JP2003229722A - 周波数逓倍回路および送受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 効率の向上を図ることにより消費電流の低減
が可能な周波数逓倍回路、およびこれを用いた送受信回
路を提供する。 【解決手段】 ミキサ部４１，差動部４２によりギルバ
ート・ミキサが構成され、差動部４２の前段にハイパス
フィルタ（ＨＰＦ）５３が設けられている。発振信号Ｓ
_OSC は分岐して、信号Ｓ１は入力部ａ１−ａ２に入力さ
れる。信号Ｓ２は、ＨＰＦ５３により位相変化した信号
Ｓ２２に変換され、差動部４２を介して入力部ｂ１−ｂ
２に入力される。ミキサ部４１は、信号Ｓ１，Ｓ２２の
間に生じる位相差によって、差動部４２に対して動作タ
イミングがずれる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、入力信号を２倍波
に変調して出力する周波数逓倍回路、および、これを用
いて構成されたＲＦ（Radio Frequency ：無線周波数）
帯を利用する無線通信システムの送受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】周波数逓倍回路は、入力される基本波の
周波数をｎ倍（ｎ＝1, 2，…）に変調して得られる高調
波を出力する回路であり、無線通信システムにおいて
は、送信機および受信機に広く用いられている。

【０００３】無線通信システムの受信系では、希望帯域
（例えばＲＦ帯）の受信信号を局部発振信号（ローカル
信号）Ｓ_LOと混合し、ＩＦ（Intermediate Frequency：
中間周波数）信号Ｓ_IFに周波数変換する処理が行われ
る。また送信系では、逆にＩＦ信号Ｓ_IFをローカル信号
Ｓ_LOと混合し、希望帯域（例えばＲＦ帯）の送信信号に
変換する処理が行われる。このように、２以上の入力信
号を混合して周波数変換された信号を出力する回路をミ
キサといい、ミキサにはローカル信号Ｓ_LOが局部発振器
から与えられる。

【０００４】ただし、局部発振器の発振周波数ｆ_LOとア
ンテナ出力の周波数ｆ_RFが合致すると、図１９（Ａ）の
ように、アンテナ１３０の出力が局部発振器１１０から
回路部１２０へと回り込み、スプリアス（目的外の信号
成分）が発生する。こうしたスプリアスの対策として
は、局部発振器１１０を、本来の周波数ｆ_LOとは異なる
周波数ｆ_OSC で出力するようにし、ループが形成されな
いようにするのが一般的である。この場合、最終的なロ
ーカル信号Ｓ_LOは、図１９（Ｂ）に示したように、局部
発振器１１０の次段に変調器１１０Ａを設け、そこで、
局部発振器１１０の出力信号を変調することにより得ら
れる。通常、変調器１１０Ａには、２逓倍（ダブラー；
doubler ）の周波数逓倍回路が用いられ、局部発振器１
１０からは、本来の周波数ｆ_LOの２分の１の周波数ｆ
_OSC の信号を出力するようにしている。

【０００５】この周波数逓倍回路は、図２０に示したよ
うに、ミキサ部１０１と、差動部１０２とを備え、ギル
バートセル形ダブルバランスミキサとして構成されてい
る。ミキサ部１０１は、周波数変調を行う回路部であ
り、交差結合された２つの差動トランジスタ対（Ｑ１０
３，Ｑ１０４），（Ｑ１０５，Ｑ１０６）からなる。差
動部１０２は、ミキサ部１０１の前段に設けられ、１つ
の差動トランジスタ対（Ｑ１０１，Ｑ１０２）からな
る。この回路では、発振信号Ｓ_OSC は入力信号Ｓ１，Ｓ
２に分岐され、ミキサ部１０１のベース側入力部ａ１−
ａ２と、差動部１０２にそれぞれ入力される。差動部１
０２のトランジスタＱ１０１，Ｑ１０２の各ベースに平
衡入力された入力信号Ｓ２は、コレクタ側の差動電流と
なって、さらにミキサ部１０１のエミッタ側入力部ｂ１
−ｂ２に入力される。

【０００６】ミキサ部１０１では、こうして２つの入力
部から入力される同一周波数成分（発振信号Ｓ_OSC ）の
混合により、その２倍波すなわちローカル信号Ｓ_LOが得
られる。なお、こうしたギルバートセル形の回路では、
回路の対称性を保つように、各差動トランジスタ対の特
性がよく揃えられていれば、基本波成分である発振信号
Ｓ_OSC は高い比率で除去される。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
周波数逓倍回路では、ミキサ部１０１に入力部ａ１−ａ
２から直接入力される入力信号Ｓ１と、差動部１０２に
て反転増幅された後に入力部ｂ１−ｂ２から入力される
入力信号Ｓ２には、常にほぼ１８０°の位相差がある。
また、発振信号Ｓ_OSC のような大振幅信号の入力に対
し、差動部１０２のトランジスタＱ１０１，Ｑ１０２は
互いに逆のＯＮ／ＯＦＦを行うスイッチング動作状態と
なる。そのため、ミキサ部１０１と差動部１０２とが同
期したようになり、差動部１０２のスイッチング動作に
よって、ミキサ部１０１では必ず２つのうちの一方の差
動トランジスタ対の動作が封じられることとなってい
た。

【０００８】これを図２０を用いて説明する。同図に
は、最大振幅入力時の配線毎の極性が示されている。ト
ランジスタＱ１０１〜Ｑ１０６は、正極性の信号に対し
てＯＮ、負極性の信号に対してＯＦＦとなる。図示の場
合では、差動部１０２のトランジスタＱ１０２はＯＮと
なり、これと結合された差動トランジスタ対（Ｑ１０
５，Ｑ１０６）のうちＯＮとなるトランジスタＱ１０５
からトランジスタＱ１０２にコレクタ電流が流れる。し
かし、トランジスタＱ１０１はＯＦＦとなるので、差動
トランジスタ対（Ｑ１０３，Ｑ１０４）の配線経路は遮
断され、トランジスタＱ１０４がＯＮ状態であるにも関
わらず、本来ならば流れるべきトランジスタＱ１０４，
Ｑ１０１を通じた電流が流れない。

【０００９】こうして、最大振幅入力時には、ミキサ部
１０１の２つの差動トランジスタ対のうち、動作が有効
な状態となるのは、常に一方のみとなる。その結果、回
路の効率が低下し、最大出力電力Ｐ_omaxの低下を招くと
いう問題が生じていた。

【００１０】のみならず、ローカル信号Ｓ_LOとして要求
される出力信号レベルは一般に高く、また、その周波数
ｆ_LOが近年ますます高くなりつつあることから、周波数
逓倍回路の効率は低下する傾向にある。そのため、所望
の出力電力を得るには、より大きな電流が必要となる。
送受信回路においては、このことは周波数逓倍段だけの
問題に留まらず、送受信系全体の消費電流を上昇させる
要因となっていた。

【００１１】本発明はかかる問題点に鑑みてなされたも
ので、その目的は、効率の向上を図ることにより消費電
流の低減が可能な周波数逓倍回路、およびこれを用いた
送受信回路を提供することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明の周波数逓倍回路
は、同一周波数の第１および第２の入力信号を混合し、
周波数を２倍に変調して出力する周波数逓倍回路であっ
て、交差結合された２つの差動対により構成されると共
に、第１の入力信号が入力される第１の入力部、および
第２の入力信号が入力される第２の入力部を有するミキ
サ部と、第１および第２の入力部の少なくとも一方の前
段に設けられ、第１および第２の入力信号の間に相対位
相差を与える位相差発生手段とを備えたものである。

【００１３】ここで、本発明の周波数逓倍回路におい
て、例えば、第２の入力部の前段に差動部が設けられて
いてもよい。その場合、差動部はミキサ部と共にギルバ
ートセル形ダブルバランスミキサを構成し、第２の入力
信号が差動部を介して第２の入力部に入力されるように
なされる。

【００１４】本発明の周波数逓倍回路では、互いに相対
位相差のある信号がミキサ部に入力され、その２倍波が
出力される。入力信号間の相対位相差によって、ミキサ
部は前段に設けられる他の回路部、例えば差動部との動
作タイミングがずれ、他の回路部からの影響が低減され
て動作が有効に出力に寄与する。これにより、電力を取
り出す効率が向上する。

【００１５】本発明に係る位相差発生手段としては、例
えば、ＲＣ構成のハイパスフィルタ，ロウパスフィル
タ、セルサイズの大きなトランジスタ、または容量素子
などを用いることができる。このうち、位相差発生手段
としてＲＣハイパスフィルタを設ける場合には、入力信
号の位相を変化させるだけでなく、信号に含まれる低域
成分が除去される。また、簡易な構成のために面積効率
が高い。

【００１６】位相差発生手段として、第１の入力部の前
段にＲＣハイパスフィルタおよびＲＣロウパスフィルタ
の一方を設けると共に、差動部の前段に他方を設ける場
合には、第１および第２の入力信号は互いに逆方向に位
相がずらされ、相対位相差を９０°まで広げることがで
きる。これは、位相差発生手段として、第１の入力部の
前段にＲＣハイパスフィルタを設けると共に、差動部に
ミキサ部を構成するものよりもセルサイズの大きなトラ
ンジスタを設ける場合、もしくは、ミキサ部の第２の入
力部と差動部との間に容量素子を設ける場合もまた同様
である。

【００１７】位相差発生手段として、差動部に、ミキサ
部を構成するものよりもセルサイズの大きなトランジス
タを設ける場合には、従来からの変更点がこのトランジ
スタサイズのみとなる。これにより、回路を構成する素
子を増やさずに済み、極めて簡易に構成することができ
る。

【００１８】本発明の送受信装置は、送信信号および受
信信号の送受信を行う送受信回路部、局部発振信号源と
なる局部発振器、ならびに、局部発信器からの信号を同
一周波数の第１および第２の入力信号に分けて混合し、
その２倍波を送受信回路部に出力する周波数逓倍回路を
含んで構成され、周波数逓倍回路が、交差結合された２
つの差動対により構成されると共に、第１の入力信号が
入力される第１の入力部、および第２の入力信号が入力
される第２の入力部を有するミキサ部と、第１および第
２の入力部の少なくとも一方の前段に設けられ、第１お
よび第２の入力信号間に相対位相差を与える位相差発生
手段とを備えたものである。

【００１９】本発明の送受信装置では、局部発振器の次
段に、本発明の周波数逓倍回路が設けられており、局部
発振器出力をローカル信号に変換する電力効率が従来よ
りも向上する。

【００２０】

【発明の実施の形態】実施の形態を具体的に説明する前
に、図１〜図５を参照し、本発明の一実施の形態に係る
周波数逓倍回路の基本的な構成、および作用効果につい
て説明する。この周波数逓倍回路は、ギルバート形ダブ
ルバランスミキサを構成するミキサ部４１，差動部４２
を備えている。ミキサ部４１は、入力部Ａと入力部Ｂと
を有している。また、入力された原信号Ｓ₀ は、同一の
入力信号Ｓ１，Ｓ２に分岐され、信号Ｓ１は入力部Ａ
に、信号Ｓ２は差動部４２を介して入力部Ｂに入力され
るようになっている。この周波数逓倍回路では、これに
加え、ミキサ部４１の入力部Ａ、入力部Ｂの少なくとも
一方の前段に、入力信号Ｓ１，Ｓ２に相対位相差を与え
る位相差発生手段４３が設けられる。

【００２１】すなわち、位相差発生手段４３は、図１に
て点線で囲まれた回路部分Ｋ，Ｌ，Ｍ，Ｎの少なくとも
いずれかに設けられ、入力信号Ｓ１，Ｓ２の少なくとも
一方に、他方に対する位相ずれを、ミキサ部４１に入力
される前に生じさせるようになっている。位相差発生手
段４３が回路部分Ｋに設けられた場合は、信号Ｓ１は位
相変化して信号Ｓ１２となり、位相差発生手段４３が回
路部分Ｌ〜Ｎの少なくともいずれかに設けられた場合
は、信号Ｓ２は位相変化して信号Ｓ２２となる。なお、
以下の具体的な実施の形態においても、信号Ｓ１，Ｓ２
に対し、位相変化させた後の信号を信号Ｓ１２，Ｓ２２
と呼称し、これらを位相差発生手段４３の前後で呼び分
けることにする。

【００２２】ミキサ部４１に対する入力信号Ｓ１，Ｓ２
間に相対位相差を与えることは、ミキサ部４１と、信号
Ｓ２の入力経路上の回路部（ここでは差動部４２）との
動作タイミングをずらすことに他ならない。これによ
り、他の回路部からの影響（具体的には差動部４２のス
イッチング動作）によってミキサ部４１の動作が封じら
れ、その出力が遮断されることが防止される。

【００２３】入力信号Ｓ１，Ｓ２間に相対位相差を与え
ることの作用効果は、図２に示したように、従来と同様
に構成されたギルバート・ミキサ回路において、入力端
ａ１−ａ２と入力端ｃ１−ｃ２それぞれに周波数および
信号レベルが同一である信号Ｓ１，Ｓ２を印加し、この
２信号間の相対位相差を変化させることにより容易に確
認することができる。入力端ｃ１−ｃ２において信号Ｓ
２に信号Ｓ１との相対位相差を生じさせることは、ミキ
サ部４１からみれば、上記入力部Ａ，Ｂにおける信号間
に相対位相差を与えることと等価であり、これによって
本発明の回路の理想状態を作り出すことができる。な
お、トランジスタＱ１〜Ｑ６は、従来の周波数逓倍回路
のトランジスタＱ１０１〜Ｑ１０６に対応している。

【００２４】図３，図４は、そのようなシュミレーショ
ンを行った結果得られる入力信号Ｓ１，Ｓ２間の相対位
相差に対する出力信号レベルの一例を示している。図３
は、入力信号レベルが十分に大きく、回路が常に飽和領
域で動作を行う場合、図４は、入力信号レベルが十分に
小さく、回路が非飽和領域で動作する場合である。

【００２５】非飽和領域動作の場合には、入力信号Ｓ
１，Ｓ２間の位相差の有無に関わらず出力信号レベルは
ほぼ一定である。これは、ミキサ部４２では、他の回路
部と同期するか否かに関係なく、動作が直接出力に寄与
していることを示している。

【００２６】一方、飽和領域動作においては、入力信号
間に位相差がない従来の場合（相対位相差０°，１８０
°）から相対位相差が大きくなるにつれて出力信号レベ
ルは増大し、相対位相差がほぼ９０°で最大（ここでは
位相差０°からの信号レベル上昇分は６ｄＢ程度）とな
る。これは、差動部４２のトランジスタＱ１，Ｑ２が飽
和領域でＯＮ／ＯＦＦすることにより、位相差のない従
来の場合ではミキサ部４１の動作が封じられ、その分だ
け出力が低下するが、相対位相差が大きくなるほど、ミ
キサ部４１は差動部４２と動作タイミングがずれて、動
作が封じられる率が下がり、高効率に出力が得られるこ
とを示している。

【００２７】また、図５は、入力信号Ｓ１，Ｓ２の位相
差をパラメータとしたギルバート・ミキサにおける入力
信号レベル対出力信号レベルを模式的に示した特性図で
ある。入力信号Ｓ１，Ｓ２の位相差が９０°である本発
明の周波数逓倍回路と、入力信号間の位相差０°の従来
回路は、非飽和領域では同じ線形の入出力特性を示す
が、本発明の回路では、その線形性が従来回路よりも大
きな入力信号レベルまで保たれ、最大出力電力Ｐ_omaxが
より大きくなる。

【００２８】以下、具体的な実施の形態について図面を
参照して詳細に説明する。

【００２９】図６は、本発明の一実施の形態に係る送受
信装置の主要部の構成を示している。この送受信装置
は、例えば携帯電話などの無線通信における送受信機で
あって、図示したのは、その高周波段の一具体例であ
る。ここでは、高周波回路部１０は、上段に示した送信
（ＴＸ）系と、下段に示した受信（ＲＸ）系とに分か
れ、それぞれスイッチ３１，バンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）３２を介してアンテナ３３から信号を送信・受信す
るようになっている。

【００３０】送信系は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１
１，１２、変調部１３、ＢＰＦ１４、周波数変換部１５
およびパワーアンプ（ＰＡ）１６を備え、変調部１３に
は、局部発振器（ＯＳＣ）１が分周器３を介して接続さ
れ、周波数変換部１５には、ＯＳＣ２が周波数逓倍回路
４を介して接続された構成となっている。ＬＰＦ１１，
１２の各々は、入力されたＩチャネルのベースバンド
（ＢＢ）信号Ｓ_I およびＱチャネルのベースバンド信号
Ｓ_Q に含まれる所定周波数成分を弁別し、変調部１３に
出力する機能を有している。変調部１３は、ミキサ回路
１３Ａ，１３Ｂおよび加算器１３Ｃからなり、ＬＰＦ１
１，１２を介してミキサ回路１３Ａ，１３Ｂに入力され
た信号を、ＯＳＣ１からの信号と混合することにより変
調し、ＩＦ信号Ｓ_IFとして出力する機能を有している。
ＢＰＦ１４は、変調部１３の出力からＩＦ信号Ｓ_IF以外
の成分を除去する機能を有している。

【００３１】周波数変換部１５は、位相器１５Ａ，１５
Ｂ、ミキサ回路１５Ｃ，１５Ｄおよび加算器１５Ｅから
なり、ＩＦ信号Ｓ_IFに周波数変換を施してＲＦ信号Ｓ_RF
を得る機能を有している。ここでは、変調部１３からの
ＩＦ信号Ｓ_IFとＯＳＣ２からのローカル信号Ｓ_LOが、そ
れぞれ、位相器１５Ａ，１５Ｂにより位相差９０°の２
種類のバランス信号に２分割され、位相（０°，１８０
°）のＩＦ信号Ｓ_IFと位相（９０°，２７０°）のロー
カル信号Ｓ_LOがミキサ回路１５Ｃに、位相（９０°，２
７０°）のＩＦ信号Ｓ_IFと位相（０°，１８０°）のロ
ーカル信号Ｓ_LOがミキサ回路１５Ｄに入力されて混合さ
れ、周波数ｆ_RFに周波数変換されたＲＦ信号Ｓ_RFが生成
されるようになっている。更に、この周波数変換部１５
では、ミキサ回路１５Ｃ，１５Ｄの出力は加算器１５Ｅ
にて加算され、周波数ｆ_RFと対をなす側波帯成分である
イメージ信号が除去されるようになっている。また、パ
ワーアンプ１６は、周波数変換部１５から出力されたＲ
Ｆ信号Ｓ_RFを増幅する機能を有している。

【００３２】一方、受信系は、ロウノイズアンプ（ＬＮ
Ａ）２６、周波数変換部２５、ＢＰＦ２４、復調部２３
およびＬＰＦ２１を備え、復調部２３には、ＯＳＣ１が
分周器３を介して接続され、周波数変換部２５には、Ｏ
ＳＣ２が周波数逓倍回路４を介して接続された構成とな
っている。受信系は、送信系とは逆の操作を行う回路で
あり、ＬＮＡ２６は、帯域外成分をブロックして受信信
号を増幅する機能を有している。周波数変換部２５は、
位相器２５Ｂ、ミキサ回路２５Ｃ，２５Ｄおよび加算器
２５Ｅからなり、受信されたＲＦ信号Ｓ_RFをローカル信
号Ｓ_LOと混合することにより周波数変換を行い、ＩＦ信
号Ｓ_IFとして出力する機能を有している。ここでは、Ｒ
Ｆ信号Ｓ_RFが分岐されミキサ回路２５Ｃ，２５Ｄの双方
に入力されると共に、位相器２５ＢによりＯＳＣ２から
のローカル信号Ｓ_LOが位相差９０°の２種類のバランス
信号に２分割され、位相（０°，１８０°）のローカル
信号Ｓ_LOがミキサ回路２５Ｃに、位相（９０°，２７０
°）のローカル信号Ｓ_LOがミキサ回路２５Ｄに入力され
るようになっている。ミキサ回路２５Ｃ，２５Ｄでは、
ＲＦ信号Ｓ_RFとローカル信号Ｓ_LOとが混合され、ＩＦ信
号Ｓ_IFが生成される。加算器２５Ｅは、ミキサ回路２５
Ｃ，２５Ｄそれぞれの出力信号を加算し、イメージ信号
が除去された所望の周波数のＩＦ信号Ｓ_IFを出力するよ
うになっている。

【００３３】ＢＰＦ２４は、周波数変換部２５の出力か
らＩＦ信号Ｓ_IF以外の成分を除去する機能を有してい
る。復調部２３は、ミキサ回路２３Ａ，２３Ｂおよび加
算器２３Ｃからなり、分岐されてミキサ回路２３Ａ，２
３Ｂ双方に入力されたＩＦ信号Ｓ_IFそれぞれを、ＯＳＣ
１からの信号と混合し、更に加算器２３Ｃによりこれら
を加算して復調する機能を有している。ＬＰＦ２１は、
入力された復調信号に含まれる所定周波数成分を弁別し
て出力する機能を有している。

【００３４】なお、ここでは、ＯＳＣ１はＩＦ信号Ｓ_IF
の２倍の周波数の発振信号を出力し、これを分周器３が
２分の１に分周して変調部１３および復調部２３に供給
するようになっている。また、ＯＳＣ２は、ローカル信
号Ｓ_LOの２分の１の周波数の発振信号Ｓ_OSC を出力し、
これを周波数逓倍回路４が２逓倍してローカル信号Ｓ _LO
に変調し周波数変換部１５，２５に供給するようになっ
ている。これらは、ＯＳＣ１，２の電波が外部に漏れる
のを防止する目的で、ＯＳＣ１，２の発振信号を直接回
路に投入しないように構成したものである。

【００３５】次に、図７を参照して、本実施の形態の特
徴部分である周波数逓倍回路４の具体的な回路構成につ
いて説明する。

【００３６】周波数逓倍回路４は、従来の回路と同様に
ミキサ部４１，差動部４２からなるギルバート・ミキサ
として構成されており、入力された発振信号Ｓ_OSC を信
号Ｓ１，Ｓ２の２つに分岐させ、これらを混合すること
により２逓倍してローカル信号Ｓ_LOとして出力するよう
になっている。また、周波数逓倍回路４では、入力部ａ
１−ａ２と入力部ｂ１−ｂ２に入力される２信号間に相
対位相差を与えるために、ミキサ部４１の前段で、どち
らか一方の信号の位相をずらす操作を行う回路部を設け
るようになっている。ここでは、そのような回路とし
て、コンデンサＣ３，Ｃ４および抵抗Ｒ３からなるラダ
−形のＲＣハイパスフィルタ（ＨＰＦ）５３が差動部４
２の前段に設けられている。周知のように、フィルタの
周波数特性は、回路構成に応じた通過帯域を有すると共
に位相変化を伴うことから、このＨＰＦ５３では、入力
信号Ｓ２が、位相遅れのある信号Ｓ２２に変換される。

【００３７】よって、発振信号Ｓ_OSC はこれと同一の入
力信号Ｓ１，Ｓ２に分岐され、さらに信号Ｓ１はミキサ
部４１の入力部ａ１−ａ２に平衡入力される。一方、信
号Ｓ２は、ＨＰＦ５３によって信号Ｓ２の位相を変化さ
せた（遅らせた）信号Ｓ２２に変換され、差動部４２を
介して入力部ｂ１−ｂ２に平衡入力される。

【００３８】また、差動部４２は、ミキサ部４１の入力
部ｂ１−ｂ２に対し信号入力（ここでは信号Ｓ２２）を
行う回路部であり、１つの差動トランジスタ対（Ｑ１，
Ｑ２）から構成されている。トランジスタＱ１，Ｑ２の
コレクタは、入力部ｂ１−ｂ２でもあるトランジスタ対
（Ｑ３，Ｑ４），（Ｑ５，Ｑ６）それぞれのエミッタに
結合されている。また、トランジスタＱ１，Ｑ２は、各
ベースが信号Ｓ２２の入力配線に平衡に接続され、エミ
ッタが定電流源を介して接地されている。なお、発振信
号Ｓ_OSC の入力端からミキサ部４１，差動部４２までの
各信号配線上には、ＤＣカット用のコンデンサＣ１〜Ｃ
４が設けられている。

【００３９】ミキサ部４１は、入力部ａ１−ａ２，入力
部ｂ１−ｂ２に入力される同一周波数の入力信号（ここ
では信号Ｓ１，Ｓ２２）を混合し、その２倍波を出力す
るための回路部であり、定電圧源ＶＣＣに対し交差結合
された２つの差動トランジスタ対（Ｑ３，Ｑ４），（Ｑ
５，Ｑ６）から構成されている。トランジスタＱ３，Ｑ
５のコレクタは負荷抵抗Ｒ１に結合され、トランジスタ
Ｑ４，Ｑ６のコレクタは負荷抵抗Ｒ２に結合されてい
る。また、トランジスタＱ４，Ｑ５のベースは入力部ａ
１−ａ２のうちａ１側端子に接続され、トランジスタＱ
３，Ｑ６のベースはａ２側端子に接続されている。

【００４０】ここでは、ミキサ部４１には、入力部ａ１
−ａ２，入力部ｂ１−ｂ２からそれぞれ信号Ｓ１，Ｓ２
２が入力される。信号Ｓ２２は、信号Ｓ１とは同一周波
数であるが互いに位相の異なる信号であり、その前段の
差動部４２の動作信号であることから、ミキサ部４１と
差動部４２の動作タイミングはずらされる。これによ
り、ミキサ部４１のトランジスタ対（Ｑ３，Ｑ４），
（Ｑ５，Ｑ６）は、いずれも入力電流を差動部４２のト
ランジスタＱ１，Ｑ２に制限されることが回避され、そ
の動作が有効に出力に寄与するようになる。

【００４１】このＨＰＦ５３は、コンデンサＣ３，Ｃ４
が、こうしたバランスミキサ回路の入力部に常套的に配
されるＤＣカットコンデンサを兼ねており、構成自体も
平易であることから、面積効率が高いという利点を有す
る。また、低域成分をカットする機能を備えているため
にノイズ低減も期待することができる。なお、ＨＰＦ５
３のカットオフ周波数ｆ_c は、信号Ｓ２の周波数近くに
設定するとよい。

【００４２】前述したように、出来るだけ大きな出力電
力を得るには、信号Ｓ１，Ｓ２２間に与える位相差は９
０°付近まで大きくすることが望ましい（図５参照）。
しかしながら、実際には、この周波数逓倍回路４の線形
動作領域でのコンバージョンゲインＣＧは、損失のため
に信号Ｓ１，Ｓ２２の相対位相差に比例して低下し、入
出力特性は図８に示したようになる。ただし、本実施の
形態においては、入力信号である発振信号Ｓ_OSC の信号
レベルは比較的高く、元々、線形動作領域を用いないこ
とから、ゲイン低下は問題とならない。寧ろ、ＨＰＦ５
３を設けることで、ゲイン低下と引き換えに位相差の寄
与分だけ最大出力電力Ｐ_omaxを引き上げることができ、
比較的信号レベルが高い動作領域における出力信号レベ
ルの向上を図ることができる。

【００４３】そこで、周波数逓倍回路４は、信号Ｓ２の
周波数（発振信号Ｓ_OSC の周波数）によって実現可能な
ＨＰＦ５３の構成、信号Ｓ１，Ｓ２２の位相差、見込ま
れる発振信号Ｓ_OSC の信号レベル等の兼ね合いを考慮し
て、ミキサ部４１が従来どおり信号Ｓ１，Ｓ２が入力さ
れる（位相差０°）ときに比べて大きな出力電力が得ら
れる動作領域で動作するよう、適宜に設計される。例え
ば、本実施の形態のように、送受信装置にて局部発振器
出力の逓倍に適用する場合には、信号Ｓ１，Ｓ２２間の
位相差を４５°〜６０°程度とする構成が主に用いられ
ることが考えられる。

【００４４】次に、高周波回路部１０、特に周波数逓倍
回路４の動作について説明する。

【００４５】送信系では、図６において、Ｉチャネルの
ベースバンド（ＢＢ）信号Ｓ_I がＬＰＦ１１に入力され
る。また、Ｑチャネルのベースバンド信号Ｓ_Q がＬＰＦ
１２に入力される。ＬＰＦ１１，１２は、入力された信
号Ｓ_I ，Ｓ_Q のうち所定周波数成分を変調部１３に出力
する。変調部１３は、ＬＰＦ１１，１２を介して入力さ
れた信号をＯＳＣ１からの発振信号と混合して変調し、
ＩＦ信号Ｓ_IFを出力する。ＢＰＦ１４は、ＩＦ信号Ｓ_IF
からノイズ成分を除去して周波数変調部１５に出力す
る。周波数変調部１５は、ＩＦ信号Ｓ_IFとＯＳＣ２から
の発振信号Ｓ_OSCを逓倍して得られるローカル信号Ｓ_LO
とを混合し、周波数ｆ_RFに周波数変換されたＲＦ信号Ｓ
_RFを出力する。パワーアンプ１６は、周波数変調部１５
からのＲＦ信号Ｓ_RFを増幅して出力する。

【００４６】こうして、送受信回路はＲＦ信号Ｓ_RFを高
周波の送信信号として出力する。この信号は、更に、ス
イッチ３１，ＢＰＦ３２を介してアンテナ３３に入力さ
れ、ここから出力される。

【００４７】受信系では、送信系とは逆の信号処理が行
われる。すなわち、アンテナ３３に入力された受信信号
が、ＢＰＦ３２，スイッチ３１を介し、ＲＦ信号Ｓ_RFと
してＬＮＡ２６に出力される。ＬＮＡ２６は、ＲＦ信号
Ｓ_RFを増幅して周波数変換部２５に出力する。周波数変
換部２５は、ＲＦ信号Ｓ_RFとＯＳＣ２からの発振信号Ｓ
_OSC を逓倍して得られるローカル信号Ｓ_LOとを混合し、
周波数ｆ_IFに周波数変換されたＩＦ信号Ｓ_IFを出力す
る。ＢＰＦ２４は、ＩＦ信号Ｓ_IFからノイズ成分を除去
して復調部２３に出力する。復調部１３は、ＩＦ信号Ｓ
_IFをＯＳＣ１からの発振信号と混合して復調し、ＬＰＦ
２１に出力する。ＬＰＦ２１は、復調信号のうち所定周
波数成分を出力する。

【００４８】ここで、ＯＳＣ２の発振信号Ｓ_OSC は、周
波数逓倍回路４によって２逓倍されローカル信号Ｓ_LOと
して周波数変換部１５，２５に出力される。なお、この
発振信号Ｓ_OSC は信号レベルが高く、周波数逓倍回路４
の各トランジスタＱ１〜Ｑ６は、通常の飽和領域で動作
するものとする。

【００４９】周波数逓倍回路４では、入力された発振信
号Ｓ_OSC が２つに分岐され、一方は信号Ｓ１としてミキ
サ部４１に、もう一方は信号Ｓ２としてＨＰＦ５３に入
力される。ＨＰＦ５３は、入力された信号Ｓ２を位相変
化（遅れ）のある信号に変換し、信号Ｓ１との間に位相
差を有する信号Ｓ２２として差動部４２へ出力する。差
動部４２は、トランジスタＱ１，Ｑ２にベース入力され
た信号Ｓ２２を差動増幅して、コレクタ電流としてミキ
サ部４１の入力部ｂ１−ｂ２へ出力する。なお、このと
きトランジスタ対（Ｑ１，Ｑ２）は、飽和領域動作、つ
まりＯＮ／ＯＦＦのスイッチング動作を行う。ミキサ部
４１は、トランジスタＱ３〜Ｑ６に対し、入力部ａ１−
ａ２からベース入力される信号Ｓ１と、入力部ｂ１−ｂ
２からエミッタ入力される信号Ｓ２２とを混合し、周波
数変調を行うことで、発振信号Ｓ _OSC の２倍波をローカ
ル信号Ｓ_LOとして出力する。

【００５０】その際、入力される信号Ｓ１，Ｓ２２に位
相差があるために、ミキサ部４１とその前段の差動部４
２とでは、動作タイミングがずれる。これにより、ミキ
サ部４１のトランジスタ対（Ｑ３，Ｑ４），（Ｑ５，Ｑ
６）はいずれも、入力電流を差動部４２のトランジスタ
対（Ｑ１，Ｑ２）のＯＮ／ＯＦＦ動作によって制限され
ることが回避され、差動状態を保つことができるように
なる。トランジスタ対（Ｑ３，Ｑ４），（Ｑ５，Ｑ６）
の動作が有効に出力に寄与するようになる。

【００５１】よって、周波数逓倍回路４の出力電力は増
大し、その効率が向上する。結果、この周波数逓倍回路
４においては、所定のローカル信号Ｓ_LO出力に対する消
費電流が少なくて済む、あるいは、より高い信号レベル
のローカル信号Ｓ_LOを出力することができるという利点
が生じる。また、高周波回路部１０においては、この周
波数逓倍回路４は信号源であるから、回路全体の消費電
流が抑制されることとなる。

【００５２】以上説明したように本実施の形態における
周波数逓倍回路４では、入力された発振信号Ｓ_OSC を分
岐させて信号Ｓ１，Ｓ２に分け、信号Ｓ１をミキサ部４
１に入力すると共に、信号Ｓ２をＨＰＦ５３により位相
変化させて信号Ｓ２２に変換し、この信号Ｓ２２を差動
部４２を介してミキサ部４１に入力するようにしたの
で、ミキサ部４１は、信号Ｓ１，Ｓ２２間に生じる位相
差によって差動部４２との動作タイミングがずれ、トラ
ンジスタ対（Ｑ３，Ｑ４），（Ｑ５，Ｑ６）の差動状態
が保たれる。従って、その出力電力を増大させ、効率を
向上させることができる。換言すると、大きな消費電流
を必要とせずに所定の信号レベルの出力を得ることが可
能であり、また同時に、出力信号レベルを向上させるこ
とも可能である。

【００５３】また、本実施の形態における送受信装置で
は、発振信号Ｓ_OSC からローカル信号Ｓ_LOを得、周波数
変調部１５，２５に出力するために、ＯＳＣ２の次段に
この周波数逓倍回路４を設けるようにしたので、大きな
消費電流を必要とせずに高い信号レベルのローカル信号
Ｓ_LOが得られると共に、全体の消費電流を低減させるこ
とができる。

【００５４】［変形例］次に、図７に示した周波数逓倍
回路４の変形例について説明する。なお、以下で説明す
る変形例は、図７に示した回路例と構成が部分的に異な
っているのみであり、回路全体の作用、動作は、基本的
に同様である。

【００５５】図９は、周波数逓倍回路４の第１の変形例
を示している。この変形例では、入力部ａ１−ａ２の前
段にＨＰＦ６３が設けられている。ＨＰＦ６３は、コン
デンサＣ１，Ｃ２および抵抗Ｒ４によって、ＨＰＦ５３
と同様に構成されている。本変形例では、ＨＰＦ６３
が、信号Ｓ１を位相変化（遅れ）のある信号Ｓ１２に変
換して出力するので、ミキサ部４１に対する入力信号Ｓ
１２，Ｓ２の間に位相差が発生する。ミキサ部４１とそ
の前段の差動部４２は、動作信号である信号Ｓ１２，Ｓ
２の位相ずれによって動作タイミングがずれる。

【００５６】なお、このように、ここではミキサ部４１
とその前段の差動部４２との動作タイミングをずらすこ
とが肝要であって、そのためには、ミキサ部４１に入力
される２信号に与えられる位相差は相対的なものであれ
ばよい。

【００５７】図１０は、周波数逓倍回路４の第２の変形
例を示している。この変形例では、信号Ｓ２が入力され
る差動部４２の前段に、ＬＰＦ７３が設けられている。
ＬＰＦ７３は、抵抗Ｒ５，Ｒ６およびコンデンサＣ５に
よって構成されている。すなわち、本変形例では、ＬＰ
Ｆ７３が、信号Ｓ２を位相変化（進み）のある信号Ｓ２
２に変換して出力するので、ミキサ部４１に対する入力
信号Ｓ１，Ｓ２２の間に位相差が発生する。

【００５８】図１１は、周波数逓倍回路４の第３の変形
例を示している。この変形例では、信号Ｓ１が入力され
る入力部ａ１−ａ２の前段に、ＬＰＦ８３が設けられて
いる。ＬＰＦ８３は、抵抗Ｒ７，Ｒ８およびコンデンサ
Ｃ６によって、ＬＰＦ７３と同様に構成されている。す
なわち、本変形例では、ＬＰＦ８３が、信号Ｓ１を位相
変化（進み）のある信号Ｓ１２に変換して出力するの
で、ミキサ部４１に対する入力信号Ｓ１２，Ｓ２の間に
位相差が発生する。

【００５９】図１２は、周波数逓倍回路４の第４の変形
例を示している。差動部４２は、高域側でゲインが低下
する周波数特性を有している。本変形例は、この差動部
４２における減衰域を低域側にずらし、これをＬＰＦと
して利用するようにしたものである。ここでは、差動部
４２は、ＬＰＦとして機能するに十分な程度までセルサ
イズが大きなトランジスタＱ１１，Ｑ１２から構成され
る。すなわち、トランジスタＱ１１，Ｑ１２は、差動部
４２に通常用いられるトランジスタＱ１，Ｑ２に比べ
て、エミッタ長を長くしたものとなっている。これは、
例えば、こうした回路に通常用いられるトランジスタを
複数個結合させて実現することができる。そのセルサイ
ズは任意であるが、例えばトランジスタＱ３〜Ｑ６より
も大きくすることを１つの目安として選ぶとよく、結合
個数が２，３個であってもよい。この回路は、従来と同
等の素子数で構成することができるという利点を有して
いる。本変形例においては、差動部４２において信号Ｓ
２が位相変化（進み）のある信号Ｓ２２に変換されて出
力されることにより、ミキサ部４１に対する入力信号Ｓ
１，Ｓ２２の間に位相差が発生する。

【００６０】図１３は、周波数逓倍回路４の第５の変形
例を示している。この変形例では、差動部４２とミキサ
部４１との間にコンデンサＣ７が設けられている。この
ように配されたコンデンサＣ７は、一種のＬＰＦであ
り、信号Ｓ２を位相変化（進み）のある信号Ｓ２２に変
換するものである。これにより、ミキサ部４１に対する
入力信号Ｓ１，Ｓ２２の間に相対位相差が発生する。

【００６１】この周波数逓倍回路の具体的な性能データ
をシミュレーションによって示す。以下の条件を用い
て、本変形例（Ｃ７有り）と従来例（Ｃ７無し）それぞ
れの場合について入出力特性を調べた。なお、ここで
は、信号Ｓ１は、ミキサ部４１のトランジスタＱ３〜Ｑ
６のベース電圧、信号Ｓ２，Ｓ２２はエミッタ電流に相
当するものとし、それぞれの位相を比較して位相差を求
めている。

【００６２】入力周波数…１ＧＨｚ 出力周波数…２ＧＨｚ Ｖｃｃ＝２．８Ｖ Ｉｃｃ＝２ｍＡ

【００６３】図１４にシミュレーション結果を示す。入
力信号レベルが高い動作領域では、従来例に対し、本変
形例は高い出力信号レベルを示す。例えば、入力信号レ
ベル−１０ｄＢｍ（図１４の矢印の位置）のとき、 （本変形例） 出力信号レベルＰ_out … −１６．７ｄＢｍ 入力信号Ｓ１，Ｓ２２の位相差 … ４３．５° （従来例） 出力信号レベルＰ_out … −２１．９ｄＢｍ 入力信号Ｓ１，Ｓ２の位相差 … ２．７° となる。

【００６４】これにより、本周波数逓倍回路では、コン
デンサＣ７を挿入して入力信号Ｓ１，Ｓ２間に位相差を
与えるために、従来よりも出力電力Ｐ_out が高くなるこ
とがわかる。

【００６５】次に、以上に説明した周波数逓倍回路４お
よびその変形例が組み合わせられた応用例について説明
する。

【００６６】［応用例］図１５は、第１の応用例に係る
周波数逓倍回路の構成を示している。この応用例は、入
力部ａ１−ａ２の前段にＬＰＦ８３が、差動部４２の前
段にＨＰＦ５３がそれぞれ設けられたものである。これ
により、信号Ｓ１は位相が進んだ信号Ｓ１２に変換さ
れ、信号Ｓ２は位相が遅れた信号Ｓ２２に変換され、ミ
キサ部４１に入力される信号Ｓ１２，Ｓ２２間に相対位
相差が発生する。

【００６７】実施の形態および変形例のように、位相差
発生手段４３がＬＰＦまたはＨＰＦ単体の場合には、実
際に回路を構築する際の条件を考慮すると、発生可能な
位相ずれは４５°程度までと想定される。これに対し、
本応用例では、信号Ｓ１，Ｓ２の位相を同時に逆方向に
ずらすことにより、より相対位相差を広げることができ
る。また、相対位相差９０°を実現することが可能であ
り、位相差の寄与による出力信号レベルの増分を最大に
まで引き上げることができる。

【００６８】ただし、相対位相差を９０°近辺まで大き
くすることができるのは、先に実施の形態で示したよう
に（図８）、回路がかなり大きな電力を扱う場合に限ら
れる。例えば、出力の大きな外付け発振器の逓倍段とし
て用いる場合などがそれにあたる。

【００６９】図１６は、第２の応用例に係る周波数逓倍
回路の構成を示している。この応用例は、上記第１の応
用例とは逆に、入力部ａ１−ａ２の前段にＨＰＦ６３
が、差動部４２の前段にＬＰＦ７３がそれぞれ設けられ
たものである。これにより、信号Ｓ１は位相が遅れた信
号Ｓ１２に変換され、信号Ｓ２は位相が進んだ信号Ｓ２
２に変換され、ミキサ部４１に入力される信号Ｓ１２，
Ｓ２２間に相対位相差が発生する。本応用例において
も、信号Ｓ１，Ｓ２の位相を同時に逆方向にずらすこと
で、より相対位相差を広げることができると共に、相対
位相差９０°を実現することが可能である。

【００７０】図１７は、第３の応用例に係る周波数逓倍
回路の構成を示している。この応用例は、上記第２の応
用例におけるＬＰＦ７３を、同じく信号Ｓ２の入力経路
上に設けられるＬＰＦとしての機能を有する他の回路要
素で替えたものである。ここでは、差動部４２のトラン
ジスタＱ１１，Ｑ１２がそれにあたる。これにより、信
号Ｓ１は位相が遅れた信号Ｓ１２に変換され、信号Ｓ２
は位相が進んだ信号Ｓ２２に変換され、ミキサ部４１に
入力される信号Ｓ１２，Ｓ２２間に相対位相差が発生す
る。この場合も、信号Ｓ１，Ｓ２の位相を同時に逆方向
にずらすことで、より相対位相差を広げることができる
と共に、相対位相差９０°を実現することも可能であ
る。

【００７１】図１８は、第４の応用例に係る周波数逓倍
回路の構成を示している。この応用例では、上記第２の
応用例におけるＬＰＦ７３に替えて、コンデンサＣ７が
設けられている。これにより、信号Ｓ１は位相が遅れた
信号Ｓ１２に変換され、信号Ｓ２は位相が進んだ信号Ｓ
２２に変換され、ミキサ部４１に入力される信号Ｓ１
２，Ｓ２２間に相対位相差が発生する。この場合も、信
号Ｓ１，Ｓ２の位相を同時に逆方向にずらすことで、よ
り相対位相差を広げることができると共に、相対位相差
９０°を実現することも可能である。

【００７２】以上に示した変形例および応用例のうちい
ずれの構成を採用するかは、回路に要求される入力およ
び出力信号レベル、発生させるべき位相差などとの兼ね
合いによって適宜に決定される。また、変形例同士を組
み合わせた構成は他にも考えられ、そうした回路を用い
てもよい。

【００７３】なお、本発明は、上記実施の形態に限定さ
れず種々の変形実施が可能である。例えば、上記実施の
形態では、周波数逓倍回路の基本構成にバイポーラトラ
ンジスタを用いるようにしたが、本発明の周波数逓倍回
路は、基本構成がギルバート形バランスミキサであれば
よく、ＭＯＳ−ＦＥＴなどの素子で構成されていても構
わないのは勿論である。

【００７４】また、本発明の周波数逓倍回路は、無線通
信システムの送受信回路における局部発振器出力の逓倍
段に限定されず、所定周波数の入力信号を２逓倍する回
路として広く適用することができる。

【００７５】更に、本発明の送受信装置は、図６に示し
た構成に限定されず、ＲＦ帯を利用した種々の無線通信
システムにおける送受信装置に対し適用可能である。ま
た、送信系または受信系のみからなる通信システムに対
しても適用可能である。

【００７６】

【発明の効果】以上説明したように、請求項１ないし８
のいずれか１項に記載の周波数逓倍回路によれば、ミキ
サ部の第１および第２の入力部の少なくとも一方の前段
に、各々に入力される第１および第２の入力信号間に相
対位相差を与える位相差発生手段を設けるようにしたの
で、ミキサ部は、その前段に設けられる他の回路部との
動作タイミングがずれ、他の回路部、例えばミキサ部の
前段に設けられる差動部からの動作制限の影響が低減さ
れる。よって、ミキサ部の差動対の動作が有効に出力に
寄与するようになり、出力電力を増大させ、効率を向上
させることが可能となる。これにより、大きな消費電流
を必要とせずに、所望の出力レベルまたは従来以上の信
号レベルの出力を得ることが可能であり、例えば、発振
器出力の逓倍段に用いて、その回路系全体の消費電流を
低減させることが可能となる。

【００７７】また、請求項３または４に記載の周波数逓
倍回路によれば、位相差発生手段としてＲＣフィルタを
設けるようにしたので、簡易な構成で入力信号の位相を
変化させることができる。特に、ＲＣフィルタがハイパ
スフィルタである場合には、同時に、信号に含まれる低
域成分を除去することができる。

【００７８】また、請求項５記載の周波数逓倍回路によ
れば、位相差発生手段として、第１の入力部の前段にＲ
ＣハイパスフィルタおよびＲＣロウパスフィルタの一方
を設けると共に、差動部の前段に他方を設けるようにし
たので、第１および第２の入力信号は互いに逆方向に位
相がずらされ、信号の一方の位相をずらす場合よりも大
きな相対位相差を発生させることができる。また、相対
位相差を９０°まで広げることができ、位相差にる出力
電力の増分を最大となるまで引き上げることができる。

【００７９】また、請求項７記載の周波数逓倍回路によ
れば、位相差発生手段として、差動部に、ミキサ部を構
成するものよりもセルサイズの大きなトランジスタを設
けるようにしたので、従来の回路からトランジスタサイ
ズのみを変更すればよく、素子点数を増やさずに済み、
極めて簡易に構成することができる。

【００８０】また、請求項９に記載の送受信装置によれ
ば、本発明の周波数逓倍回路を局部発振器の次段に設け
るようにしたので、大きな消費電流を必要とせずに高い
信号レベルの局部発振信号を供給することが可能であ
り、回路系全体の消費電流を低減させることが可能とな
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の周波数逓倍回路の基本的な構成を説明
するための概念図である。

【図２】本発明の周波数逓倍回路における基本的な作用
効果を説明するためのシュミレーション回路を示す回路
図である。

【図３】図２に示した回路によるシュミレーションから
得られた飽和領域における入力信号間の相対位相差に対
する出力信号レベルを示す特性図である。

【図４】図２に示した回路によるシュミレーションから
得られた非飽和領域における入力信号間の相対位相差に
対する出力信号レベルを示す特性図である。

【図５】図２に示した回路における入力信号レベルに対
する出力信号レベルを示す特性図である。

【図６】本発明の一実施の形態に係る送受信回路の構成
を示すブロック図である。

【図７】本発明の一実施の形態に係る周波数逓倍回路の
具体的な構成を示す回路図である。

【図８】図７に示した周波数逓倍回路における入力信号
レベルに対する出力信号レベルを示す特性図である。

【図９】図７に示した周波数逓倍回路に対する第１の変
形例を示す回路図である。

【図１０】図７に示した周波数逓倍回路に対する第２の
変形例を示す回路図である。

【図１１】図７に示した周波数逓倍回路に対する第３の
変形例を示す回路図である。

【図１２】図７に示した周波数逓倍回路に対する第４の
変形例を示す回路図である。

【図１３】図７に示した周波数逓倍回路に対する第５の
変形例を示す回路図である。

【図１４】図１３に示した周波数逓倍回路の特性のシュ
ミレーション結果を示す特性図である。

【図１５】図７および図１０に示した周波数逓倍回路に
対する応用例を示す回路図である。

【図１６】図８および図９に示した周波数逓倍回路に対
する応用例を示す回路図である。

【図１７】図１６に示した周波数逓倍回路に対する応用
例を示す回路図である。

【図１８】図１６に示した周波数逓倍回路に対する応用
例を示す回路図である。

【図１９】従来の送受信装置における局部発振器からの
回り込みの原理を説明するための図である。

【図２０】従来の周波数逓倍回路の構成を示す回路図で
ある。

【符号の説明】

１，２…局部発振器、３…分周器、４…周波数逓倍回
路、１０…高周波回路部、１１，１２，２１…ＬＰＦ
（ローパス・フィルタ）、１３…変調部、１４，２４…
ＢＰＦ（バンドパス・フィルタ）、１５，２５…周波数
変換部、１６…ＰＡ（パワーアンプ）、２６…ＬＮＡ
（ロウノイズアンプ）、３１…スイッチ、３２…ＢＰ
Ｆ、３３…アンテナ、４１…ミキサ部、４２…差動部、
５３，６３…ＨＰＦ（ロウパスフィルタ）、７３，８３
…ＬＰＦ（ハイパスフィルタ）、ａ１−ａ２，ｂ１−ｂ
２…入力部、Ｑ１〜Ｑ６，Ｑ１１，Ｑ１２…トランジス
タ、Ｒ１〜Ｒ７…抵抗、Ｃ１〜Ｃ７…コンデンサ、Ｓ
_OSC …局部発振器出力、Ｓ１，Ｓ１２，Ｓ２，Ｓ２２…
入力信号、Ｓ_LO…ローカル信号、Ｓ_IF…ＩＦ（中間周波
数）信号、Ｓ_RF…ＲＦ（無線周波数）信号。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 坪田 英俊 神奈川県川崎市高津区坂戸３丁目２番１号 アールエフ・チップス・テクノロジー株 式会社内 (72)発明者 小日向 宏一 神奈川県川崎市高津区坂戸３丁目２番１号 アールエフ・チップス・テクノロジー株 式会社内 Ｆターム(参考） 5K011 DA06 JA01 KA03

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 同一周波数の第１および第２の入力信号
   を混合し、周波数を２倍に変調して出力する周波数逓倍
   回路であって、 交差結合された２つの差動対により構成されると共に、
   前記第１の入力信号が入力される第１の入力部、および
   前記第２の入力信号が入力される第２の入力部を有する
   ミキサ部と、 前記第１および第２の入力部の少なくとも一方の前段に
   設けられ、前記第１および第２の入力信号の間に相対位
   相差を与える位相差発生手段とを備えたことを特徴とす
   る周波数逓倍回路。
2. 【請求項２】 前記第２の入力部の前段に設けられ、前
   記ミキサ部と共にギルバートセル形ダブルバランスミキ
   サを構成する差動部をさらに備え、 前記第２の入力信号は、前記差動部を介して前記第２の
   入力部に入力されるようになされていることを特徴とす
   る請求項１記載の周波数逓倍回路。
3. 【請求項３】 前記位相差発生手段として、少なくと
   も、前記ミキサ部の第１の入力部の前段にＲＣフィルタ
   が設けられていることを特徴とする請求項１または２に
   記載の周波数逓倍回路。
4. 【請求項４】 前記位相差発生手段として、前記差動部
   の前段にＲＣフィルタが設けられていることを特徴とす
   る請求項２または３に記載の周波数逓倍回路。
5. 【請求項５】 前記位相差発生手段として、前記ミキサ
   部の第１の入力部の前段にＲＣハイパスフィルタおよび
   ＲＣロウパスフィルタの一方が設けられると共に、前記
   差動部の前段に他方が設けられていることを特徴とする
   請求項２記載の周波数逓倍回路。
6. 【請求項６】 前記位相差発生手段として、前記ミキサ
   部の第２の入力部と前記差動部との間に容量素子が設け
   られていることを特徴とする請求項２または３に記載の
   周波数逓倍回路。
7. 【請求項７】 前記位相差発生手段として、前記差動部
   に、前記ミキサ部を構成するトランジスタより大きなセ
   ルサイズのトランジスタが設けられていることを特徴と
   する請求項２または３に記載の周波数逓倍回路。
8. 【請求項８】 前記位相差発生手段は、前記ミキサ部が
   前記第１および第２の入力信号の相対位相差が０°のと
   きよりも大きな出力電力が得られる動作領域で動作する
   ような相対位相差を与えるように構成されていることを
   特徴とする請求項１ないし７のいずれか一項に記載の周
   波数逓倍回路。
9. 【請求項９】 送信信号および受信信号の送受信を行う
   送受信回路部、局部発振信号源となる局部発振器、なら
   びに、前記局部発信器からの信号を同一周波数の第１お
   よび第２の入力信号に分けて混合し、その２倍波を前記
   送受信回路部に出力する周波数逓倍回路を含んで構成さ
   れた送受信装置であって、 前記周波数逓倍回路が、 交差結合された２つの差動対により構成されると共に、
   前記第１の入力信号が入力される第１の入力部、および
   前記第２の入力信号が入力される第２の入力部を有する
   ミキサ部と、 前記第１および第２の入力部の少なくとも一方の前段に
   設けられ、前記第１および第２の入力信号間に相対位相
   差を与える位相差発生手段とを備えて構成されているこ
   とを特徴とする送受信装置。