JP5081774B2 - スペクトル拡散型レーダ用受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、スペクトル拡散方式を利用したレーダ装置に実装されるスペクトル拡散型レーダ用受信装置に関し、特に受信信号の位相に依存せずに強度が安定する正確なレーダスペクトルを得ることができるスペクトル拡散型レーダ装置用受信装置に関する。

近年、自動車にレーダ装置が搭載され、先行車両や後方障害物などの検出にも利用されている。これによって、衝突回避などの安全性の向上、後退発車支援に代表される運転利便性の向上などの大きな成果が期待される。これに伴い、自動車に搭載されるレーダ装置（以下、車載レーダ装置と称する）に関する技術開発が活発化している。車載レーダ装置において非常に重要なことは、他の車両に搭載された同種のレーダ装置から送信される電波の影響を抑制することである。一例として、スペクトル拡散方式を利用したレーダ装置（以下、スペクトル拡散型レーダ装置と称する）等が提案されている。

スペクトル拡散型レーダ装置では、拡散に用いる擬似雑音符号（以下、ＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ Ｎｏｉｓｅ）符号と称する）により送信電波は変調される。受信機は、送信電波を変調する際に用いられたＰＮ符号と同じ符号により、物体から反射された反射波を逆拡散する。このため、異なる符号で変調された電波、又は符号変調のない他方式のレーダ装置から放射される電波は受信機内で抑圧される。また、送信電波は、ＰＮ符号により周波数拡散されるため、単位周波数あたりの電力を小さくすることができ、他の無線システムに与える影響を低くすることができる。さらに、ＰＮ符号のチップレートと符号周期とを調整することで、距離分解能と最大探知距離との関係を自由に設定することができる。また、電波を連続的に送信することができるので、ピーク電力が大きくなるということがない。

図１は、従来のスペクトル拡散型レーダ用受信装置の受信部の構成を示す図である。同図の受信部３００は、受信アンテナ３０１と、低雑音増幅器３０２と、逆拡散部３０３と、移相器３０４と、直交復調部３０５と、緩衝増幅器３０７ａ及び３０７ｂとを備える。

送信装置によって超広帯域に拡散されて送信された送信信号が、ある距離の物体に反射される。物体に反射された反射信号は、図１の受信部３００の受信アンテナ３０１で受信される。受信用ＰＮ符号発生部３１０から逆拡散部３０３に入力されるＰＮ符号を用いて、反射信号は逆拡散され、狭帯域信号に変換される。その後、狭帯域信号は、１８０°位相の異なる差動線路に分割して伝播する。２つの狭帯域信号は、局部発振器３０６と移相器３０４とにより生成される約９０°位相の異なる２つのローカル発振信号に基づいて、平衡変調器３０５ａ及び３０５ｂによりダウンコンバートされ、同相信号と直交信号とが出力される。この同相信号と直交信号との二乗和を計算し、信号の強度を算出することができる。また、送信装置で使用したＰＮ符号と同じＰＮ符号が、受信部３００でどの程度の遅延時間を経て使用されたかを受信装置内の制御部（図示せず）にて制御する。そして、信号処理部３２０が、受信部３００で得られた信号に信号処理を施すことにより、物体の距離を算出し、レーダスペクトルに反映することができる。

図２は、特許文献１に示す受信装置の逆拡散部３０３と、直交復調部３０５に含まれる平衡変調器３０５ａ及び３０５ｂとの回路構成を示す図である。逆拡散部３０３、並びに平衡変調器３０５ａ及び３０５ｂは、いずれもダブルバランス入出力構成のスイッチ回路であり、ギルバートセルミキサの増幅段のトランジスタを全て省略してある。同図のように逆拡散部３０３、並びに平衡変調器３０５ａ及び３０５ｂを一体化した回路を構成することで、電流電源回路３３１を共通化することができる。これにより、消費される電流値を小さくすることができ、低消費電力化が実現する。また、逆拡散部３０３に含まれるトランジスタのコレクタから出力される受信信号を直接、平衡変調器３０５ａ及び３０５ｂに含まれるトランジスタのエミッタに入力することができるため、歪みの影響を抑制することができ、さらにチップサイズを小型化できる。

図３は、図２に示す受信部３００の動作を示す簡略図である。受信信号は、バラン３３０によって不平衡信号から平衡信号に変換される。図３に示すように、バラン３３０の平衡出力線路に流れる電流をそれぞれＡ、Ｂとする。また、トランジスタＱ１、Ｑ７、Ｑ９、Ｑ１２、Ｑ１３及びＱ１６がオン状態であり、その他のトランジスタはオフ状態であるとする。

トランジスタＱ１には電流Ａが流れ、トランジスタＱ７には電流Ｂが流れる。直交復調部３０５では、トランジスタＱ９、Ｑ１２、Ｑ１３及びＱ１６がオン状態であるので、電流Ａは、トランジスタＱ９に流れる電流Ａ１とトランジスタＱ１３に流れる電流Ａ２とによって構成される。電流Ｂは、トランジスタＱ１２に流れる電流Ｂ１とトランジスタＱ１６に流れる電流Ｂ２とによって構成される。ここで、電流Ａ１及び電流Ａ２、並びに、電流Ｂ１及び電流Ｂ２がそれぞれ等しければ、ＯＵＴ１及びＯＵＴ３の出力信号強度、並びに、ＯＵＴ２及びＯＵＴ４の出力信号強度も等しくなる。すなわち、ＯＵＴ１とＯＵＴ２とで構成される同相平衡信号とＯＵＴ３とＯＵＴ４とで構成される直交平衡信号とは等しいということが言える。以下では数式を用いてより具体的にレーダスペクトルを得る処理について説明する。

逆拡散部３０３を経た２つの平衡信号ＲＦ１とＲＦ２とは（数１）で、直交復調部３０５に入力される９０°位相が異なる２つのローカル発振信号ＬＯ＿Ｉ及びＬＯ＿Ｑは（数２）で表される。

（数１）
ＲＦ１＝Ｐ₁ｃｏｓ（ω₁ｔ＋φ）
ＲＦ２＝Ｐ₂ｃｏｓ（ω₁ｔ＋φ＋π）
（数２）
ＬＯ＿Ｉ＝ｃｏｓω₂ｔ
ＬＯ＿Ｑ＝ｓｉｎω₂ｔ

Ｐ₁及びＰ₂は平衡信号強度を示し、φは受信信号の位相を示す。受信信号ＲＦは、ローカル発振信号ＬＯ＿Ｉ及びＬＯ＿Ｑに基づいて直交復調部３０５により変調される。そして、変調後の信号から周波数の大きい信号をフィルターで除去することで得られる出力同相信号をＩＦ＿Ｉ、出力直交信号をＩＦ＿Ｑとは（数３）で表される。

（数３）
ＩＦ＿Ｉ＝（Ｐ₁／２）ｃｏｓ｛（ω₁−ω₂）ｔ＋φ｝
ＩＦ＿Ｑ＝（Ｐ₂／２）ｓｉｎ｛（ω₁−ω₂）ｔ＋φ｝

同相信号ＩＦ＿Ｉと直交信号ＩＦ＿Ｑとの二乗和Ｔは（数４）で表される。

（数４）
Ｔ＝√［（Ｐ₁／２）²ｃｏｓ²｛（ω₁−ω₂）ｔ＋φ｝＋（Ｐ₂／２）²ｓｉｎ²｛（ω₁−ω₂）ｔ＋φ｝］

この同相信号と直交信号との二乗和Ｔが、レーダスペクトルのピークとして反映される。この時、逆拡散部３０３を経た後の２つの平衡信号ＲＦ１とＲＦ２の信号強度Ｐ₁とＰ₂の値が異なれば、同相信号と直交信号の二乗和Ｔは、受信信号の位相φによって変化する。しかし、信号強度Ｐ₁とＰ₂の値が等しければ、同相信号と直交信号の二乗和Ｔは、常に一定の値となることが分かる。

逆拡散部３０３を経た後の２つの平衡信号ＲＦ１とＲＦ２の信号強度Ｐ₁とＰ₂の値とは、図３の電流値Ａ１とＢ１との差、又は電流値Ａ２とＢ２との差に依存する。この電流値の２つの差の絶対値が等しくなれば、（数４）の結果から同相信号と直交信号の二乗和Ｔは、常に一定の値となり、受信信号のピーク強度を安定させることができる。
特開２００５−７２７３５号公報

しかしながら、上記従来技術における受信装置では、同相平衡信号と直交平衡信号との値が安定せずに、ある距離にある目標物に相当する受信信号のピークは安定しないという課題がある。すなわち、同相平衡信号と直交平衡信号との二乗和は、受信信号の位相φによって変化するので、ある距離にある目標物に相当する受信信号のピークは安定せず、強度にバラツキが生じる。

より具体的に説明すると、従来の形態の回路構成では、トランジスタＱ９とＱ１３のベースが共通でない。このため、前段回路とのマッチング回路等の影響で、ローカル発振信号ＬＯ１とＬＯ３のＤＣ電圧レベルに差が生じた場合、Ｑ９とＱ１３のベース入力電圧にも差が生じる。トランジスタ素子は、オン状態の場合、ベース・エミッタ間電圧は一定に保たれる（トランジスタの材料やプロセスによって電圧の値は異なる）。

しかし、そのベース・エミッタ間電圧が変化すると、コレクタ電流は、ベース・エミッタ間電圧に依存して指数関数的に変化する。これにより、ローカル発振信号ＬＯ１のＤＣ電圧レベルが上がり、ローカル発振信号ＬＯ３のＤＣ電圧レベルが下がると仮定すると、トランジスタＱ９とＱ１３のエミッタは共通であるため、トランジスタＱ９のベース・エミッタ間電圧がトランジスタＱ１３のベース・エミッタ間電圧より高くなる。よって、トランジスタＱ９に電流Ａがほぼ全て流れ、トランジスタＱ１３にはほぼ電流が流れないと考えられる。同様に考えて、トランジスタＱ１２に電流Ｂがほぼ全て流れ、トランジスタＱ１６にはほぼ電流が流れないと考えられる。

以上のように、Ａ１≠Ａ２又はＢ１≠Ｂ２となった場合、信号強度Ｐ₁とＰ₂の値が異なる。この場合、（数４）に示す二乗和Ｔは受信信号の位相φによって変化するので、受信信号のピークは安定せず、強度にバラツキが生じる。すなわち、各トランジスタのベースに入力される信号の電圧レベルがノイズなどの影響で変動すると、出力信号強度も異なり、正確なレーダスペクトルを得ることができない。

そこで、本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、同相信号と直交信号の二乗和が受信信号の位相に依存せずに一定に保つことにより信号強度を安定させて、正確なレーダスペクトルを得ることができるスペクトル拡散型レーダ用受信装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明のスペクトル拡散型レーダ用受信装置は、スペクトル拡散された拡散信号を受信するスペクトル拡散型レーダ用受信装置であって、前記拡散信号を受信信号として受信する信号受信部と、擬似雑音符号を用いて前記信号受信部に入力する前記受信信号を逆拡散することにより、第１逆拡散信号と、当該第１逆拡散信号が伝播する線路の電流値と同じ電流値の電流が流れる線路を伝播する第２逆拡散信号とを出力する逆拡散部と、前記第１逆拡散信号と前記第２逆拡散信号とを直交復調することで、同相信号と直交信号とを出力する直交復調部とを備え、前記逆拡散部は、同じ特性を持つ第１トランジスタ及び第２トランジスタからなる第１トランジスタ対を含み、前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタは、前記受信信号が入力され、前記擬似雑音符号に応じてオン又はオフすることにより前記受信信号を逆拡散し、前記第１トランジスタは前記第１逆拡散信号を出力し、前記第２トランジスタは前記第２逆拡散信号を出力し、前記直交復調部は、第１ローカル発振信号を用いて前記第１逆拡散信号を復調し、前記同相信号を出力する第１復調器と、前記第１ローカル発振信号の位相を９０度ずらした第２ローカル発振信号を用いて前記第２逆拡散信号を復調し、前記直交信号を出力する第２復調器とを含む。

これにより、逆拡散部から出力される２つの逆拡散された受信信号が伝播する線路の電流値を等しく保つことにより、同相信号の電流値と直交信号の電流値とを一定に保つことができる。よって、同相信号と直交信号との二乗和を一定に保つことができ、正確なレーダスペクトルを得ることができる。

また、前記信号受信部は、受信した前記拡散信号を正受信信号と負受信信号とからなる平衡受信信号に変換し、前記第１逆拡散信号は第１正逆拡散信号と第１負逆拡散信号とからなる平衡信号であり、前記第２逆拡散信号は第２正逆拡散信号と第２負逆拡散信号とからなる平衡信号であり、前記逆拡散部は、さらに、前記第１トランジスタ対と同じ構成の第２トランジスタ対を含み、前記第１トランジスタ対は、前記正受信信号が入力され、前記擬似雑音符号に応じてオン又はオフすることにより前記正受信信号を逆拡散し、前記第１正逆拡散信号と前記第２正逆拡散信号とを出力し、前記第２トランジスタ対は、前記負受信信号が入力され、前記擬似雑音符号に応じてオン又はオフすることにより前記負受信信号を逆拡散し、前記第１負逆拡散信号と前記第２負逆拡散信号とを出力してもよい。

さらに好ましくは、前記擬似雑音符号は、正擬似雑音符号と負擬似雑音符号とからなる平衡擬似雑音符号であり、前記逆拡散部は、さらに、前記第１トランジスタ対と同じ構成の第３トランジスタ対と第４トランジスタ対とを含み、前記第１トランジスタ対は、前記正擬似雑音符号に応じてオン又はオフすることにより前記正受信信号を逆拡散し、前記第１正逆拡散信号と前記第２正逆拡散信号とを出力し、前記第２トランジスタ対は、前記正擬似雑音符号に応じてオン又はオフすることにより前記負受信信号を逆拡散し、前記第１負逆拡散信号と前記第２負逆拡散信号とを出力し、前記第３トランジスタ対は、前記正受信信号が入力され、前記負擬似雑音符号に応じてオン又はオフすることにより前記正受信信号を逆拡散し、前記第１負逆拡散信号と前記第２負逆拡散信号とを出力し、前記第４トランジスタ対は、前記負受信信号が入力され、前記負擬似雑音符号に応じてオン又はオフすることにより前記負受信信号を逆拡散し、前記第１正逆拡散信号と前記第２正逆拡散信号とを出力する。

これにより、受信信号を平衡信号として処理することができ、外部のノイズの影響を削減することができる。

また、前記スペクトル拡散型レーダ用受信装置は、さらに、前記擬似雑音符号を発生する符号発生部と、前記擬似雑音符号を増幅し、前記逆拡散部に出力する増幅回路とを備えてもよい。

これにより、ＰＮ符号の出力強度を増幅することで、逆拡散部に含まれるトランジスタを飽和領域で動作させることができ、安定した受信信号強度を得ることができる。さらに、直流電圧除去用のサイズの大きなコンデンサをチップ外部に備える必要がなくなる。

また、前記信号受信部は、受信した前記拡散信号を前記平衡受信信号に変換して逆拡散部に出力するバラン回路を含み、前記バラン回路は、受動素子で構成されてもよい。

具体的な構成としては、前記バラン回路は、一端に不平衡信号である前記拡散信号が入力され、他端が接地されている第１伝送線路と、前記第１伝送線路に電磁的に接続される第２伝送線路と第３伝送線路とを含み、前記第２伝送線路の一端と、前記第３伝送線路の一端とが接地され、互いに対向する前記第２伝送線路の他端と前記第３伝送線路の他端とから、前記正受信信号と前記負受信信号とがそれぞれ出力される。

これにより、バランをトランジスタなどの能動素子で構成した場合に比べ、平衡信号として出力される受信信号の歪みを緩和することができる。

また、前記スペクトル拡散型レーダ用受信装置は、さらに、前記第１復調器の出力線路に並列に接続され、前記同相信号の高周波成分を除去する第１キャパシタと、前記第２復調器の出力線路に並列に接続され、前記直交信号の高周波成分を除去する第２キャパシタとを備えてもよい。

これにより、逆拡散部で逆拡散されずに受信装置内を伝播してきた逆拡散信号の高周波成分を除去することができる。高周波成分により逆拡散信号が歪むのを抑制し、レーダスペクトルに、歪みによる変調信号のピークが出現するのを防止することができる。

また、前記逆拡散部及び前記直交復調部は、電流源を共通とする一体化された回路であり、かつ、同一の半導体基板上に形成されていてもよい。

これにより、逆拡散部及び直交復調部に電流を供給する電流電源回路を共通にすることができ、消費電力を抑えることができ、チップサイズを小型化することができる。

また、前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタは、それぞれヘテロバイポーラトランジスタであってもよい。

これにより、より高周波動作が可能なレーダ装置として利用することができる。

本発明によれば、直交復調部より出力される同相信号と直交信号の二乗和を受信信号の位相に関わらず一定にすることにより、受信信号の強度を安定させて正確なレーダスペクトルを得ることができるスペクトル拡散型レーダ用受信装置を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。

（実施の形態１）
本実施の形態のスペクトル拡散型レーダ用受信装置は、逆拡散部と直交復調部とをダブルバランス入出力構成のスイッチ回路構成にし、電流電源回路を共通化し、逆拡散部をエミッタ・ベースが共通な４組のトランジスタ対で構成する。各トランジスタ対に含まれるトランジスタから出力される電流値はそれぞれ同じ値であるように構成される。

図４は、本実施の形態のスペクトル拡散型レーダ用受信装置の構成図である。同図のスペクトル拡散型レーダ用受信装置１００は、スペクトル拡散型レーダ用送信装置１５０から送信され、物体に反射された探知用電波を受信する。そして、受信した探知用電波を処理することで、物体との距離及び相対速度などを検出する。スペクトル拡散型レーダ用受信装置１００は、受信部１１０、受信用ＰＮ符号発生部１２０、信号処理部１３０及び制御部１４０を備える。

受信部１１０は、スペクトル拡散型レーダ用送信装置１５０から送信された探知用電波のうち、物体に反射された探知用電波を受信し、逆拡散処理及び直交復調処理を行う。受信部１１０の構成についての詳細は後述する。

受信用ＰＮ符号発生部１２０は、制御部１４０から供給されるタイミング信号に基づいて、スペクトル拡散型レーダ用送信装置１５０内の送信用ＰＮ符号発生部（図示せず）で生成されるＰＮ符号を時間遅延させたＰＮ符号を生成し、生成したＰＮ符号を受信部１１０に供給する。

信号処理部１３０は、送信用ＰＮ符号発生部が発生する送信用ＰＮ符号に対する受信用ＰＮ符号発生部１２０が発生する受信用ＰＮ符号の符号遅延時間τ、スペクトル拡散型レーダ用送信装置１５０から供給される基準信号、及び受信部１１０から出力される信号に基づいて、障害物の有無、距離及び相対速度などを算出する。

制御部１４０は、受信用ＰＮ符号発生部１２０と送信用ＰＮ符号発生部とにタイミング信号を供給する。

図５は、本実施の形態のスペクトル拡散型レーダ用受信装置の受信部１１０の構成を示す図である。同図の受信部１１０は、受信アンテナ１１１、低雑音増幅器１１２、バラン１１３、逆拡散部１１４、移相器１１５、直交復調部１１６、キャパシタ１１８ａ及び１１８ｂ、並びに緩衝増幅器１１９ａ及び１１９ｂを備える。なお、請求項に記した信号受信部は、受信アンテナ１１１、低雑音増幅器１１２及びバラン１１３に相当する。

受信アンテナ１１１は、物体に反射された探知用電波を受信信号として受信するアンテナである。本実施の形態では、例えば、探知用電波は２６．４ＧＨｚ±１ＭＨｚの周波数帯に拡散されている。

低雑音増幅器１１２は、信号対雑音比を良好に保つために、必要に応じて挿入されている。シングル配線で回路は構成されている。

バラン１１３は、不平衡信号として入力された受信信号を、平衡信号に変換する回路である。図６は、バラン１１３の回路構成を示す図である。バラン１１３は、４つの伝送線路１６１、１６２、１６３及び１６４、並びにキャパシタ１６５を含む。同図に示すように、バランを受動素子のみで構成することで、受信信号に歪みが発生するのを防ぐことができる。

伝送線路１６１は、一端に受信信号が入力される。伝送線路１６１の他端は伝送線路１６２の一端に接続される。伝送線路１６２の他端は接地されている。伝送線路１６３及び伝送線路１６４の一端は接地されている。伝送線路１６３及び伝送線路１６４の他端は逆拡散部１１４に接続されている。伝送線路１６１及び１６３、並びに伝送線路１６２及び１６４は、それぞれ電磁的に接続されており、伝送線路１６１に不平衡信号として入力された受信信号が、伝送線路１６３及び１６４の他端から平衡信号として逆拡散部１１４に出力される。キャパシタ１６５は、バランとそれに接続する回路とのマッチングを取るために、伝送線路１６３及び１６４に並列に接続される。

逆拡散部１１４は、バラン１１３によって平衡信号に変換された受信信号を、ＰＮ符号を基づいて変調する。この時、送信用ＰＮ符号に対する受信用ＰＮ符号の符号遅延時間τが、探知目標物までの距離に相当する遅延時間と等しい場合には、受信した探知用電波に含まれるＰＮ符号と受信用ＰＮ符号発生部１２０から供給されるＰＮ符号との位相が一致し、広帯域にスペクトル拡散されている信号が逆拡散されて復元される。探知目標物までの距離に相当する遅延時間と異なっている場合には、逆拡散部１１４から出力される変調信号は、広帯域に拡散されたままとなる。

移相器１１５は、局部発振器１１７で生成されたローカル発振信号と位相が約９０°異なるローカル発振信号を生成する。なお、約９０°とは８５°〜９５°までの範囲のことである。

また、局部発振器１１７で生成されるローカル発振信号の周波数は、２０〜３０ＧＨｚ（例えば２６ＧＨｚ帯）、又は３０ＧＨｚ〜１００ＧＨｚ（例えば、６０ＧＨｚ帯又は７６ＧＨｚ帯）などである。

直交復調部１１６は、平衡変調器１１６ａ及び１１６ｂから構成される。直交復調部１１６は、ローカル発振信号を使用し、逆拡散部１１４から出力される変調信号、すなわち逆拡散処理が施された信号を、中間周波数の同相信号及び直交信号に変換する。

キャパシタ１１８ａ及び１１８ｂは、平衡変調器１１６ａ及び１１６ｂと緩衝増幅器１１９ａ及び１１９ｂとの間の平衡線路に並列に接続されている。キャパシタをこの位置に接続することにより、逆拡散部１１４で逆拡散されずに受信装置内を伝播してきた拡散信号の高周波成分を除去することができる。拡散信号は多くの周波数成分で構成されているため、時間軸スペクトルで見ると、振幅の大きな信号である。特に強反射体からの反射信号であれば、この拡散信号の振幅はさらに大きくなる。この振幅が受信装置内の回路の１ｄＢ利得圧縮点よりも大きくなると、歪が生じる。歪が生じると拡散信号が変調し、距離探知スペクトルにおいて、その変調信号が、実際に物体が存在しない距離にピークとして現れる可能性がある。

緩衝増幅器１１９ａ及び１１９ｂは、直交復調部１１６から出力された中間周波数をもつ同相信号及び直交信号の信号強度を増幅する。ここで、増幅された信号が信号処理部１３０に入力され、受信信号強度をレーダスペクトルに反映する。

図７は、図５の逆拡散部１１４、並びに、直交復調部１１６を構成する平衡変調器１１６ａ及び１１６ｂの回路構成を示す図である。逆拡散部１１４、並びに平衡変調器１１６ａ及び１１６ｂはいずれもダブルバランス入出力構成のスイッチ回路であり、ギルバートセルミキサの増幅段のトランジスタを全て省略した回路構成である。

同図の回路は、１６個のトランジスタＱ１〜Ｑ１６、４個の抵抗Ｒ１〜Ｒ４及び直流電源Ｖｃを備える。逆拡散部１１４は、トランジスタＱ１及びＱ２、Ｑ３及びＱ４、Ｑ５及びＱ６、並びにＱ７及びＱ８をそれぞれ対とする８個のトランジスタで構成される。平衡変調器１１６ａは４個のトランジスタＱ９、Ｑ１０、Ｑ１１及びＱ１２で構成される。平衡変調器１１６ｂは４個のトランジスタＱ１３、Ｑ１４、Ｑ１５及びＱ１６で構成される。

トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４のエミッタ端子とバラン１１３の平衡出力線路の一方とが接続されている。トランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７及びＱ８のエミッタ端子とバラン１１３の平衡出力線路の他方とが接続されている。トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ７及びＱ８のベース端子はＰＮ１端子に接続される。トランジスタＱ３、Ｑ４、Ｑ５及びＱ６のベース端子はＰＮ２端子に接続される。トランジスタＱ１及びＱ５のコレクタ端子は、トランジスタＱ１３及びＱ１４のエミッタ端子に接続される。トランジスタＱ２及びＱ６のコレクタ端子は、トランジスタＱ９及びＱ１０のエミッタ端子に接続される。トランジスタＱ３及びＱ７のコレクタ端子は、トランジスタＱ１５及びＱ１６のエミッタ端子に接続される。トランジスタＱ４及びＱ８のコレクタ端子は、トランジスタＱ１１及びＱ１２のエミッタ端子に接続される。

トランジスタＱ９及びＱ１２のベース端子は、ＬＯ１端子に接続される。トランジスタＱ１０及びＱ１１のベース端子は、ＬＯ２端子に接続される。トランジスタＱ１３及びＱ１６のベース端子は、ＬＯ３端子に接続される。トランジスタＱ１４及びＱ１５のベース端子は、ＬＯ４端子に接続される。トランジスタＱ９及びＱ１１のコレクタ端子は抵抗Ｒ１の一端とＯＵＴ１端子とに接続される。トランジスタＱ１０及びＱ１２のコレクタ端子は抵抗Ｒ２の一端とＯＵＴ２端子とに接続される。トランジスタＱ１３及びＱ１５のコレクタ端子は抵抗Ｒ３の一端とＯＵＴ３端子とに接続される。トランジスタＱ１４及びＱ１６のコレクタ端子は抵抗Ｒ４の一端とＯＵＴ４端子とに接続される。

抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３及びＲ４の他端は、直流電源Ｖｃに接続される。また、バラン１１３のシングル入力線路とＲＦ端子とが接続される。なお、抵抗Ｒ１〜Ｒ４は全て同じ抵抗値を持つ抵抗である。

ＰＮ１端子及びＰＮ２端子には、受信用ＰＮ符号発生部１２０で平衡信号として発生されたＰＮ符号がそれぞれ入力される。したがって、ＰＮ１端子とＰＮ２端子とには、１８０°位相のずれた信号が常に入力する。これにより、例えば、トランジスタＱ１及びＱ２からなるトランジスタ対と、トランジスタＱ３及びＱ４からなるトランジスタ対とが同時にほぼオン状態になることはない。

ＬＯ１端子及びＬＯ２端子には、局部発振器１１７から出力された信号であり、かつ受信信号と同相のローカル発振信号ＬＯ＿Ｉが平衡信号として入力される。ＬＯ３端子及びＬＯ４端子には、移相器１１５から出力され、位相が約９０°異なる信号であり、かつ受信信号と直交するローカル発振信号ＬＯ＿Ｑが平衡信号として入力される。

ＯＵＴ１端子及びＯＵＴ２端子からは、同相信号Ｉが出力される。ＯＵＴ３端子及びＯＵＴ４端子からは、直交信号Ｑが出力される。

ＲＦ端子には、受信アンテナ１１１によって受信され、低雑音増幅器１１２によって増幅された受信信号が入力される。

バラン１１３には電流電源回路２０１が接続されている。以上のように、逆拡散部１１４及び直交復調部１１６を一体化した構成にすることにより、電流電源回路２０１は、上述したバラン１１３、逆拡散部１１４及び直交復調部１１６に対して電流を供給することができる。これにより、消費電流を大幅に低減することができ、また、チップサイズも小型化することができる。また、受信信号（変調された受信信号も含めて）がトランジスタのベース端子に入力する回路構成になっていないため、受信信号の歪みを抑制することができる。

図８は、図７に示す逆拡散部１１４及び直交復調部１１６の動作を示す簡略図である。

従来の形態同様、受信信号はバラン１１３によって不平衡−平衡変換される。図８に示すようにバラン１１３の平衡出力線路に流れる電流をそれぞれＡ、Ｂとする。また、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ７、Ｑ８、Ｑ９、Ｑ１２、Ｑ１３及びＱ１６がオン状態で、それ以外のトランジスタはオフ状態であるとする。

トランジスタＱ１及びＱ２はエミッタ及びベースが共通である。すなわち、トランジスタＱ１及びＱ２のベース−エミッタ間の電圧は等しくなる。トランジスタに流れるコレクタ電流は、ベース−エミッタ間の電圧によって定まることから、トランジスタＱ１及びＱ２に流れるコレクタ電流も等しくなる。これにより、トランジスタＱ１及びＱ２にはそれぞれ電流Ａ／２が流れる。また、トランジスタＱ７及びＱ８はそれぞれエミッタ及びベースが共通である。したがって、トランジスタＱ７とＱ８にはそれぞれ電流Ｂ／２が流れる。

直交復調部１１６では、トランジスタＱ９はオン状態であり、トランジスタＱ９のエミッタは、トランジスタＱ２のコレクタに接続していることから、トランジスタＱ９には電流Ａ／２が流れる。同様にトランジスタＱ１２には電流Ｂ／２、トランジスタＱ１３には電流Ａ／２、トランジスタＱ１６には電流Ｂ／２が流れる。

以上のように、エミッタとベースを共通にしたトランジスタを挿入することで、直交復調部１１６のローカル発振信号のＤＣ電圧レベルの変化に関わらず、出力端子ＯＵＴ１とＯＵＴ３とに流れる電流及び出力端子ＯＵＴ２とＯＵＴ４とに流れる電流を等しくすることができる。これにより、常に出力端子ＯＵＴ１とＯＵＴ２との同相平衡信号の強度と、出力端子ＯＵＴ３とＯＵＴ４との直交平衡信号の強度とは等しくなる。すなわち、（数４）において、Ｐ₁とＰ₂とが等しくなり、受信信号の位相φに関わらず、二乗和Ｔは一定となる。よって、受信信号の強度が安定し、正確なレーダスペクトルを得ることができる。

以上のように、本実施の形態のスペクトル拡散型レーダ用受信装置では、同相信号を出力する平衡変調器１１６ａに流れる電流の和と、直交信号を出力する平衡変調器１１６ｂに流れる電流の和とを等しくするために、従来の逆拡散部３０３を構成するトランジスタのそれぞれに、ベースとエミッタとをそれぞれ共通とする新たなトランジスタを追加することで、本実施の形態の逆拡散部１１４を構成する。すなわち、逆拡散部１１４は、ベースとエミッタとをそれぞれ共通とする２つのトランジスタからトランジスタ対を構成し、４つの当該トランジスタ対から構成される。

これにより、受信信号のピーク強度が安定し、正確なレーダスペクトルを得ることができる。また、従来と同様に、逆拡散部と直交復調部とをダブルバランス入出力構成のスイッチ回路構成にし、電流電源回路を共通化することで、チップサイズの小型化と低消費電力化も実現している。

（実施の形態２）
本実施の形態のスペクトル拡散型レーダ用受信装置は、受信用ＰＮ符号発生部と逆拡散部の間に差動増幅器を挿入することで、逆拡散部に入力されるＰＮ符号の信号強度を増幅する。

図９は、本実施の形態のスペクトル拡散型レーダ用受信装置の構成図である。同図のスペクトル拡散型レーダ用受信装置は、図５の受信装置と比較して、さらに、差動増幅器２１０が加えられた点が異なっている。以下では、図５の受信装置と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。なお、図９に示す受信装置の構成要素について図５の構成と同一の構成要素については、同一の符号を付している。

図９の受信部１１０ａでは、図５の受信部１１０の構成にさらに、受信用ＰＮ符号発生部１２０と逆拡散部１１４との間に差動増幅器２１０が加えられている。

図１０は、差動増幅器２１０の回路構成を示す図である。差動増幅器２１０は、トランジスタＱ２１、Ｑ２２、Ｑ２３及びＱ２４、抵抗Ｒ５及びＲ６、直流電源Ｖｃ並びに電流電源回路２１１を備える。

トランジスタＱ２１のベース端子はＰＮｉｎ１端子に接続されている。コレクタ端子はトランジスタＱ２３のベース端子と抵抗Ｒ５の一端とに接続されている。エミッタ端子は、トランジスタＱ２２のエミッタ端子に接続され、電流電源回路２１１に接続されている。トランジスタＱ２２のベース端子はＰＮｉｎ２端子に接続されている。コレクタ端子はトランジスタＱ２４のベース端子と抵抗Ｒ６の一端とに接続されている。トランジスタＱ２３のコレクタ端子は、トランジスタＱ２４のコレクタ端子と、抵抗Ｒ５及びＲ６の他端と直流電源Ｖｃとに接続されている。エミッタ端子はＰＮｏｕｔ１端子と電流電源回路２１１とに接続されている。トランジスタＱ２４のエミッタ端子はＰＮｏｕｔ２端子と電流電源回路２１１とに接続されている。直流電源Ｖｃの他端は接地されている。

これによって、ＰＮｉｎ１端子及びＰＮｉｎ２端子から入力されるＰＮ符号の平衡信号は、図１０の回路により増幅され、ＰＮｏｕｔ１端子及びＰＮｏｕｔ２端子から出力される。逆拡散部１１４は、非線形回路である。ローカル信号（ここではＰＮ符号）の信号強度が小さい場合、非線形回路のゲインはローカル信号強度に比例して大きくなる。一方、ローカル信号の信号強度がある閾値よりも大きくなると、非線形回路のゲインは飽和して一定となる飽和特性を持つ。レーダ動作中は、ローカル信号強度に多少のバラツキがあっても、ゲインを一定に保つ必要がある。このため、非線形回路を飽和領域で動作させるローカル信号強度に設定しなければならない。差動増幅器２１０を受信用ＰＮ符号発生部１２０と逆拡散部１１４のＰＮ符号の入力部との間に挿入することで、逆拡散部１１４が飽和領域で動作できるようにローカル信号強度を設定することができる。

さらに、図５のスペクトル拡散型レーダ用受信装置構成において、受信用ＰＮ符号発生部１２０の出力直流電圧レベルが、図７のＰＮ１端子及びＰＮ２端子の入力直流電圧レベルに適さない場合、受信用ＰＮ符号発生部１２０と逆拡散部１１４との間に、直流電圧除去用の大きなコンデンサを外部に接続する必要がある。しかし、差動増幅器２１０を挿入することで、受信用ＰＮ符号発生部１２０の出力直流電圧レベルは、図７のＰＮ１端子及びＰＮ２端子の入力直流電圧レベルに関与しなくなる。図７のＰＮ１端子及びＰＮ２端子の入力直流電圧レベルは、図１０のＰＮｏｕｔ１端子及びＰＮｏｕｔ２端子の出力直流電圧レベルと一致する。ＰＮｏｕｔ１端子とＰＮｏｕｔ２端子の入力直流電圧レベルは、直流電圧源Ｖｃ、抵抗Ｒ５及びＲ６における電圧降下、並びにトランジスタＱ２３及びＱ２４のベース−エミッタ電圧値等のパラメータに依存する。これによって、チップ内の差動増幅器の回路構成のみにより、受信用ＰＮ符号発生部の出力直流電圧レベルに関与せず逆拡散部のローカル信号入力部の直流電圧レベルを設定することができ、直流電圧除去用の大きなコンデンサを必要としない。

以上、説明したように本実施の形態におけるスペクトル拡散型レーダ用受信装置によれば、受信用ＰＮ符号発生部１２０と逆拡散部１１４のローカル信号入力部との間に差動増幅器２１０を挿入することで、ローカル信号強度を増幅することができる。これにより、非線形回路構成である逆拡散部１１４を飽和領域で動作させることができる。さらに直流電圧除去用のサイズの大きい外付けコンデンサが不要な回路構成にすることができる。

以上、本発明のスペクトル拡散型レーダ用受信装置について、実施の形態に基づいて説明したが、本発明は、この実施の形態に限定されるものではない。本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を本実施の形態に施したものや、異なる実施の形態における構成要素を組み合わせて構築される形態も、本発明の範囲内に含まれる。

例えば、上記説明ではトランジスタとして、バイポーラトランジスタを用いたが、ヘテロバイポーラトランジスタを用いてもよい。また、電界効果トランジスタを用いてもよい。この場合、実施例で示したベースをゲート、エミッタをソース、コレクタをドレインとする。

また、上記説明ではバラン１１３、逆拡散部１１４及び直交復調部１１６を一体化して同一の半導体基板上に形成するとした。これに対して、さらに、キャパシタ１１８ａ及び１１８ｂ、緩衝増幅器１１９ａ及び１１９ｂ、並びに差動増幅器２１０をも一体化して、同一の半導体基板上に形成してもよい。

なお、実施の形態では、受信信号を平衡信号に変換したが、受信信号を不平衡信号のまま処理を行ってもよい。この場合、用いるトランジスタの個数を削減することができる。

本発明は、チップサイズ小型化と低消費電力化が実現でき、さらに受信信号のピーク強度が安定する正確なレーダスペクトルを得ることができるスペクトル拡散型レーダ用受信装置として、例えば、車両などに搭載されるレーダ装置として利用することができる。

従来のスペクトル拡散型レーダ用受信装置の受信部の構成図である。 従来の逆拡散部と直交復調部との回路構成図である。 従来の逆拡散部と直交復調部との動作を示す簡略図である。 実施の形態１のスペクトル拡散型レーダ用受信装置の構成ブロック図である。 実施の形態１の受信部の構成図である。 バランの回路構成図である。 実施の形態１の逆拡散部と直交復調部との回路構成図である。 実施の形態１の逆拡散部と直交復調部との動作を示す簡略図である。 実施の形態２のスペクトル拡散型レーダ用受信装置に含まれる受信部の回路構成図である。 差動増幅器の回路構成図である。

符号の説明

１００ スペクトル拡散型レーダ用受信装置
１１０、１１０ａ、３００ 受信部
１１１、３０１ 受信アンテナ
１１２、３０２ 低雑音増幅器
１１３、３３０ バラン
１１４、３０３ 逆拡散部
１１５、３０４ 移相器
１１６、３０５ 直交復調部
１１６ａ、１１６ｂ、３０５ａ、３０５ｂ 平衡変調器
１１７、３０６ 局部発振器
１１８ａ、１１８ｂ、１６５ キャパシタ
１１９ａ、１１９ｂ、３０７ａ、３０７ｂ 緩衝増幅器
１２０、３１０ 受信用ＰＮ符号発生部
１３０、３２０ 信号処理部
１４０ 制御部
１５０ スペクトル拡散型レーダ用送信装置
１６１、１６２、１６３、１６４ 伝送線路
２０１、２１１、３３１ 電流電源回路
２１０ 差動増幅器

Claims (11)

1. スペクトル拡散された拡散信号を受信するスペクトル拡散型レーダ用受信装置であって、
   前記拡散信号を受信信号として受信する信号受信部と、
   擬似雑音符号を用いて前記信号受信部によって受信された前記受信信号を逆拡散することにより、第１逆拡散信号と、当該第１逆拡散信号が伝播する線路の電流値と同じ電流値の電流が流れる線路を伝播する第２逆拡散信号とを出力する逆拡散部と、
   前記第１逆拡散信号と前記第２逆拡散信号とを直交復調することで、同相信号と直交信号とを出力する直交復調部とを備え、
   前記逆拡散部は、同じ特性を持つ第１トランジスタ及び第２トランジスタからなる第１トランジスタ対を含み、
   前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタは、前記受信信号が入力され、前記擬似雑音符号に応じてオン又はオフすることにより前記受信信号を逆拡散し、前記第１トランジスタは前記第１逆拡散信号を出力し、前記第２トランジスタは前記第２逆拡散信号を出力し、
   前記直交復調部は、
   第１ローカル発振信号を用いて前記第１逆拡散信号を復調し、前記同相信号を出力する第１復調器と、
   前記第１ローカル発振信号の位相を９０度ずらした第２ローカル発振信号を用いて前記第２逆拡散信号を復調し、前記直交信号を出力する第２復調器とを含む
   ことを特徴とするスペクトル拡散型レーダ用受信装置。
2. 前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタは、ベース又はゲートが共通に接続されており、かつ、エミッタ又はソースが共通に接続されている
   ことを特徴とする請求項１記載のスペクトル拡散型レーダ用受信装置。
3. 前記信号受信部は、受信した前記拡散信号を正受信信号と負受信信号とからなる平衡受信信号に変換し、
   前記第１逆拡散信号は第１正逆拡散信号と第１負逆拡散信号とからなる平衡信号であり、
   前記第２逆拡散信号は第２正逆拡散信号と第２負逆拡散信号とからなる平衡信号であり、
   前記逆拡散部は、さらに、前記第１トランジスタ対と同じ構成の第２トランジスタ対を含み、
   前記第１トランジスタ対は、前記正受信信号が入力され、前記擬似雑音符号に応じてオン又はオフすることにより前記正受信信号を逆拡散し、前記第１正逆拡散信号と前記第２正逆拡散信号とを出力し、
   前記第２トランジスタ対は、前記負受信信号が入力され、前記擬似雑音符号に応じてオン又はオフすることにより前記負受信信号を逆拡散し、前記第１負逆拡散信号と前記第２負逆拡散信号とを出力する
   ことを特徴とする請求項１記載のスペクトル拡散型レーダ用受信装置。
4. 前記擬似雑音符号は、正擬似雑音符号と負擬似雑音符号とからなる平衡擬似雑音符号であり、
   前記逆拡散部は、さらに、前記第１トランジスタ対と同じ構成の第３トランジスタ対と第４トランジスタ対とを含み、
   前記第１トランジスタ対は、前記正擬似雑音符号に応じてオン又はオフすることにより前記正受信信号を逆拡散し、前記第１正逆拡散信号と前記第２正逆拡散信号とを出力し、
   前記第２トランジスタ対は、前記正擬似雑音符号に応じてオン又はオフすることにより前記負受信信号を逆拡散し、前記第１負逆拡散信号と前記第２負逆拡散信号とを出力し、
   前記第３トランジスタ対は、前記正受信信号が入力され、前記負擬似雑音符号に応じてオン又はオフすることにより前記正受信信号を逆拡散し、前記第１負逆拡散信号と前記第２負逆拡散信号とを出力し、
   前記第４トランジスタ対は、前記負受信信号が入力され、前記負擬似雑音符号に応じてオン又はオフすることにより前記負受信信号を逆拡散し、前記第１正逆拡散信号と前記第２正逆拡散信号とを出力する
   ことを特徴とする請求項３記載のスペクトル拡散型レーダ用受信装置。
5. 前記スペクトル拡散型レーダ用受信装置は、さらに、
   前記擬似雑音符号を発生する符号発生部と、
   前記擬似雑音符号を増幅し、前記逆拡散部に出力する増幅回路とを備える
   ことを特徴とする請求項３又は４記載のスペクトル拡散型レーダ用受信装置。
6. 前記信号受信部は、
   受信した前記拡散信号を前記平衡受信信号に変換して逆拡散部に出力するバラン回路を含み、
   前記バラン回路は、受動素子で構成される
   ことを特徴とする請求項３又は４記載のスペクトル拡散型レーダ用受信装置。
7. 前記バラン回路は、
   一端に不平衡信号である前記拡散信号が入力され、他端が接地されている第１伝送線路と、
   前記第１伝送線路に電磁的に接続される第２伝送線路と第３伝送線路とを含み、
   前記第２伝送線路の一端と、前記第３伝送線路の一端とが接地され、互いに対向する前記第２伝送線路の他端と前記第３伝送線路の他端とから、前記正受信信号と前記負受信信号とがそれぞれ出力される
   ことを特徴とする請求項６記載のスペクトル拡散型レーダ用受信装置。
8. 前記スペクトル拡散型レーダ用受信装置は、さらに、
   前記第１復調器の出力線路に並列に接続され、前記同相信号の高周波成分を除去する第１キャパシタと、
   前記第２復調器の出力線路に並列に接続され、前記直交信号の高周波成分を除去する第２キャパシタとを備える
   ことを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載のスペクトル拡散型レーダ用受信装置。
9. 前記逆拡散部及び前記直交復調部は、電流源を共通とする一体化された回路であり、かつ、同一の半導体基板上に形成されている
   ことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載のスペクトル拡散型レーダ用受信装置。
10. 前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタは、それぞれヘテロバイポーラトランジスタである
    ことを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載のスペクトル拡散型レーダ用受信装置。
11. スペクトル拡散された拡散信号を受信するスペクトル拡散型レーダ用受信装置に用いられる半導体装置であって、
    前記拡散信号を受信信号として受信する信号受信部と、
    擬似雑音符号を用いて前記信号受信部によって受信された前記受信信号を逆拡散することにより、第１逆拡散信号と、該第１逆拡散信号が伝播する線路の電流値と同じ電流値の電流が流れる線路を伝播する第２逆拡散信号とを出力する逆拡散部と、
    前記第１逆拡散信号と前記第２逆拡散信号とを直交復調することで、同相信号と直交信号とを出力する直交復調部とを備え、
    前記逆拡散部は、同じ特性を持つ第１トランジスタ及び第２トランジスタからなるトランジスタ対を含み、
    前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタは、前記受信信号が入力され、前記擬似雑音符号に応じてオン又はオフすることにより前記受信信号を逆拡散し、前記第１トランジスタは前記第１逆拡散信号を出力し、前記第２トランジスタは前記第２逆拡散信号を出力し、
    前記直交復調部は、
    第１ローカル発振信号を用いて前記第１逆拡散信号を復調し、前記同相信号を出力する第１復調器と、
    前記第１ローカル発振信号の位相を９０度ずらした第２ローカル発振信号を用いて前記第２逆拡散信号を復調し、前記直交信号を出力する第２復調器とを含む
    ことを特徴とする半導体装置。

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