JPWO2006090436A1

JPWO2006090436A1 - 受信回路

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Publication number: JPWO2006090436A1
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Inventors: 勇作勝部; 山本　昭夫; 昭夫山本
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Abstract

小型で低消費電力を実現可能な携帯電話に用いられる受信回路である。複数のバンド無線信号を送受信する携帯電話に用いられ、受信に不要な妨害波を除去する低域通過フィルタを備えた受信回路において、低域通過フィルタ（１０４）は複数の異なる回路構成からなる、複数の異なる極位置を持つフィルタから構成され、受信バンド毎に複数のフィルタを組み合わせることによって、妨害波除去を目的としたフィルタと感度劣化が少ないフィルタ構成とを切り替え、フィルタ構成のうち、必要としないフィルタ部分はパワーオフすることで消費電力の削減を行う。また、異なる複数のフィルタは、その特性を補間し合うフィルタとすれば、冗長なフィルタ構成を避けることができるので、面積も必要最小限に抑えることが可能となるので、コストが削減できる。

Description

本発明は、携帯電話に関し、特に複数のバンド無線信号を受信する受信回路に適用して有効な技術に関するものである。

近年、通信のマルチメディア化が進み、第２世代方式に比べて優れた伝送特性を持つ第３世代方式の携帯電話の市場が立ち上がっている最中であり、携帯電話の開発においては、さらなる低コスト化、小型化、低消費電力化が強く望まれている。第３世代の携帯電話の一方式であるＷＣＤＭＡ（ＷｉｄｅｂａｎｄＣＤＭＡ）方式が３ＧＰＰによって仕様化されている。

非特許文献１では、ＵＭＴＳ（ＵｎｉｖｅｒｓａｌＭｏｂｉｌｅＴｅｌｅｃｏｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓＳｙｓｔｅｍ）周波数帯としてバンドI〜IIまで割り当てている。非特許文献２では、新たにバンドIIIが加えられており、バンドII、IIIはＧＳＭ帯を用いるため、ＧＳＭ妨害波を規定したナローバンドブロッキング仕様が新たに追加されている。現在、最新の仕様である非特許文献３では、バンドI〜VIが規定されており、そのうちバンドII〜Vまでがナローブロッキングを規定した仕様となっている。

現状、ＷＣＤＭＡ対応の携帯電話は、バンドI対応でナローバンドブロッキングを考慮していないものが一般的である。その受信方式として、無線周波数帯からベースバンド周波数帯に受信信号を直接変換するダイレクトコンバージョン方式が主流である。一般的に、ベースバンド周波数帯の信号は、低域通過フィルタによって妨害波を除去し、所望の帯域の信号成分のみを取り出す。

従来技術として、マルチバンドの無線信号が送受信可能な受信回路のフィルタについて、所望の帯域の信号成分のみを取り出すため、複数のフィルタを切り替える手法が特許文献１に記載されている。

特許文献１は、アンテナ端から入力される高周波信号帯域を、帯域通過フィルタを切り替えて所望の信号帯域に制限する構成であるので、ナローバンドブロッキングについては考えられていない。
３ＧＰＰＴＳ２５．１０１Ｒｅｌｅａｓｅ１９９９３ＧＰＰＴＳ２５．１０１Ｒｅｌｅａｓｅ５３ＧＰＰＴＳ２５．１０１Ｒｅｌｅａｓｅ６特開２００４−３２３９０号公報

しかしながら、３ＧＰＰ規格において、バンドI、VI は受信感度が−１１７ｄＢｍであり、ベースバンド帯の希望波帯域の１．９２ＭＨｚに対して、隣接チャンネル妨害は５ＭＨｚの周波数帯幅中の３．８４ＭＨｚの帯域のＷＣＤＭＡ信号だけを規定している。

一方、バンドII〜Vは、受信感度が−１１４ｄＢｍあるいは−１１５ｄＢｍと、バンドI、VI に比べて２〜３ｄＢｍほど緩和されているが、隣接チャンネル妨害について、Ｒｅｌｅａｓｅ５から新たにバンドIIの受信信号の中心周波数から２．７ＭＨｚ、３．５ＭＨｚ、５．９ＭＨｚのオフセット周波数のナローバンドブロッキングの仕様が追加されている。また、バンドIIIについても、２．８ＭＨｚ、３．６ＭＨｚ、６．０ＭＨｚのオフセット周波数のナローバンドブロッキングを規定している。

バンドII〜Vの信号を感度の劣化なく受信するには、これらナローバンドブロッキングを十分に抑圧する必要があるが、この時の低域通過フィルタのカットオフ周波数は希望波帯域の１．９２ＭＨｚの近くに設定し、かつ妨害波除去のために特殊なフィルタ構成とする必要があり、この特殊なフィルタ構成は消費電流が増加する可能性がある。

また、バンドI、VIの受信時には、カットオフ周波数を低く設定すると５ＭＨｚ中心の隣接妨害は十分に抑圧できるが、フィルタでの感度の劣化から−１１７ｄＢｍの受信感度の達成が困難になることが考えられる。このため、フィルタのカットオフ周波数をバンドII〜Vの受信時より高く設定することが望ましい。

このように、受信するバンド毎に最適なフィルタ構成が異なっており、仮に、妨害波除去を目的としてカットオフ周波数を低くし、特殊なフィルタを用いると、バンドI、VIの受信時の感度劣化の問題と、どのバンドを受信する時も消費電流が増加する問題が生じる。

そこで、本発明の目的は、小型で低消費電力を実現可能な携帯電話に用いられる受信回路を提供することにある。

本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、以下のとおりである。

本発明は、複数のバンド無線信号を送受信する携帯電話に用いられ、受信に不要な妨害波を除去する低域通過フィルタを備えた受信回路において、低域通過フィルタは複数の異なる回路構成からなる、複数の異なる極位置を持つフィルタから構成され、受信バンド毎に複数のフィルタを組み合わせることによって、妨害波除去を目的としたフィルタと感度劣化が少ないフィルタ構成とを切り替え、フィルタ構成のうち、必要としないフィルタ部分はパワーオフすることで消費電力の削減を行う。また、異なる複数のフィルタは、その特性を補間し合うフィルタとすれば、冗長なフィルタ構成を避けることができるので、面積も必要最小限に抑えることが可能となるので、コストが削減できる。

本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以下のとおりである。

本発明によれば、受信バンドに適した低域通過フィルタの構成を組むことにより、小型で低消費電力を実現することができる携帯電話に用いられる受信回路を提供することが可能となる。

本発明の第１の実施の形態における受信回路の構成を示す図である。本発明の第１の実施の形態における受信回路において、低域通過フィルタの構成を示す図である。本発明の第１の実施の形態における受信回路において、第１のフィルタの周波数特性を示す図である。本発明の第１の実施の形態における受信回路において、第２のフィルタの周波数特性を示す図である。本発明の第１の実施の形態における受信回路において、第１のフィルタと第２のフィルタを組み合わせた時の周波数特性を示す図である。本発明の第１の実施の形態における受信回路において、第１のフィルタの具体的な回路構成を示す図である。本発明の第１の実施の形態における受信回路において、第２のフィルタの具体的な回路構成を示す図である。本発明の第１の実施の形態における受信回路において、別の低域通過フィルタの構成を示す図である。本発明の第２の実施の形態における受信回路において、低域通過フィルタの構成を示す図である。本発明の第３の実施の形態における受信回路において、低域通過フィルタの構成を示す図である。本発明の第４の実施の形態における受信回路において、低域通過フィルタの構成を示す図である。本発明の第５の実施の形態における受信回路の構成を示す図である。本発明の第６の実施の形態における受信回路の構成を示す図である。本発明の第７の実施の形態における受信回路の構成を示す図である。本発明の第８の実施の形態における受信回路の構成を示す図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一部材には同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

（第１の実施の形態）
まず、図１を用いて、本発明の第１の実施の形態における受信回路の構成および動作の一例を説明する。図１は、第１の実施の形態における受信回路の構成を示す。

図１において、本実施の形態における受信回路は、複数のバンド無線信号を送受信する携帯電話に用いられ、アンテナ入力端子９９、帯域通過フィルタ１００、ＬＮＡ１０１、ミキサ１０２、第１の増幅回路１０３、低域通過フィルタ１０４、第２の増幅回路１０５、出力端子１０６、９０度移相回路１０７、局部発振回路１０８、フィルタ制御回路１０９などから構成され、フィルタ制御回路１０９にバンド選択信号１１０が入力されている。

この受信回路は、９０度位相が異なるＩ／Ｑの直交信号を処理するため、ミキサ１０２、第１の増幅回路１０３、低域通過フィルタ１０４、第２の増幅回路１０５、出力端子１０６が一対で構成されている。

帯域通過フィルタ１００は、アンテナ入力端子９９からの信号より所望の帯域のみを通過させる。ＬＮＡ１０１は、帯域通過フィルタ１００の出力信号を低雑音で増幅する。局部発振回路１０８は、帯域通過フィルタ１００の出力信号のうち、所望のチャネル帯域の中心周波数の整数倍で発振する信号を出力する。９０度移相回路１０７は、局部発振回路１０８の出力信号Ｉと、その位相を９０度ずらした信号Ｑを出力する。

ミキサ１０２は、ＬＮＡ１０１の出力信号と９０度移相回路１０７の出力信号Ｉを混合する。また、ミキサ１０２は、９０度移相回路１０７の出力信号Ｑを入力する。

第１の増幅回路１０３は、ミキサ１０２の出力信号を増幅する。低域通過フィルタ１０４は、第１の増幅回路１０３の出力信号を所望の帯域のみを通過させる。第２の増幅回路１０５は、低域通過フィルタ１０４の出力信号を増幅して出力端子１０６へ所望の信号として出力する。フィルタ制御回路１０９は、バンド選択信号１１０によって低域通過フィルタ１０４を制御する。

特に、前記低域通過フィルタ１０４は、受信に不要な妨害波を除去するために、複数の異なる回路構成からなる、複数の異なる極位置を持つフィルタから構成され、受信バンド毎にこれらのフィルタの組み合わせによって所望の特性の低域通過フィルタを構成する。この低域通過フィルタ１０４のフィルタ構成は、バンド選択信号１１０によって、最適な構成へ切り替えることで、所望の信号のみを通過させるフィルタ処理が可能になると同時に、使われていないフィルタ部分のパワーを落とし、消費電力を抑えることができる。

この受信回路の動作は、まず、アンテナ入力端子９９から入力された受信信号を、所望のバンドの信号のみを通過させる帯域通過フィルタ１００へ入力する。さらに、帯域通過フィルタ１００からそれぞれのバンドに対応するＬＮＡ１０１に入力する。そして、ＬＮＡ１０１によって低雑音増幅された信号を、ミキサ１０２で局部発振器１０７の信号が９０度移相回路１０７によって９０度移相された信号と掛け合わせせて、ベースバンド周波数に直接変換する。さらに、変換後の受信信号を第１の増幅回路１０３に入力した後に、低域通過フィルタ１０４を通すことで不要帯域を除去する。その後、第２の増幅器１０５で信号を増幅した後に出力端子１０６から出力する。

次に、図２を用いて、前記低域通過フィルタの構成および動作の一例を説明する。図２は、低域通過フィルタの構成を示す。ここでは、ＵＭＴＳのバンドI、IIIが受信可能な携帯電話の低域通過フィルタの具体的な構成例を示す。

図２において、低域通過フィルタ１０４は、第１のフィルタ１１５、第１のスイッチ１１６、第２のフィルタ１１７、第２のスイッチ１１８などから構成され、Ｉ／Ｑ信号に対応して一対で構成されている。

第１のフィルタ１１５と第２のフィルタ１１７は、それぞれ異なる極位置を持つフィルタである。第１のフィルタ１１５は、１．９２ＭＨｚの受信帯域間はほぼ平坦な特性を持つフィルタである。第２のフィルタ１１７は、２．８ＭＨｚ、３．６ＭＨｚ、６ＭＨｚのナローバンドブロッキングの抑圧を第１のフィルタ１１５との組み合わせにより可能なフィルタである。

フィルタ制御回路１０９は、バンド選択信号１１０によって、第２のフィルタ１１７の前後に備えられた第１のスイッチ１１６と第２のスイッチ１１８を制御するとともに、第１のフィルタ１１７および第２のフィルタ１１８のパワーオン、パワーオフを行う。

バンドIを受信する場合は、ナローバンドブロッキングは規定されていないので、受信信号は第２のフィルタ１１７を通過させずに所望の信号のみを取り出すことが可能である。すなわち、フィルタ制御回路１０９により第１のスイッチ１１６と第２のスイッチ１１８を、第１のフィルタ１１７の出力信号が後段に接続されている第２の増幅回路１０５に入力されるように切り替える。また、第２のフィルタ１１７のパワーをオフすることで、第２のフィルタ１１７が消費する電力分を抑えることが可能となる。また、第１のフィルタ１１５の通過帯域の周波数特性は平坦であるので、受信感度への影響が小さく、受信品質の向上にも繋がる。

一方、バンドIIIを受信する場合は、ナローバンドブロッキングが規定されているので、第１のフィルタ１１５の出力信号を第２のフィルタ１１７に入力することで、妨害波を除去し、所望の信号のみを取り出すことが可能である。すなわち、フィルタ制御回路１０９により、第１のスイッチ１１６を第２のフィルタ１１７へ第１のフィルタ１１５の出力信号が入力されるように切り替え、第２のスイッチ１１８を第２のフィルタ１１７の出力信号が後段に接続されている第２の増幅回路１０５に入力されるように切り替える。このように、妨害波を除去するために、第１のフィルタ１１５と第２のフィルタ１１７を組み合わせる構成とすることで、バンドI用に利用される第１のフィルタ１１５をバンドIII用にも併用して用いることができるので、バンドIII受信用に新たに構成するフィルタ規模を縮小することが可能となり、受信回路の面積を抑えることができる。

次に、図３〜図５を用いて、前記第１のフィルタ、第２のフィルタ、第１のフィルタと第２のフィルタを組み合わせた時の周波数特性の一例を説明する。それぞれ、図３は第１のフィルタ、図４は第２のフィルタ、図５は第１のフィルタと第２のフィルタを組み合わせた時の周波数特性を示す。また、図６は第１のフィルタ、図７は第２のフィルタの具体的な回路構成を示す。

第１のフィルタ１１５は、周波数に対する利得の変化を示す周波数特性は図３のようになる。第２のフィルタ１１７の周波数特性は図４のようになる。図４において、ノッチ周波数１２０はフィルタによる減衰量が最も急峻に変化している周波数であり、ノッチ帯域１２１はノッチフィルタの阻止帯域の減衰量から３ｄＢ低い減衰量の低域側周波数と高域側周波数の間の帯域である。

この第１のフィルタ１１５および第２のフィルタ１１７の具体的な回路について、第１のフィルタ１１５は、受信帯域内の周波数特性が平坦なバタワースフィルタを用いることができる。また、感度劣化が問題にならない受信帯域内リプルを持ったチェビシェフフィルタでも良い。バタワースフィルタの基本形としては、図６に示した回路が考えられる。この回路構成を用いれば、エミッタフォロワ２００〜２０１を利用しているので、オペアンプを用いる方式に比べて低消費電力化が容易であり、ノイズを少なくすることができる。

第２のフィルタ１１７は、妨害波信号を除去する為に、妨害波周波数近傍で急峻な減衰量を得られる特性を持つノッチフィルタを用いることができる。ノッチフィルタは、例えば逆チェビシェフフィルタや楕円関数フィルタで実現可能であり、受信帯域内の周波数特性が問題になる場合は前者のフィルタを用い、より受信帯域に近い周波数で妨害波の減衰量を得るには後者のフィルタを用いることが考えられる。ノッチフィルタの具体的な回路としては、図７に示した回路が考えられる。オペアンプ２０２〜２０３の受動素子を全てＭＯＳＦＥＴで構成することによって、低面積化が可能となる。このノッチフィルタは、選択された複数のフィルタのうち、初段のフィルタより後で、かつ最終段のフィルタより前に設けられる。

前記第２のフィルタ１１７の設計において、図４中のノッチ帯域１２１をナローバンドブロッキングで受信帯域に最も近い２．８ＭＨｚオフセット周波数が含まれるように設定することにより、第１のフィルタ１１５と組み合わせた時の特性が図５のようになる。第１のフィルタ１１５のみの特性と比べて、２．８ＭＨｚの減衰量を特に大きく設けることが可能である。従って、２．８ＭＨｚのオフセットのナローバンドブロッキングの抑圧には特に有効である。

また、バンドIIIにおける受信感度の仕様は、バンドIの仕様に比べて３ｄＢ高いので、第１のフィルタ１１５と第２のフィルタ１１７を組み合わせた低域通過フィルタのカットオフ周波数が受信帯域の１．９２ＭＨｚより低くなり、受信感度の劣化が起こったとしても問題とならない。また、第２のフィルタ１１７のノッチ周波数は妨害波周波数に設定しなくても、妨害波周波数がノッチ帯域１２１に含まれるように設定すれば、第１のフィルタ１１５と第２のフィルタ１１７を組み合わせた低域通過フィルタによって、ナローバンドブロッキングの抑圧は可能である。

よって、本実施の形態では、ＵＭＴＳのバンドI、IIIの受信回路について示したが、バンドI〜VIのどのバンドを受信する場合においても本構成を用いることが出来る。この場合、バンドI、VIは前記第１のフィルタ１１５を用いて受信し、バンドII〜Vは第２のフィルタ１１７を用いて受信する構成とすればよい。

また、バンドIIIの２．８ＭＨｚのオフセット周波数に限らず、除去したい信号が特定の周波数帯に集中しているような場合は、その周波数帯にノッチ帯域を設けたノッチフィルタと、非ノッチフィルタとを組み合わせた構成とすることにより、妨害信号が存在するバンドを受信する場合と、存在しない場合のフィルタ構成をスイッチングすることにより、消費電力を抑えることが可能となる。また、妨害波が複数の周波数帯に集中しているような場合は、集中している周波数帯の数だけノッチ周波数を持つフィルタを組み込み、このフィルタを切り替えることにより、低消費電力で面積が小さい低域通過フィルタで妨害波の抑圧が可能となる。

なお、図８は、第１の実施の形態において、第１のフィルタを展開した場合の別の具体的な構成例である。

図８において、フィルタ１１５（ａ）、フィルタ１１５（ｂ）、フィルタ１１５（ｃ）で第１のフィルタを構成するものであり、フィルタ１１５（ａ）、フィルタ１１５（ｂ）、フィルタ１１５（ｃ）および第２のフィルタ１１７は、それぞれ異なる極位置を持つフィルタとする。フィルタ１１５（ａ）、フィルタ１１５（ｂ）、フィルタ１１５（ｃ）は１．９２ＭＨｚ受信帯域間はほぼ平坦な特性を持つフィルタであり、第２のフィルタは２．８ＭＨｚ、３．６ＭＨｚ、６ＭＨｚのナローバンドブロッキングの抑圧をフィルタ１１５（ａ）、フィルタ１１５（ｂ）、フィルタ１１５（ｃ）との組み合わせにより可能なフィルタとする。また、第２のフィルタはフィルタ１１５（ｂ）とフィルタ１１５（ｃ）の間に入れ、その前後にスイッチを設ける。この構成により、バンドバンドIII受信時では第２のフィルタで発生するノイズの影響を少なくすることが可能となる。第２のフィルタが図７に示すようなＭＯＳＦＥＴのオペアンプで構成される場合は、ＭＯＳＦＥＴのフリッカ雑音が問題となるが、前記のようなフィルタ１１５（ｂ）とフィルタ１１５（ｃ）の間に入れる構成においては、より効果的である。

また、第２のフィルタはフィルタ１１５（ｃ）の後段に接続しても良く、この場合は第２のフィルタを構成しているオペアンプについて、入出力可能な電圧範囲がより大きなオペアンプを用いれば良い。

制御回路１０９はバンド選択信号１１０によって、前記第２のフィルタの前後に備えられた第１のスイッチ１１６と第２のスイッチ１１８を制御するとともに、前記第１及び第２のフィルタのパワーオン、パワーオフを行うものとする。

（第２の実施の形態）
図９を用いて、本発明の第２の実施の形態における受信回路において、低域通過フィルタの構成および動作の一例を説明する。図９は、低域通過フィルタの構成を示す。

本実施の形態の受信回路は、前記第１の実施の形態の図１と同様であるので、ここでの詳細な説明は省略する。ここでは、ＵＭＴＳのバンドI、IIIが受信可能な受信回路の低域通過フィルタの具体的な構成例を示す。

図９において、本実施の形態における低域通過フィルタ１０４は、第１のスイッチ１２５、第１のフィルタ１２６、第２のフィルタ１２７、第２のスイッチ１２８などから構成され、前記第１の実施の形態と異なる点は、第１のフィルタ１２６と第２のフィルタ１２７を並列に接続したことである。

第１のフィルタ１２６は、バンドIの受信時に用いるフィルタ、第２のフィルタ１２７はバンドIIIの受信時に用いるフィルタである。第１のフィルタ１２６は、１．９２ＭＨｚの受信帯域間はほぼ平坦な特性を持つフィルタである。第２のフィルタ１２７は、２．８ＭＨｚ、３．６ＭＨｚ、６ＭＨｚのナローバンドブロッキングの抑圧が可能なフィルタである。

フィルタ制御回路１０９は、バンド選択信号１１０によって、第１のフィルタ１２６および第２のフィルタ１２７の前後に備えられた第１のスイッチ１２５と第２のスイッチ１２８を制御するとともに、第１のフィルタ１２６および第２のフィルタ１２７のパワーオン、パワーオフを行う。

バンドIを受信する場合について説明する。まず、バンドIを受信するようにバンド選択信号１１０がフィルタ制御回路１０９に入力される。フィルタ制御回路１０９は、受け取った情報から第１のスイッチ１２５および第２のスイッチ１２８を切り替える。第１のフィルタ１２６がバンドI用であり、第２のフィルタ１２７がバンドIII用のフィルタであるので、フィルタ制御回路１０９は第１のスイッチ１２５および第２のスイッチ１２８を第１のフィルタ１２６側に接続する。それと同時に、第１のフィルタ１２６をパワーオンし、第２のフィルタ１２７をパワーオフする。これにより、前段の第１の増幅回路１０３から入力された受信信号は第１のフィルタ１２６を通ることにより、バンドI信号の所望の帯域のみを通過させることが可能である。

一方、バンドIIIを受信する場合は、バンドIIIを受信するようにバンド選択信号１１０がフィルタ制御回路１０９に入力される。フィルタ制御回路１０９は、受け取った情報から第１のスイッチ１２５および第２のスイッチ１２８を切り替える。第１のフィルタ１２６がバンドI用であり、第２フィルタ１２７がバンドIII用のフィルタであるので、フィルタ制御回路１０９は第１のスイッチ１２５および第２のスイッチ１２８を第２のフィルタ１２７側に接続する。それと同時に、第２のフィルタ１２７をパワーオンし、第１のフィルタ１２６をパワーオフする。これにより、前段の第１の増幅回路１０３から入力された受信信号は第２のフィルタ１２７を通ることにより、バンドIII信号の所望の帯域のみ通過させることが可能である。

よって、本実施の形態によれば、バンドIの受信時にはバンドI用の第１のフィルタ１２６を選択し、バンドIIIの受信時にはバンドIII用の第２のフィルタ１２７を選択し、所望の帯域のみを受信することが可能なる。この際、それぞれのバンド受信用のフィルタの設計は、他のバンドの仕様を考慮する必要がないので、その仕様を満足するために最低限必要な電流値でフィルタを設計することが可能となる。

また、本実施の形態では、バンドI、IIIについて説明したが、対応するバンドの数だけ切り替え可能なフィルタを組み込み、フィルタを切り替えることによって低消費電力で妨害波を抑圧できる受信回路が設計可能である。

（第３の実施の形態）
図１０を用いて、本発明の第３の実施の形態における受信回路において、低域通過フィルタの構成および動作の一例を説明する。図１０は、低域通過フィルタの構成を示す。

本実施の形態の受信回路は、前記第１の実施の形態の図１と同様であるので、ここでの詳細な説明は省略する。

前記第１、第２の実施の形態の構成の受信回路において、ＵＭＴＳのバンドI、II、IIIを受信する場合、バンドIIを受信する場合は妨害波信号のオフセット周波数が２．７ＭＨｚであり、バンドIIIを受信する場合は妨害波信号のオフセット周波数が２．８ＭＨｚと異なるため、バンドIIとバンドIIIを受信する低域通過フィルタ１０４を構成する第２のフィルタのノッチ周波数を妨害波信号の周波数に切り替えることが可能な構成によって、より受信感度が高いフィルタが設計できる。

以下、図１０を用いて、本実施の形態の低域通過フィルタ１０４の構成および動作の一例を説明する。本実施の形態における低域通過フィルタ１０４は、前記第１の実施の形態の図２に対して、カットオフ周波数の調整を行う機能を付加した例である。

図１０において、フィルタ制御回路１０９から出力されるノッチ周波数調整信号１４０は、第１のフィルタ１１５のカットオフ周波数および第２のフィルタ１１７のノッチ周波数を調整するための制御信号である。

バンドIIの受信時には、ナローバンドブロッキングにおいて受信帯域に最も近い妨害波のオフセット周波数が２．７ＭＨｚのため、ノッチ帯域に２．７ＭＨｚが含まれることが望ましい。バンドIIの受信時には、バンド選択信号１１０によりバンドII受信用の信号がフィルタ制御回路１０９に入力される。フィルタ制御回路１０９は、ノッチ周波数調整信号１４０により第１のフィルタ１１５のカットオフ周波数を調整し第２のフィルタ１１７のノッチ帯域に２．７ＭＨｚが含まれるように設定する。また、前記第１の実施の形態に示したバンドIIIの受信時と同様に、受信信号が第２のフィルタ１１７に入力され、後段の第２の増幅回路１０５へ出力されるように、第１および第２のスイッチ１１６，１１８をフィルタ制御回路１０９によって切り替える。

バンドIIIの受信時には、ナローバンドブロッキングにおいて受信帯域に最も近い妨害波のオフセット周波数が２．８ＭＨｚのため、ノッチ帯域に２．８ＭＨｚが含まれることが望ましい。バンドIIIの受信時には、バンド選択信号１１０によりバンドIII受信用の信号がフィルタ制御回路１０９に入力される。フィルタ制御回路１０９は、ノッチ周波数調整信号１４０により第１のフィルタ１１５のカットオフ周波数を調整し第２のフィルタ１１７のノッチ帯域に２．８ＭＨｚが含まれるように設定する。また、前記第１の実施の形態に示したバンドIIIの受信時と同様に、受信信号が第２のフィルタ１１７に入力され、後段の第２の増幅回路１０５へ出力されるように、第１および第２のスイッチ１１６，１１８をフィルタ制御回路１０９によって切り替える。

よって、本実施の形態によれば、以上の構成のフィルタにより、バンドIIとIIIの受信時にそれぞれの仕様のオフセット周波数にノッチ周波数が切り替えられたフィルタを用いることが可能となるので、新たにノッチフィルタを構成する必要が無く、面積を抑えた設計が可能となる。

（第４の実施の形態）
図１１を用いて、本発明の第４の実施の形態における受信回路において、低域通過フィルタの構成および動作の一例を説明する。図１１は、低域通過フィルタの構成を示す。

図１１において、本実施の形態における低域通過フィルタ１０４は、前記第２の実施の形態の図６に対して、カットオフ周波数の調整を行う機能を付加した例である。

図１１において、フィルタ制御回路１０９から出力されるノッチ周波数調整信号１４１は、第１のフィルタ１２７のノッチ周波数を調整するための制御信号である。

前記第３の実施の形態と同様に、バンドIIの受信時には、ナローバンドブロッキングにおいて受信帯域に最も近い妨害波のオフセット周波数が２．７ＭＨｚのため、ノッチ帯域に２．７ＭＨｚが含まれることが望ましい。バンドIIの受信時には、バンド選択信号１１０によりバンドII受信用の信号がフィルタ制御回路１０９に入力される。フィルタ制御回路１０９は、ノッチ周波数調整信号１４１により第２のフィルタ１２７のノッチ帯域に２．７ＭＨｚが含まれるように設定する。また、前記第２の実施の形態に示したバンドIIIの受信時と同様に、受信信号が第２のフィルタ１２７に入力され、後段の第２の増幅回路１０５へ出力されるように、第１および第２のスイッチ１２５，１２８をフィルタ制御回路１０９によって切り替える。

バンドIIIの受信時には、ナローバンドブロッキングにおいて受信帯域に最も近い妨害波のオフセット周波数が２．８ＭＨｚのため、ノッチ帯域に２．８ＭＨｚが含まれることが望ましい。バンドIIIの受信時には、バンド選択信号１１０によりバンドIII受信用の信号がフィルタ制御回路１０９に入力される。フィルタ制御回路１０９は、ノッチ周波数調整信号１４０により第２のフィルタ１２７のノッチ帯域に２．８ＭＨｚが含まれるように設定する。また、前記第２の実施の形態に示したバンドIIIの受信時と同様に、受信信号が第２のフィルタ１２７に入力され、後段の第２の増幅回路１０５へ出力されるように、第１および第２のスイッチ１２５，１２８をフィルタ制御回路１０９によって切り替える。

よって、本実施の形態によれば、以上の構成のフィルタにより、前記第２の実施の形態に示したフィルタ構成においても、バンドIIとIIIの受信時にそれぞれの仕様のオフセット周波数がノッチ帯域に含まれるようにフィルタを調整することが可能となるので、新たにノッチフィルタを構成する必要が無く、面積を抑えた設計が可能となる。

また、本実施の形態では、バンドI、II、III対応の受信回路について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、異なるバンドにおいて、妨害波のオフセット周波数が異なる場合には、同じフィルタ特性のカットオフ周波数を変更することにより、冗長なフィルタの作り込みによる面積増大を避けることができるので、面積が小さい受信回路を提供することが可能となる。

（第５の実施の形態）
図１２を用いて、本発明の第５の実施の形態における受信回路の構成および動作の一例を説明する。図１２は、受信回路の構成を示す。

図１２において、本実施の形態における受信回路は、前記第１の実施の形態の図１の構成に対して、妨害波を検出する妨害波検出器１３０を付加したものであり、他は図１と同様であるので、ここでの詳細な説明は省略する。また、低域通過フィルタの構成は、前記第１〜第４の実施の形態のいずれの構成（図２，図８，図９，図１０，図１１）においても適用可能である。

妨害波検出器１３０とは、第１の増幅回路１０３と低域通過フィルタ１０４の段間の信号を妨害波検出器１３０に入力することにより、ナローバンドブロッキングのオフセット妨害波のレベルを規定値以上であるか否かを判断し、規定値以上であった場合はナローバンドブロッキングの抑圧が必要と判断し、フィルタ制御回路１０９へフィルタ選択信号１３１を送信し、このフィルタ選択信号１３１によって、フィルタの構成を切り替える構成とすることで、妨害波の有無によってフィルタを切り替え、所望の信号のみを通過させることが可能となる。

本構成によって、妨害波が規定されているバンドの信号を受信する場合においても、妨害波の有無によってフィルタの構成を切り替え、妨害波が検出されないときは、妨害波除去用の低域通過フィルタのパワーをオフすることで、低消費電力化が可能となる。

以下、図１２を用いて、ＵＭＴＳのバンドI、IIIが受信可能な携帯電話の受信回路における一例を説明する。

受信信号に２．８ＭＨｚの妨害波が含まれていた場合は、妨害波検出器１３０によって、フィルタ選択信号１３１がフィルタ制御回路１０９へ入力される。この場合、フィルタ選択信号１３１は前記実施の形態でいうバンドIIIの選択信号に該当する。フィルタ制御回路１０９は、フィルタ選択信号１３１によって、低域通過フィルタ１０４を制御し、低域通過フィルタ１０４中のスイッチがバンドIII受信用に切り替えられる。妨害波が検出される間は、フィルタ選択信号１３１からはバンドIIIの選択信号が出力されるので、フィルタの構成はバンドIII用で維持され、受信信号は２．８ＭＨｚの妨害波を除去して、第２の増幅回路１０５へ出力される。

一方、受信信号に２．８ＭＨｚの妨害波が検出されない場合は、規定値未満の妨害波が妨害波検出器１３０に入力されているので、前記実施の形態でいうバンドIの選択信号に該当するフィルタ選択信号１３１がフィルタ制御回路１０９へ入力される。フィルタ制御回路１０９は、フィルタ選択信号１３１によって、低域通過フィルタ１０４を制御し、低域通過フィルタ１０４中のスイッチがバンドI受信用に切り替えられる。妨害波が検出されない間は、フィルタ選択信号１３１からはバンドIの選択信号が出力されるので、フィルタの構成はバンドI用で維持され、バンドIII用のフィルタはパワーオフし、低消費電力で受信信号を第２の増幅回路１０５へ出力することが可能となる。

よって、本実施の形態の構成によれば、バンドIIIの受信周波数で受信している場合でも、妨害波の検出結果によって受信フィルタを選択するので、常時、バンドIII用のフィルタを使用する必要が無く、妨害波が検出されない場合は、低消費電力で信号を受信することが可能となる。

（第６の実施の形態）
図１３を用いて、本発明の第６の実施の形態における受信回路の構成および動作の一例を説明する。図１３は、受信回路の構成を示し、前記図１と同一ブロックには同一番号をつけている。

図１３において、９９はアンテナ入力端子、１００は帯域通過フィルタ、１０１はＬＮＡ、１０２はミキサ、１０３は第１の増幅回路、３０３はハイパスフィルタ（ＨＰＦ）、１０４は低域通過フィルタ、１０５は第２の増幅回路、３０４はＡＤ変換器、３０５はデジタル信号処理回路構成のイコライザブロック、３０６は復調器、１０６は出力端子、１０７は９０度移相回路、１０８は局部発振回路、１０９はフィルタ制御回路、１１０はバンド選択信号である。なお、直交信号のため、９０度位相が異なるもう一つの信号を処理するためのミキサ、第１の増幅回路、低域通過フィルタ、第２の増幅回路、出力端子が一対で構成される。

本実施の形態の高周波信号用の受信回路は、制御信号３０８をイコライザブロック３０５に印加し、ＨＳＤＰＡ受信時にはイコライザブロック３０５内のイコライザを選択してＡＤ変換器３０４から出力される信号の周波数特性を補償する。通常の通話時は、制御信号３０８によりイコライザブロック３０５内のイコライザは選択しない。

よって、本実施の形態の構成によれば、通常の通話時は、イコライザブロック３０５内のイコライザをＯＦＦして使用しないため、低消費電力化が図れる。一方、ＨＳＤＰＡ受信時には、イコライザブロック３０５内のイコライザを使用して周波数特性の補償を行うため、良好な受信特性が得られる。また、ＨＰＦ３０３のＣＲフィルタのカットオフ周波数を１０ｋＨｚ以上とすることが可能なため、ＩＣチップ面積の低減、受信装置の小型化に効果がある。

（第７の実施の形態）
図１４を用いて、本発明の第７の実施の形態における受信回路の構成および動作の一例を説明する。図１４は、受信回路の構成を示す。

図１４において、前記図１３と同一ブロックには同一番号をつけ、説明を省略する。図１４は、イコライザブロックとしてアナログ信号処理構成のイコライザブロック３０７を用いる。

本実施の形態の高周波信号用の受信回路は、制御信号３０８をイコライザブロック３０７に印加し、ＨＳＤＰＡ受信時にはイコライザブロック３０７内のイコライザを選択してＡＤ変換器３０４から出力される信号の周波数特性を補償する。通常の通話時は、制御信号３０８によりイコライザブロック３０７内のイコライザは選択しない。

よって、本実施の形態の構成によれば、通常の通話時は、イコライザブロック３０７内のイコライザをＯＦＦして使用しないため、低消費電力化が図れる。一方、ＨＳＤＰＡ受信時には、イコライザブロック３０７内のイコライザを使用して周波数特性の補償を行うため、良好な受信特性が得られる。また、ＨＰＦ３０３のＣＲフィルタのカットオフ周波数を１０ｋＨｚ以上とすることが可能なため、ＩＣチップ面積の低減、受信装置の小型化に効果がある。

（第８の実施の形態）
図１５を用いて、本発明の第８の実施の形態における受信回路の構成および動作の一例を説明する。図１５は、受信回路の構成を示す。

図１５において、前記図１３と同一ブロックには同一番号をつけ、説明を省略する。図１５は、イコライザブロックとしてデジタル信号処理構成のイコライザブロック３０５とアナログ信号処理構成のイコライザブロック３０７を用いる。

本実施の形態の高周波信号用の受信回路は、制御信号３０８をイコライザブロック３０５，３０７に印加し、ＨＳＤＰＡ受信時にはイコライザブロック３０５，３０７内のイコライザを選択してＡＤ変換器３０４から出力される信号の周波数特性を補償する。通常の通話時は、制御信号３０８によりイコライザブロック３０５，３０７内のイコライザは選択しない。

よって、本実施の形態の構成によれば、通常の通話時は、イコライザブロック３０５，３０７内のイコライザをＯＦＦして使用しないため、低消費電力化が図れる。一方、ＨＳＤＰＡ受信時には、イコライザブロック３０５，３０７内のイコライザを使用して周波数特性の補償を行うため、良好な受信特性が得られる。また、ＨＰＦ３０３のＣＲフィルタのカットオフ周波数を１０ｋＨｚ以上とすることが可能なため、ＩＣチップ面積の低減、受信装置の小型化に効果がある。

以上、本発明者によってなされた発明を発明の実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。

本発明は、携帯電話に関し、特に複数のバンド無線信号を受信する受信回路に適用して有効である。さらに、複数の無線周波数帯域で送受信可能な通信回路で、送信帯域近傍のスプリアス除去が必要な場合、本発明のフィルタを送信回路に入れて不要波を抑圧する用途にも適用できる。

Claims

複数のバンド信号を送受信する携帯電話に用いられる受信回路であって、
受信に不要な妨害波を除去する低域通過フィルタを備え、前記低域通過フィルタは複数の異なる回路構成からなる、複数の異なる極位置を持つフィルタから構成され、受信バンド毎に前記複数のフィルタを組み合わせて妨害波を除去することを特徴とする受信回路。
請求項１記載の受信回路において、
前記選択されたフィルタの電源をオンし、それ以外のフィルタの電源をオフする機能を有することを特徴とする受信回路。
請求項２記載の受信回路において、
ＵＭＴＳのバンドI〜VIの少なくとも２つ以上のバンドを受信するものであり、
互いに異なる極位置を持つ第１および第２のフィルタを備え、バンドIとVIの受信時は前記第１のフィルタを選択し、バンドII〜Vの受信時は前記第１のフィルタおよび第２のフィルタを選択して、妨害波を抑圧することを特徴とする受信回路。
請求項１記載の受信回路において、
ＵＭＴＳのバンドI〜VIの少なくとも２つ以上のバンドを受信するものであり、
互いに異なる極位置を持つ第１および第２のフィルタを備え、バンドIとVIの受信時は前記第１のフィルタを選択し、バンドII〜Vの受信時は前記第１のフィルタおよび第２のフィルタを選択して、妨害波を抑圧することを特徴とする受信回路。
請求項４記載の受信回路において、
バンドIとVIを受信する前記第１のフィルタは、エミッタフォロワを備え、バンドII〜Vの受信時は前記第１のフィルタと共に選択される前記第２のフィルタは、ＭＯＳＦＥＴで構成されたオペアンプを備えていることを特徴とする受信回路。
請求項４記載の受信回路において、
少なくとも１つのフィルタがノッチを持つ特性であり、妨害波周波数が前記ノッチを持つフィルタのノッチ帯域に含まれるように設定されていることを特徴とする受信回路。
請求項４記載の受信回路において、
妨害波を検出する妨害波検出器を備え、前記妨害波検出器の信号から妨害波の有無を判断し、フィルタの構成を切り替えることを特徴とする受信回路。
請求項１記載の受信回路において、
少なくとも１つのフィルタがノッチを持つ特性であり、妨害波周波数が前記ノッチを持つフィルタのノッチ帯域に含まれるように設定されていることを特徴とする受信回路。
請求項８記載の受信回路において、
前記ノッチを持つフィルタは、前記選択された複数のフィルタのうち、初段のフィルタより後で、かつ最終段のフィルタより前にあることを特徴とする受信回路。
請求項１記載の受信回路において、
ＵＭＴＳのバンドI〜VIの少なくとも２つ以上のバンドを受信するものであり、
各々のバンドの受信時に所望の受信周波数帯域を通過させる第１、第２、・・・、第ｎのフィルタを備え、バンドIの受信時は第１のフィルタを選択し、バンドIIの受信時は第２のフィルタを選択し、・・・、バンドｎの受信時は第ｎのフィルタを選択することを特徴とする受信回路。
請求項１記載の受信回路において、
妨害波を検出する妨害波検出器を備え、前記妨害波検出器の信号から妨害波の有無を判断し、フィルタの構成を切り替えることを特徴とする受信回路。
請求項１記載の受信回路において、
バンド選択信号によって前記低域通過フィルタを制御するフィルタ制御回路を備えていることを特徴とする受信回路。
請求項１記載の受信回路において、
前記低域通過フィルタのカットオフ周波数が調整できる機能を有し、前記カットオフ周波数を受信バンド毎に設定することを特徴とする受信回路。