WO2006090436A1

WO2006090436A1 - 受信回路

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Publication number: WO2006090436A1
Application number: PCT/JP2005/002858
Authority: WO
Inventors: Yusaku Katsube; Akio Yamamoto
Original assignee: Renesas Technology Corp.
Priority date: 2005-02-23
Filing date: 2005-02-23
Publication date: 2006-08-31
Also published as: JP4287488B2; US20100311381A1; JPWO2006090436A1; US20090023411A1; US7813710B2; US8331895B2

Abstract

　小型で低消費電力を実現可能な携帯電話に用いられる受信回路である。複数のバンド無線信号を送受信する携帯電話に用いられ、受信に不要な妨害波を除去する低域通過フィルタを備えた受信回路において、低域通過フィルタ（１０４）は複数の異なる回路構成からなる、複数の異なる極位置を持つフィルタから構成され、受信バンド毎に複数のフィルタを組み合わせることによって、妨害波除去を目的としたフィルタと感度劣化が少ないフィルタ構成とを切り替え、フィルタ構成のうち、必要としないフィルタ部分はパワーオフすることで消費電力の削減を行う。また、異なる複数のフィルタは、その特性を補間し合うフィルタとすれば、冗長なフィルタ構成を避けることができるので、面積も必要最小限に抑えることが可能となるので、コストが削減できる。

Description

明細書

受信回路

技術分野

[0001] 本発明は、携帯電話に関し、特に複数のバンド無線信号を受信する受信回路に適用して有効な技術に関するものである。

背景技術

[0002] 近年、通信のマルチメディア化が進み、第 2世代方式に比べて優れた伝送特性を持つ第 3世代方式の携帯電話の市場が立ち上がつている最中であり、携帯電話の開発においては、さらなる低コスト化、小型化、低消費電力化が強く望まれている。第 3 世代の携帯電話の一方式である WCDMA (Wide band CDMA)方式が 3GPPによって仕様化されている。

[0003] 非特許文献 1では、 UMTS (Universal Mobile Telecomunications Syste m)周波数帯としてバンド I一 Iほで割り当てている。非特許文献 2では、新たにバンド IIIが加えられており、バンド II、 IIIは GSM帯を用いるため、 GSM妨害波を規定したナローバンドブロッキング仕様が新たに追加されている。現在、最新の仕様である非特許文献 3では、バンド I一 VIが規定されており、そのうちバンド II一 Vまでがナローブ口ッキングを規定した仕様となっている。

[0004] 現状、 WCDMA対応の携帯電話は、バンド I対応でナローバンドブロッキングを考慮していないものが一般的である。その受信方式として、無線周波数帯からベースバンド周波数帯に受信信号を直接変換するダイレクトコンバージョン方式が主流である。一般的に、ベースバンド周波数帯の信号は、低域通過フィルタによって妨害波を除去し、所望の帯域の信号成分のみを取り出す。

[0005] 従来技術として、マルチバンドの無線信号が送受信可能な受信回路のフィルタについて、所望の帯域の信号成分のみを取り出すため、複数のフィルタを切り替える手法が特許文献 1に記載されてレ、る。

[0006] 特許文献 1は、アンテナ端から入力される高周波信号帯域を、帯域通過フィルタを切り替えて所望の信号帯域に制限する構成であるので、ナローバンドブロッキングにっレヽては考えられてレ、なレ、。

非特許文献 1 : 3GPP TS 25. 101 Release 1999

非特許文献 2 : 3GPP TS 25. 101 Release5

非特許文献 3 : 3GPP TS 25. 101 Release6

特許文献 1 :特開 2004 - 32390号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0007] しかしながら、 3GPP規格において、バンド VIは受信感度力 S— 117dBmであり、ベースバンド帯の希望波帯域の 1. 92MHzに対して、隣接チャンネル妨害は 5MHz の周波数帯幅中の 3. 84MHzの帯域の WCDMA信号だけを規定してレ、る。

[0008] 一方、バンド II一 Vは、受信感度が— 114dBmあるいは— 115dBmと、バンド VIに比べて 2— 3dBmほど緩和されている力隣接チャンネル妨害について、 Release5 力、ら新たにバンド Πの受信信号の中心周波数から 2. 7MHz、 3. 5MHz, 5. 9MHz のオフセット周波数のナローバンドブロッキングの仕様が追加されている。また、バンド IIIにつレヽても、 2. 8MHz、 3. 6MHz, 6. 0MHzのオフセット周波数のナローバンドブロッキングを規定してレ、る。

[0009] バンド II一 Vの信号を感度の劣化なく受信するには、これらナローバンドブロッキングを十分に抑圧する必要がある力この時の低域通過フィルタのカットオフ周波数は希望波帯域の 1. 92MHzの近くに設定し、かつ妨害波除去のために特殊なフィルタ構成とする必要があり、この特殊なフィルタ構成は消費電流が増加する可能性がある

[0010] また、バンド I、 VIの受信時には、カットオフ周波数を低く設定すると 5MHz中心の隣接妨害は十分に抑圧できる力フィルタでの感度の劣化から- 117dBmの受信感度の達成が困難になることが考えられる。このため、フィルタのカットオフ周波数をバンド II一 Vの受信時より高く設定することが望ましい。

[0011] このように、受信するバンド毎に最適なフィルタ構成が異なっており、仮に、妨害波除去を目的としてカットオフ周波数を低くし、特殊なフィルタを用いると、バンド VIの受信時の感度劣化の問題と、どのバンドを受信する時も消費電流が増加する問題が生じる。

[0012] そこで、本発明の目的は、小型で低消費電力を実現可能な携帯電話に用いられる受信回路を提供することにある。

[0013] 本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

課題を解決するための手段

[0014] 本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、以下のとおりである。

[0015] 本発明は、複数のバンド無線信号を送受信する携帯電話に用いられ、受信に不要な妨害波を除去する低域通過フィルタを備えた受信回路におレ、て、低域通過フィルタは複数の異なる回路構成からなる、複数の異なる極位置を持つフィルタから構成され、受信バンド毎に複数のフィルタを組み合わせることによって、妨害波除去を目的としたフィルタと感度劣化が少ないフィルタ構成とを切り替え、フィルタ構成のうち、必要としないフィルタ部分はパワーオフすることで消費電力の削減を行う。また、異なる複数のフィルタは、その特性を補間し合うフィルタとすれば、冗長なフィルタ構成を避けることができるので、面積も必要最小限に抑えることが可能となるので、コストが削減できる。

発明の効果

[0016] 本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以下のとおりである。

[0017] 本発明によれば、受信バンドに適した低域通過フィルタの構成を組むことにより、小型で低消費電力を実現することができる携帯電話に用いられる受信回路を提供することが可能となる。

図面の簡単な説明

[0018] [図 1]本発明の第 1の実施の形態における受信回路の構成を示す図である。

[図 2]本発明の第 1の実施の形態における受信回路において、低域通過フィルタの構成を示す図である。

[図 3]本発明の第 1の実施の形態における受信回路において、第 1のフィルタの周波数特性を示す図である。

[図 4]本発明の第 1の実施の形態における受信回路において、第 2のフィルタの周波数特性を示す図である。

[図 5]本発明の第 1の実施の形態における受信回路において、第 1のフィルタと第 2のフィルタを組み合わせた時の周波数特性を示す図である。

[図 6]本発明の第 1の実施の形態における受信回路において、第 1のフィルタの具体的な回路構成を示す図である。

[図 7]本発明の第 1の実施の形態における受信回路において、第 2のフィルタの具体的な回路構成を示す図である。

[図 8]本発明の第 1の実施の形態における受信回路において、別の低域通過フィルタの構成を示す図である。

[図 9]本発明の第 2の実施の形態における受信回路において、低域通過フィルタの構成を示す図である。

[図 10]本発明の第 3の実施の形態における受信回路において、低域通過フィルタの構成を示す図である。

[図 11]本発明の第 4の実施の形態における受信回路において、低域通過フィルタの構成を示す図である。

[図 12]本発明の第 5の実施の形態における受信回路の構成を示す図である。

[図 13]本発明の第 6の実施の形態における受信回路の構成を示す図である。

[図 14]本発明の第 7の実施の形態における受信回路の構成を示す図である。

[図 15]本発明の第 8の実施の形態における受信回路の構成を示す図である。

発明を実施するための最良の形態

[0019] 以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一部材には同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

[0020] (第 1の実施の形態）

まず、図 1を用いて、本発明の第 1の実施の形態における受信回路の構成および動作の一例を説明する。図：[は、第 1の実施の形態における受信回路の構成を示す [0021] 図 1において、本実施の形態における受信回路は、複数のバンド無線信号を送受信する携帯電話に用いられ、アンテナ入力端子 99、帯域通過フィルタ 100、 LNA1 01、ミキサ 102、第 1の増幅回路 103、低域通過フィルタ 104、第 2の増幅回路 105、出力端子 106、 90度移相回路 107、局部発振回路 108、フィルタ制御回路 109などから構成され、フィルタ制御回路 109にバンド選択信号 110が入力されている。

[0022] この受信回路は、 90度位相が異なる I/Qの直交信号を処理するため、ミキサ 102 、第 1の増幅回路 103、低域通過フィルタ 104、第 2の増幅回路 105、出力端子 106 がー対で構成されている。

[0023] 帯域通過フィルタ 100は、アンテナ入力端子 99からの信号より所望の帯域のみを通過させる。 LNA101は、帯域通過フィルタ 100の出力信号を低雑音で増幅する。局部発振回路 108は、帯域通過フィルタ 100の出力信号のうち、所望のチャネル帯域の中心周波数の整数倍で発振する信号を出力する。 90度移相回路 107は、局部発振回路 108の出力信号 Iと、その位相を 90度ずらした信号 Qを出力する。

[0024] ミキサ 102は、 LNA101の出力信号と 90度移相回路 107の出力信号 Iを混合する。また、ミキサ 102は、 90度移相回路 107の出力信号 Qを入力する。

[0025] 第 1の増幅回路 103は、ミキサ 102の出力信号を増幅する。低域通過フィルタ 104 は、第 1の増幅回路 103の出力信号を所望の帯域のみを通過させる。第 2の増幅回路 105は、低域通過フィルタ 104の出力信号を増幅して出力端子 106へ所望の信号として出力する。フィルタ制御回路 109は、バンド選択信号 110によって低域通過フィルタ 104を制御する。

[0026] 特に、前記低域通過フィルタ 104は、受信に不要な妨害波を除去するために、複数の異なる回路構成からなる、複数の異なる極位置を持つフィルタから構成され、受信バンド毎にこれらのフィルタの組み合わせによって所望の特性の低域通過フィルタを構成する。この低域通過フィルタ 104のフィルタ構成は、バンド選択信号 110によつて、最適な構成へ切り替えることで、所望の信号のみを通過させるフィルタ処理が可能になると同時に、使われていないフィルタ部分のパワーを落とし、消費電力を抑えることができる。 [0027] この受信回路の動作は、まず、アンテナ入力端子 99から入力された受信信号を、所望のバンドの信号のみを通過させる帯域通過フィルタ 100へ入力する。さらに、帯域通過フィルタ 100からそれぞれのバンドに対応する LNA101に入力する。そして、 LNA101によって低雑音増幅された信号を、ミキサ 102で局部発振器 107の信号が 90度移相回路 107によって 90度移相された信号と掛け合わせせて、ベースバンド周波数に直接変換する。さらに、変換後の受信信号を第 1の増幅回路 103に入力した後に、低域通過フィルタ 104を通すことで不要帯域を除去する。その後、第 2の増幅器 105で信号を増幅した後に出力端子 106から出力する。

[0028] 次に、図 2を用いて、前記低域通過フィルタの構成および動作の一例を説明する。

図 2は、低域通過フィルタの構成を示す。ここでは、 UMTSのバンド I、 ΠΙが受信可能な携帯電話の低域通過フィルタの具体的な構成例を示す。

[0029] 図 2において、低域通過フィルタ 104は、第 1のフイノレタ 115、第 1のスィッチ 116、第 2のフィルタ 117、第 2のスィッチ 118などから構成され、 I/Q信号に対応して一対で構成されている。

[0030] 第 1のフイノレタ 115と第 2のフィルタ 117は、それぞれ異なる極位置を持つフィルタである。第 1のフィルタ 115は、 1. 92MHzの受信帯域間はほぼ平坦な特性を持つフィルタである。第 2のフィルタ 117は、 2. 8MHz、 3. 6MHz、 6MHzのナローバンドブロッキングの抑圧を第 1のフィルタ 115との組み合わせにより可能なフィルタである

[0031] フィルタ制御回路 109は、バンド選択信号 110によって、第 2のフィルタ 117の前後に備えられた第 1のスィッチ 116と第 2のスィッチ 118を制御するとともに、第 1のフィノレタ 117および第 2のフィルタ 118のパワーオン、パワーオフを行う。

[0032] バンド Iを受信する場合は、ナローバンドブロッキングは規定されていないので、受信信号は第 2のフィルタ 117を通過させずに所望の信号のみを取り出すことが可能である。すなわち、フィルタ制御回路 109により第 1のスィッチ 116と第 2のスィッチ 11 8を、第 1のフィルタ 117の出力信号が後段に接続されている第 2の増幅回路 105に入力されるように切り替える。また、第 2のフィルタ 117のパワーをオフすることで、第 2 のフィルタ 117が消費する電力分を抑えることが可能となる。また、第 1のフイノレタ 115 の通過帯域の周波数特性は平坦であるので、受信感度への影響が小さぐ受信品質の向上にも繋がる。

[0033] 一方、バンド IIIを受信する場合は、ナローバンドブロッキングが規定されているので、第 1のフィルタ 115の出力信号を第 2のフィルタ 117に入力することで、妨害波を除去し、所望の信号のみを取り出すことが可能である。すなわち、フィルタ制御回路 10 9により、第 1のスィッチ 116を第 2のフィルタ 117へ第 1のフィルタ 115の出力信号が入力されるように切り替え、第 2のスィッチ 118を第 2のフィルタ 117の出力信号が後段に接続されている第 2の増幅回路 105に入力されるように切り替える。このように、妨害波を除去するために、第 1のフィルタ 115と第 2のフィルタ 117を組み合わせる構成とすることで、バンド I用に利用される第 1のフィルタ 115をバンド III用にも併用して用いることができるので、バンド III受信用に新たに構成するフィルタ規模を縮小することが可能となり、受信回路の面積を抑えることができる。

[0034] 次に、図 3—図 5を用いて、前記第 1のフィルタ、第 2のフィルタ、第 1のフィルタと第

2のフィルタを組み合わせた時の周波数特性の一例を説明する。それぞれ、図 3は第 1のフイノレタ、図 4は第 2のフィルタ、図 5は第 1のフィルタと第 2のフィルタを組み合わせた時の周波数特性を示す。また、図 6は第 1のフィルタ、図 7は第 2のフィルタの具体的な回路構成を示す。

[0035] 第 1のフィルタ 115は、周波数に対する利得の変化を示す周波数特性は図 3のようになる。第 2のフィルタ 117の周波数特性は図 4のようになる。図 4において、ノッチ周波数 120はフィルタによる減衰量が最も急峻に変化している周波数であり、ノッチ帯域 121はノッチフィルタの阻止帯域の減衰量から 3dB低い減衰量の低域側周波数と高域側周波数の間の帯域である。

[0036] この第 1のフィルタ 115および第 2のフィルタ 117の具体的な回路について、第 1のフィルタ 115は、受信帯域内の周波数特性が平坦なバタワースフィルタを用いることができる。また、感度劣化が問題にならない受信帯域内リプノレを持ったチェビシェフフィルタでも良レ、。バタワースフィルタの基本形としては、図 6に示した回路が考えられる。この回路構成を用いれば、ェミッタフォロワ 200 201を利用しているので、ォぺアンプを用いる方式に比べて低消費電力化が容易であり、ノイズを少なくすることができる。

[0037] 第 2のフィルタ 117は、妨害波信号を除去する為に、妨害波周波数近傍で急峻な減衰量を得られる特性を持つノッチフィルタを用いることができる。ノッチフィノレタは、例えば逆チェビシェフフィルタや楕円関数フィルタで実現可能であり、受信帯域内の周波数特性が問題になる場合は前者のフィルタを用い、より受信帯域に近い周波数で妨害波の減衰量を得るには後者のフィルタを用いることが考えられる。ノッチフィノレタの具体的な回路としては、図 7に示した回路が考えられる。オペアンプ 202 203 の受動素子を全て MOSFETで構成することによって、低面積化が可能となる。このノッチフィルタは、選択された複数のフィルタのうち、初段のフィルタより後で、かつ最終段のフィルタより前に設けられる。

[0038] 前記第 2のフィルタ 117の設計において、図 4中のノッチ帯域 121をナローバンドブロッキングで受信帯域に最も近い 2. 8MHzオフセット周波数が含まれるように設定することにより、第 1のフィルタ 115と組み合わせた時の特性が図 5のようになる。第 1のフィルタ 115のみの特性と比べて、 2. 8MHzの減衰量を特に大きく設けることが可能である。従って、 2. 8MHzのオフセットのナローバンドブロッキングの抑圧には特に有効である。

[0039] また、バンド IIIにおける受信感度の仕様は、バンド Iの仕様に比べて 3dB高いので、第 1のフィルタ 115と第 2のフィルタ 117を組み合わせた低域通過フィルタのカットォフ周波数が受信帯域の 1. 92MHzより低くなり、受信感度の劣化が起こったとしても問題とならない。また、第 2のフィルタ 117のノッチ周波数は妨害波周波数に設定しなくても、妨害波周波数がノッチ帯域 121に含まれるように設定すれば、第 1のフィルタ 115と第 2のフィルタ 117を組み合わせた低域通過フィルタによって、ナローバンドブロッキングの抑圧は可能である。

[0040] よって、本実施の形態では、 UMTSのバンド I、 IIIの受信回路について示したが、バンド I一 VIのどのバンドを受信する場合においても本構成を用いることが出来る。この場合、バンド I、 VIは前記第 1のフィルタ 115を用いて受信し、バンド II一 Vは第 2のフィルタ 117を用いて受信する構成とすればょレヽ。

[0041] また、バンド ΠΙの 2. 8MHzのオフセット周波数に限らず、除去したい信号が特定の周波数帯に集中しているような場合は、その周波数帯にノッチ帯域を設けたノッチフィルタと、非ノッチフィルタとを組み合わせた構成とすることにより、妨害信号が存在するバンドを受信する場合と、存在しない場合のフィルタ構成をスイッチングすることにより、消費電力を抑えることが可能となる。また、妨害波が複数の周波数帯に集中しているような場合は、集中している周波数帯の数だけノッチ周波数を持つフィルタを組み込み、このフィルタを切り替えることにより、低消費電力で面積が小さい低域通過フィルタで妨害波の抑圧が可能となる。

[0042] なお、図 8は、第 1の実施の形態において、第 1のフィルタを展開した場合の別の具体的な構成例である。

[0043] 図 8において、フィノレタ 115 (a)、フイノレタ 115 (b)、フィルタ 115 (c)で第 1のフィルタを構成するものであり、フィルタ 115 (a)、フィルタ 115 (b)、フィルタ 115 (c)および第 2のフイノレタ 117は、それぞれ異なる極位置を持つフィルタとする。フィルタ 115 (a)、フィルタ 115 (b)、フイノレタ 115 (c)は 1. 92MHz受信帯域間はほぼ平坦な特性を持つフィルタであり、第 2のフィルタは 2· 8MHz、 3. 6MHz、 6MHzのナローバンドブロッキングの抑圧をフィルタ 115 (a)、フィルタ 115 (b)、フィルタ 115 (c)との組み合わせにより可能なフィルタとする。また、第 2のフィルタはフィルタ 115 (b)とフィルタ 115 (c)の間に入れ、その前後にスィッチを設ける。この構成により、バンドバンド III受信時では第 2のフィルタで発生するノイズの影響を少なくすることが可能となる。第 2のフィルタが図 7に示すような MOSFETのオペアンプで構成される場合は、 MOSFET のフリツ力雑音が問題となるが、前記のようなフィルタ 115 (b)とフィルタ 115 (c)の間に入れる構成においては、より効果的である。

[0044] また、第 2のフィルタはフィルタ 115 (c)の後段に接続しても良ぐこの場合は第 2のフィルタを構成しているオペアンプについて、入出力可能な電圧範囲がより大きなォぺアンプを用いれば良い。

[0045] 制御回路 109はバンド選択信号 110によって、前記第 2のフィルタの前後に備えられた第 1のスィッチ 116と第 2のスィッチ 118を制御するとともに、前記第 1及び第 2のフィルタのパワーオン、パワーオフを行うものとする。

[0046] (第 2の実施の形態）図 9を用いて、本発明の第 2の実施の形態における受信回路において、低域通過フィルタの構成および動作の一例を説明する。図 9は、低域通過フィルタの構成を示す。

[0047] 本実施の形態の受信回路は、前記第 1の実施の形態の図 1と同様であるので、ここでの詳細な説明は省略する。ここでは、 UMTSのバンド I、 ΠΙが受信可能な受信回路の低域通過フィルタの具体的な構成例を示す。

[0048] 図 9において、本実施の形態における低域通過フィルタ 104は、第 1のスィッチ 125 、第 1のフイノレタ 126、第 2のフイノレタ 127、第 2のスィッチ 128など力、ら構成され、前記第 1の実施の形態と異なる点は、第 1のフィルタ 126と第 2のフィルタ 127を並列に接続したことである。

[0049] 第 1のフイノレタ 126は、バンド Iの受信時に用いるフィルタ、第 2のフィルタ 127はバンド ΙΠの受信時に用いるフィルタである。第 1のフイノレタ 126は、 1. 92MHzの受信帯域間はほぼ平坦な特性を持つフィルタである。第 2のフイノレタ 127は、 2· 8MHz、 3. 6 MHz、 6MHzのナローバンドブロッキングの抑圧が可能なフィルタである。

[0050] フィルタ制御回路 109は、バンド選択信号 110によって、第 1のフィルタ 126および第 2のフィルタ 127の前後に備えられた第 1のスィッチ 125と第 2のスィッチ 128を制御するとともに、第 1のフィルタ 126および第 2のフィルタ 127のパワーオン、パワーォフを行う。

[0051] バンド Iを受信する場合について説明する。まず、バンド Iを受信するようにバンド選択信号 110がフィルタ制御回路 109に入力される。フィルタ制御回路 109は、受け取つた情報から第 1のスィッチ 125および第 2のスィッチ 128を切り替える。第 1のフィノレタ 126がバンド I用であり、第 2のフィルタ 127がバンド ΠΙ用のフィルタであるので、フィルタ制御回路 109は第 1のスィッチ 125および第 2のスィッチ 128を第 1のフィルタ 12 6側に接続する。それと同時に、第 1のフィルタ 126をパワーオンし、第 2のフィルタ 12 7をパワーオフする。これにより、前段の第 1の増幅回路 103から入力された受信信号は第 1のフィルタ 126を通ることにより、バンド I信号の所望の帯域のみを通過させることが可能である。

[0052] 一方、バンド IIIを受信する場合は、バンド ΠΙを受信するようにバンド選択信号 110がフィルタ制御回路 109に入力される。フィルタ制御回路 109は、受け取った情報から第 1のスィッチ 125および第 2のスィッチ 128を切り替える。第 1のフィルタ 126がバンド I用であり、第 2フィルタ 127がバンド III用のフィルタであるので、フィルタ制御回路 1 09は第 1のスィッチ 125および第 2のスィッチ 128を第 2のフィルタ 127側に接続する。それと同時に、第 2のフィルタ 127をパワーオンし、第 1のフィルタ 126をパワーオフする。これにより、前段の第 1の増幅回路 103から入力された受信信号は第 2のフィルタ 127を通ることにより、バンド III信号の所望の帯域のみ通過させることが可能である。

[0053] よって、本実施の形態によれば、バンド Iの受信時にはバンド I用の第 1のフィルタ 12 6を選択し、バンド ΠΙの受信時にはバンド ΠΙ用の第 2のフィルタ 127を選択し、所望の帯域のみを受信することが可能なる。この際、それぞれのバンド受信用のフィルタの設計は、他のバンドの仕様を考慮する必要がないので、その仕様を満足するために最低限必要な電流値でフィルタを設計することが可能となる。

[0054] また、本実施の形態では、バンド I、 IIIについて説明したが、対応するバンドの数だけ切り替え可能なフィルタを組み込み、フィルタを切り替えることによって低消費電力で妨害波を抑圧できる受信回路が設計可能である。

[0055] (第 3の実施の形態）

図 10を用いて、本発明の第 3の実施の形態における受信回路において、低域通過フィルタの構成および動作の一例を説明する。図 10は、低域通過フィルタの構成を示す。

[0056] 本実施の形態の受信回路は、前記第 1の実施の形態の図 1と同様であるので、ここでの詳細な説明は省略する。

[0057] 前記第 1、第 2の実施の形態の構成の受信回路において、 UMTSのバンド I、 Π、 III を受信する場合、バンド IIを受信する場合は妨害波信号のオフセット周波数が 2. 7M Hzであり、バンド IIIを受信する場合は妨害波信号のオフセット周波数が 2. 8MHzと異なるため、バンド IIとバンド IIIを受信する低域通過フィルタ 104を構成する第 2のフィルタのノッチ周波数を妨害波信号の周波数に切り替えることが可能な構成によって、より受信感度が高いフィルタが設計できる。 [0058] 以下、図 10を用いて、本実施の形態の低域通過フィルタ 104の構成および動作の一例を説明する。本実施の形態における低域通過フィルタ 104は、前記第 1の実施の形態の図 2に対して、カットオフ周波数の調整を行う機能を付加した例である。

[0059] 図 10において、フィルタ制御回路 109から出力されるノッチ周波数調整信号 140 は、第 1のフィルタ 115のカットオフ周波数および第 2のフィルタ 117のノッチ周波数を調整するための制御信号である。

[0060] バンド IIの受信時には、ナローバンドブロッキングにおいて受信帯域に最も近い妨害波のオフセット周波数が 2. 7MHzのため、ノッチ帯域に 2. 7MHzが含まれることが望ましい。バンド IIの受信時には、バンド選択信号 110によりバンド II受信用の信号力 Sフィルタ制御回路 109に入力される。フィルタ制御回路 109は、ノッチ周波数調整信号 140により第 1のフィルタ 115のカットオフ周波数を調整し第 2のフィルタ 117のノツチ帯域に 2. 7MHzが含まれるように設定する。また、前記第 1の実施の形態に示したバンド IIIの受信時と同様に、受信信号が第 2のフィルタ 117に入力され、後段の第 2の増幅回路 105へ出力されるように、第 1および第 2のスィッチ 116, 118をフィルタ制御回路 109によって切り替える。

[0061] バンド IIIの受信時には、ナローバンドブロッキングにおレ、て受信帯域に最も近レヽ妨害波のオフセット周波数が 2. 8MHzのため、ノッチ帯域に 2. 8MHzが含まれることが望ましい。バンド IIIの受信時には、バンド選択信号 110によりバンド III受信用の信号がフィルタ制御回路 109に入力される。フィルタ制御回路 109は、ノッチ周波数調整信号 140により第 1のフィルタ 115のカットオフ周波数を調整し第 2のフィルタ 117 のノッチ帯域に 2. 8MHzが含まれるように設定する。また、前記第 1の実施の形態に示したバンド IIIの受信時と同様に、受信信号が第 2のフィルタ 117に入力され、後段の第 2の増幅回路 105へ出力されるように、第 1および第 2のスィッチ 116, 118をフィルタ制御回路 109によって切り替える。

[0062] よって、本実施の形態によれば、以上の構成のフィルタにより、バンド IIと IIIの受信時にそれぞれの仕様のオフセット周波数にノッチ周波数が切り替えられたフィルタを用いることが可能となるので、新たにノッチフィルタを構成する必要が無ぐ面積を抑えた設計が可能となる。 [0063] (第 4の実施の形態）

図 11を用いて、本発明の第 4の実施の形態における受信回路において、低域通過フィルタの構成および動作の一例を説明する。図 11は、低域通過フィルタの構成を示す。

[0064] 本実施の形態の受信回路は、前記第 1の実施の形態の図 1と同様であるので、ここでの詳細な説明は省略する。

[0065] 図 11において、本実施の形態における低域通過フィルタ 104は、前記第 2の実施の形態の図 6に対して、カットオフ周波数の調整を行う機能を付加した例である。

[0066] 図 11において、フィルタ制御回路 109から出力されるノッチ周波数調整信号 141 は、第 1のフィルタ 127のノッチ周波数を調整するための制御信号である。

[0067] 前記第 3の実施の形態と同様に、バンド IIの受信時には、ナローバンドブロッキングにおいて受信帯域に最も近い妨害波のオフセット周波数が 2. 7MHzのため、ノッチ帯域に 2. 7MHzが含まれることが望ましい。バンド IIの受信時には、バンド選択信号 110によりバンド II受信用の信号がフィルタ制御回路 109に入力される。フィルタ制御回路 109は、ノッチ周波数調整信号 141により第 2のフィルタ 127のノッチ帯域に 2. 7MHzが含まれるように設定する。また、前記第 2の実施の形態に示したバンド IIIの受信時と同様に、受信信号が第 2のフィルタ 127に入力され、後段の第 2の増幅回路 105へ出力されるように、第 1および第 2のスィッチ 125, 128をフィルタ制御回路 10 9によって切り替える。

[0068] バンド IIIの受信時には、ナローバンドブロッキングにおレ、て受信帯域に最も近レヽ妨害波のオフセット周波数が 2. 8MHzのため、ノッチ帯域に 2. 8MHzが含まれることが望ましい。バンド ΙΠの受信時には、バンド選択信号 110によりバンド III受信用の信号がフィルタ制御回路 109に入力される。フィルタ制御回路 109は、ノッチ周波数調整信号 140により第 2のフィルタ 127のノッチ帯域に 2. 8MHzが含まれるように設定する。また、前記第 2の実施の形態に示したバンド ΠΙの受信時と同様に、受信信号が第 2のフィルタ 127に入力され、後段の第 2の増幅回路 105へ出力されるように、第 1 および第 2のスィッチ 125， 128をフィルタ制御回路 109によって切り替える。

[0069] よって、本実施の形態によれば、以上の構成のフィルタにより、前記第 2の実施の形態に示したフィルタ構成においても、バンド IIと mの受信時にそれぞれの仕様のオフセット周波数がノッチ帯域に含まれるようにフィルタを調整することが可能となるので、新たにノッチフィルタを構成する必要が無ぐ面積を抑えた設計が可能となる。

[0070] また、本実施の形態では、バンド I、 II、 ΠΙ対応の受信回路について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなぐ異なるバンドにおいて、妨害波のオフセット周波数が異なる場合には、同じフィルタ特性のカットオフ周波数を変更することにより、冗長なフィルタの作り込みによる面積増大を避けることができるので、面積が小さレ、受信回路を提供することが可能となる。

[0071] (第 5の実施の形態）

図 12を用いて、本発明の第 5の実施の形態における受信回路の構成および動作の一例を説明する。図 12は、受信回路の構成を示す。

[0072] 図 12において、本実施の形態における受信回路は、前記第 1の実施の形態の図 1 の構成に対して、妨害波を検出する妨害波検出器 130を付加したものであり、他は図 1と同様であるので、ここでの詳細な説明は省略する。また、低域通過フィルタの構成は、前記第 1一第 4の実施の形態のいずれの構成（図 2,図 8,図 9,図 10,図 11) においても適用可能である。

[0073] 妨害波検出器 130とは、第 1の増幅回路 103と低域通過フィルタ 104の段間の信号を妨害波検出器 130に入力することにより、ナローバンドブロッキングのオフセット妨害波のレベルを規定値以上であるか否かを判断し、規定値以上であった場合はナローバンドブロッキングの抑圧が必要と判断し、フィルタ制御回路 109へフィルタ選択信号 131を送信し、このフィルタ選択信号 131によって、フィルタの構成を切り替える構成とすることで、妨害波の有無によってフィルタを切り替え、所望の信号のみを通過させることが可能となる。

[0074] 本構成によって、妨害波が規定されているバンドの信号を受信する場合においても、妨害波の有無によってフィルタの構成を切り替え、妨害波が検出されないときは、妨害波除去用の低域通過フィルタのパワーをオフすることで、低消費電力化が可能となる。

[0075] 以下、図 12を用いて、 UMTSのバンド I、 IIIが受信可能な携帯電話の受信回路における一例を説明する。

[0076] 受信信号に 2. 8MHzの妨害波が含まれていた場合は、妨害波検出器 130によつて、フィルタ選択信号 131がフィルタ制御回路 109へ入力される。この場合、フィルタ選択信号 131は前記実施の形態でレ、うバンド IIIの選択信号に該当する。フィルタ制御回路 109は、フィルタ選択信号 131によって、低域通過フィルタ 104を制御し、低域通過フィルタ 104中のスィッチがバンド III受信用に切り替えられる。妨害波が検出される間は、フィルタ選択信号 131からはバンド ΠΙの選択信号が出力されるので、フィルタの構成はバンド III用で維持され、受信信号は 2. 8MHzの妨害波を除去して、第 2の増幅回路 105へ出力される。

[0077] 一方、受信信号に 2. 8MHzの妨害波が検出されない場合は、規定値未満の妨害波が妨害波検出器 130に入力されているので、前記実施の形態でいうバンド Iの選択信号に該当するフィルタ選択信号 131力 Sフィルタ制御回路 109へ入力される。フィノレタ制御回路 109は、フィルタ選択信号 131によって、低域通過フィルタ 104を制御し、低域通過フィルタ 104中のスィッチがバンド I受信用に切り替えられる。妨害波が検出されない間は、フィルタ選択信号 131からはバンド Iの選択信号が出力されるので、フィルタの構成はバンド I用で維持され、バンド III用のフィルタはパワーオフし、低消費電力で受信信号を第 2の増幅回路 105へ出力することが可能となる。

[0078] よって、本実施の形態の構成によれば、バンド IIIの受信周波数で受信してレ、る場合でも、妨害波の検出結果によって受信フィルタを選択するので、常時、バンド III用のフィルタを使用する必要が無ぐ妨害波が検出されない場合は、低消費電力で信号を受信することが可能となる。

[0079] (第 6の実施の形態）

図 13を用いて、本発明の第 6の実施の形態における受信回路の構成および動作の一例を説明する。図 13は、受信回路の構成を示し、前記図 1と同一ブロックには同一番号をつけている。

[0080] 図 13において、 99はアンテナ入力端子、 100は帯域通過フィルタ、 101は LNA、

102はミキサ、 103は第 1の増幅回路、 303はハイパスフィルタ（HPF)、 104は低域通過フィルタ、 105は第 2の増幅回路、 304は AD変換器、 305はデジタル信号処理回路構成のイコライザブロック、 306は復調器、 106は出力端子、 107は 90度移相回路、 108は局部発振回路、 109はフィルタ制御回路、 110はバンド選択信号である。なお、直交信号のため、 90度位相が異なるもう一つの信号を処理するためのミキサ、第 1の増幅回路、低域通過フィルタ、第 2の増幅回路、出力端子が一対で構成される

[0081] 本実施の形態の高周波信号用の受信回路は、制御信号 308をイコライザブロック 3 05に印カロし、 HSDPA受信時にはイコライザブロック 305内のイコライザを選択して A D変換器 304から出力される信号の周波数特性を補償する。通常の通話時は、制御信号 308によりイコライザブロック 305内のイコライザは選択しない。

[0082] よって、本実施の形態の構成によれば、通常の通話時は、イコライザブロック 305内のイコライザを OFFして使用しないため、低消費電力化が図れる。一方、 HSDPA受信時には、イコライザブロック 305内のイコライザを使用して周波数特性の補償を行うため、良好な受信特性が得られる。また、 HPF303の CRフィルタのカットオフ周波数を 10kHz以上とすることが可能なため、 ICチップ面積の低減、受信装置の小型化に効果がある。

[0083] (第 7の実施の形態）

図 14を用いて、本発明の第 7の実施の形態における受信回路の構成および動作の一例を説明する。図 14は、受信回路の構成を示す。

[0084] 図 14において、前記図 13と同一ブロックには同一番号をつけ、説明を省略する。

図 14は、イコライザブロックとしてアナログ信号処理構成のイコライザブロック 307を用いる。

[0085] 本実施の形態の高周波信号用の受信回路は、制御信号 308をイコライザブロック 3 07に印カロし、 HSDPA受信時にはイコライザブロック 307内のイコライザを選択して A D変換器 304から出力される信号の周波数特性を補償する。通常の通話時は、制御信号 308によりイコライザブロック 307内のイコライザは選択しない。

[0086] よって、本実施の形態の構成によれば、通常の通話時は、イコライザブロック 307内のイコライザを OFFして使用しないため、低消費電力化が図れる。一方、 HSDPA受信時には、イコライザブロック 307内のイコライザを使用して周波数特性の補償を行うため、良好な受信特性が得られる。また、 HPF303の CRフィルタのカットオフ周波数を 10kHz以上とすることが可能なため、 ICチップ面積の低減、受信装置の小型化に効果がある。

[0087] (第 8の実施の形態）

図 15を用いて、本発明の第 8の実施の形態における受信回路の構成および動作の一例を説明する。図 15は、受信回路の構成を示す。

[0088] 図 15において、前記図 13と同一ブロックには同一番号をつけ、説明を省略する。

図 15は、イコライザブロックとしてデジタル信号処理構成のイコライザブロック 305とァナログ信号処理構成のイコライザブロック 307を用いる。

[0089] 本実施の形態の高周波信号用の受信回路は、制御信号 308をイコライザブロック 3

05, 307に印カロし、 HSDPA受信時にはイコライザブロック 305, 307内のイコライザを選択して AD変換器 304から出力される信号の周波数特性を補償する。通常の通話時は、制御信号 308によりイコライザブロック 305, 307内のイコライザは選択しなレ、。

[0090] よって、本実施の形態の構成によれば、通常の通話時は、イコライザブロック 305, 307内のイコライザを OFFして使用しないため、低消費電力化が図れる。一方、 HS DPA受信時には、イコライザブロック 305, 307内のイコライザを使用して周波数特性の補償を行うため、良好な受信特性が得られる。また、 HPF303の CRフィルタのカットオフ周波数を 10kHz以上とすることが可能なため、 ICチップ面積の低減、受信装置の小型化に効果がある。

[0091] 以上、本発明者によってなされた発明を発明の実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなぐその要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。

産業上の利用可能性

[0092] 本発明は、携帯電話に関し、特に複数のバンド無線信号を受信する受信回路に適用して有効である。さらに、複数の無線周波数帯域で送受信可能な通信回路で、送信帯域近傍のスプリアス除去が必要な場合、本発明のフィルタを送信回路に入れて不要波を抑圧する用途にも適用できる。

Claims

請求の範囲

[1] 複数のバンド信号を送受信する携帯電話に用いられる受信回路であって、

受信に不要な妨害波を除去する低域通過フィルタを備え、前記低域通過フィルタは複数の異なる回路構成からなる、複数の異なる極位置を持つフィルタから構成され

、受信バンド毎に前記複数のフィルタを組み合わせて妨害波を除去することを特徴とする受信回路。

[2] 請求項 1記載の受信回路において、

前記選択されたフィルタの電源をオンし、それ以外のフィルタの電源をオフする機能を有することを特徴とする受信回路。

[3] 請求項 2記載の受信回路において、

UMTSのバンド I一 VIの少なくとも 2つ以上のバンドを受信するものであり、互いに異なる極位置を持つ第 1および第 2のフィルタを備え、バンド Iと VIの受信時は前記第 1のフィルタを選択し、バンド II一 Vの受信時は前記第 1のフィルタおよび第 2のフィルタを選択して、妨害波を抑圧することを特徴とする受信回路。

[4] 請求項 1記載の受信回路において、

[5] 請求項 4記載の受信回路において、

バンド Iと VIを受信する前記第 1のフィルタは、ェミッタフォロワを備え、バンド II一 Vの受信時は前記第 1のフィルタと共に選択される前記第 2のフィルタは、 MOSFETで構成されたオペアンプを備えていることを特徴とする受信回路。

[6] 請求項 4記載の受信回路において、

少なくとも 1つのフィルタがノッチを持つ特性であり、妨害波周波数が前記ノッチを持つフィルタのノッチ帯域に含まれるように設定されていることを特徴とする受信回路

[7] 請求項 4記載の受信回路において、妨害波を検出する妨害波検出器を備え、前記妨害波検出器の信号から妨害波の有無を判断し、フィルタの構成を切り替えることを特徴とする受信回路。

[8] 請求項 1記載の受信回路において、

[9] 請求項 8記載の受信回路において、

前記ノッチを持つフィルタは、前記選択された複数のフィルタのうち、初段のフィルタより後で、かつ最終段のフィルタより前にあることを特徴とする受信回路。

[10] 請求項 1記載の受信回路において、

UMTSのバンド I一 VIの少なくとも 2つ以上のバンドを受信するものであり、各々のバンドの受信時に所望の受信周波数帯域を通過させる第 1、第 2、 · · ·、第 n のフィルタを備え、バンド Iの受信時は第 1のフィルタを選択し、バンド IIの受信時は第 2のフィルタを選択し、 · · ·、バンド nの受信時は第 nのフィルタを選択することを特徴とする受信回路。

[11] 請求項 1記載の受信回路において、

妨害波を検出する妨害波検出器を備え、前記妨害波検出器の信号から妨害波の有無を判断し、フィルタの構成を切り替えることを特徴とする受信回路。

[12] 請求項 1記載の受信回路において、

バンド選択信号によって前記低域通過フィルタを制御するフィルタ制御回路を備えていることを特徴とする受信回路。

[13] 請求項 1記載の受信回路において、

前記低域通過フィルタのカットオフ周波数が調整できる機能を有し、前記カットオフ周波数を受信バンド毎に設定することを特徴とする受信回路。