

【図８】複素係数フィルタを含んで成るチャネル・フィ
ルタを縦続接続した第２の実施の形態の具体例を示す
図、

【図９】本発明における複素係数フィルタ各段の位相の
回転の状況を示す図、

【図１０】本発明における複素係数フィルタが発生する
位相回転量とチャネル・フィルタ全体として見た場合の
総合位相回転量Ａを示す図、

【図１１】本発明の第３の実施の形態のマルチバンド信
号を受信する受信装置の構成を示す図、

【図１２】本発明における複素係数フィルタで構成した
チャネル・フィルタの特性とナイキスト特性に与える影
響の補償量を示す図、

【図１３】本発明の第３の実施の形態における補償付き
ルートナイキストフィルタの構成を示す図、

【図１４】マルチバンドを受信するための従来の受信装
置の構成の要部を示す図、

【図１５】等周波数間隔チャネル配置方式のマルチバン
ド通信の周波数軸上での関係を示す図である。

【符号の説明】

１、101 アンテナからの受信入力２低雑音高周波増幅器３第１のフィルタ４、113 周波数変換器５、109 局部発振周波数信号６中間周波数帯域フィルタ７自動利得制御増幅器８チャネル・フィルタ部９サンプルホールド回路 10 ヒルベルト変換部 11 第１のチャネル・フィルタ 12 第Ｎのチャネル・フィルタ 13 クロック成形／制御部 14 サンプルホールド回路用クロック信号 15 ヒルベルト変換器用クロック信号 16 第１のチャネル・フィルタ用クロック信号 17 第Ｎのチャネル・フィルタ用クロック信号 18 基準クロック信号 19 クロック制御用信号 20 Ｉ信号出力 21 Ｑ信号出力 22 Ｉ信号ルートナイキストフィルタ 23 Ｑ信号ルートナイキストフィルタ 24 信号検出及び復調部 25 ベースバンド信号出力 26 受信回路部 103 高周波増幅器 104 スイッチ 115 復調回路 221 補正付きＩ信号ルートナイキストフィルタ 231 補正付きＱ信号ルートナイキストフィルタ 301 フィルタ入力 302〜308 信号遅延器 309〜315 重み付けを行なう増幅器 316 加算器 317 フィルタ出力

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者佐々木冨士雄神奈川県横浜市港北区綱島東四丁目３番１号松下通信工業株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複素係数フィルタを含んで成るチャネル
フィルタを複数個縦続接続することにより構成されるマ
ルチバンドを受信する受信装置において、個々のチャネ
ルフィルタにおけるサンプリング周波数を必要に応じて
間引くようにして、マルチバンドとする帯域幅の帯域幅
比がＮであるマルチバンド受信を行なわせる場合には、
Ｎが４のＭ乗で表せるＭを少数点以下の切り上げ処理し
た数のチャネルフィルタを縦続接続することにより帯域
幅の帯域幅比がＮであるマルチバンド受信を可能にする
ことを特徴とする受信装置。
【請求項２】複素係数フィルタを含んで成るチャネル
フィルタを複数個縦続接続することにより構成されるマ
ルチバンドを受信する受信装置において、チャネルフィ
ルタにおける等化器を共有せしめるようにしたことを特
徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項３】複素係数フィルタを含んで成るチャネル
フィルタを複数個縦続接続することにより構成されるマ
ルチバンドを受信する受信装置において、所望チャネル
に対する受信特性がナイキスト特性に与える劣化成分を
後続のルートナイキストフィルタにおいて補償するよう
にしたことを特徴とする請求項１または請求項２記載の
受信装置。