JP2002503912A - 受信信号を複数のディジタル化周波数でディジタル化する無線受信機 - Google Patents
受信信号を複数のディジタル化周波数でディジタル化する無線受信機Info
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- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
変調受信信号の元の周波数を複数のディジタル化周波数へ変換し、複数のディジタル化周波数でディジタル化する無線受信機である。受信機は複数のディジタル化周波数のそれぞれを有するディジタル化された変調信号の各々について、受信品質尺度を判定する。受信機は変調受信信号を、他のディジタル化周波数でディジタル化された変調受信信号よりも良い受信品質を与えるディジタル化周波数でディジタル化された変調信号を用いて変調受信信号を復調する。
Description
【０００１】 １．発明の属する技術分野 本発明は全体として通信の分野に関し、特に変調受信信号をディジタル的に処
理する無線受信機に関する。
理する無線受信機に関する。
【０００２】 ２．背景技術 通信技術及びサービスの急速な拡大により、ディジタル無線受信機及び送信機
に対する需要が指数関数的に増加している。無線受信機においては、変調信号で
変調されたアナログ無線周波数（ＲＦ）信号をディジタル化するためにアナログ
ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器が用いられる。ディジタル化によって、変調受信信
号は広く知られたディジタル信号処理技術を用いて復調することが可能になる。
に対する需要が指数関数的に増加している。無線受信機においては、変調信号で
変調されたアナログ無線周波数（ＲＦ）信号をディジタル化するためにアナログ
ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器が用いられる。ディジタル化によって、変調受信信
号は広く知られたディジタル信号処理技術を用いて復調することが可能になる。
【０００３】 理想的な変換器は全体的に鋸歯形状の誤差伝達関数を有する。そのような変換
器の誤差伝達関数は、入力信号と対応する離散的な量子化レベルとの差を表す、
等しい増分(incremental)ステップを有する。しかしながら、利用可能な集積回 路技術を用いて組み立てを行うと、市場で入手可能なＡ／Ｄ変換器はその内部構
造に起因する固有の非線形性を示す。その結果、市販のＡ／Ｄ変換器の誤差伝達
関数はばらばらの離散的なステップを含む。
器の誤差伝達関数は、入力信号と対応する離散的な量子化レベルとの差を表す、
等しい増分(incremental)ステップを有する。しかしながら、利用可能な集積回 路技術を用いて組み立てを行うと、市場で入手可能なＡ／Ｄ変換器はその内部構
造に起因する固有の非線形性を示す。その結果、市販のＡ／Ｄ変換器の誤差伝達
関数はばらばらの離散的なステップを含む。
【０００４】 さらに、市販のＡ／Ｄ変換器に固有の非線形性は、市販のＡ／Ｄ変換器の誤差
伝達関数に例えばＳ字形状等の形状を重畳(superimpose)する。Ａ／Ｄ変換器固 有の非線形性によって、干渉信号は疑似高調波(spurious harmonics)を生成する
。疑似高調波は受信機性能を向上するためには除去すべきものである。例えば、
ある干渉信号が１つかそれより多い所望のチャネルに当たる疑似高調波を生成す
ると、そのチャネルの弱い受信信号はより強い疑似高調波にマスクされてしまい
、チャネルの受信品質を劣化させることになる。
伝達関数に例えばＳ字形状等の形状を重畳(superimpose)する。Ａ／Ｄ変換器固 有の非線形性によって、干渉信号は疑似高調波(spurious harmonics)を生成する
。疑似高調波は受信機性能を向上するためには除去すべきものである。例えば、
ある干渉信号が１つかそれより多い所望のチャネルに当たる疑似高調波を生成す
ると、そのチャネルの弱い受信信号はより強い疑似高調波にマスクされてしまい
、チャネルの受信品質を劣化させることになる。
【０００５】 Ａ／Ｄ変換器の内部構成に関連する非線形性に起因して生成される疑似高調波
はアナログ領域のフィルタリングによっては除去できない。以後”高調波阻止(h
armonics avoidance)”と呼ぶ従来手法において、大きな干渉信号の高調波は小 ナイキスト帯に受信信号を制限することによって回避されていた。しかし、この
方法はよりシャープな（又は狭帯域）のアンチエイリアスフィルタが必要であり
、利用可能な帯域を大きく削減する。
はアナログ領域のフィルタリングによっては除去できない。以後”高調波阻止(h
armonics avoidance)”と呼ぶ従来手法において、大きな干渉信号の高調波は小 ナイキスト帯に受信信号を制限することによって回避されていた。しかし、この
方法はよりシャープな（又は狭帯域）のアンチエイリアスフィルタが必要であり
、利用可能な帯域を大きく削減する。
【０００６】 他の従来技法はディザ法を用いてＡ／Ｄ変換器で生成される疑似高調波を除去
する。ディザ法はディザ信号としてよく知られる、相関のないノイズ信号をＡ／
Ｄ変換器の入力に導入する処理である。ディザ信号は疑似高調波を周波数帯全体
に渡って分散(smear)させる。よく知られたディザ法として、減法広帯域ディザ(
Subtractive Wideband Dithering)法及び帯域外ディザ(Out-of Band Dithering)
法の２つがある。減法広帯域ディザ法は、大きなディザ信号を生成するには最も
効果的な方法である。しかし、生成されたディザ信号の除去には複雑な減法回路
が必要である。帯域外ディザ法で生成されたディザ信号は減法広帯域ディザ法で
生成されたディザ信号より容易に除去することが可能である。しかし、大振幅の
信号は生成に高度なアナログフィルタが必要であり、このフィルタ回路を受信機
に容易に集積することはできない。
する。ディザ法はディザ信号としてよく知られる、相関のないノイズ信号をＡ／
Ｄ変換器の入力に導入する処理である。ディザ信号は疑似高調波を周波数帯全体
に渡って分散(smear)させる。よく知られたディザ法として、減法広帯域ディザ(
Subtractive Wideband Dithering)法及び帯域外ディザ(Out-of Band Dithering)
法の２つがある。減法広帯域ディザ法は、大きなディザ信号を生成するには最も
効果的な方法である。しかし、生成されたディザ信号の除去には複雑な減法回路
が必要である。帯域外ディザ法で生成されたディザ信号は減法広帯域ディザ法で
生成されたディザ信号より容易に除去することが可能である。しかし、大振幅の
信号は生成に高度なアナログフィルタが必要であり、このフィルタ回路を受信機
に容易に集積することはできない。
【０００７】 ディザ法はディザ信号の振幅が疑似高調波の振幅よりも大きな場合に疑似高調
波を効果的に除去する。２次や３次といった低次高調波は、Ａ／Ｄ変換器の入力
範囲において、７次、８次高調波のようなより高次の高調波よりも大きな部分を
占める。従って、高次高調波はより低いディザ信号振幅が必要であり、しばしば
存在する環境ノイズによって”自然に”ディザリングされる。しかしながら、低
次高調波の除去には、大振幅のディザ信号が必要である。大きなディザ信号振幅
は受信機のダイナミックレンジを減少させ、ディザ信号を生成及び除去する帯域
制限フィルタの設計を複雑化する。しかしながら、１つかそれ以上の所望のチャ
ネルに影響する、強い干渉信号の低次高調波に対しては、ディザそれ自身がＡ／
Ｄ変換器のダイナミックレンジを削減してチャネルの受信品質を劣化させ、その
振幅範囲を制限する可能性がある。これらはチャネル受信をほとんど不可能にす
る。従って、ディザリングに関連する欠点がない、Ａ／Ｄ変換器の非線形性によ
って生成される疑似高調波除去方法に対する需要が存在する。
波を効果的に除去する。２次や３次といった低次高調波は、Ａ／Ｄ変換器の入力
範囲において、７次、８次高調波のようなより高次の高調波よりも大きな部分を
占める。従って、高次高調波はより低いディザ信号振幅が必要であり、しばしば
存在する環境ノイズによって”自然に”ディザリングされる。しかしながら、低
次高調波の除去には、大振幅のディザ信号が必要である。大きなディザ信号振幅
は受信機のダイナミックレンジを減少させ、ディザ信号を生成及び除去する帯域
制限フィルタの設計を複雑化する。しかしながら、１つかそれ以上の所望のチャ
ネルに影響する、強い干渉信号の低次高調波に対しては、ディザそれ自身がＡ／
Ｄ変換器のダイナミックレンジを削減してチャネルの受信品質を劣化させ、その
振幅範囲を制限する可能性がある。これらはチャネル受信をほとんど不可能にす
る。従って、ディザリングに関連する欠点がない、Ａ／Ｄ変換器の非線形性によ
って生成される疑似高調波除去方法に対する需要が存在する。
【０００８】 ３．発明の概要 手短に言えば、この需要に対処する本発明は、所望のチャネルの帯域内の干渉
信号の疑似高調波を、Ａ／Ｄダイバーシチ構成を用いることによって回避する無
線受信機において例示される。
信号の疑似高調波を、Ａ／Ｄダイバーシチ構成を用いることによって回避する無
線受信機において例示される。
【０００９】 本発明の１つの観点による無線受信機は、Ａ／Ｄ変換前ステージ(pre-A/D con
version stage)において、元の変調受信信号周波数、例えば第２ＩＦ周波数を複
数のディジタル化周波数に変換する。Ａ／Ｄ変換前ステージの後のＡ／Ｄ変換ス
テージにおいて、無線受信機は変調受信信号を複数のディジタル化周波数でディ
ジタル化する。これら複数のディジタル化周波数は互いにオフセットしているこ
とが好ましく、例えば任意又は予め定めた周波数間隔、チャンネル間隔の数倍の
オーダでの間隔を有する。
version stage)において、元の変調受信信号周波数、例えば第２ＩＦ周波数を複
数のディジタル化周波数に変換する。Ａ／Ｄ変換前ステージの後のＡ／Ｄ変換ス
テージにおいて、無線受信機は変調受信信号を複数のディジタル化周波数でディ
ジタル化する。これら複数のディジタル化周波数は互いにオフセットしているこ
とが好ましく、例えば任意又は予め定めた周波数間隔、チャンネル間隔の数倍の
オーダでの間隔を有する。
【００１０】 Ａ／Ｄ変換後ステージ(post-A/D conversion stage)において、各々がディジ タル化周波数の１つにおけるディジタル化された変調受信信号が１つの共通周波
数、好ましくは０Ｈｚ（ベースバンド）に再変換される。ディジタル化周波数の
それぞれにおいて、無線受信機はディジタル化された変調受信信号に関連する複
数の受信品質値、例えば対応するビットエラーレート（ＢＥＲ）又は搬送波対（
干渉＋ノイズ）比（Ｃ／（Ｉ＋Ｎ））を判定する。ディジタル信号処理装置は変
調受信信号を、他のディジタル化周波数における受信品質よりも良い受信品質を
与えるディジタル化周波数でディジタル化された変調受信信号のディジタル化出
力を選択することによって復調する。
数、好ましくは０Ｈｚ（ベースバンド）に再変換される。ディジタル化周波数の
それぞれにおいて、無線受信機はディジタル化された変調受信信号に関連する複
数の受信品質値、例えば対応するビットエラーレート（ＢＥＲ）又は搬送波対（
干渉＋ノイズ）比（Ｃ／（Ｉ＋Ｎ））を判定する。ディジタル信号処理装置は変
調受信信号を、他のディジタル化周波数における受信品質よりも良い受信品質を
与えるディジタル化周波数でディジタル化された変調受信信号のディジタル化出
力を選択することによって復調する。
【００１１】 本発明のより詳細な機能のいくつかによれば、Ａ／Ｄ変換ステージは変調受信
信号を複数のディジタル化周波数で実質的に同時にディジタル化する。この構成
の実施形態において、Ａ／Ｄ変換ステージは複数のＡ／Ｄ変換ブランチを含む。
Ａ／Ｄ変換ブランチは対応する複数のＡ／Ｄ変換器に接続された複数の周波数変
換器を含む。周波数変換器は並列サンプリング間隔(concurrent sampling inter
vals)の間、元の周波数の変調受信信号を複数のディジタル化周波数に変換する 。そして、並列サンプリング間隔の間、複数のＡ／Ｄ変換器は変調受信信号を複
数のディジタル化周波数で同時にディジタル化する。
信号を複数のディジタル化周波数で実質的に同時にディジタル化する。この構成
の実施形態において、Ａ／Ｄ変換ステージは複数のＡ／Ｄ変換ブランチを含む。
Ａ／Ｄ変換ブランチは対応する複数のＡ／Ｄ変換器に接続された複数の周波数変
換器を含む。周波数変換器は並列サンプリング間隔(concurrent sampling inter
vals)の間、元の周波数の変調受信信号を複数のディジタル化周波数に変換する 。そして、並列サンプリング間隔の間、複数のＡ／Ｄ変換器は変調受信信号を複
数のディジタル化周波数で同時にディジタル化する。
【００１２】 別の構成において、Ａ／Ｄ変換ステージは変調受信信号を複数のディジタル化
周波数で非同時にディジタル化する。この構成の実施形態において、Ａ／Ｄ変換
ステージは例えばホッピングシンセサイザである周波数変換器を有する。この周
波数変換器は、変調受信信号の元の周波数を、対応する非並列サンプリング間隔
で複数のディジタル化周波数に変換する。Ａ／Ｄ変換器は、対応する複数の非並
列サンプリング間隔において、変調受信信号を複数のディジタル化周波数で非同
時にディジタル化する。
周波数で非同時にディジタル化する。この構成の実施形態において、Ａ／Ｄ変換
ステージは例えばホッピングシンセサイザである周波数変換器を有する。この周
波数変換器は、変調受信信号の元の周波数を、対応する非並列サンプリング間隔
で複数のディジタル化周波数に変換する。Ａ／Ｄ変換器は、対応する複数の非並
列サンプリング間隔において、変調受信信号を複数のディジタル化周波数で非同
時にディジタル化する。
【００１３】 本発明のさらに別の詳細な特徴において、ディザ回路がディザ信号をＡ／Ｄ変
換ステージで導入する。ディザは高次疑似高調波の除去に用いられるけれども、
低次疑似高調波を回避するために本発明のＡ／Ｄダイバーシチ構成を用いること
が好ましい。
換ステージで導入する。ディザは高次疑似高調波の除去に用いられるけれども、
低次疑似高調波を回避するために本発明のＡ／Ｄダイバーシチ構成を用いること
が好ましい。
【００１４】 本発明の別の観点による無線受信機は、干渉信号の周波数位置及び、複数のデ
ィジタル化周波数で干渉信号をディジタル化することに起因する疑似高調波の周
波数位置を検出する。受信機は受信信号をディジタル化周波数所望のチャネルに
当たらない周波数に疑似高調波を生成するディジタル化周波数でディジタル化さ
れる。
ィジタル化周波数で干渉信号をディジタル化することに起因する疑似高調波の周
波数位置を検出する。受信機は受信信号をディジタル化周波数所望のチャネルに
当たらない周波数に疑似高調波を生成するディジタル化周波数でディジタル化さ
れる。
【００１５】 本発明の別の観点によれば、変調受信信号の元の周波数をディジタル化周波数
へ適応的に変換する。Ａ／Ｄ変換器は変調受信信号をディジタル化周波数でディ
ジタル化する。周波数制御器はディジタル化周波数を、干渉信号をディジタル化
周波数でディジタル化した結果に起因した疑似高調波が所望のチャネルに当たら
ないように、ディジタル化周波数を制御する。
へ適応的に変換する。Ａ／Ｄ変換器は変調受信信号をディジタル化周波数でディ
ジタル化する。周波数制御器はディジタル化周波数を、干渉信号をディジタル化
周波数でディジタル化した結果に起因した疑似高調波が所望のチャネルに当たら
ないように、ディジタル化周波数を制御する。
【００１６】 本発明の他の特徴及び利点は図面を参照した以下の好ましい実施形態の説明及
びにより明らかになるであろう。これら図面は本発明の原理を例示する。
びにより明らかになるであろう。これら図面は本発明の原理を例示する。
【００１７】
詳細な説明 図１に、本発明に係るＡ／Ｄ変換器を組み込んだ無線受信機１０のブロック図
を示す。無線受信機１０は１つかそれより多いアンテナ１２と、ＲＦ部１４、第
１のＩＦ部１６、第２のＩＦ部１８及びベースバンドプロセッサ２０を含む。よ
く知られた方法で、アンテナ１２は所望の信号及び干渉信号を受信する。所望の
受信信号は既知の搬送波周波数の搬送波に搬送される変調信号からなる。典型的
な実施形態において、無線受信機１０は複数の受信ブランチに渡って変調受信信
号を受信するため、アンテナダイバーシチ構成を用いる。
を示す。無線受信機１０は１つかそれより多いアンテナ１２と、ＲＦ部１４、第
１のＩＦ部１６、第２のＩＦ部１８及びベースバンドプロセッサ２０を含む。よ
く知られた方法で、アンテナ１２は所望の信号及び干渉信号を受信する。所望の
受信信号は既知の搬送波周波数の搬送波に搬送される変調信号からなる。典型的
な実施形態において、無線受信機１０は複数の受信ブランチに渡って変調受信信
号を受信するため、アンテナダイバーシチ構成を用いる。
【００１８】 受信すると、ＲＦ部１４が比較的広い帯域幅の中で最初の選択度を提供する。
第１のＩＦ部１６は受信信号を第１の局所発振器信号によってダウンコンバート
し、ライン２２上に予め定められた第１のＩＦ周波数を有する第１のＩＦ信号を
供給する。第１のＩＦ部１６は変調受信信号に更なる選択度を提供し、いくらか
の干渉信号を除去(filtering out)するとともに、変調受信信号を通す。第１の ＩＦ信号は、第１のＩＦ信号をさらにダウンコンバートして第２のＩＦ信号をラ
イン２４に供給する第２のＩＦステージ１８に与えられる。第２のＩＦ信号は、
それもまた広帯域幅である初期(original)第２ＩＦ周波数ｆIFを有する。第２の
ＩＦ信号は、広帯域幅の第２のＩＦ信号を本発明に従ってディジタル化するベー
スバンドプロセッサ２０に与えられる。
第１のＩＦ部１６は受信信号を第１の局所発振器信号によってダウンコンバート
し、ライン２２上に予め定められた第１のＩＦ周波数を有する第１のＩＦ信号を
供給する。第１のＩＦ部１６は変調受信信号に更なる選択度を提供し、いくらか
の干渉信号を除去(filtering out)するとともに、変調受信信号を通す。第１の ＩＦ信号は、第１のＩＦ信号をさらにダウンコンバートして第２のＩＦ信号をラ
イン２４に供給する第２のＩＦステージ１８に与えられる。第２のＩＦ信号は、
それもまた広帯域幅である初期(original)第２ＩＦ周波数ｆIFを有する。第２の
ＩＦ信号は、広帯域幅の第２のＩＦ信号を本発明に従ってディジタル化するベー
スバンドプロセッサ２０に与えられる。
【００１９】 図２に、本発明の一側面に係るベースバンドプロセッサ２０のブロック図を示
す。ベースバンドプロセッサ２０はＡ／Ｄ変換前ステージ(Pre-A/D Conversion)
２６と、Ａ／Ｄ変換ステージ２８と、Ａ／Ｄ変換後ステージ(Post-A/D Conversi
on)３０及びディジタル信号処理ステージ３２を含む。本発明はＡ／Ｄ変換ステ ージ２８のあとで１つかそれより多い所望のチャネルに渡って生成される、干渉
信号の疑似高調波を回避するためにＡ／Ｄダイバーシチ構成を用いている。
す。ベースバンドプロセッサ２０はＡ／Ｄ変換前ステージ(Pre-A/D Conversion)
２６と、Ａ／Ｄ変換ステージ２８と、Ａ／Ｄ変換後ステージ(Post-A/D Conversi
on)３０及びディジタル信号処理ステージ３２を含む。本発明はＡ／Ｄ変換ステ ージ２８のあとで１つかそれより多い所望のチャネルに渡って生成される、干渉
信号の疑似高調波を回避するためにＡ／Ｄダイバーシチ構成を用いている。
【００２０】 Ａ／Ｄ変換ステージ２８の前のＡ／Ｄ変換前ステージ２６において、ベースバ
ンドプロセッサ２０は第２のＩＦ信号の第２のＩＦ周波数ｆIFを、互いにオフセ
ットされた複数のディジタル化周波数、例えばチャネル間隔の所定数倍ずつ互い
にオフセットされた複数のディジタル化周波数へ変換する。
ンドプロセッサ２０は第２のＩＦ信号の第２のＩＦ周波数ｆIFを、互いにオフセ
ットされた複数のディジタル化周波数、例えばチャネル間隔の所定数倍ずつ互い
にオフセットされた複数のディジタル化周波数へ変換する。
【００２１】 Ａ／Ｄ変換ステージ２８において、受信信号はそれぞれのディジタル化周波数
において、サンプリング周波数ｆSで定義されるレートでディジタル化される。 このようにして、Ａ／Ｄ変換ステージ２８はサンプリング周波数ｆSに対応する サンプリング間隔の間に変調受信信号をディジタル化する。
において、サンプリング周波数ｆSで定義されるレートでディジタル化される。 このようにして、Ａ／Ｄ変換ステージ２８はサンプリング周波数ｆSに対応する サンプリング間隔の間に変調受信信号をディジタル化する。
【００２２】 図３に示すように、周波数０及びｆS／２の付近を除いて、Ａ／Ｄ変換ステー ジ２８の後には２つのディジタル化周波数ｆ1及びｆ2においてディジタル化され
た干渉信号の同一疑似高調波が一定のオフセットを持って周波数スペクトラムに
分布している。図３において、二つのディジタル化周波数ｆ1及びｆ2における干
渉信号の疑似高調波はそれぞれｆharm1及びｆharm2によって示される。無線受信
機１０において、０及びｆS／２付近の周波数はエイリアシング(aliasing)のた めに受信機チャネルとして用いられていない。
た干渉信号の同一疑似高調波が一定のオフセットを持って周波数スペクトラムに
分布している。図３において、二つのディジタル化周波数ｆ1及びｆ2における干
渉信号の疑似高調波はそれぞれｆharm1及びｆharm2によって示される。無線受信
機１０において、０及びｆS／２付近の周波数はエイリアシング(aliasing)のた めに受信機チャネルとして用いられていない。
【００２３】 Ａ／Ｄ変換後ステージ３０において、個々のディジタル化周波数におけるＡ／
Ｄ変換ステージ２８のディジタル化出力は１つの共通周波数ｆ0、好ましくは０ Ｈｚに再変換される。個々のディジタル化周波数に対し、ディジタル信号処理ス
テージ３２が対応する受信品質測定を決定する。個々のディジタル化周波数にお
ける、対応する受信品質測定値に基づいて、ベースバンドプロセッサ２０は変調
受信信号を、他のディジタル化周波数で受信するよりも良い受信品質を与えるデ
ィジタル化周波数において、ベースバンドプロセッサ２０変調受信信号を復調す
る。ベースバンドプロセッサ２０は、複数のディジタル化周波数から選択された
１つを用いて変調信号を復調する復調器を有する。代わりに、変調受信信号を異
なるディジタル周波数、例えば、Ｃ／Ｎ又はＣ／（Ｎ＋１）に基づく最大尤度結
合(maximum likelihood combining)を用いて変調受信信号を復調することもでき
る。
Ｄ変換ステージ２８のディジタル化出力は１つの共通周波数ｆ0、好ましくは０ Ｈｚに再変換される。個々のディジタル化周波数に対し、ディジタル信号処理ス
テージ３２が対応する受信品質測定を決定する。個々のディジタル化周波数にお
ける、対応する受信品質測定値に基づいて、ベースバンドプロセッサ２０は変調
受信信号を、他のディジタル化周波数で受信するよりも良い受信品質を与えるデ
ィジタル化周波数において、ベースバンドプロセッサ２０変調受信信号を復調す
る。ベースバンドプロセッサ２０は、複数のディジタル化周波数から選択された
１つを用いて変調信号を復調する復調器を有する。代わりに、変調受信信号を異
なるディジタル周波数、例えば、Ｃ／Ｎ又はＣ／（Ｎ＋１）に基づく最大尤度結
合(maximum likelihood combining)を用いて変調受信信号を復調することもでき
る。
【００２４】 典型的な実施形態において、Ａ／Ｄ変換前ステージ２６は第２のＩＦ信号の元
の周波数を第１及び第２のディジタル化周波数ｆ1及びｆ2に変換する。好ましく
は、第１のディジタル化周波数ｆ1及び第２のディジタル化周波数ｆ2は互いに所
定の周波数間隔、典型的には２、３チャンネル分のオフセットのオーダーのオフ
セット周波数ｆoffsetずつ互いにオフセットされている。
の周波数を第１及び第２のディジタル化周波数ｆ1及びｆ2に変換する。好ましく
は、第１のディジタル化周波数ｆ1及び第２のディジタル化周波数ｆ2は互いに所
定の周波数間隔、典型的には２、３チャンネル分のオフセットのオーダーのオフ
セット周波数ｆoffsetずつ互いにオフセットされている。
【００２５】 サンプル周波数ｆSで定義されるサンプリングレートによって、Ａ／Ｄ変換ス テージ２８は変調受信信号を第１及び第２のディジタル化周波数ｆ1及びｆ2でデ
ィジタル化する。第１及び第２のディジタル化周波数ｆ1及びｆ2について、Ａ／
Ｄ変換後ステージ３０はＡ／Ｄ変換ステージの出力を共通周波数ｆ0に再変換す る。そして、ディジタル信号処理ステージ３２は、第１及び第２のディジタル化
周波数ｆ1及びｆ2に対応するデジタル化された出力に関連した受信品質測的結果
を判定し、他のディジタル化周波数に対応する受信品質よりも良いディジタル化
周波数に対応するディジタル化出力を用いて受信信号を復調する。好ましくは、
受信品質測定値は個々のディジタル化周波数に関連した受信信号、ノイズ、干渉
強度及び／又はビットエラーレート（ＢＥＲ）の１つ又は組み合わせに基づいて
決定される。
ィジタル化する。第１及び第２のディジタル化周波数ｆ1及びｆ2について、Ａ／
Ｄ変換後ステージ３０はＡ／Ｄ変換ステージの出力を共通周波数ｆ0に再変換す る。そして、ディジタル信号処理ステージ３２は、第１及び第２のディジタル化
周波数ｆ1及びｆ2に対応するデジタル化された出力に関連した受信品質測的結果
を判定し、他のディジタル化周波数に対応する受信品質よりも良いディジタル化
周波数に対応するディジタル化出力を用いて受信信号を復調する。好ましくは、
受信品質測定値は個々のディジタル化周波数に関連した受信信号、ノイズ、干渉
強度及び／又はビットエラーレート（ＢＥＲ）の１つ又は組み合わせに基づいて
決定される。
【００２６】 本発明の１つの見地において、図４に示すように、変調受信信号は複数のＡ／
Ｄ変換ブランチ２１を用いて複数のディジタル化周波数で同時にディジタル化さ
れる。変調信号はバンドパスフィルタ２３に供給され、フィルタリングされた変
調信号は同時にミクサ２５へ接続される。ミクサ２５はフィルタリングされた変
調信号を局所発振器２７で生成された周波数ｆ及びｆoffsetの局所発振器信号と
混合する。Ａ／Ｄ変換器はミクサ２５の出力信号をディジタル化し、それらをデ
ィジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）３１へ供給する。後で詳述するように、
ＤＳＰ３１はＡ／Ｄ変換器２９のディジタル化された出力を本発明に従って処理
する。
Ｄ変換ブランチ２１を用いて複数のディジタル化周波数で同時にディジタル化さ
れる。変調信号はバンドパスフィルタ２３に供給され、フィルタリングされた変
調信号は同時にミクサ２５へ接続される。ミクサ２５はフィルタリングされた変
調信号を局所発振器２７で生成された周波数ｆ及びｆoffsetの局所発振器信号と
混合する。Ａ／Ｄ変換器はミクサ２５の出力信号をディジタル化し、それらをデ
ィジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）３１へ供給する。後で詳述するように、
ＤＳＰ３１はＡ／Ｄ変換器２９のディジタル化された出力を本発明に従って処理
する。
【００２７】 別の見地において、変調受信信号は１つのＡ／Ｄ変換器を用い、非同時に複数
のディジタル化周波数でディジタル化される。別の構成において、本発明は最も
強い干渉信号を判定し、多くのディジタル化周波数において得られる疑似高調波
の位置を計算する。そして、本発明は所望のチャネルに対する疑似高調波を回避
するディジタル化周波数で変調受信信号をディジタル化する。
のディジタル化周波数でディジタル化される。別の構成において、本発明は最も
強い干渉信号を判定し、多くのディジタル化周波数において得られる疑似高調波
の位置を計算する。そして、本発明は所望のチャネルに対する疑似高調波を回避
するディジタル化周波数で変調受信信号をディジタル化する。
【００２８】 第１及び第２の周波数ｆ1及びｆ2でディジタル化した際、干渉信号の疑似高調
波のいくつかが互いに所望のチャネルに一致する可能性が小さいながらも存在す
る。従って、干渉信号の高次疑似高調波、例えば最も低い２つの高調波よりも大
きな次数を有する高調波を除去(dither away)するため、本発明のＡ／Ｄダイバ ーシチに関連してディザリングを使用することができる。
波のいくつかが互いに所望のチャネルに一致する可能性が小さいながらも存在す
る。従って、干渉信号の高次疑似高調波、例えば最も低い２つの高調波よりも大
きな次数を有する高調波を除去(dither away)するため、本発明のＡ／Ｄダイバ ーシチに関連してディザリングを使用することができる。
【００２９】 狭帯域チャネル用のシステムについては、干渉信号の同時高調波(coinciding
harmonics)で干渉されうる受信チャネルの数は、利用可能なチャネルの多くの数
に比較して小さいので、ディザリングが２、３の高調波をそのままにして置いた
としても問題ない。しかし、広帯域システムにおいては少数の利用可能チャネル
に比べて干渉されうるチャネルの数が多く、再低次の２つの高調波を除いた全て
を除去することが好ましい。従って、より高次の疑似高調波を除去するため、本
発明のＡ／Ｄダイバーシチと組み合わせてディザリングが用いられる。この構成
において、ディザ信号は高次疑似高調波を除去するため、Ａ／Ｄ変換ステージの
入力に導入される。
harmonics)で干渉されうる受信チャネルの数は、利用可能なチャネルの多くの数
に比較して小さいので、ディザリングが２、３の高調波をそのままにして置いた
としても問題ない。しかし、広帯域システムにおいては少数の利用可能チャネル
に比べて干渉されうるチャネルの数が多く、再低次の２つの高調波を除いた全て
を除去することが好ましい。従って、より高次の疑似高調波を除去するため、本
発明のＡ／Ｄダイバーシチと組み合わせてディザリングが用いられる。この構成
において、ディザ信号は高次疑似高調波を除去するため、Ａ／Ｄ変換ステージの
入力に導入される。
【００３０】 図５は、複数のＡ／Ｄブランチを用いた実施例による、例示的なベースバンド
プロセッサ２０のブロック図である。ベースバンドプロセッサ２０には任意の数
のＡ／Ｄブランチ含ませることが可能だが、図４に示す構成では、同じサンプリ
ング間隔において同時に第１のディジタル化周波数ｆ1及び第２のディジタル化 周波数ｆ2でディジタル化を行う２つのＡ／Ｄブランチを有している。より詳し くは、ベースバンドプロセッサ２０は第２のＩＦ信号を２つの独立したＡ／Ｄブ
ランチ、第１のＡ／Ｄブランチ及び第２のＡ／Ｄブランチに供給する。
プロセッサ２０のブロック図である。ベースバンドプロセッサ２０には任意の数
のＡ／Ｄブランチ含ませることが可能だが、図４に示す構成では、同じサンプリ
ング間隔において同時に第１のディジタル化周波数ｆ1及び第２のディジタル化 周波数ｆ2でディジタル化を行う２つのＡ／Ｄブランチを有している。より詳し くは、ベースバンドプロセッサ２０は第２のＩＦ信号を２つの独立したＡ／Ｄブ
ランチ、第１のＡ／Ｄブランチ及び第２のＡ／Ｄブランチに供給する。
【００３１】 第１のＡ／Ｄブランチは第１のミクサ３４と、第１の局所発振器３６及び第１
のＡ／Ｄ変換器３８を有し、第２のＡ／Ｄブランチは第２のミクサ４０と、第２
の局所発振器４２及び第２のＡ／Ｄ変換器４４を有する。第１のミクサ３４は第
２のＩＦ信号を、第１の局所発振器３６が供給する第１の局所発振器周波数を有
する信号と混合する。同様に、第２のミクサ４０は第２のＩＦ信号を、第２の局
所発振器４２が供給する第２の局所発振器周波数を有する信号と混合する。
のＡ／Ｄ変換器３８を有し、第２のＡ／Ｄブランチは第２のミクサ４０と、第２
の局所発振器４２及び第２のＡ／Ｄ変換器４４を有する。第１のミクサ３４は第
２のＩＦ信号を、第１の局所発振器３６が供給する第１の局所発振器周波数を有
する信号と混合する。同様に、第２のミクサ４０は第２のＩＦ信号を、第２の局
所発振器４２が供給する第２の局所発振器周波数を有する信号と混合する。
【００３２】 第１及び第２の局所発振器周波数は周波数オフセットｆoffsetを有する第１及
び第２のディジタル化周波数ｆ1及びｆ2に選択されている。従って、第１のミク
サ３４及び第１の局所発振器３６は、第２のＩＦ信号周波数ｆIFを第１のディジ
タル化周波数ｆ1へ変換する第１の周波数変換器を構成する。同様に、第２のミ クサ４０及び第２の局所発振器４２は、第２のＩＦ信号周波数ｆIFを第２のディ
ジタル化周波数ｆ２へ変換する第２の周波数変換器を構成する。
び第２のディジタル化周波数ｆ1及びｆ2に選択されている。従って、第１のミク
サ３４及び第１の局所発振器３６は、第２のＩＦ信号周波数ｆIFを第１のディジ
タル化周波数ｆ1へ変換する第１の周波数変換器を構成する。同様に、第２のミ クサ４０及び第２の局所発振器４２は、第２のＩＦ信号周波数ｆIFを第２のディ
ジタル化周波数ｆ２へ変換する第２の周波数変換器を構成する。
【００３３】 この構成において、信号を第１及び第２の局所発振器周波数で同時にダウンコ
ンバートするために、１つかそれより多い周波数シンセサイザを１つかそれより
多いミクサとともに用いることができる。典型的な実施例において、１つのＡ／
Ｄブランチに対して広帯域多チャネル信号を受信するための広帯域受信機を用い
ることができる。他のＡ／Ｄブランチについては、干渉を受けている受信機チャ
ネル専用の代替ディジタル化周波数とともに、局所発振器信号を用いることが可
能な１チャネル受信機が用いられる。
ンバートするために、１つかそれより多い周波数シンセサイザを１つかそれより
多いミクサとともに用いることができる。典型的な実施例において、１つのＡ／
Ｄブランチに対して広帯域多チャネル信号を受信するための広帯域受信機を用い
ることができる。他のＡ／Ｄブランチについては、干渉を受けている受信機チャ
ネル専用の代替ディジタル化周波数とともに、局所発振器信号を用いることが可
能な１チャネル受信機が用いられる。
【００３４】 好ましくは、１チャネル局所発振器及びその関連するＡ／Ｄブランチは、代わ
りのＡ／Ｄブランチが不要である間、電力を節減するためにスタンバイモードに
置かれる。サンプリング周波数ｆsで規定されるサンプリングレートで、第１の Ａ／Ｄ変換器３８は第１のミクサ３４の出力をディジタル化し、第２のＡ／Ｄ変
換器４４は第２のミクサ４０の出力をディジタル化する。
りのＡ／Ｄブランチが不要である間、電力を節減するためにスタンバイモードに
置かれる。サンプリング周波数ｆsで規定されるサンプリングレートで、第１の Ａ／Ｄ変換器３８は第１のミクサ３４の出力をディジタル化し、第２のＡ／Ｄ変
換器４４は第２のミクサ４０の出力をディジタル化する。
【００３５】 ベースバンドプロセッサ２０は、受信ＲＦ信号を復調するため、第１及び第２
のＡ／Ｄ変換器３８及び４４の出力をディジタル領域で処理する。この構成にお
いて、第１のＡ／Ｄ変換器３８の出力は第１の直交局所発振器４６及び第１の直
交ミクサ４８を有する第１の直交周波数変換器へ供給される。第１の直交周波数
変換器はディジタル化された変調受信信号を第１のＡ／Ｄ変換器３８の出力にお
いて共通周波数ｆ0に変換する。同様に、第２のＡ／Ｄ変換器４４の出力は第２ の直交局所発振器５０及び第２の直交ミクサ５２を有する第２の直交周波数変換
器へ供給される。第２の直交周波数変換器もまた、ディジタル化された変調受信
信号を第２のＡ／Ｄ変換器４４の出力において共通周波数ｆ0に変換する。
のＡ／Ｄ変換器３８及び４４の出力をディジタル領域で処理する。この構成にお
いて、第１のＡ／Ｄ変換器３８の出力は第１の直交局所発振器４６及び第１の直
交ミクサ４８を有する第１の直交周波数変換器へ供給される。第１の直交周波数
変換器はディジタル化された変調受信信号を第１のＡ／Ｄ変換器３８の出力にお
いて共通周波数ｆ0に変換する。同様に、第２のＡ／Ｄ変換器４４の出力は第２ の直交局所発振器５０及び第２の直交ミクサ５２を有する第２の直交周波数変換
器へ供給される。第２の直交周波数変換器もまた、ディジタル化された変調受信
信号を第２のＡ／Ｄ変換器４４の出力において共通周波数ｆ0に変換する。
【００３６】 第１及び第２のローパスディジタルフィルタ５４及び５６は第１及び第２の直
交周波数変換器の出力においてそれぞれ高調波信号を除去する。第１及び第２の
エラー訂正及び検出ブロック５８及び６０は、関連する受信品質尺度、例えば個
々のＡ／Ｄブランチに関連するＢＥＲ又はＣ／（Ｉ＋Ｎ）の判定を行うため、個
々のＡ／Ｄブランチのディジタル化出力を処理する。ディジタル信号処理ブロッ
ク６２は第１及び第２のＡ／Ｄ変換ブランチのディジタル化出力を処理し、他の
Ａ／Ｄブランチの受信品質ｆ0よりも良い受信品質を提供するＡ／Ｄブランチの 出力選択する。
交周波数変換器の出力においてそれぞれ高調波信号を除去する。第１及び第２の
エラー訂正及び検出ブロック５８及び６０は、関連する受信品質尺度、例えば個
々のＡ／Ｄブランチに関連するＢＥＲ又はＣ／（Ｉ＋Ｎ）の判定を行うため、個
々のＡ／Ｄブランチのディジタル化出力を処理する。ディジタル信号処理ブロッ
ク６２は第１及び第２のＡ／Ｄ変換ブランチのディジタル化出力を処理し、他の
Ａ／Ｄブランチの受信品質ｆ0よりも良い受信品質を提供するＡ／Ｄブランチの 出力選択する。
【００３７】 選択ダイバーシチ及び最大尤度結合(maximum likelihood combination)の両方
を用いることができる。最大尤度結合はＣ／（Ｉ＋Ｎ）に基づくブランチ、主に
最良のブランチの組み合わせを用いる。この手法において、ブランチの信号は他
の全ての信号と移相を合わせて加算され、通常は信号強度かＣ／（Ｉ＋Ｎ）であ
る重みが乗じられる。代わりに、適応アンテナ技術である干渉阻止結合(interfe
rence rejection combination: IRC)手法を用いてもよい。ＩＲＣ手法において 、干渉は”逆位相(antiphase)”手法で結合することによってうち消し(nulled o
ut)される。
を用いることができる。最大尤度結合はＣ／（Ｉ＋Ｎ）に基づくブランチ、主に
最良のブランチの組み合わせを用いる。この手法において、ブランチの信号は他
の全ての信号と移相を合わせて加算され、通常は信号強度かＣ／（Ｉ＋Ｎ）であ
る重みが乗じられる。代わりに、適応アンテナ技術である干渉阻止結合(interfe
rence rejection combination: IRC)手法を用いてもよい。ＩＲＣ手法において 、干渉は”逆位相(antiphase)”手法で結合することによってうち消し(nulled o
ut)される。
【００３８】 図５の実施例において、第１及び第２の局所発振器及びミクサはＡ／Ｄ変換前
ステージ２６を構成し、第１及び第２のＡ／Ｄ変換器がＡ／Ｄ変換ステージ２８
を構成し、第１及び第２の直交局所発振器及びミクサがＡ／Ｄ変換後ステージ３
０を構成し、ディジタル信号処理ブロック６２がディジタル処理ステージ３２を
構成することを認識されたい。
ステージ２６を構成し、第１及び第２のＡ／Ｄ変換器がＡ／Ｄ変換ステージ２８
を構成し、第１及び第２の直交局所発振器及びミクサがＡ／Ｄ変換後ステージ３
０を構成し、ディジタル信号処理ブロック６２がディジタル処理ステージ３２を
構成することを認識されたい。
【００３９】 図６に、１つのＡ／Ｄ変換ブランチを用いた、本発明の別の見地によるベース
バンドプロセッサ２０のブロック図を示す。本実施例において、Ａ／Ｄ変換前ス
テージは第２のＩＦ信号の第２のＩＦ信号周波数ｆIFをミクサ６４を通じて第１
及び第２の局所発振器周波数を有する信号と混合する。
バンドプロセッサ２０のブロック図を示す。本実施例において、Ａ／Ｄ変換前ス
テージは第２のＩＦ信号の第２のＩＦ信号周波数ｆIFをミクサ６４を通じて第１
及び第２の局所発振器周波数を有する信号と混合する。
【００４０】 この構成において、例えばホッピングシンセサイザである局所発振器は第１及
び第２の局所発振器周波数を別々に(non-simultaneously)発生するように制御さ
れる。多重化手法において、ホッピングシンセサイザ６６は第１の局所発振器周
波数を第１のサンプリング間隔の間供給し、そして第１のサンプリング間隔とは
非同時(non-concurrent)に発生する第２のサンプリング間隔の間、第２の局所発
振器周波数を供給する。このようにして、ミクサ６４は第１のディジタル化周波
数ｆ1及び第２のディジタル化周波数ｆ2を独立したサンプリング間隔で生成する
。
び第２の局所発振器周波数を別々に(non-simultaneously)発生するように制御さ
れる。多重化手法において、ホッピングシンセサイザ６６は第１の局所発振器周
波数を第１のサンプリング間隔の間供給し、そして第１のサンプリング間隔とは
非同時(non-concurrent)に発生する第２のサンプリング間隔の間、第２の局所発
振器周波数を供給する。このようにして、ミクサ６４は第１のディジタル化周波
数ｆ1及び第２のディジタル化周波数ｆ2を独立したサンプリング間隔で生成する
。
【００４１】 Ａ／Ｄ変換ステージは、受信信号を第１及び第２のディジタル化周波数で第１
及び第２のサンプリング間隔の間に非同時にディジタル化する１つのＡ／Ｄ変換
器６８を有する。
及び第２のサンプリング間隔の間に非同時にディジタル化する１つのＡ／Ｄ変換
器６８を有する。
【００４２】 Ａ／Ｄ変換後ステージは、直交局所発振器７０及び直交ミクサ７２を有し、第
１のディジタル化周波数ｆ1及び第２のディジタル化周波数ｆ2を有するＡ／Ｄ変
換器のディジタル出力を共通の周波数ｆ0に変換する直交周波数変換器を有する 。もちろん、ホッピングシンセサイザ６６及び直交局所発振器７０はそれぞれの
周波数変換及び再変換機能を同期して実行するように制御される。
１のディジタル化周波数ｆ1及び第２のディジタル化周波数ｆ2を有するＡ／Ｄ変
換器のディジタル出力を共通の周波数ｆ0に変換する直交周波数変換器を有する 。もちろん、ホッピングシンセサイザ６６及び直交局所発振器７０はそれぞれの
周波数変換及び再変換機能を同期して実行するように制御される。
【００４３】 ディジタルフィルタブロック７４は直交ミクサブロック７２の不要な出力をデ
ィジタル的に除去する。ディジタル信号処理ブロック７６は第１及び第２のディ
ジタル化周波数ｆ1及びｆ2における受信品質尺度を判定する。判定を行うと、デ
ィジタル信号処理ブロック７６は、より良い受信品質を提供するディジタル化周
波数を用いて受信信号を復調する。
ィジタル的に除去する。ディジタル信号処理ブロック７６は第１及び第２のディ
ジタル化周波数ｆ1及びｆ2における受信品質尺度を判定する。判定を行うと、デ
ィジタル信号処理ブロック７６は、より良い受信品質を提供するディジタル化周
波数を用いて受信信号を復調する。
【００４４】 本発明の別の見地において、シンセサイザ６６は、所望のチャネルから疑似高
調波を移動させるために局所発振器信号の周波数を制御する。そのようなシンセ
サイザ６６は疑似高調波を所望のチャネルから移動させる周波数制御器として振
る舞う。この実施例において、シンセサイザ６６は直接ディジタルシンセサイザ
（ＤＤＳ）を有することが好ましい。
調波を移動させるために局所発振器信号の周波数を制御する。そのようなシンセ
サイザ６６は疑似高調波を所望のチャネルから移動させる周波数制御器として振
る舞う。この実施例において、シンセサイザ６６は直接ディジタルシンセサイザ
（ＤＤＳ）を有することが好ましい。
【００４５】 Ａ／Ｄブランチの数を増やすことによって、干渉信号の疑似高調波を回避する
見込みが増加し、それによって所望のチャネルに対して同時疑似高調波を有する
可能性が低減することを理解されたい。さらに、本発明は複数の受信機ブランチ
を複数の伝播経路からの変調受信信号に与えるアンテナダイバーシチ構成を用い
た無線受信機に対しても用いることができる。この構成において、個々の受信機
ブランチは専用もしくは共用のＡ／Ｄブランチを有してもよい。
見込みが増加し、それによって所望のチャネルに対して同時疑似高調波を有する
可能性が低減することを理解されたい。さらに、本発明は複数の受信機ブランチ
を複数の伝播経路からの変調受信信号に与えるアンテナダイバーシチ構成を用い
た無線受信機に対しても用いることができる。この構成において、個々の受信機
ブランチは専用もしくは共用のＡ／Ｄブランチを有してもよい。
【００４６】 以下の表１は、利用可能なチャネル帯域幅をナイキスト帯のパーセンテージと
して表した、本発明及び従来の”高調波阻止(harmonics avoidance)”手法との 比較を示す。第２列に示す利用可能な帯域幅が、第１列の疑似高調波の次数に依
存することが表１に示される。利用可能な帯域幅（ナイキスト帯のパーセンテー
ジ）は高調波の次数の関数である。表１の最終列において、”ヒット”は、完全
な周波数帯(complete bandwidth)の中に２つの異なる高調波が一致可能な干渉周
波数の数を表す。
して表した、本発明及び従来の”高調波阻止(harmonics avoidance)”手法との 比較を示す。第２列に示す利用可能な帯域幅が、第１列の疑似高調波の次数に依
存することが表１に示される。利用可能な帯域幅（ナイキスト帯のパーセンテー
ジ）は高調波の次数の関数である。表１の最終列において、”ヒット”は、完全
な周波数帯(complete bandwidth)の中に２つの異なる高調波が一致可能な干渉周
波数の数を表す。
【００４７】
【表１】
【００４８】 以上の説明から、本発明が受信機チャネルに渡る干渉信号の疑似高調波を効果
的に回避することを理解されたい。特に本発明は、Ａ／Ｄ変換器の入力範囲の大
部分に及ぶ非線形性によって生成され、従ってディザリングによって容易には除
去できない低次高調波を効果的に回避する。上述したように、できる限り多くの
高調波を除去するため、本発明をディザリングと組み合わせてもよい。この方法
において、ディザリングと本発明のダイバーシチ構成との組み合わせはＡ／Ｄ変
換器の非線形性による望ましくない影響を著しく除去する。
的に回避することを理解されたい。特に本発明は、Ａ／Ｄ変換器の入力範囲の大
部分に及ぶ非線形性によって生成され、従ってディザリングによって容易には除
去できない低次高調波を効果的に回避する。上述したように、できる限り多くの
高調波を除去するため、本発明をディザリングと組み合わせてもよい。この方法
において、ディザリングと本発明のダイバーシチ構成との組み合わせはＡ／Ｄ変
換器の非線形性による望ましくない影響を著しく除去する。
【００４９】 従って、本発明は大規模なディザリングを回避し、低コストのディザリング回
路を実現する。複数のＡ／Ｄ変換ブランチによって、１つの高価なＡ／Ｄ変換器
の代わりに、複数の安価なＡ／Ｄ変換器を用いることができる。
路を実現する。複数のＡ／Ｄ変換ブランチによって、１つの高価なＡ／Ｄ変換器
の代わりに、複数の安価なＡ／Ｄ変換器を用いることができる。
【００５０】 好ましい実施例のみを参照して本発明を詳細に説明したが、本発明を離れるこ
となく種々の変更が可能であることを当業者は理解するであろう。従って、本発
明はその全ての等価物を包含することを意図した、以下の請求範囲によってのみ
規定される。
となく種々の変更が可能であることを当業者は理解するであろう。従って、本発
明はその全ての等価物を包含することを意図した、以下の請求範囲によってのみ
規定される。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明によるＡ／Ｄ変換器を組み込んだ無線受信機のブロック図である。
【図２】 図１におけるベースバンドプロセッサ部のブロック図である。
【図３】 ２つのディジタル化周波数において生じる疑似高調波を示す図である。
【図４】 本発明によるＡ／Ｄ変換器のブロック図である。
【図５】 本発明の一側面に係る図２に示したベースバンドプロセッサ部のブロック図で
ある。
ある。
【図６】 本発明の別の側面に係る図２に示したベースバンドプロセッサ部のブロック図
である。
である。
【手続補正書】
【提出日】平成１２年８月１５日（２０００．８．１５）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項１
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項２５
【補正方法】変更
【補正内容】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ) ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ， ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，Ｄ Ｋ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ， ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，Ｌ Ｔ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ， ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，Ｕ Ａ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ
Claims (32)
- 【請求項１】 変調受信信号を複数のディジタル化周波数においてディジタ
ル化し、対応する複数のディジタル出力を得るＡ／Ｄ変換ステージと、 前記変調受信信号をある１つのディジタル化出力を用いて復調する復調器とを
有することを特徴とする無線受信機。 - 【請求項２】 前記受信信号の復調に用いる前記ディジタル出力が前記複数
のディジタル出力から選ばれた１つであることを特徴とする請求項１記載の無線
受信機。 - 【請求項３】 前記変調受信信号の復調に用いる前記ディジタル出力が、前
記複数のディジタル出力の少なくとも２つのディジタル出力を組み合わせて生成
されることを特徴とする請求項１記載の無線受信機。 - 【請求項４】 前記複数のディジタル出力に関連する複数の受信品質尺度を
判定するディジタル信号プロセッサをさらに有し、 前記復調器が、他のディジタル化周波数よりも良い受信品質を与える１つのデ
ィジタル化周波数に対応するディジタル出力を用いて前記変調受信信号を復調す
ることを特徴とする請求項１記載の無線受信機。 - 【請求項５】 前記Ａ／Ｄ変換ステージが前記変調受信信号を前記複数のデ
ィジタル化周波数で実質的に同時にディジタル化することを特徴とする請求項１
記載の無線受信機。 - 【請求項６】 前記Ａ／Ｄ変換ステージが、対応する複数のＡ／Ｄ変換器に
接続された複数の周波数変換器を有する複数のＡ／Ｄブランチを有し、 前記周波数変換器が同じサンプリング間隔の間に、前記変調受信信号の元の周
波数を前記複数のディジタル化周波数へ変換し、 前記複数のＡ／Ｄ変換器が前記同じサンプリング間隔の間に前記変調受信信号
を同時にディジタル化することを特徴とする請求項５記載の無線受信機。 - 【請求項７】 前記Ａ／Ｄ変換ステージが前記変調受信信号を前記複数のデ
ィジタル化周波数で実質的に非同時にディジタル化することを特徴とする請求項
１記載の無線受信機。 - 【請求項８】 前記Ａ／Ｄ変換ステージが、 前記複数のディジタル化周波数に対応する異なるサンプリング間隔の間に、前
記変調受信信号の元の周波数を前記複数のディジタル化周波数へ変換する周波数
変換器と、 前記変調受信信号を前記異なるサンプリング間隔の間にディジタル化する１つ
のＡ／Ｄ変換器を有することを特徴とする請求項７記載の無線受信機。 - 【請求項９】 前記周波数変換器がホッピングシンセサイザを有することを
特徴とする請求項８記載の無線受信機。 - 【請求項１０】 前記複数のディジタル化周波数が互いに所定の周波数間隔
ずつオフセットされていることを特徴とする請求項１記載の無線受信機。 - 【請求項１１】 前記Ａ／Ｄ変換ステージにディザリング信号を導入するデ
ィザリング回路をさらに有することを特徴とする請求項１記載の無線受信機。 - 【請求項１２】 変調受信信号の元の周波数を複数のディジタル化周波数に
変換するＡ／Ｄ変換前ステージと、 前記受信信号を前記複数のディジタル化周波数の各々でディジタル化し、対応
する複数のディジタル出力を提供するＡ／Ｄ変換ステージと、 前記ディジタル化周波数を有する前記複数のディジタル出力の各々を共通周波
数に変換するＡ／Ｄ変換後ステージと、 １つのディジタル出力を用いて前記受信信号を復調する復調器と を有することを特徴とする無線受信機。 - 【請求項１３】 前記受信信号を復調するための前記ディジタル出力が前記
複数のディジタル出力から選択された１つのディジタル出力であることを特徴と
する請求項１２記載の無線受信機。 - 【請求項１４】 前記変調受信信号を復調するための前記ディジタル出力が
前記複数のディジタル出力の中の少なくとも２つのディジタル出力を組み合わせ
て生成されることを特徴とする請求項１２記載の無線受信機。 - 【請求項１５】 他のディジタル化周波数よりも良い受信品質を提供するデ
ィジタル化周波数に対応するディジタル出力を選択することによって、前記受信
信号を復調するディジタル信号プロセッサをさらに有することを特徴とする請求
項１２記載の無線受信機。 - 【請求項１６】 前記Ａ／Ｄ変換ステージが前記変調受信信号を前記複数の
ディジタル化周波数で実質的に同時にディジタル化することを特徴とする請求項
１２記載の無線受信機。 - 【請求項１７】 前記Ａ／Ｄ変換前ステージが、複数の周波数変換器を有し
するとともに、前記Ａ／Ｄ変換ステージが前記複数の周波数変換器に対応付けさ
れて接続される複数のＡ／Ｄ変換器を有し、 前記周波数変換器が、前記変調受信信号の元の周波数を前記複数のディジタル
化周波数へ同じサンプリング間隔の間に変換し、 前記複数のＡ／Ｄ変換器が前記変調受信信号を前記同じサンプリング間隔の間
に同時にディジタル化することを特徴とする請求項１６記載の無線受信機。 - 【請求項１８】 前記Ａ／Ｄ変換後ステージが、前記複数のＡ／Ｄ変換器の
前記出力に対応づけられて接続される複数の直交周波数変換器を有することを特
徴とする請求項１７記載の無線受信機。 - 【請求項１９】 前記Ａ／Ｄ変換ステージが前記変調受信信号を実質的に非
同時に前記複数のディジタル化周波数でディジタル化することを特徴とする請求
項１２記載の無線受信機。 - 【請求項２０】 前記Ａ／Ｄ変換前ステージが、前記変調受信信号の元の周
波数を前記複数のディジタル化周波数へ、対応する複数の非同時のサンプリング
間隔において変換する周波数変換器を有し、 前記Ａ／Ｄ変換ステージが、前記変調受信信号を前記非同時のサンプリング間
隔の間に非同時にディジタル化するＡ／Ｄ変換器を有することを特徴とする請求
項１９記載の無線受信機。 - 【請求項２１】 前記Ａ／Ｄ変換後ステージが、前記Ａ／Ｄ変換器の出力に
接続された直交周波数変換器を有することを特徴とする請求項２０記載の無線受
信機。 - 【請求項２２】 前記周波数変換器がホッピングシンセサイザを有すること
を特徴とする請求項２０記載の無線受信機。 - 【請求項２３】 前記複数のディジタル化周波数が所定の周波数間隔ずつオ
フセットされていることを特徴とする請求項１２記載の無線受信機。 - 【請求項２４】 前記Ａ／Ｄ変換ステージにディザリング信号を導入するデ
ィザリング回路をさらに有することを特徴とする請求項１２記載の無線受信機。 - 【請求項２５】 変調受信信号の元の周波数を複数のディジタル化周波数へ
変換するステップと、 前記変調受信信号を前記複数のディジタル化周波数の各々でディジタル化し、
対応する複数のディジタル出力を提供するステップ及び、 前記受信信号をディジタル出力を用いて復調するステップと を有することを特徴とする変調信号の復調方法。 - 【請求項２６】 前記受信信号を復調するための前記ディジタル出力が、前
記複数のディジタル出力から選択された１つであることを特徴とする請求項２５
記載の方法。 - 【請求項２７】 前記受信信号を復調するための前記ディジタル出力が、前
記複数のディジタル出力の中の少なくとも２つのディジタル出力を組み合わせて
生成されることを特徴とする請求項２５記載の方法。 - 【請求項２８】 前記複数のディジタル化周波数の各々で前記ディジタル化
された変調受信信号のそれぞれに関連する複数の受信品質尺度を判定するステッ
プをさらに有することを特徴とする請求項２５記載の方法。 - 【請求項２９】 前記変調受信信号が前記複数の周波数で実質的に同時にデ
ィジタル化されることを特徴とする請求項２５記載の方法。 - 【請求項３０】 前記変調受信信号が、対応する複数の非同時のサンプリン
グ間隔において、前記複数のディジタル化周波数で実質的に非同時にディジタル
化されることを特徴とする請求項２５記載の方法。 - 【請求項３１】 前記複数のディジタル化周波数がチャネル間隔の所定数倍
ずつ互いにオフセットされていることを特徴とする請求項３０記載の方法。 - 【請求項３２】 前記変調受信信号をディジタル化している間にディザリン
グ信号を導入するステップをさらに有することを特徴とする請求項３０記載の方
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